JP4899699B2

JP4899699B2 - Power supply

Info

Publication number: JP4899699B2
Application number: JP2006209661A
Authority: JP
Inventors: 政富美中村; 一雄竹中
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2006-08-01
Filing date: 2006-08-01
Publication date: 2012-03-21
Anticipated expiration: 2026-08-01
Also published as: JP2008042957A

Description

本発明は、過電流保護回路を有する電源装置に関するものである。 The present invention relates to a power supply device having an overcurrent protection circuit.

従来この種の電源装置は、図５に示されるように、電源駆動回路１における出力部１Ａにトランス２の一次巻線２Ａを接続し、２次巻線２Ｂには出力端子３を接続させ、この出力端子３の一端と２次巻線２Ｂの一端との間には電流検出抵抗４を介在させ、この電流検出抵抗４の一端には比較器５の非反転入力５Ａを接続するとともに、電流検出抵抗４の他端には比較器５の反転入力５Ｂを接続し、電流検出抵抗４の一端と比較器５の非反転入力５Ａとの間には基準電圧発生回路６を介在させ、比較器５における出力端子５Ｃと電源駆動回路１におけるフィードバック入力１Ｂとを接続し、電流検出抵抗４に電流が流れることに起因して発生する電圧と基準電圧発生回路６の電圧とを比較器５により比較するとともに、その結果を電源駆動回路１のフィードバック入力１Ｂに帰還することにより、負荷７と２次巻線２Ｂとを結ぶループ内に流れる電流量を制御していた。 Conventionally, as shown in FIG. 5, this type of power supply apparatus has a transformer 2 primary winding 2A connected to an output section 1A in a power supply driving circuit 1, and a secondary winding 2B connected to an output terminal 3. A current detection resistor 4 is interposed between one end of the output terminal 3 and one end of the secondary winding 2B. A non-inverting input 5A of the comparator 5 is connected to one end of the current detection resistor 4, and the current An inverting input 5B of the comparator 5 is connected to the other end of the detection resistor 4, and a reference voltage generating circuit 6 is interposed between one end of the current detection resistor 4 and the non-inverting input 5A of the comparator 5, and the comparator 5 is connected to the feedback input 1B of the power supply driving circuit 1, and the comparator 5 compares the voltage generated due to the current flowing through the current detection resistor 4 with the voltage of the reference voltage generating circuit 6. And the results of the power supply drive circuit By feedback to the feedback input 1B, it controlled the amount of current flowing in the loop connecting the load 7 and the secondary winding 2B.

そして、比較器５の電源供給部５Ｄを出力端子３と接続することにより、負荷７の両端電圧を利用して比較器５を駆動させていた。 Then, by connecting the power supply unit 5D of the comparator 5 to the output terminal 3, the comparator 5 is driven using the voltage across the load 7.

なお、この出願に関する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開平５−２４９１５１号公報 As prior art document information relating to this application, for example, Patent Document 1 is known.
Japanese Patent Laid-Open No. 5-249151

このような従来の電源装置は回路に大電流が流れ続ける可能性があることが問題となっていた。 Such a conventional power supply apparatus has a problem that a large current may continue to flow through the circuit.

すなわち、上記従来の構成においては、出力端子３両端に接続した負荷７がショート状態となってしまった場合、或は、負荷７がショート状態で電源が立ち上がった場合、比較器５における電源供給部５Ｄに電力が供給されることがないため、比較器５が作動しない。そうすると、大電流が電流検出抵抗４に流れているのにもかかわらず、その電流を抑制しようとする信号を比較器５における出力端子５Ｃが電源駆動回路１のフィードバック入力１Ｂに帰還させることができないため、負荷７と２次巻線２Ｂとを結ぶループ内に大電流が流れ続ける可能性があった。 That is, in the above-described conventional configuration, when the load 7 connected to both ends of the output terminal 3 is short-circuited, or when the power is started up with the load 7 short-circuited, the power supply unit in the comparator 5 Since power is not supplied to 5D, the comparator 5 does not operate. Then, even though a large current flows through the current detection resistor 4, the output terminal 5C in the comparator 5 cannot feed back the signal for suppressing the current to the feedback input 1B of the power supply driving circuit 1. Therefore, there is a possibility that a large current continues to flow in a loop connecting the load 7 and the secondary winding 2B.

