JP4918250B2 - Inverter device having inverter circuit protection means and control method thereof - Google Patents
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Description
本発明は、インバータ回路保護手段を有するインバータ装置およびインバータ制御方法に関する。 The present invention relates to an inverter device having an inverter circuit protection means and an inverter control method.
従来、誘導加熱装置のような共振回路を負荷に持つインバータ装置において、インバータ回路の発振周波数の制御には、一般的にPLL(Phase Locked Loop)が用いられている。PLLは、位相比較回路と、ローパスフィルタと、VCO(Voltage Controled Oscilator)とから成るものである。インバータ回路の発振周波数の制御においては、例えば、自動車部品工場等で用いられる焼入れ装置等の高周波誘導加熱装置では、数kHzから約400kHz程度の幅の発振周波数を制御する必要がある。また、1つのラインでサイズが異なる部品の加工、処理を行う際には、高周波誘導加熱装置の加熱コイルを交換する必要があり、共振負荷の共振周波数もその都度変化する。 Conventionally, in an inverter device having a resonance circuit such as an induction heating device as a load, a PLL (Phase Locked Loop) is generally used for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit. The PLL is composed of a phase comparison circuit, a low-pass filter, and a VCO (Voltage Controlled Oscillator). In controlling the oscillation frequency of the inverter circuit, for example, in a high frequency induction heating apparatus such as a quenching apparatus used in an automobile parts factory or the like, it is necessary to control an oscillation frequency having a width of about several kHz to about 400 kHz. In addition, when processing and processing parts having different sizes in one line, it is necessary to replace the heating coil of the high-frequency induction heating device, and the resonance frequency of the resonance load changes each time.
このように共振周波数が変化すると、ローパスフィルタを用いたPLLにおいては、ローパスフィルタが、負荷の共振周波数に応じた周波数特性を必要とするので、ローパスフィルタの遮断周波数の存在が問題となる。また、位相比較回路(Ex−OR型)とローパスフィルタを通るために、発振周波数が共振周波数のn倍や1/n倍の値へと誤って収束してしまう可能性がある。そのため、ローパスフィルタを用いたPLLにおいては、制御可能な周波数の範囲が限られている。したがって、従来のPLLでは、発振周波数を広い帯域にわたって制御することが困難である。また、負荷の共振周波数がその温度特性などの要因で変化した場合の対応も難しい。そして、制御できる発振周波数の帯域が狭いと、1つの制御装置で対応できる周波数範囲が狭くなるので、場合によっては複数の制御装置が必要になってしまう。 When the resonance frequency changes in this way, in the PLL using the low-pass filter, the low-pass filter requires frequency characteristics corresponding to the resonance frequency of the load, and therefore the existence of the cutoff frequency of the low-pass filter becomes a problem. Further, since the oscillation frequency passes through the phase comparison circuit (Ex-OR type) and the low-pass filter, the oscillation frequency may converge to a value that is n times or 1 / n times the resonance frequency. Therefore, in the PLL using the low-pass filter, the controllable frequency range is limited. Therefore, in the conventional PLL, it is difficult to control the oscillation frequency over a wide band. It is also difficult to cope with the case where the resonance frequency of the load changes due to factors such as temperature characteristics. If the oscillation frequency band that can be controlled is narrow, the frequency range that can be handled by a single control device is narrowed. Therefore, in some cases, a plurality of control devices are required.
なお、前述のようなアナログ処理を行うPLL回路を用いないでインバータ回路の発振周波数を制御する方法が、特許文献1に開示されている。しかしながら、特許文献1は、誘導加熱調理器に関するものであり、一般的に誘導加熱調理器では、広い帯域にわたって発振周波数を制御する必要はない。特許文献1では、段落番号0006にあるように、25〜27kHz±2kHzといった幅の周波数を制御できればよい。したがって、特許文献1では、発振周波数制御の広帯域化は予定されておらず、広帯域化を実現するための構成も開示されていない。
A method for controlling the oscillation frequency of an inverter circuit without using a PLL circuit that performs analog processing as described above is disclosed in
また、コイル、加熱対象、コイルまでの経路で電気的に短絡があった場合、焼入れ装置では品質(硬化層のパターンなど)に影響が及ぶ場合やコイルが溶断するおそれがある。従来のローパスフィルタを用いたPLLにおいては、このような状況に対してインバータ回路を保護するために、フィルタから出力されVCOに入力される信号に上下限値を設けて監視している。そして、この信号が、許容範囲として設定された上下限値から逸脱した場合には、インバータ回路を停止させている。しかしながら、ローパスフィルタ通過後の信号を検出して監視するため、検出に遅れを生じて、インバータ回路が破壊されてしまうことがある。また、ローパスフィルタの存在によって、負荷の共振周波数がその温度特性などの要因で変化する場合への適応も困難になる。
上記問題に鑑みて、例えば、自動車部品工場等で用いられる焼入れ装置等の高周波誘導加熱装置のように、広帯域の発振周波数を制御する必要のあるインバータ装置において、インバータ回路の発振周波数を広帯域で制御可能にすることが求められている。また、このような広帯域で制御可能なインバータ装置において、インバータ回路を保護するために、従来よりも早く異常を検知して、インバータ回路を停止させることが求められている。インバータ回路の発振周波数を広帯域で制御することが必要な工業用の誘導加熱装置においては、このような保護装置が特に求められている。 In view of the above problems, for example, in an inverter device that needs to control a broadband oscillation frequency, such as a high-frequency induction heating device such as a quenching device used in an automobile parts factory, etc., the oscillation frequency of the inverter circuit is controlled in a wide band. There is a need to make it possible. Further, in such an inverter device that can be controlled in a wide band, in order to protect the inverter circuit, it is required to detect an abnormality earlier than before and stop the inverter circuit. Such a protective device is particularly required for an industrial induction heating apparatus that needs to control the oscillation frequency of the inverter circuit in a wide band.
本発明にかかる装置は、共振回路を構成する負荷と、スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出手段と、前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換手段と、前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、この周期指示値を出力する発振周期演算手段と、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、この駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段と、前記位相角変換手段によって変換された位相角値と予め設定された監視位相角値とを比較して、この位相角値がこの監視位相角値として許容された範囲外の値であるときには、位相角異常検知信号を前記インバータ駆動信号生成手段に出力する位相角監視手段とを備えることができる。また、 前記インバータ駆動信号生成手段は、前記位相角監視手段から位相角異常検知信号を取得したときは、前記インバータ回路を停止させるように構成することができる。 An apparatus according to the present invention includes a load that constitutes a resonance circuit, an inverter circuit that includes a switching element and supplies high frequency power to the load, and a time difference in phase between a voltage applied to the load and a current flowing through the load. A time difference detection means for detecting a value representing the time difference, a phase angle conversion means for converting the value representing the time difference into a phase angle value, and obtaining a difference between the phase angle value and a preset phase angle command value, The difference instruction is used to calculate a cycle instruction value that determines the period of the oscillation frequency of the inverter circuit, and to output the cycle instruction value, to obtain the period instruction value, and to obtain the cycle instruction value of the switching element of the inverter circuit An inverter drive signal for controlling on / off is generated based on the cycle instruction value, and an inverter drive signal generating means for outputting the drive signal to the inverter circuit; When the phase angle value converted by the phase angle converting means is compared with a preset monitoring phase angle value and the phase angle value is outside the range allowed as the monitoring phase angle value, the phase Phase angle monitoring means for outputting an angle abnormality detection signal to the inverter drive signal generation means. Further, the inverter drive signal generation means can be configured to stop the inverter circuit when the phase angle abnormality detection signal is acquired from the phase angle monitoring means.
