JP4905108B2 - 受信装置 - Google Patents

Description

本発明は受信装置に関し、更に詳しくは、復調器出力の軟判定信号を正規化して復号器に加える受信装置に関する。本発明は移動通信システムにおけるＱＡＭ等の多値変調方式の下で軟判定誤り訂正復号を行う受信装置に適用して好適である。

軟判定信号に基づき誤り訂正復号を行う受信装置では、多値ＱＡＭの採用や、厳しいフェージング環境へ適応するために、信号処理への広範なダイナミックレンジが要求される。ダイナミックレンジの拡大は、即ち、ビット精度の拡大につながり、回路規模の増大を招く。

図９は多値変調方式の一例を示す図で、１６ＱＡＭ復調の概念を示している。１６ＱＡＭでは送信シンボル（符号点）を構成する４ビットデータ「００００」〜「１１１１」をビットｂ０，ｂ２と、ビットｂ１，ｂ３の２グループに分けて符号化し、送信すると共に、これを受信した復調部における軟判定復調は、Ｉ，Ｑ軸からの距離を表すレベル１の軟判定と、ｉ．ｑ軸（但し、ｉ．ｑ軸は受信Ｉ，Ｑ信号の振幅平均値から決まる）からの距離を表すレベル２の軟判定との２段階に分けて行われる。例えば符号点「００００」の軟判定復調をＩ軸でみると、レベル１の軟判定出力は「３ａ」で、かつレベル２の軟判定出力は「ａ」であり、また符号点「０００１」の軟判定復調をＩ軸でみると、レベル１の軟判定出力は［ａ］で、かつレベル２の軟判定出力も［ａ」である。

図１０に各種多値変調方式における尤度ヒストグラムを示す。横軸は２を底とする対数尤度比ＬＬＲ（Log-likelihood ratio) 、縦軸は相対度数である。各グラフは高ＳＮＲ条件の下で各種変調方式に応じた典型的な形をしている。図１０（Ａ）のＱＰＳＫの場合は、レベル１の判定しか行わないので、尤度の絶対値をＩ（又はＱ）軸で見ると、その分布は単一のピークを中心にして雑音等による広がりを持ったものになる。この場合の尤度の平均値Ａｖは分布の略中央に位置する。図１０（Ｂ）の１６ＱＡＭの場合は、レベル１，２の２つの判定を行うため、尤度分布には２つのピークが現れる。レベル１の判定では振幅ａと３ａの判定が１／２の割合で発生し、レベル２の判定では全てが振幅ａの判定となるため、振幅ａの発生頻度は７５％、振幅３ａの発生頻度は２５％の割合となる。この場合の平均値Ａｖは２つのピークの略中間に位置する。同様にして６４ＱＡＭの場合は図９（Ｃ）のような分布になり、平均値Ａｖはこれらのピークの略中間に位置する。

従って、これらの尤度（振幅）分布をカバーするのに必要なダイナミックレンジは、フェージングや雑音による広がりのみならず、各種変調方式に固有の広がりも存在しており、多値数が増すほど広いダイナミックレンジが必要となる。また、尤度分布と平均値との位置関係も多値数に応じて異なってくる。従って、このような軟判定復調出力をそのまま復号器に入力すると、演算回路やメモリの規模が大きくなるため、軟判定信号を正規化してビット数を削減することによりダイナミックレンジを絞り込むことが行われる。

従来は、特許文献１，２に示す如く、入力の軟判定信号系列の平均値に基づき該平均値と一定の関係にある基準値を作成し、該基準値を使用して前記軟判定信号系列を除算（正規化）するのが一般的であった。以下、具体的に説明する。

図１１は従来の受信装置の要部構成を示す図である。図において、入力のＡ／Ｄ変換された受信信号は復調回路５１で軟判定復調され、出力の軟判定信号系列Ｌ_ｊ（ｊ＝１，２
，…Ｊ）は一旦メモリ５２に記憶される。一方、これらの軟判定信号Ｌｊは絶対値回路５５で絶対値化され、更に平均値検出回路５６で復号単位区間（コードブロック単位又はフレーム単位）Ｊにおける軟判定信号系列の振幅の平均値Ｘが求められる。基準値作成回路５７ではこの平均値Ｘを所定の設定値Ａで除算して基準値Ｂ（＝Ｘ／Ａ ）を作成し、更に、正規化回路５３ではメモリ５２から読み出した各軟判定信号Ｌ_ｊを基準値Ｂで除算して正規化する。そして、ＦＥＣ(Forward Error Correction)復号回路５４は正規化後の軟判定信号（＝Ｌ_ｊ／Ｂ）に基づいて受信データの誤り訂正復号を行う。
特開２００４−２６０７１３号公報 特開２００２−２３２３０２号公報

しかし、平均値は、変調方式を固定しても、厳しいマルチパスフェージングによる振幅変動の影響を受けて、少なからず変動してしまう。この振幅変動による影響は、移動体が高速移動し、かつ変動周期が復号単位区間に対して相対的に短くなる場合に顕著になる。また、近年は無線信号の広帯域化が進んでおり、この場合は、マルチパスによる周波数選択性フェージングによっても激しい振幅変動が起こる。