そこで本発明は、負荷と２次巻線とを結ぶループ内に流れる電流（以下、出力電流と示す）を検出して電源回路に帰還させる電源装置において、その出力電流が過電流状態となり続けるのを防止することを目的とする。 Therefore, the present invention detects an electric current (hereinafter referred to as an output current) flowing in a loop connecting a load and a secondary winding and feeds it back to a power supply circuit, and the output current continues to be in an overcurrent state. The purpose is to prevent.

そして、この目的を達成するために本発明は、電源駆動回路と、この電源駆動回路における出力部にその一次巻線が接続されたトランスと、このトランスの２次巻線に接続された出力端子と、この出力端子の一端と前記２次巻線の一端との間で、ホット側の路線において負荷と接続して対に設けられた電流検出抵抗と、この電流検出抵抗の一端にその第１の入力端が接続されるとともに前記電流検出抵抗の他端にその第２の入力端が接続された比較器と、前記第１の入力端あるいは前記第２の入力端と前記電流検出抵抗との間に介在された基準電圧発生回路とを備え、前記比較器における出力信号を前記電源駆動回路にフィードバックするものであり、前記基準電圧発生回路は前記比較器を動作させるための電力を供給する電源供給部に接続されるとともに、カレントミラーの出力側から得られる電流によって基準電圧を発生させるものであり、前記カレントミラーの入力側には、第１のトランジスタのコレクタが接続され、この第１のトランジスタのエミッタには第１の抵抗を介してバンドギャップ基準回路のグランド側が接続され、この第１のトランジスタのベースには前記バンドギャップ基準回路の出力側が接続され、前記カレントミラーの出力側は、第２の抵抗を介して第２のトランジスタのコレクタに接続されるとともに第２のトランジスタのベースが接続され、前記比較器は第２のトランジスタのコレクタに第３のトランジスタのベースが接続されることにより構成され、この第３のトランジスタのコレクタに前記カレントミラーから得た電流を定電流として注入し、前記第２、第３のトランジスタのそれぞれのエミッタを入力部とするとともに、前記第３のトランジスタのコレクタを前記比較器の出力部とし、前記トランスには補助巻線を設け、この補助巻線と前記比較器の電源供給部とを電源供給ラインにより接続し、前記出力端子と前記電源供給ラインとはそれぞれがホット側において常時独立した状態で電力供給経路を有し、前記電源供給ラインと、前記２次巻線および前記出力端子を有する出力ループとは非直接接続状態としたものである。 In order to achieve this object, the present invention provides a power supply driving circuit, a transformer having a primary winding connected to an output section of the power supply driving circuit, and an output terminal connected to a secondary winding of the transformer. And a current detection resistor provided in a pair connected to a load on the hot-side line between one end of the output terminal and one end of the secondary winding, and a first current detection resistor at one end of the current detection resistor. A comparator in which the second input terminal is connected to the other end of the current detection resistor, the first input terminal or the second input terminal, and the current detection resistor. A reference voltage generating circuit interposed therebetween, and an output signal from the comparator is fed back to the power supply driving circuit , and the reference voltage generating circuit supplies power for operating the comparator. Connect to supply And a reference voltage is generated by a current obtained from the output side of the current mirror. The collector of the first transistor is connected to the input side of the current mirror, and the emitter of the first transistor is connected to the emitter of the first transistor. The ground side of the bandgap reference circuit is connected via a first resistor, the output side of the bandgap reference circuit is connected to the base of the first transistor, and the output side of the current mirror is connected to the second resistor. And the base of the second transistor is connected to the collector of the second transistor, and the comparator is configured by connecting the base of the third transistor to the collector of the second transistor. Injecting the current obtained from the current mirror as a constant current into the collector of the third transistor, Serial second, as well as an input unit each of the emitter of the third transistor, and the third output of the comparator the collector of the transistor, said transformer providing the auxiliary winding, and the auxiliary winding The power supply unit of the comparator is connected by a power supply line, the output terminal and the power supply line each have a power supply path in a state that is always independent on the hot side, the power supply line, The secondary winding and the output loop having the output terminal are in a non-direct connection state .