また、前記位相角変換手段は、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算手段と、前記時間差検出手段によって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算手段とを備えることができる。 Further, the phase angle conversion means is a multiplication that multiplies a reciprocal number calculating means for calculating a reciprocal number of the period based on the cycle indication value, a value representing the time difference detected by the time difference detecting means and the reciprocal number of the period. Means.
前記発振周期演算手段によって演算された前記周期指示値と予め設定された監視周期指示値とを比較して、この周期指示値がこの監視周期指示値として許容された範囲外の値であるときには、周期指示値異常検知信号を前記インバータ駆動信号生成手段に出力する周期指示値監視手段を備えることができる。また、前記インバータ駆動信号生成手段は、前記周期指示値監視手段から周期指示値異常検知信号を取得したときは、前記インバータ回路を停止させるように構成することができる。 Comparing the cycle indication value calculated by the oscillation cycle calculation means with a preset monitoring cycle indication value, when the cycle indication value is outside the range allowed as the monitoring cycle indication value, Period indication value monitoring means for outputting a period indication value abnormality detection signal to the inverter drive signal generation means can be provided. Further, the inverter drive signal generation means can be configured to stop the inverter circuit when a period instruction value abnormality detection signal is acquired from the period instruction value monitoring means.
また、本発明装置においては、前記共振回路が直列共振回路であってよい。このとき、電圧型インバータ装置において前記負荷に流れる電流を検出して、この電流の波形の正負に応じて2値化した電流2値化信号を前記時間差検出手段に与える電流検出手段を備えるように本発明装置を構成することができる。 In the device of the present invention, the resonance circuit may be a series resonance circuit. At this time, the voltage type inverter device includes a current detection unit that detects a current flowing through the load and applies a binarized current signal to the time difference detection unit in accordance with the sign of the current waveform. The device of the present invention can be configured.
また、本発明装置においては、前記共振回路が並列共振回路であってよい。このとき、電流型インバータ装置において前記負荷に印加される電圧を検出して、この電圧の波形の正負に応じて2値化した電圧2値化信号を前記時間差検出手段に与える電圧検出手段を備えるように本発明装置を構成することができる。 In the device of the present invention, the resonance circuit may be a parallel resonance circuit. At this time, a voltage detection unit is provided that detects a voltage applied to the load in the current type inverter device and applies a binarized voltage signal to the time difference detection unit in accordance with the polarity of the waveform of the voltage. Thus, the device of the present invention can be configured.
さらに、本発明によれば、前記インバータ駆動信号生成手段が、所定周波数のクロック信号をカウントするカウント手段を備えることができ、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数がリセットされ、目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するように本発明装置を構成することができる。 Further, according to the present invention, the inverter drive signal generating means can comprise counting means for counting clock signals having a predetermined frequency, and the counting means can achieve the clock count up to a target count number indicated by the cycle indication value. Each time the signal is counted, the count number is reset, and the device of the present invention can be configured to generate the inverter drive signal based on the time obtained by counting to the target count number.
また、本発明は、以下のような特徴を有するインバータ制御方法を提供する。本発明に係る方法は、共振回路を構成する負荷と、スイッチング素子を備え前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路とを備えるインバータ装置において、前記インバータ回路の発振周波数を制御するインバータ制御方法であって、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出ステップと、前記時間差を表す値を位相角値に変換する位相角変換ステップと、前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、この周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、この駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップと 前記位相角変換ステップで変換された位相角値と予め設定された監視位相角値とを比較して、この位相角値がこの監視位相角値として許容された範囲外の値であるときには、位相角異常検知信号を出力する位相角監視ステップと、この位相角異常検知信号を取得して、インバータ回路を停止させるインバータ停止ステップとを含むことができる。 The present invention also provides an inverter control method having the following characteristics. A method according to the present invention is an inverter control method for controlling an oscillation frequency of the inverter circuit in an inverter device including a load that configures a resonance circuit and an inverter circuit that includes a switching element and supplies high-frequency power to the load. A time difference detecting step of detecting a value representing a time difference in phase between a voltage applied to the load and a current flowing in the load, a phase angle converting step of converting the value representing the time difference into a phase angle value, An oscillation period calculating step for obtaining a difference between a phase angle value and a preset phase angle command value, calculating a period instruction value for determining a period of the oscillation frequency using the difference, and outputting the period instruction value And acquiring the cycle instruction value, an inverter drive signal for controlling on / off of the switching element of the inverter circuit, the cycle instruction value An inverter drive signal generation step for generating the output signal to the inverter circuit, and comparing the phase angle value converted in the phase angle conversion step with a preset monitoring phase angle value, When the angle value is out of the allowable range as the monitoring phase angle value, the phase angle monitoring step for outputting the phase angle abnormality detection signal and the phase angle abnormality detection signal are acquired, and the inverter circuit is stopped. An inverter stop step.
また、前記位相角変換ステップは、前記周期指示値に基づいて、周期の逆数を演算する逆数演算ステップと、前記時間差検出ステップによって検出される時間差を表す値と前記周期の逆数とを乗算する乗算ステップとを含むことができる。 Further, the phase angle conversion step includes a reciprocal calculation step for calculating a reciprocal of the cycle based on the cycle indication value, and a multiplication for multiplying a value representing the time difference detected by the time difference detection step by the reciprocal of the cycle. Steps.
また、前記発振周期演算ステップで演算された前記周期指示値と予め設定された監視周期指示値とを比較して、この周期指示値がこの監視周期指示値として許容された範囲外の値であるときには、周期指示値異常検知信号を出力する周期指示値監視ステップを備えることができ、前記インバータ停止ステップは、前記周期指示値異常検知信号を取得して、前記インバータ回路を停止させることを含むことができる。 Further, the cycle indication value calculated in the oscillation cycle calculation step is compared with a preset monitoring cycle indication value, and this cycle indication value is a value outside the range allowed as the monitoring cycle indication value. In some cases, a cycle indication value monitoring step for outputting a cycle indication value abnormality detection signal can be provided, and the inverter stopping step includes obtaining the cycle indication value abnormality detection signal and stopping the inverter circuit. Can do.