係る状況の下、平均値を基準として出来るだけ多くの復調信号を復号器（ダイナミックレンジ）に入れたいが、平均値はフェージングの影響を受けて比較的大きく変動してしまうため、ダイナミックレンジに入らない信号も沢山出てくる。一定のダイナミックレンジを上／下にスライドさせる方法もあるが、平均値では尤度分布の変動パターンを捉えることができないため、特に入力信号の下限側をカバーするのが困難になる。

この様に、平均値では、尤度分布の特徴を捉えることが出来ない場合があるため、変調方式とフェージングによって信号の度数分布が広がったような場合には、平均値が度数分布のピークに対してずれることになり、制限ビット数内に切り出した正規化結果の信号振幅が「０」になったり、振幅上限での尤度がクリップされて判定値の張り付きが起こる。

振幅が「０」になる頻度が大きい場合は、判定不能信号の増大であり、信号が送信されていないことと同じ意味となる。従って復号性能が大幅に劣化してしまう。一方、クリップされる頻度が大きい場合は、硬判定に近い状態となるが、復号回路にとってはＳＮ比の劣化だけであり影響は小さい。一方、振幅「０」の信号の発生は、ＳＮ比の劣化のみならず、符号化率の上昇、組織符号の場合は組織ビットの欠落を招き、性能劣化に与える影響が大きい。このように、平均値に基づく正規化では、重要な信号レンジを外した正規化が行われてしまうことがあり、この損失により受信性能が著しく劣化してしまうことがあった。

本発明は上記従来技術の問題点に鑑みなされたものであり、その目的とするところは、少ないビット数で、高い受信性能が得られる受信装置を提供することにある。

本発明の第１の態様による受信装置は、受信信号を軟判定復調する復調手段と、前記復調手段の出力の復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき信号振幅の最頻値を検出する最頻値検出手段であって、２のべき乗を単位とする階級別に設けた複数のカウンタと、復号単位区間の初期段階で各カウンタに０又は最大値をセットしてその後のカウント出力を監視すると共に、各軟判定信号の入力に伴って、該軟判定信号振幅が含まれなかった階級の各２のべき乗に対応するカウンタのみをカウントアップ又はカウントダウンし、かつ全カウンタのカウント出力が０又は最大値でなくなった場合は、何れかのカウンタのカウント出力が０又は最大値になるまで全カウンタを一斉にカウントダウン又はカウントアップする制御を繰り返し、復号単位区間の最後にカウント出力が０又は最大値となっているカウンタに対応する２のべき乗値を最頻値とする制御手段とを備えるものと、前記検出した最頻値を基準として前記軟判定信号系列の正規化を行う正規化手段と、前記正規化後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えるうものである。

図１０に多値変調方式における尤度分布のヒストグラムを示す。上記の如く平均値Ａｖは受信信号の振幅変動（ダイナミックレンジ）を評価する上で比較的に良い指標ではあるが、変調方式（多値数）やマルチパスフェージングによって各振幅の分布パターンとの間の位置関係が少なからず変化するため、必ずしも受信環境をよく反映した指標とは言えない。

この点、図示の如く、最頻値Ｍｏは、変調方式によらずいつも振幅頻度の一番大きいところに落ち着くため、変調方式（多値数）の相違による影響を受けないばかりか、マルチパスフェージング等により受信振幅が大きく変動しても、常に受信レベルの最頻値（大勢）を良く反映している。

また、一般に軟判定信号による復号利得は、軟判定信号の原点付近のレベル分解能に大きく依存するところ、例えばＱＡＭ方式の最頻値Ｍｏはいつも振幅の低いところに現れるため、これに基づき入力の軟判定信号を正規化しても、原点付近に比較的高いレベル分解能を維持できる。一方、低い方のレベル分解能を優先した結果、高い方の信号レベルがクリップされたとしても、正規化後の軟判定信号が復号利得に与える影響は小さい。従って、クリップによる劣化をある程度許容しながら、０信号の発生を抑える方法が有効であり、本発明によりダイナミックレンジのレベル合わせに最頻値を利用することで、受信品質を大幅に改善できると共に、正規化後の軟判定信号のビット数を削減できる。また、本発明によれば簡単なハードウェア構成と制御で最頻値を効率よく検出できる。

好ましくは、正規化手段は、復調器出力の２進数からなる軟判定信号振幅を最頻値よりも小さい２のべき乗からなる基準値で除算する。２進数の軟判定信号に対する２のべき乗による除算は、該軟判定信号を下位側にビットシフトすることで容易に行える。

本発明の第２の態様による受信装置は、受信信号を軟判定復調する復調手段と、前記復
調手段の出力の復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき信号振幅の最頻値を検出する最頻値検出手段であって、２のべき乗を単位とする階級別に設けた複数のカウンタと、復号単位区間の初期段階で各カウンタに０又は最大値をセットしてその後のカウント出力を監視すると共に、各軟判定信号の入力に伴って、該軟判定信号振幅が含まれなかった階級の各２のべき乗に対応するカウンタのみをカウントアップ又はカウントダウンし、かつ全カウンタのカウント出力が０又は最大値でなくなった場合は、何れかのカウンタのカウント出力が０又は最大値になるまで全カウンタを一斉にカウントダウン又はカウントアップする制御を繰り返し、復号単位区間の最後にカウント出力が０又は最大値となっているカウンタに対応する２のべき乗値を最頻値とする制御手段とを備えるものと、前記検出した最頻値を基準として前記軟判定信号系列の正規化を行う正規化手段と、前記復調手段の出力の軟判定信号のビット数をＮ、正規化後の軟判定信号のビット数をＭとするとき、前記正規化を行う基準値の値を０乃至（Ｎ−Ｍ）の範囲内に制限する制限手段と、前記正規化後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えるものである。

本発明においては、最頻値が小さい場合でも、その基準値を０（ビットシフトなし）以上に制限するため、入力軟判定信号の下位ビットをそのまま軟判定復号に有効に利用できる。一方、最頻値が大きい場合でも、その基準値を（Ｎ−Ｍ）以下に制限するため、入力軟判定信号の下位ビットを必要以上に損なわず（シフトアウトせず）に軟判定復号に有効に利用できる。また、これらにより正規化後の軟判定信号に常にＭビットを確保できる。

また本発明の受信装置は、受信信号を軟判定復調する復調手段と、前記復調手段の出力の復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき最頻値を検出する最頻値検出手段と、前記検出した最頻値に基づく基準値により前記軟判定信振幅の正規化を行う正規化手段と、パケット再送制御の下で、少なくとも初送パケットに係る正規化後の軟判定信号系列及び基準値を記憶するメモリと、初送パケットと再送パケットに係る各正規化後の軟判定信号振幅をそれぞれの基準値の比に基づいて最大比合成する合成手段と、前記合成後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えるものである。

本発明においては、パケット再送合成方式（ＨＡＲＱ）の下で、初送パケットと再送パケットに係る各正規化後の軟判定信号振幅をそれぞれの最頻値に応じた基準値の比に基づいて最大比合成するため、多値変調方式によらず、マルチパスフェージング等の受信環境に応じて常に最適の最大比合成を行える。

また本発明の受信装置は、受信信号を軟判定復調する復調手段と、前記復調手段の出力の復号単位区間におけるシリアルな軟判定信号系列を所定数のシンボルを単位にパラレル変換するシリアルパラレル変換手段と、前記パラレル変換されたそれぞれの軟判定信号系列に各対応して並列に設けられ、２進数からなる各軟判定信号系列の振幅を２のべき乗を単位に階級分けし、各階級に含まれる軟判定信号振幅の度数分布を計数する複数の分布計数手段と、前記各分布計数手段による階級別の計数出力を階級別に加算する加算手段と、前記加算出力の度数分布に基づき最大の分布が含まれる階級の２のべき乗値を最頻値とする最頻値検出手段と、前記最頻値を基準として前記軟判定信号振幅の正規化を行う正規化手段と、前記正規化後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えるものである。従って、最頻値の検出を高速に行え、高帯域（Broad Band）の通信にも対応できる。

以上述べた如く本発明によれば、より少ないビット数で、高い受信性能が得られるため、特にモバイル機器の小型化、性能向上に寄与するところが極めて大きい。

以下、添付図面に従って本発明に好適なる実施の形態を詳細に説明する。なお、全図を通して同一符号は同一又は相当部分を示すものとする。

図１は第１の実施の形態による受信装置の要部構成図で、復号単位区間の軟判定信号系列について求めた振幅（尤度）分布の最頻値から基準値を作成し、該基準値で各軟判定信号を正規化する場合を示している。

動作の概要を述べると、図において、復調回路１１は入力のＡ／Ｄ変換された受信信号を１６ＱＡＭや６４ＱＡＭ等により軟判定復調し、メモリ１２は復号単位区間（コードブ
ロック単位又はフレーム単位）における復調回路出力の各軟判定信号Ｌ_ｊ（ｊ＝１，２，…Ｊ）を時間合わせのために一旦記憶する。一方、絶対値回路１５ではこれら各軟判定信号Ｌ_ｊの振幅（符号）を絶対値化し、更に指数化回路１６では各軟判定信号Ｌｊの振幅（尤度）を２のべき乗を単位に指数化（階級分け）する。更に、最頻値検出回路１７では指数化後の各軟判定信号Ｌｊの振幅について各階級に含まれる振幅の度数を計数し、最も度数が大きい階級を表す２のべき乗値Ｐを最頻値として出力する。更に、基準値作成回路１８ではこの最頻値Ｐを所定の設定値Ａで除算（減算）して基準値Ｂ（＝Ｐ−Ａ ）を作成し、制限回路１９では該基準値Ｂが所定の範囲から逸脱しないように制限する。一方、正規化回路１３ではメモリ１２から読み出した各軟判定信号Ｌ_ｊを基準値Ｂで除算して正規化する。そして、ＦＥＣ(Forward error Ｃｏntrol)復号回路１４では正規化後の各軟判定信号（＝Ｌ_ｊ／Ｂ）に基づいて受信データの誤り訂正復号を行う。

図２は実施の形態による絶対値及び指数化回路の動作説明図で、これらの機能ブロックをハードウェアやＤＳＰで構成した場合の動作を具体的に説明する。絶対値回路１５において、例えば正の軟判定信号「３９」が入力した場合はそのデータ部をそのまま出力し、負の軟判定信号「−３９」が入力した場合は、データ部の２の補数をとって絶対値化し、得られた軟判定信号「３９」を出力する。ハードウェアによる場合は、データ部の１の補数（ビット反転信号）「３８」を生成して、これに「１」を加算することで２の補数「３９」を容易に生成できる。