また、本方法は、前記共振回路が直列共振回路である、電圧型インバータ装置において、前記負荷に流れる電流を検出して、この電流の波形の正負に応じて2値化した電流2値化信号を生成する電流検出ステップを含み、前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために、前記電流2値化信号を用いるように構成されてもよい。 Further, in the voltage type inverter device in which the resonance circuit is a series resonance circuit, the present method detects a current flowing through the load and binarizes the current according to the sign of the current waveform. Current detection step for generating the current difference, and in the time difference detection step, the current binarization signal may be used to detect a value representing the time difference.
また、本方法は、前記共振回路が並列共振回路である、電流型インバータ装置において、前記負荷に印加される電圧を検出してこの電圧の波形の正負に応じて2値化した電圧2値化信号を生成する電圧検出ステップを含み、前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために、前記電圧2値化信号を用いるように構成されてもよい。 Further, according to the present method, in the current type inverter device in which the resonance circuit is a parallel resonance circuit, a voltage binarization in which a voltage applied to the load is detected and binarized according to the sign of the voltage waveform A voltage detection step of generating a signal may be included, and in the time difference detection step, the voltage binarized signal may be used to detect a value representing the time difference.
また、本発明方法は、前記インバータ駆動ステップが、所定周波数のクロック信号をカウント手段によってカウントするステップを含み、前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされ、前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、前記インバータ駆動信号を生成するステップであるように構成することができる。 Further, in the method of the present invention, the inverter driving step includes a step of counting a clock signal having a predetermined frequency by a counting unit, and the counting unit counts the clock signal up to a target count number indicated by the cycle instruction value. Each time, the count number of the counter is reset, and the inverter drive signal is generated based on the time obtained by counting up to the target count number.
なお、本発明装置および方法において、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値は、直接、前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流を検出して導きだされる値であっても良いし、そうでなくても良い。本発明装置が、電圧型インバータ装置として構成される場合は、前記カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電流2値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に印加される電圧の位相を知るために、実際に当該電圧を測定する必要は必ずしもない。また、本発明装置が、電流型インバータ装置として構成される場合は、カウントが目標カウント数に達してリセットされた時点と、前記電圧2値化信号の立ち上がり点の時点を前記カウント数から取得したものとの差を取れば、「位相の時間差を表す値」が得られる。したがって、この場合、負荷に流れる電流の位相を知るために、実際に当該電流を測定する必要は必ずしもない。 In the device and method of the present invention, the value representing the time difference in phase between the voltage applied to the load and the current flowing through the load directly detects the voltage applied to the load and the current flowing through the load. It may be a value derived from this, or it may not be. When the device of the present invention is configured as a voltage type inverter device, the time when the count reaches the target count number and is reset and the time point of the rising point of the current binarization signal is obtained from the count number If the difference is taken, “a value representing a time difference in phase” is obtained. Therefore, in this case, it is not always necessary to actually measure the voltage in order to know the phase of the voltage applied to the load. Further, when the present invention device is configured as a current type inverter device, the time point when the count reaches the target count number and is reset and the time point of the rising point of the voltage binarization signal are obtained from the count number. If the difference from the one is taken, a “value representing the phase time difference” can be obtained. Therefore, in this case, it is not always necessary to actually measure the current in order to know the phase of the current flowing through the load.
本発明においては、ローパスフィルタを用いずに、インバータ回路の発振周波数の制御が実現される。したがって、従来のローパスフィルタを用いたPLLと比較して、ローパスフィルタの周波数特性に左右されないため、広帯域の周波数制御が可能となっている。また、本発明においては、インバータ出力電圧(負荷に印加される電圧)とインバータ出力電流(負荷に流れる電流)との位相の時間差を表す値を取得し、それを位相角に変換する演算を行って、得られた位相角値と予め設定される位相角指令値とを比較している。時間差を用いて目標時間差と比較する場合には、周波数が変化する毎に、予め設定される目標時間差を調整する必要がある。しかしながら、本発明では、時間差を位相角に変換しているため、予め設定される位相角指令値を異なる周波数毎に調整する必要がなく、広帯域の周波数に対応することが可能となっている。 In the present invention, control of the oscillation frequency of the inverter circuit is realized without using a low-pass filter. Therefore, compared with a PLL using a conventional low-pass filter, it is not influenced by the frequency characteristics of the low-pass filter, and therefore, broadband frequency control is possible. In the present invention, a value representing a time difference in phase between the inverter output voltage (voltage applied to the load) and the inverter output current (current flowing through the load) is obtained, and an operation for converting it into a phase angle is performed. Thus, the obtained phase angle value is compared with a preset phase angle command value. When comparing with the target time difference using the time difference, it is necessary to adjust the preset target time difference every time the frequency changes. However, in the present invention, since the time difference is converted into the phase angle, it is not necessary to adjust the preset phase angle command value for each different frequency, and it is possible to deal with a wideband frequency.
また、ローパスフィルタを介さずに、位相角値の異常を監視しているため、従来よりも早く異常を検知して、インバータ回路を停止させることが可能となっている。したがって、従来よりもインバータ回路の故障を低減させることができる。 Further, since the abnormality of the phase angle value is monitored without going through the low-pass filter, it is possible to detect the abnormality earlier than before and stop the inverter circuit. Therefore, the failure of the inverter circuit can be reduced as compared with the conventional case.