指数化回路１６では、軟判定信号Ｌｊの絶対値「３９」に対して２を底とする対数ｌｏｇ_２「３９」＝５．２９を求め、その整数部分「５」のみを取り出すことで、振幅（尤度）を指数化する。ハードウェアの場合は、２進化された絶対値「３９」を保持するレジスタの最上位ビットｂ７から順にビット「１」を探していき、最初に見つかったビットｂ５＝「１」を残して、それより下位のビットを「０」とする。この場合は２^５（＝３２）が最上位ビットとなる。この時、２^５未満の端数が切り捨てとなるため、ビットｂ５＝「１」を１ビット上位側にシフトしてビットｂ６＝「１」を絶対値「３９」を代表する階級（指数）とする。この例は、絶対値「３９」を２^５≦「３９」＜２^６を２^６の範囲に階級分けすることになる。

これを一般化すると、２^ｎ−１≦絶対値Ｌｊ＜２^ｎの範囲に含まれる絶対値Ｌｊを２^ｎに階級分けすることになり、こうして例えば８ビットからなる全ての入力信号は、２^１，２^２，２^３，…，２^８の何れか一つに指数化（階級分け）される。本実施の形態では
階級分けを２進数の桁数（即ち、指数）で行うため、広範なレンジを少ない階級数で表現でき、これによって回路規模を小さく抑えることができる。なお、２^ｎ−１≦絶対値Ｌｊ＜２^ｎの範囲に含まれる絶対値Ｌｊを２^ｎ−１に階級分けしてもよい。

図３は実施の形態による最頻値検出回路のブロック図であり、本実施の形態では、入力の軟判定信号振幅を指数化したことと関連して、最頻値の検出を少ないハードウェアで効率よく行える場合を提案する。

図において、指数化回路１６の出力のビットｂ０〜ｂ７（Ｎ＝８の場合）の各々に対してＫ進のアップダウンカウンタＣＴＲ０〜ＣＴＲ７を接続する。正規化区間のデータ数をＪとすると、各カウンタのビット数ｋは、
Ｋ＞Ｊ／２ 但し、Ｋ＝２^ｋ
を満足するもので良い。その理由は後述する。各カウンタＣＴＲは、出力のカウント値Ｑ＝（Ｋ−１）の時にキャリーアウト信号Ｃｏの論理１レベル（例えばハイレベル）を出力し、カウント値Ｑ＝０の時にボロー信号Ｂｏの論理１レベルを出力する。

カウンタＣＴＲ０〜７のキャリーアウト信号Ｃ０〜Ｃ７は、ＮＯＲゲート回路ＮＯ１に
入力しており、全てのキャリーアウト信号Ｃ０〜Ｃ７が論理０レベル（ローレベル）の時はＮＯＲ１の出力が付勢されて全カウンタＣＴＲ〜ＣＴＲ７のアップカウントを可能にする。また、各カウンタＣＴＲ０〜７のボロー信号Ｂｏはその反転信号がそれぞれＡＮＤゲート回路Ａ０〜Ａ７に入力しており、いずれかのカウント出力Ｑが０になったカウンタは、対応するＡＮＤゲート回路の入力を消勢するため、それ以上はカウントダウンされない。

なお、ハードウェア削減の観点からは、カウンタＣＴＲ０〜７のビット数を出来るだけ少なくしたい。もし、あるカウンタがＪ個の軟判定信号により連続でカウントダウンした場合は、該カウンタは最大Ｊ個までをカウントダウンできるる必要がある。しかし、最頻値の検出を目的とする本実施の形態では、この様な状況下でもカウンタが少なくともＪ／２までカウントダウンしたら、この時点でこのカウンタを最頻値の１候補と推定できる。

なぜなら、信号振幅の分布によっては、同時に他のもう一つのカウンタも最小Ｊ／２までカウントダウンする可能性があるが、この場合も他のカウンタを最頻値のもう一つの候補に推定できると共に、この場合は、振幅の小さい値に対応するカウンタの２のべき乗値を最頻値Ｐと決定できるからである。これが最悪のケースであって、３つ以上のカウンタが同時にＪ／２までカウントダウンすることはあり得ないから、各カウンタは最大Ｊ／２個をカウントできるもので良い。

係る構成により、復号区間（正規化区間）の始めに発生するパルスＦＰによりＣＴＲ０〜７に初期値として最大値Ｉ（＝Ｋ−１）をセットし、これによりカウンタＣＴＲ０〜７のキャリー信号Ｃ０〜Ｃ７は全て論理１レベルとなる。次に、１つ目の指数化尤度ｂ０〜ｂ７が入力すると、その時点で発生するタイミングパルスＴＰに同期してビット「０」の入力に対応するカウンタのみをカウントダウンする。 例えば指数化尤度のビットｂ６のみが論理１レベルの場合は、クロック信号ＣＫにより他のＣＴＲ０〜５及びＣＴＲ７のみがカウントダウンする。次に、指数化尤度のビットｂ５のみが論理１レベルの場合は、他のＣＴＲ０〜４及びＣＴＲ６，７のみがカウントダウンする。

この時点では全カウンタＣＴＲ０〜７のキャリー信号Ｃ０〜Ｃ７は共に論理０レベルとなり、これに伴いＮＯＲ１の出力が論理１レベルとなるため、続くクロック信号ＣＫにより全カウンタＣＴＲ０〜７は一斉にカウントアップする。これにより何れかのカウンタのキャリーアウト信号Ｃｏが論理１レベルになると、ＮＯＲゲート回路ＮＯ１の出力が消勢され、カウントアップは停止する。