以下、本発明の実施の形態を添付の図により説明する。図1及び図2に本発明の第1の実施形態であるインバータ装置の電気的構成を示す。図2は、図1におけるインバータ駆動信号生成部16の詳細を示すものである。図1に示すインバータ装置10は、電圧型インバータ装置として構成され、誘導加熱装置に用いるものである。インバータ装置10は、共振負荷(共振回路を構成する負荷)11と、インバータ回路12とを備えている。また、インバータ装置10は、時間差検出部13と、位相角変換部14と、発振周期演算部15と、インバータ駆動信号生成部16とを備えている。また、インバータ装置10には、位相監視部60と周波数上下限監視部61と入力側電流監視部17と絶縁・増幅部27とが設けられている。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings. 1 and 2 show an electrical configuration of the inverter device according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2 shows details of the inverter
電圧型インバータ装置の場合、共振負荷11の共振回路は、直列共振回路となり、本実施形態では、加熱コイルLsと、共振用コンデンサCsとを備えている。また、インバータ装置10によって加熱される被加熱物に依存する抵抗をRsで示している。インバータ回路12には、Gaによりそのゲートが示される2つのトランジスタ(ここでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタを用いることができる)と、Gbによりそのゲートが示される2つのトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタのソース・ドレイン間にダイオードが逆並列に接続されている。また、インバータ回路12は直流電源26を備えている。
In the case of the voltage type inverter device, the resonance circuit of the
インバータ駆動信号生成部16は、カウンタ20と、クロック信号発振部21と、50パーセントデューティ比生成部22と、非重なり信号生成部50と、異常時遮断部51とを備えている。また、発振周期演算部15は、本実施形態では、フィードバック制御を安定させるための積分演算を行う積分器30を備えている。位相角変換部14は、逆数演算部40と、乗算部41とを備えている。また、電圧型インバータ装置を実現する本実施形態では、電流検出部18が設けられており、電流検出部18は、インバータ回路の出力電流(負荷に流れる電流)iinvを検出する図示しないセンサを備えている。
The inverter drive
また、図3にインバータ装置10における各信号波形を模式的に示す。Gaで示す波形は、スイッチング素子のゲートGaに与えられるインバータ駆動信号の波形であり、Gbで示す波形は、スイッチング素子のゲートGbに与えられるインバータ駆動信号の波形である。vinvの波形は図1の回路図に対応するインバータ出力電圧の波形であり、iinvの波形は、図1の回路図に対応するインバータ出力電流の波形である。idcの波形は、図1の回路図に対応するインバータ入力側電流の波形である。
FIG. 3 schematically shows signal waveforms in the
次に上記各構成要素の動作について説明する。インバータ回路の出力電流iinvは、電流検出部18のセンサによって検出される。図4に本実施形態における時間差検出の概念図を示す。検出された電流は、図4に示すように、正弦波状の波形を示す。電流検出部18は、この正弦波状波形の正から負へ、負から正への変化に対応して2値化した電流2値化信号を生成する。図4からも明らかなように、インバータ回路の出力電流iinvのゼロクロス点は、電流2値化信号の立ち上がり点bと立ち下がり点と一致する。この電流2値化信号は、時間差検出部13に与えられる。時間差検出部13は、インバータ出力電圧(負荷に印加される電圧)vinvの立ち上がりゼロクロス点aと、電流2値化信号の立ち上がり点bとの時間差を検出する。インバータ出力電圧vinvの本実施形態における検出方法および具体的な時間差検出方法は後に説明する。
Next, the operation of each component will be described. The output current i inv of the inverter circuit is detected by a sensor of the
誘導加熱装置において、加熱の効率を高めるためには、インバータ回路の発振周波数を負荷である共振回路の共振周波数に近づける必要がある。この場合、共振周波数は、加熱コイルのインダクタンスLsと、共振用コンデンサの容量Csと、被加熱物の抵抗Rsとから決定されるため、これらのパラメータの値が変動するのにつれて、共振周波数を追尾して制御する必要がある。共振周波数を追尾して制御するために、共振回路の特性を利用する。インバータ回路の発振周波数をfs、共振周波数をfr、位相角(インバータ回路の出力電圧と出力電流の位相差)をφとすると、位相角φは、次のように表すことができる。
図6に、本実施形態におけるインバータ出力電圧vinvとインバータ出力電流iinvとの出力波形のタイムチャートを模式的に示す。位相角φは位相差から求めると、図中tswに対するtfbkの比となる。したがって、図5における位相角は、φ = 2πtfbk/tsw の式から求めることができる。 FIG. 6 schematically shows a time chart of output waveforms of the inverter output voltage v inv and the inverter output current i inv in the present embodiment. When the phase angle φ is obtained from the phase difference, it is the ratio of t fbk to t sw in the figure. Thus, the phase angle in Figure 5, can be calculated as φ = 2πt fbk / t sw.
ここで、位相角変換部14は、時間差検出部13で検出したインバータ出力電圧vinvとインバータ出力電流iinvとの位相の時間差を、逆数演算部40と、乗算部41とによって、位相角値に変換する。逆数演算部40は、発振周期演算部15を経て出力された周期指示値から周期の値を取得し、この値に対して逆数演算を行って、周期の逆数を出力する。乗算部41は、この周期の逆数と、時間差検出部13から出力された時間差とを乗算して、さらに2πを乗ずることにより、位相角値を導出し、この位相角値を発振周期演算部15に出力する。
Here, the phase
発振周期演算部15は、位相角指令値と、位相角変換部14から出力された位相角値との差分を演算して取得する。ここで、位相角指令値は、ゼロではなく、10〜20度程度が望ましい。位相差がマイナス、つまり、インバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、直列共振回路の位相差がマイナスとなり、共振回路が容量性負荷になる。したがって、スイッチング素子に定格値以上の突入電流が流れて素子が破損するおそれがあるためである。
The
上記のように、本実施形態では、インバータ出力電圧とインバータ出力電流との位相の時間差を位相角に変換する演算を行って、位相角の値と、予め設定される位相角指令値の値とを比較している。時間差を直接用いて目標時間差と比較する場合には、周波数が変化する毎に、予め設定される目標時間差を調整する必要がある。しかしながら、本発明では、時間差を位相角に変換しているため、予め設定される位相角指令値の値を周波数毎に調整する必要がなく、広帯域の周波数に対応することが可能となっている。 As described above, in the present embodiment, the phase time difference between the inverter output voltage and the inverter output current is converted into the phase angle, and the phase angle value and the preset phase angle command value are calculated. Are comparing. When the time difference is directly used and compared with the target time difference, it is necessary to adjust the preset target time difference every time the frequency changes. However, in the present invention, since the time difference is converted into the phase angle, it is not necessary to adjust the value of the preset phase angle command value for each frequency, and it is possible to deal with a wideband frequency. .
本実施形態においては、取得された差分に乗ずる値として積分ゲインが与えられる。積分ゲインは、フィードバック制御を適正に安定させるために、負荷のq値(共振の鋭さ)の逆数に予め与えられる共振周波数の周期値とπとを乗じた値であることが望ましい。積分器30は積分ゲインが乗じられた差分を用いて、積分演算を行う。また、積分演算処理が行われた後の差分情報と予め与えられる初期周期値とを用いて、周期指示値を演算する。初期周期値としては、例えば、制御対象として想定される発振周波数の帯域において、最大の周波数の周期を用いてもよい。周期指示値は、位相角指令値と算出した位相角値の差分を無くすように、インバータ回路の発振周波数の周期を定める値である。周期指示値は、インバータ駆動信号生成部16に与えられる。また、前述のように、周期指示値は逆数演算部40にも与えられる。
In this embodiment, an integral gain is given as a value to be multiplied by the acquired difference. The integral gain is desirably a value obtained by multiplying a reciprocal of the q value (resonance sharpness) of the load by a period value of the resonance frequency given in advance and π in order to appropriately stabilize the feedback control. The
インバータ駆動信号生成部16に備えられたカウンタ20は、クロック信号発振部21から与えられた所定周波数のクロック信号をカウントする。カウンタ20が、周期指示値が示す数値(目標カウント数)まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされる。これらの動作を、図4にタイマ動作として示す。これは、1クロックごとにカウント数が増加していく様子を概念的に示したものである。ここで、図4に模式的に示すように、本実施形態の電圧型インバータにおいて、カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電圧vinvの立ち上がりゼロクロス点aにおける時点が一致するように構成されている。したがって、本実施形態においては、時間差検出部13は、与えられた電流2値化信号の立ち上がり点bの時点をカウンタのカウント数から取得することによって、インバータ出力電圧vinvと、インバータ出力電流iinvとの位相の時間差Nfbkを検出する。
The
図4に示される本実施形態におけるデジタル処理と、従来のアナログ処理を行うPLLとの相違を明確に示すために、従来のPLLによるアナログ処理を図11に示す。なお、図11は、図4に示されるデジタル処理との対比として示すため、周波数上下限監視部は図示していない。 In order to clearly show the difference between the digital processing in this embodiment shown in FIG. 4 and the conventional PLL that performs analog processing, FIG. 11 shows analog processing by the conventional PLL. Since FIG. 11 is shown as a comparison with the digital processing shown in FIG. 4, the frequency upper and lower limit monitoring unit is not shown.
インバータ駆動信号生成部16は、カウンタが所定周波数のクロック信号を目標値(周期指示値Nsw)までカウントするまでの時間を得ることにより、周期を得ることができる。50パーセントデューティ比生成部22において、上記周期の長さを示すカウント数に基づいて、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となるように、デューティ比50パーセントの信号が生成される。図2に示すように、この信号の論理反転された信号も生成される。そして、非重なり信号生成部50によって、上記2つの信号の非重なり時間が設けられるように、デューティ比が調整される。電圧型インバータでは、スイッチング素子Gaとスイッチング素子Gbとが同時にオンすることによる短絡を防止するために、非重なり時間が設けられる。さらに、前記カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電圧vinvが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点が一致するように、2つの信号は調整される。
The inverter drive
調整された信号は、インバータ駆動信号Aおよびインバータ駆動信号Bとして、絶縁・増幅部27を介して、インバータ回路12に与えられる。絶縁・増幅部27は、インバータ駆動信号生成部16とインバータ回路12との間を電気的に絶縁する役目と、インバータ駆動信号生成部16からの出力を電流増幅する役目とを果たすものである。スイッチング素子GaとGbとが調整されたインバータ駆動信号Aおよびインバータ駆動信号Bによってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となる。ここで、入力側電流監視部17によって、入力側電流の異常が検知された場合には、異常信号が異常時遮断部51に与えられ、異常時遮断部51がインバータ回路を停止させる。本実施形態では、入力側電流監視部17は、入力側電流の瞬時値を監視している。電圧型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオフにすることで、インバータ回路を停止させる。
The adjusted signals are given to the
入力側電流監視部17は、予め設定された比較値と入力側電流検出部24で検出された電流値とを比較器25で比較して、検出値が比較値で定められた範囲外の値であった場合、異常信号を異常時遮断部51に出力する。入力側電流監視部17と異常時遮断部51とによって、スイッチング素子に定格値以上の電流が流れてスイッチング素子を破壊することを防いでいる。
The input side
また、インバータ装置10はインバータ回路保護手段を実装している。位相角変換部14から発振周期演算部15に出力される位相角値は、位相監視部60によって監視される。位相監視部60は、位相角変換部14によって算出された位相角と予め設定された監視位相角値とを比較して、算出された位相角の値が監視位相角値として許容された範囲外の値であるときには、位相角異常検知信号をインバータ駆動信号生成部16の異常時遮断部51に出力する。異常時遮断部51は、位相角異常検知信号を受信すると直ちにインバータ回路を停止させる。
Further, the
前述のようにインバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、スイッチング素子の定格値以上の電流が流れてスイッチング素子が破壊されるおそれがある。誘導加熱装置では、コイルの冷却不足による溶断、電磁力による破断、被加熱物のコイル接触などが起こり、そのようなときに、上記の発振周波数制御のみでは、発振周波数>共振周波数を保てないことがある。また、入力側電流監視部17によってもインバータ回路の停止が間に合わずに素子が破壊されてしまう場合が考えられる。このような場合であっても、位相監視部60により、インバータ回路を保護することが可能となっている。
As described above, when the oscillation frequency of the inverter circuit is lower than the resonance frequency, a current higher than the rated value of the switching element flows and the switching element may be destroyed. In the induction heating device, fusing due to insufficient cooling of the coil, breakage due to electromagnetic force, coil contact of the object to be heated, and the like occur. In such a case, the oscillation frequency> resonance frequency cannot be maintained only by the above oscillation frequency control. Sometimes. In addition, there may be a case where the input-side
また、位相監視部60は、従来の周波数上下限監視のように、ローパスフィルタを介さずに、位相角変換部14で変換された位相角値を監視しているため、従来よりも早く異常を検知できる。参考のために、従来の周波数上下限監視を図10にブロック図で模式的に示す。図10において、位相比較部213とフィルタ部215と周波数可変回路216はPLL(Plase Locked Loop)を実現している。フィルタ部215は、PLLにおいて一般的に用いられるローパスフィルタで構成されており、周波数可変回路216は、VCO(Voltage Controled Oscilator)で構成されている。図10に示すように、従来技術において、周波数上下限監視部261はローパスフィルタから出力されVCOに入力される信号を監視している。したがって、従来法では、異常を検知するのに、概ねインバータ発振周期の1.5〜3倍程度の時間が必要であり、この時間はフィルタの定数に依存するものである。しかしながら、本実施形態においては、インバータの発振周期が遅延時間の最大値であり、従来法よりも早く異常が検知できるため、インバータ回路をより強固に保護することが可能となっている。
Further, since the
さらに、周波数上下限監視部61が、発振周期演算部15からインバータ駆動信号生成部16に与えられる周期指示値を監視する。本実施形態では、周期指示値監視手段が周波数上下限監視部61として実現している。周期指示値と予め設定された監視周期指示値とを比較して、周期指示値が監視周期指示値として許容された範囲外の値であるときには、周期指示値異常検知信号をインバータ駆動信号生成部16の異常時遮断部51に出力する。異常時遮断部51は、周期指示値異常検知信号を受信すると直ちにインバータ回路を停止させる。周波数上下限監視部61は、インバータ回路の保護をさらに強化するために用いられる。
Further, the frequency upper / lower
本発明は、一例として、上記のように実施され、インバータ回路の発振周波数の制御をデジタル制御で行うことができる。従来のアナログ処理を行うPLLを用いた制御と比較して、デジタル回路は経年変化や劣化に強く、制御値、制御動作の切替も容易である。 The present invention is implemented as described above as an example, and the oscillation frequency of the inverter circuit can be controlled by digital control. Compared to conventional control using a PLL that performs analog processing, the digital circuit is more resistant to aging and deterioration, and the control value and control operation can be easily switched.