こうして、やがて正規化区間のＪ個の軟判定信号が入力すると、最も論理１レベルが多かった指数化ビットに接続するカウンタのキャリーアウト信号Ｃｏのみが論理１レベルとなって残っている。こうして少ないハードウェアで指数化振幅の最頻値Ｐ（２のＰ乗に相当）を効率よく検出できる。なお、実際には複数カウンタのキャリーアウト信号Ｃｏが共に論理１レベルとなる場合も存在し得る。この場合は、相対的に低レベルの軟判定信号の正規化精度を重んじる観点より、小さい方の指数化ビットを最頻値とする。

なお、上記実施の形態では、最頻値検出手段が２のべき乗を単位とする階級別に設けた複数のカウンタと、各カウンタの計数制御を行う制御手段とを備え、前記制御手段は、復号単位区間の初期段階で各カウンタに最大値をセットしてその後のカウント出力を監視すると共に、各軟判定信号の入力に伴って、該軟判定信号振幅が含まれなかった階級の各２のべき乗に対応するカウンタのみをカウントダウンし、かつ全カウンタのカウント出力が最大値でなくなった場合は、何れかのカウンタのカウント出力が最大値になるまで全カウンタを一斉にカウントアップする制御を繰り返し、復号単位区間の最後にカウント出力が最大値となっているカウンタに対応する２のべき乗値を最頻値とする場合を述べたが、こ
れに限らない。

他にも、前記制御手段が、復号単位区間の初期段階で各カウンタに０をセットしてその後のカウント出力を監視すると共に、各軟判定信号の入力に伴って、該軟判定信号振幅が含まれなかった階級の各２のべき乗に対応するカウンタのみをカウントアップし、かつ全カウンタのカウント出力が０でなくなった場合は、何れかのカウンタのカウント出力が０になるまで全カウンタを一斉にカウントダウンする制御を繰り返し、復号単位区間の最後にカウント出力が０となっているカウンタに対応する２のべき乗値を最頻値とするように構成してもよい。

図４は実施の形態による基準値作成及び正規化回路の動作説明図である。ところで、入力の軟判定信号Ｌｊを最頻値Ｐでそのまま正規化（除算）すると、最頻値の下側に分布する軟判定信号の振幅が「０」になってしまうので、最頻値Ｐよりも小さい値を基準値Ｂとする必要がある。そこで、基準値作成回路１８は、最頻値Ｐから所定の設定値Ａを減算して基準値Ｂ（＝Ｐ−Ａ）を作成する。設定値Ａは最頻値Ｐの下側分布をカバーするための定数（２を底とする対数）であり、通常は「４」又は「５」程度とすることで軟判定利得を確保できる。

図４の（ａ）において、上記方法により最頻値Ｐから単純に基準値Ｂを求めると、最頻値Ｐ（＝８）のとき、その下側に設定値Ａ（＝５）ビット分の軟判定利得を確保しようとすると、基準値Ｂ（＝８−５＝３）となる。また、最頻値Ｐ（＝７）のときは基準値Ｂ（＝２）となり、以下、同様にして、最頻値Ｐ（＝４）のときは基準値Ｂ（＝−１）となる。

ところで、入力８ビットの軟判定信号を下位側に３ビットシフトした場合は、有効数字のビット数が「５」となるため、復号回路１４にＭ（＝６）ビットを提供できない。一方、入力５ビットの軟判定信号を下位側にシフトした場合は、下位の有効ビットが切り捨てられてしまうため、この場合もビットシフトしない方が良い。このような理由から、制限回路１９では基準値Ｂを以下の範囲内、
０≦Ｂ≦（Ｎ−Ｍ）
のものに制限している。図の例では、０≦Ｂ≦２の範囲内に制限している。

図４の（ｂ）において、正規化回路１３では、入力の軟判定信号Ｌｊを基準値Ｂで除算して正規化する。基準値Ｂ（＝２）による正規化は、ハードウェアでは、入力の軟判定信号Ｌｊを下位側に２ビットシフトすることで容易に行える。基準値Ｂ（＝０）による正規化は、入力の軟判定信号Ｌｊを下位側にシフトしないで、下位６ビットをそのまま抽出する。

図５は実施の形態による正規化方式の効果を説明する図で、マルチパスフェージングを受けた信号を複数（例えば１０００）フレームに渡って受信し、これらを６４ＱＡＭで軟判定復調した場合のシミュレーション結果を示している。図５（Ａ）は正規化前の信号分布を示しており、特性Ｌｊは全入力の軟判定信号、特性Ａｖは各復号単位区間における平均値、特性Ｍｏは同区間における最頻値の相対度数をそれぞれ示している。各分布はマルチパスフェージングの影響による広がりを有すると共に、平均値分布Ａｖは６４ＱＡＭの採用により入力信号分布Ｌｊの中心よりも振幅の大きい方にずれている。これに対して、最頻値分布Ｍｏは入力信号分布Ｌｊと重なっていると共に、平均値分布Ａｖよりも低い値に分布している。

図５（Ｂ）は入力の軟判定信号系列を、平均値と最頻値とを基準とし、共に下位側に数ビットを確保して正規化した後の振幅（尤度）分布を示している。図において、特性Ｌｊ
は正規化しない場合、特性Ｌｊ／Ａｖは平均値に基づき正規化した場合、特性Ｌｊ／Ｍｏは最頻値に基づき正規化した場合の信号分布をそれぞれ示している。