次に、本発明の第2の実施形態を説明する。図7及び図8に本発明の第2の実施形態であるインバータ装置100の電気的構成を示す。図8は、図7におけるインバータ駆動信号生成部116の詳細を示すものである。図7に示すインバータ装置100は、電流型インバータ装置として構成され、誘導加熱装置として用いるものである。装置100は、共振負荷(共振回路を構成する負荷)111と、インバータ回路112とを備えている。また、インバータ装置100は、時間差検出部113と、位相角変換部114と、発振周期演算部115と、インバータ駆動信号生成部116とを備えている。加えて、入力側電圧監視部117と絶縁・増幅部127とが設けられている。
Next, a second embodiment of the present invention will be described. 7 and 8 show an electrical configuration of the
電流型インバータ装置の場合、共振負荷111の共振回路は、並列共振回路となり、本実施形態では、加熱コイルLsと共振用コンデンサCsとを備えている。また、インバータ装置100によって加熱される被加熱物の抵抗をRsで示している。インバータ回路12には、Gaによりそのゲートが示される2つのトランジスタ(ここでは、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ)と、Gbによりそのゲートが示される2つのトランジスタとからなるブリッジ回路が構成されている。各トランジスタには、ダイオードがそれぞれ直列に接続されている。また、インバータ回路112は直流電源126を備えている。なお、配線によるインダクタンスをLcとして示している。
In the case of the current type inverter device, the resonance circuit of the
インバータ駆動信号生成部116は、カウンタ120と、クロック信号発振部121と、50パーセントデューティ比生成部122と、重なり信号生成部150と、異常時遮断部151とを備えている。また、発振周期演算部115は、本実施形態では、フィードバック制御を安定させるための積分演算を行う積分器130を備えている。位相角変換部114は、逆数演算部140と乗算部141とを備えている。また、電流型インバータ装置を実現する本実施形態では、電圧検出部118が設けられており、電圧検出部118は、インバータ回路の出力電圧vinvを検出する図示しないセンサを備えている。
The inverter drive
また、図9にインバータ装置100における各信号波形を模式的に示す。Gaの波形は、図7のスイッチング素子Gaに与えられるインバータ駆動信号の波形であり、Gbの波形は、図7のスイッチング素子Gbに与えられるインバータ駆動信号の波形である。iinvの波形は、図7の回路図に対応するインバータ出力電流(負荷に流れる電流)の波形であり、vinvの波形は図7の回路図に対応するインバータ出力電圧(負荷に印加される電圧)の波形である。vdcは図7の回路図に対応する入力側の電圧の波形である。
Moreover, each signal waveform in the
次に上記各構成要素の動作について説明する。インバータ回路の出力電圧vinvは、電圧検出部118のセンサによって検出される。電圧検出部は、検出された電圧から、第1の実施形態と同様に、波形の正負に対応して2値化した電圧2値化信号を生成する。この電圧2値化信号は、時間差検出部113に与えられる。時間差検出部113は、インバータ出力電流(負荷に流れる電流)iinvの立ち上がり点と、電圧2値化信号の立ち上がり点との時間差を検出する。
Next, the operation of each component will be described. The output voltage v inv of the inverter circuit is detected by a sensor of the voltage detection unit 118. The voltage detection unit generates a binarized voltage signal from the detected voltage, which is binarized corresponding to the positive and negative of the waveform, as in the first embodiment. This voltage binarized signal is given to the
電圧型インバータは、電圧源に負荷が接続されて電流が流れるものであり、したがって、第1の実施形態においては、インバータ出力電圧vinvとインバータ出力電流iinvとの時間差は、電圧を基準に検出されている。これに対して、電流型インバータは、電流源に負荷が接続されて電圧が発生するものであり、したがって、本実施形態では、インバータ出力電圧vinvとインバータ出力電流iinvとの時間差は、電流を基準に検出されている。 The voltage type inverter has a load connected to a voltage source and a current flows. Therefore, in the first embodiment, the time difference between the inverter output voltage v inv and the inverter output current i inv is based on the voltage. Has been detected. On the other hand, in the current type inverter, a load is connected to a current source to generate a voltage. Therefore, in this embodiment, the time difference between the inverter output voltage v inv and the inverter output current i inv is the current It is detected on the basis of.
第1の実施形態と同様に、位相角変換部114は、時間差検出部113で検出したインバータ出力電圧vinvとインバータ出力電流iinvとの位相の時間差を、逆数演算部140と乗算部141とによって、位相角値に変換する。逆数演算部140は、発振周期演算部115を経て出力された周期指示値から周期の値を取得し、この値に対して逆数演算を行って、周期の逆数を出力する。乗算部141は、この周期の逆数と時間差検出部113から出力された時間差とを乗算して、さらに2πを乗ずることにより、位相角値を導出し、この位相角値を発振周期演算部115に出力する。
Similarly to the first embodiment, the phase
発振周期演算部115は、位相角指令値と、位相角変換部114から出力された位相角値との差分を演算して取得する。ここで、位相角指令値は、ゼロではなく、10〜20度程度が望ましい。位相差がマイナス、つまり、インバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、並列共振回路が誘導性負荷になる。このような誘導性の状態で電流をスイッチングすると、サージ電圧が発生して、スイッチング素子を破壊する可能性があるので、ゼロでないプラスの位相角指令値とすることが望ましい。本実施形態においては、取得された差分に乗ずる値として積分ゲインが積分器130に与えられる。積分ゲインは、第1の実施態様と同様に、負荷のq値(共振の鋭さ)の逆数に予め与えられる共振周波数の周期値とπとを乗じた値であることが望ましい。積分器130は積分ゲインが乗じられた差分を用いて、積分演算を行う。また、積分演算処理が行われた後の差分情報と予め与えられる初期周期値とを用いて、周期指示値を演算する。初期周期値としては、例えば、制御対象として想定される発振周波数の帯域において、最大の周波数の周期を用いてもよい。このように、発振周期演算部115は、第1の実施形態と同様に、周期指示値を演算する。周期指示値は、インバータ駆動信号生成部116に与えられる。また、周期指示値は逆数演算部140にも与えられる。
The oscillation
インバータ駆動信号生成部116に備えられたカウンタ120は、クロック信号発振部121から与えられた所定周波数のクロック信号をカウントする。カウンタ120が、周期指示値が示す数値(目標カウント数)まで前記クロック信号をカウントする毎に、該カウンタのカウント数がリセットされる。本実施形態の電流型インバータにおいて、カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電流iinvの立ち上がりゼロクロス点における時点が一致するように構成されている。したがって、本実施形態においては、時間差検出部113は、与えられた電圧2値化信号の立ち上がり点の時点をカウンタのカウント数から取得することによって、インバータ出力電圧vinvと、インバータ出力電流iinvとの位相の時間差を検出する。
A
インバータ駆動信号生成部116は、カウンタ120が所定周波数のクロック信号を目標カウント数までカウントするまでの時間を得ることにより周期を得ることができる。50パーセントデューティ比生成部122において、上記周期の長さを示すカウント数に基づいて、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となるように、デューティ比50パーセントの信号が生成され、この信号の論理反転された信号も生成される。電流型インバータである本実施形態では、この2つの信号に重なり時間が設けられるように、重なり信号生成部150によってデューティ比が調整される。重なり時間は電流とインダクタンスLcによって決まる。さらに、前記カウントが目標カウント数に達してカウンタがリセットされた時点に、インバータ出力電流iinvが負から正へ変化する際のゼロクロス点の時点が一致するように、2つの信号は調整される。
The inverter drive