実際上は、振幅が「０」の入力信号は存在しなかったが、正規化により指数化尤度「０」に含まれることになった信号が少なからず現れており、その頻度は、平均値Ａｖによる正規化よりも最頻値Ｍｏによる正規化の方が明らかに少なくなっている。従って、平均値Ａｖによる正規化よりも最頻値Ｍｏによる正規化の方が受信性能が良い。一方、レベルの高い方では最頻値Ｍｏによる正規化の方が狭いレンジに分布しているが、この張り付きは軟判定復号の大きな劣化要因とはならない。かくして、従来の平均値に基づき正規化する方式ではで正規化後の軟判定信号に８〜１０ビット必要であったが、本実施の形態ではこれを６ビットに削減できた。

図６は実施の形態によるブロックエラーレートのグラフ図で、６４ＱＡＭによる復調で、符号化率０．９、伝搬条件がＴＵ(Typical case for Urban area)１２０ｋｍ／ｈの場合を示している。横軸は信号対雑音比ＳＮＲ、縦軸はブロックエラーレート（ＢＬＥＲ）である。特性Ｏは入力の軟判定信号を正規化しないで復号した理想演算の場合を示している。特性Ａ１は平均値Ａｖに基づく正規化で、正規化後のビット数Ｍ＝７ビット、設定値Ａ＝５の場合を示している。特性Ａ２は同じく平均値Ａｖに基づく正規化で、正規化後のビット数Ｍ＝８ビット、設定値Ａ＝６の場合を示している。また、特性Ｍ１は最頻値Ｍｏに基づく正規化で、正規化後のビット数Ｍ＝７ビット、設定値Ａ＝５の場合を示しており、特性Ｍ２は同じく正規化後のビット数Ｍ＝８ビット，設定値Ａ＝６の場合を示している。なお、ＴＵ条件については、文献（3Gpp Technical Specification TS45.005 “Radio transmission and reception”）に記載されている。

グラフを見ると、何れの特性も正規化後のビット数Ｍ（又は設定値Ａ）は大きいほどＢＬＥＲ特性は良く、また平均値Ａｖに基づく正規化よりも最頻値Ｍｏに基づく正規化を行った方がより良いＢＬＥＲ特性となっている。

図７は第２の実施の形態による受信装置の要部構成図で、本発明のパケット再送合成方式ＨＡＲＱ（Hybrid Automatic Repeat Request）による受信装置への適用例を示している。誤り訂正技術を大きく２つに分けると、再送合成（ＡＲＱ：Automatic repeat request)方式とＦＥＣ(Forward error Cｏntrol)方式とがある。また両者の長所を合わせ持ったＨＡＲＱ（Hybrid ＡＲＱ）方式もある。ここでは、最近の移動無線で採用されている、復号後ビット誤り率を最小とするような最大事後確率(ＭＡＰ) 復号法を利用するハイブリッド再送合成方式（ＨＡＲＱ）を採用する受信装置への適用例を示す。

図において、復調回路１１〜正規化回路１３まで及びＦＥＣ復号回路１４の構成については上記図１で述べたものと同様でよい。残りはＨＡＲＱ制御に関する部分であり、以下、この部分の動作を説明する。ます、１回目の受信では基準値Ｂ１で正規化された一連の軟判定信号Ｌ１が１回目の基準値Ｂ１と共に合成振幅正規化回路２１に入力する。この時点では、合成すべき過去の軟判定信号系列が存在しないので、一連の軟判定信号系列Ｌｌは、そのまま加算回路２３を通ってＦＥＣ復号回路１４に加えられ、同時にメモリ２２に記憶される。また１回目の基準値Ｂ１は基準値メモリ２４に記憶される。ＦＥＣ復号回路１４では１回目の軟判定信号Ｌｌに基づき誤り訂正復号を行うと共に、出力の復号データは不図示のＣＲＣ検査回路でＣＲＣ検査が行われ、検査ＯＫの場合は送信側にＡＣＫを返送する。そして、このフレームの受信を終了する。

しかし、ＣＲＣ検査がＮＧの場合は、送信側にＮＡＣＫを返送し、これを受けた送信側では同一データについての２回目のフレームを送信する。更に、これを受けた受信側では基準値Ｂ２で正規化された２回目の軟判定信号系列Ｌ２がその基準値Ｂ２と共に合成振幅
正規化回路２１に入力する。同時にメモリ２２からは１回目の軟判定信号Ｌ１が読み出され、また基準値メモリ２４からは１回目の基準値Ｂ１が読み出され、合成振幅正規化回路２１に入力する。

これらの軟判定信号系列Ｌ１，Ｌ２は合成振幅正規化回路２１で基準値Ｂ１，Ｂ２の比に応じた振幅に正規化（レベル合わせ）されて後、加算器２３で加算（最大比合成）され、ＦＥＣ復号回路１４に加えられると共に、軟判定信号系列Ｌ２と基準値Ｂ２はそれぞれメモリ２２、２４にも記憶される。ＦＥＣ復号回路１４では加算器出力の合成軟判定信号系列に基づき誤り訂正復号を行うと共に、出力の復号データはＣＲＣ検査が行われ、検査ＯＫの場合は送信側にＡＣＫを返送する。そして、このフレームの受信を終了する。また検査ＮＧの場合は送信側にＮＡＣＫを返送し、更に３回目の軟判定信号Ｌ３を合成する。

本第２の実施の形態ではレベル合わせの基準に最頻値に基づく基準値を使用することにより、様々な受信環境下における軟判定信号の振幅を適正に正規化できる。また本第２の実施の形態では正規化段階で生成した最頻値を最大比合成処理に有効に利用できる。

図８は第３の実施の形態による受信装置の要部構成図で、最頻値の検出を高速に行う場合を示している。図において、復調回路１２の軟判定出力はシリアルパラレル変改器（Ｓ／Ｐ）３１でＮビット毎のパラレル信号に変換され、そのうちの一方は時間合わせのために４つのメモリ１２ａ〜１２ｄに記憶され、他方は４つの絶対値回路１５ａ〜１５ｄにそれぞれ入力する。

本実施の形態ではＮ（例えば８）ビットの軟判定信号系列Ｌｊを各８ビット毎にＳ／Ｐ変換したことにより、第１行目の絶対値回路１５ａ〜分布計数回路３２ａは第１，５，９，…番目のサブ軟判定信号系列についての指数化尤度（振幅）ｂ０〜ｂ７を階級別に計数し、また第２行目の絶対値回路１５ｂ〜分布計数回路３２ｂは第２，６，１０，…番目のサブ軟判定信号系列についての指数化尤度ｂ０〜ｂ７を階級別に計数することになる。以下も同様である。

こうして、やがてＪ個（例えば５０００〜１００００シンボル程度）の軟判定信号系列Ｌｊが入力し終わると、各分布計数回路３２ａ〜３２ｄはそれぞれＪ／４個分のインタリーブされたサブ軟判定信号系列についての指数化尤度ｂ０〜ｂ７を個別に計数している。そこで、加算回路３３は分布計数回路３２ａ〜３２ｄの各計数出力Ｂ０〜Ｂ７を階級別に加算し、こうしてＪ個分の軟判定信号系列について求めたのと等価な指数化尤度ｂ０〜ｂ７の各個数を出力する。最頻値検出回路３４は加算器出力の計数出力に基づき尤も値の大きい指数化尤度（最頻値）Ｐを検出する。基準値作成回路１８は最頻値Ｐに基づき基準値Ｂを作成し、制限回路１９は該基準値Ｂが所定の範囲内の値になるように制限する。

一方、正規化回路１３ａ〜１３ｄではインタリーブされた各サブ軟判定信号系列を基準値Ｂで正規化し、各Ｍ（例えば６）ビットの正規化されたサブ軟判定信号系列を生成する。パラレルシリアル変換器（Ｐ／Ｓ）３５は正規化後の各サブ軟判定信号系列をデインタリーブしてシリアルの正規化軟判定信号系列に変換し、ＦＥＣ復号回路１４に入力する。

なお、本第３の実施の形態では、入力の軟判定信号系列Ｌｊを４つのサブ軟判定信号系列に分解したが、これに限らない。他にも任意数のサブ軟判定信号系列に分解できる。

また、上記各実施の形態では、軟判定信号系列の振幅（尤度）レンジを２のべき乗を単位に階級分けして最頻値を検出したが、これに限らない。振幅レンジを１０又は１００等のリニアな区間を単位に階級分けして最頻値を検出するように構成しても良い。

また、上記本発明に好適なる複数の実施の形態を述べたが、本発明思想を逸脱しない範囲内で各部の構成、制御、処理及びこれらの組合せの様々な変更が行えることは言うまでもない。

（付記１） 復調器出力の軟判定信号を正規化する軟判定信号の正規化方法であって、復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき信号振幅の最頻値を検出し、該検出した最頻値を基準として前記軟判定信号系列の正規化を行うことを特徴とする軟判定信号の正規化方法。

（付記２） ２進数からなる軟判定信号振幅を２のべき乗を単位に階級分けし、各階級に含まれる軟判定信号振幅の度数分布に基づき最大の分布が含まれる２のべき乗値を最頻値とすることを特徴とする付記１記載の軟判定信号の正規化方法。

（付記３） 受信信号を軟判定復調する復調手段と、前記復調手段の出力の復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき信号振幅の最頻値を検出する最頻値検出手段と、前記検出した最頻値を基準として前記軟判定信号系列の正規化を行う正規化手段と、前記正規化後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えることを特徴とする受信装置。

（付記４） 最頻値検出手段は、２進数からなる各軟判定信号振幅を２のべき乗を単位に階級分けし、各階級に含まれる軟判定信号振幅の度数分布に基づき最大の分布が含まれる階級の２のべき乗値を最頻値とすることを特徴とする付記３記載の受信装置。

（付記５） 最頻値検出手段は、２のべき乗を単位とする階級別に設けた複数のカウンタと、各カウンタの計数制御を行う制御手段とを備え、前記制御手段は、復号単位区間の初期段階で各カウンタに０又は最大値をセットしてその後のカウント出力を監視すると共に、各軟判定信号の入力に伴って、該軟判定信号振幅が含まれなかった階級の各２のべき乗に対応するカウンタのみをカウントアップ又はカウントダウンし、かつ全カウンタのカウント出力が０又は最大値でなくなった場合は、何れかのカウンタのカウント出力が０又は最大値になるまで全カウンタを一斉にカウントダウン又はカウントアップする制御を繰り返し、復号単位区間の最後にカウント出力が０又は最大値となっているカウンタに対応する２のべき乗値を最頻値とすることを特徴とする付記４記載の受信装置。