調整された信号は、インバータ駆動信号Aおよびインバータ駆動信号Bとして、第1の実施形態と同様に、絶縁・増幅部127を介して、インバータ回路に与えられる。ここで、絶縁・増幅部127は第1の実施形態における絶縁・増幅部と同様の役目を果たす。スイッチング素子GaとGbとが調整されたインバータ駆動信号Aおよびインバータ駆動信号Bによってオン・オフされることにより、インバータ回路の発振周波数の周期が周期指示値によって指示された周期となる。ここで、入力側電圧監視部117によって、入力側電圧の異常が検知された場合には、異常信号が異常時遮断部151に与えられ、異常時遮断部151がインバータ回路を停止させる。電流型インバータの本実施形態では、スイッチング素子をすべてオンにすることで、インバータ回路を停止させる。
The adjusted signals are given to the inverter circuit as the inverter drive signal A and the inverter drive signal B through the insulation /
本実施形態では、入力側電圧監視部117は、入力側電圧の瞬時値を監視しており、入力側電圧検出部124が絶縁アンプで電圧を絶縁して取り出す。入力側電圧監視部117は、予め設定された比較値と入力側電圧検出部124で検出された電圧とを比較器125で比較して、検出値が比較値で定められた範囲外の値であった場合、異常信号を異常時遮断部151に出力する。入力側電圧監視部117と異常時遮断部151とによってサージ電圧等の発生によるスイッチング素子の破壊を防いでいる。
In the present embodiment, the input-side
また、インバータ装置100はインバータ回路保護手段を実装している。位相角変換部114から発振周期演算部115に出力される位相角値は、位相監視部160によって監視される。位相監視部160は、位相角変換部114によって算出された位相角と予め設定された監視位相角値とを比較して、算出された位相角の値が監視位相角値として許容された範囲外の値であるときには、位相角異常検知信号をインバータ駆動信号生成部116の異常時遮断部151に出力する。異常時遮断部151は、位相角異常検知信号を受信すると直ちにインバータ回路を停止させる。
Further, the
前述のようにインバータ回路の発振周波数が共振周波数よりも低下すると、スイッチング素子の定格値以上の電圧が印加されてスイッチング素子が破壊されるおそれがある。第1の実施形態で述べたように、誘導加熱装置では、コイルの冷却不足による溶断・電磁力による破断、被加熱物のコイル接触などが起こり、そのようなときに、上記の発振周波数制御のみでは、発振周波数>共振周波数を保てないことがある。また、入力側電圧監視部117によってもインバータ回路の停止が間に合わずに素子が破壊されてしまう場合が考えられる。このような場合であっても、位相監視部160により、インバータ回路を保護することが可能となっている。
As described above, when the oscillation frequency of the inverter circuit is lower than the resonance frequency, a voltage higher than the rated value of the switching element may be applied to destroy the switching element. As described in the first embodiment, in the induction heating apparatus, fusing due to insufficient cooling of the coil, breakage due to electromagnetic force, coil contact of the object to be heated, etc. occur. In such a case, only the above-described oscillation frequency control is performed. Then, the oscillation frequency> resonance frequency may not be maintained. In addition, there may be a case where the input side
また、位相監視部160は、従来の周波数上下限監視のように、ローパスフィルタを介さずに、位相角変換部114で変換された位相角値を監視しているため、第1の実施形態で述べたように、従来よりも早く異常を検知できる。したがって、インバータ回路をより強固に保護することが可能となっている。
Further, since the
さらに、周波数上下限監視部161が、発振周期演算部115からインバータ駆動信号生成部116に与えられる周期指示値を監視する。本実施形態では、周期指示値監視手段が周波数上下限監視部161として実現される。周期指示値と予め設定された監視周期指示値とを比較して、周期指示値が監視周期指示値として許容された範囲外の値であるときには、周期指示値異常検知信号をインバータ駆動信号生成部116の異常時遮断部151に出力する。異常時遮断部151は、周期指示値異常検知信号を受信すると直ちにインバータ回路を停止させる。周波数上下限監視部161は、インバータ回路の保護をさらに強化するために用いられる。
Further, the frequency upper / lower
[他の実施形態]
本発明にかかるインバータ装置及びインバータ制御方法は、上記に説明した形態に限られるものではない。例えば、他の実施形態において、インバータ駆動信号生成部に、Texas Instruments社のTMS320F2812のタイマを用いてもよい。このタイマは様々な機能を持っており、タイマに周期指示値Nswを与えると、(Nsw+1)×Pclk(所定の周波数を有するクッロク信号)の周期をタイマが生成し、比較器にNsw/2を与えるとデューティ比50パーセントの信号が生成される。非重なり期間の付与も可能であるため、インバータ駆動信号を直接生成できる。また、時間差検出部と位相角変換部と発振周期演算部においても、上記タイマを用いることができる。
[Other Embodiments]
The inverter device and the inverter control method according to the present invention are not limited to the above-described embodiments. For example, in another embodiment, a timer of TMS320F2812 manufactured by Texas Instruments may be used for the inverter drive signal generation unit. This timer has various functions. When the cycle indication value N sw is given to the timer, the timer generates a cycle of (N sw +1) × P clk (a clock signal having a predetermined frequency), which is sent to the comparator. When N sw / 2 is given, a signal with a duty ratio of 50% is generated. Since a non-overlap period can be given, an inverter drive signal can be directly generated. The timer can also be used in the time difference detector, the phase angle converter, and the oscillation period calculator.
また、上記実施形態において、インバータ回路には、4つのスイッチング素子を用いたブリッジ回路が構成されている。しかしながら、インバータ回路の構成は上記構成に限定されるものではなく、スイッチング素子の数も上記実施形態に限定されるものではない。また、位相角変換部における演算において、2πは固定値であるため、2πの値は用いても良いし用いなくても良い。また、入力側電圧監視部は、上記実施形態に限定されるものではなく、ブレイクオーバーダイオードとトランスを用いた回路など、さまざまな手段を用いて実現することができる。 In the above embodiment, the inverter circuit includes a bridge circuit using four switching elements. However, the configuration of the inverter circuit is not limited to the above configuration, and the number of switching elements is not limited to the above embodiment. In addition, since 2π is a fixed value in the calculation in the phase angle conversion unit, the value of 2π may or may not be used. The input side voltage monitoring unit is not limited to the above embodiment, and can be realized by using various means such as a circuit using a breakover diode and a transformer.
また、本発明におけるインバータ装置及びインバータ制御方法は、誘導加熱装置のみではなく、オゾナイザ、コロナ放電装置のような共振回路を負荷に持つインバータ回路を用いた装置にも適用することができる。 The inverter device and the inverter control method according to the present invention can be applied not only to an induction heating device but also to a device using an inverter circuit having a resonance circuit as a load, such as an ozonizer or a corona discharge device.
10 インバータ装置(電圧型)
11 共振負荷
12 インバータ回路
13 時間差検出部
14 位相角変換部
15 発振周期演算部
16 インバータ駆動信号生成部
17 入力側電流監視部
18 電流検出部
20 カウンタ
21 クロック信号発振部
22 50パーセントデューティ比生成部
30 積分器
40 逆数演算部
41 乗算部
50 非重なり信号生成部
51 異常時遮断部
60 位相監視部
61 周波数上下限監視部
100 インバータ装置(電流型)
111 共振負荷
112 インバータ回路
113 時間差検出部
114 位相角変換部
115 発振周期演算部
116 インバータ駆動信号生成部
117 入力側電圧監視部
118 電圧検出部
120 カウンタ
121 クロック信号発振部
122 50パーセントデューティ比生成部
130 積分器
140 逆数演算部
141 乗算部
150 重なり信号生成部
151 異常時遮断部
160 位相監視部
161 周波数上下限監視部
10 Inverter device (voltage type)
DESCRIPTION OF
111
Claims (16)
スイッチング素子を備え、前記負荷に高周波電力を供給するインバータ回路と、
前記負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出手段と、
前記時間差を表す値を位相角値に変換する演算を実行する位相角変換手段と、
前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記インバータ回路の発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算手段と、
前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成手段と、
前記位相角変換手段によって変換された位相角値と予め設定された監視位相角値とを比較して、該位相角値が該監視位相角値として許容された範囲外の値であるときには、位相角異常検知信号を前記インバータ駆動信号生成手段に出力する位相角監視手段と
を備え、
前記インバータ駆動信号生成手段は、前記位相角監視手段から位相角異常検知信号を取得したときは、前記インバータ回路を停止させる、インバータ装置。 A load constituting a resonance circuit;
An inverter circuit comprising a switching element and supplying high frequency power to the load;
A time difference detecting means for detecting a value representing a time difference in phase between a voltage applied to the load and a current flowing in the load;
Phase angle conversion means for performing an operation of converting a value representing the time difference into a phase angle value;
A difference between the phase angle value and a preset phase angle command value is acquired, a period instruction value that determines a period of the oscillation frequency of the inverter circuit is calculated using the difference, and the period instruction value is output. Oscillation period calculation means;
Inverter drive signal generation that acquires the cycle instruction value, generates an inverter drive signal for controlling on / off of the switching element of the inverter circuit based on the cycle instruction value, and outputs the drive signal to the inverter circuit Means,
When the phase angle value converted by the phase angle conversion means is compared with a preset monitoring phase angle value, and the phase angle value is outside the range allowed as the monitoring phase angle value, the phase Phase angle monitoring means for outputting an angle abnormality detection signal to the inverter drive signal generation means, and
The inverter device that stops the inverter circuit when the inverter drive signal generation unit acquires a phase angle abnormality detection signal from the phase angle monitoring unit.
前記インバータ駆動信号生成手段は、前記周期指示値監視手段から周期指示値異常検知信号を取得したときは、前記インバータ回路を停止させるものである、請求項1又は2に記載のインバータ装置。 Comparing the cycle indication value calculated by the oscillation cycle calculation means with a preset monitoring cycle indication value, when the cycle indication value is outside the range allowed as the monitoring cycle indication value, A cycle command value monitoring means for outputting a cycle command value abnormality detection signal to the inverter drive signal generating unit;
3. The inverter device according to claim 1, wherein the inverter drive signal generation unit is configured to stop the inverter circuit when acquiring a cycle instruction value abnormality detection signal from the cycle instruction value monitoring unit.
前記カウント手段が、前記周期指示値によって示される目標カウント数まで前記クロック信号をカウントする毎に、カウント数をリセットし、
前記目標カウント数までカウントすることによって得られる時間に基づいて、 前記インバータ駆動信号を生成する、請求項1〜3のいずれか1項に記載のインバータ装置。 The inverter drive signal generating means includes counting means for counting clock signals having a predetermined frequency,
The counting means, each for counting said clock signal to the target count number indicated by the period indicated value, resets the count number,
Based on the time obtained by counting up the number of the target count, generating the inverter drive signals, inverter device according to any one of claims 1-3.
負荷に印加される電圧と前記負荷に流れる電流との位相の時間差を表す値を検出する時間差検出ステップと、
前記時間差を表す値を位相角値に変換する演算を実行する位相角変換ステップと、
前記位相角値と予め設定された位相角指令値との差分を取得し、その差分を用いて前記発振周波数の周期を定める周期指示値を演算して、該周期指示値を出力する発振周期演算ステップと、
前記周期指示値を取得し、前記インバータ回路のスイッチング素子のオン・オフを制御するインバータ駆動信号を、前記周期指示値に基づいて生成し、該駆動信号を前記インバータ回路に出力するインバータ駆動信号生成ステップと、
前記位相角変換ステップで変換された位相角値と予め設定された監視位相角値とを比較して、該位相角値が該監視位相角値として許容された範囲外の値であるときには、位相角異常検知信号を出力する位相角監視ステップと、
該位相角異常検知信号を取得して、インバータ回路を停止させるインバータ停止ステップと
を含むインバータ制御方法。 An inverter control method for controlling the oscillation frequency of the inverter circuit,
A time difference detection step for detecting a value representing a time difference in phase between a voltage applied to a load and a current flowing in the load;
A phase angle conversion step of performing an operation of converting a value representing the time difference into a phase angle value;
An oscillation period calculation that obtains a difference between the phase angle value and a preset phase angle command value, calculates a period instruction value that determines the period of the oscillation frequency using the difference, and outputs the period instruction value Steps,
Inverter drive signal generation that acquires the cycle instruction value, generates an inverter drive signal for controlling on / off of the switching element of the inverter circuit based on the cycle instruction value, and outputs the drive signal to the inverter circuit Steps,
When the phase angle value converted in the phase angle conversion step is compared with a preset monitoring phase angle value, and the phase angle value is outside the range allowed as the monitoring phase angle value, the phase A phase angle monitoring step for outputting an angle abnormality detection signal;
An inverter control method comprising: an inverter stop step of acquiring the phase angle abnormality detection signal and stopping the inverter circuit.
前記インバータ停止ステップは、前記周期指示値異常検知信号を取得して、前記インバータ回路を停止させることを含む、請求項9又は10に記載のインバータ制御方法。 Comparing the cycle indication value calculated in the oscillation cycle calculation step with a preset monitoring cycle indication value, when the cycle indication value is outside the range allowed as the monitoring cycle indication value, A cycle command value monitoring step for outputting a cycle command value abnormality detection signal is provided,
The inverter control method according to claim 9 or 10 , wherein the inverter stop step includes acquiring the cycle instruction value abnormality detection signal and stopping the inverter circuit.
前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために、前記電流2値化信号を用いる、請求項12に記載のインバータ制御方法。 By detecting the current flowing before Symbol load includes a current detection step of generating a binarized current binary signal depending on positive and negative waveform of the current,
The inverter control method according to claim 12 , wherein in the time difference detection step, the current binarized signal is used to detect a value representing the time difference.
前記時間差検出ステップにおいて、前記時間差を表す値を検出するために、前記電圧2値化信号を用いる、請求項12に記載のインバータ制御方法。 By detecting a voltage applied to the prior SL load includes a voltage detection step of generating a voltage binary signal binarized according to the positive or negative of the waveform of the voltage,
The inverter control method according to claim 12 , wherein, in the time difference detection step, the voltage binarized signal is used to detect a value representing the time difference.
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