（付記６） 正規化手段は、復調器出力の２進数からなる軟判定信号振幅を最頻値よりも小さい２のべき乗からなる基準値で除算することを特徴とする付記４記載の受信装置。

（付記７） 復調器出力の軟判定信号のビット数をＮ、正規化後の軟判定信号のビット数をＭとするとき、基準値の値を０乃至（Ｎ−Ｍ）の範囲内に制限する制限手段を備えることを特徴とする付記６記載の受信装置。

（付記８） 受信信号を軟判定復調する復調手段と、前記復調手段の出力の復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき最頻値を検出する最頻値検出手段と、前記検出した最頻値に基づく基準値により前記軟判定信振幅の正規化を行う正規化手段と、パケット再送制御の下で、少なくとも初送パケットに係る正規化後の軟判定信号系列及び基準値を記憶するメモリと、初送パケットと再送パケットに係る各正規化後の軟判定信号振幅をそれぞれの基準値の比に基づいて最大比合成する合成手段と、前記合成後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えることを特徴とする受信装置。

（付記９） 受信信号を軟判定復調する復調手段と、前記復調手段の出力の復号単位区間におけるシリアルな軟判定信号系列を所定数のシンボルを単位にパラレル変換するシリ
アルパラレル変換手段と、前記パラレル変換されたそれぞれの軟判定信号系列に各対応して並列に設けられ、２進数からなる各軟判定信号系列の振幅を２のべき乗を単位に階級分けし、各階級に含まれる軟判定信号振幅の度数分布を計数する複数の分布計数手段と、前記各分布計数手段による階級別の計数出力を階級別に加算する加算手段と、前記加算出力の度数分布に基づき最大の分布が含まれる階級の２のべき乗値を最頻値とする最頻値検出手段と、前記最頻値を基準として前記軟判定信号振幅の正規化を行う正規化手段と、前記正規化後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えることを特徴とする受信装置。

第１の実施の形態による受信装置の要部構成図である。 実施の形態による絶対値化及び指数化回路の動作説明図である。 実施の形態による最頻値検出回路のブロック図である。 実施の形態による基準値作成及び正規化回路の動作説明図である。 実施の形態による正規化方式の効果を説明する図である。 実施の形態によるブロックエラーレートのグラフ図である。 第２の実施の形態による受信装置の要部構成図である。 第３の実施の形態による受信装置の要部構成図である。 多値変調方式の一例を示す図である。 多値変調方式における尤度分布のヒストグラムを示す図である。 従来の受信装置の要部構成図である。

符号の説明

１１ 復調回路
１２ メモリ
１３ 正規化回路
１４ ＦＥＣ(Forward error Cｏntrol)復号回路
１５ 絶対値回路
１６ 指数化回路
１７ 最頻値検出回路
１８ 基準値作成回路
１９ 制限回路

Claims (2)

1. 受信信号を軟判定復調する復調手段と、
   前記復調手段の出力の復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき信号振幅の最頻値を検出する最頻値検出手段であって、２のべき乗を単位とする階級別に設けた複数のカウンタと、復号単位区間の初期段階で各カウンタに０又は最大値をセットしてその後のカウント出力を監視すると共に、各軟判定信号の入力に伴って、該軟判定信号振幅が含まれなかった階級の各２のべき乗に対応するカウンタのみをカウントアップ又はカウントダウンし、かつ全カウンタのカウント出力が０又は最大値でなくなった場合は、何れかのカウンタのカウント出力が０又は最大値になるまで全カウンタを一斉にカウントダウン又はカウントアップする制御を繰り返し、復号単位区間の最後にカウント出力が０又は最大値となっているカウンタに対応する２のべき乗値を最頻値とする制御手段とを備えるものと、
   前記検出した最頻値を基準として前記軟判定信号系列の正規化を行う正規化手段と、
   前記正規化後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えることを特徴とする受信装置。
2. 受信信号を軟判定復調する復調手段と、
   前記復調手段の出力の復号単位区間における軟判定信号振幅の度数分布に基づき信号振幅の最頻値を検出する最頻値検出手段であって、２のべき乗を単位とする階級別に設けた複数のカウンタと、復号単位区間の初期段階で各カウンタに０又は最大値をセットしてその後のカウント出力を監視すると共に、各軟判定信号の入力に伴って、該軟判定信号振幅が含まれなかった階級の各２のべき乗に対応するカウンタのみをカウントアップ又はカウントダウンし、かつ全カウンタのカウント出力が０又は最大値でなくなった場合は、何れかのカウンタのカウント出力が０又は最大値になるまで全カウンタを一斉にカウントダウン又はカウントアップする制御を繰り返し、復号単位区間の最後にカウント出力が０又は最大値となっているカウンタに対応する２のべき乗値を最頻値とする制御手段とを備えるものと、
   前記検出した最頻値を基準として前記軟判定信号系列の正規化を行う正規化手段と、
   前記復調手段の出力の軟判定信号のビット数をＮ、正規化後の軟判定信号のビット数をＭとするとき、前記正規化を行う基準値の値を０乃至（Ｎ−Ｍ）の範囲内に制限する制限手段と、
   前記正規化後の軟判定信号系列に基づき受信データの復号を行う復号手段とを備えることを特徴とする受信装置。

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