本発明の電源装置は、トランスに補助巻線を設けるとともに、この補助巻線と前記比較器及び前記基準電圧発生回路の電源供給部とを電源供給ラインにより接続し、この電源供給ラインをホット側の出力端子とは、非直接接続状態とすることにより、電源駆動回路が駆動している間において、比較器における電源供給部への電力供給が途切れることがなく、出力電流量を常に電源駆動回路に帰還させることができるため、出力電流が過電流状態となり続けることがなく、かつ、比較器が精度良く動作するため、出力電流を非常に安定した状態とさせることができる。 The power supply device of the present invention is provided with an auxiliary winding in the transformer, and the auxiliary winding and the power supply unit of the comparator and the reference voltage generation circuit are connected by a power supply line, and the power supply line is connected to the hot side. When the power supply drive circuit is driven, the power supply to the power supply unit in the comparator is not interrupted, and the output current amount is always set to the power supply drive circuit. Since the output current does not continue to be in an overcurrent state and the comparator operates with high accuracy, the output current can be brought into a very stable state .

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１における電源装置の構造について図面を参照しながら説明する。なお、説明簡略化のため、ダイオードの順方向電圧降下は考慮しない。 (Embodiment 1)
Hereinafter, the structure of the power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention will be described with reference to the drawings. For simplification of description, the forward voltage drop of the diode is not considered.

図１において、電源駆動回路８の出力部８Ａにはトランス９の１次巻線９Ａを接続し、このトランス９の２次巻線９Ｂには出力端子１０を接続し、２次巻線９Ｂの一端と出力端子１０の一端との間には電流検出抵抗１１を介在させ、電流検出抵抗１１の一端に比較器１２の非反転入力１２Ａを接続するとともに、電流検出抵抗１１の他端に比較器１２の反転入力１２Ｂを接続し、電流検出抵抗１１と比較器１２の非反転入力１２Ａとの間には基準電圧発生回路１３を介在させ、比較器１２の出力端子１２Ｃから出力される出力信号を電源駆動回路８のフィードバック入力８Ｂに帰還させている。 In FIG. 1, a primary winding 9A of a transformer 9 is connected to an output portion 8A of a power supply driving circuit 8, an output terminal 10 is connected to a secondary winding 9B of the transformer 9, and the secondary winding 9B A current detection resistor 11 is interposed between one end of the output terminal 10 and the non-inverting input 12A of the comparator 12 is connected to one end of the current detection resistor 11, and a comparator is connected to the other end of the current detection resistor 11. 12 inverting inputs 12B are connected, a reference voltage generating circuit 13 is interposed between the current detection resistor 11 and the non-inverting input 12A of the comparator 12, and an output signal output from the output terminal 12C of the comparator 12 is supplied. The power is fed back to the feedback input 8B of the power supply drive circuit 8.

そして、トランス９には補助巻線９Ｃを設けるとともに、この補助巻線９Ｃと比較器１２における電源供給部１２Ｄとを電源供給ライン１００により接続し、この電源供給ライン１００を出力端子１０とは、非直接接続状態としている。なお、電源供給部１２Ｅは２次巻線９Ｂの他端に接続させている。 The transformer 9 is provided with an auxiliary winding 9C, and the auxiliary winding 9C and the power supply unit 12D in the comparator 12 are connected by a power supply line 100. The power supply line 100 is connected to the output terminal 10 as follows: It is in a non-direct connection state. The power supply unit 12E is connected to the other end of the secondary winding 9B.

そして、２次巻線９Ｂの一端にはダイオード１４のアノードを接続しており、このダイオード１４のカソードにはコンデンサ１５の一端を接続し、このコンデンサ１５の他端は２次巻線９Ｂの他端に接続している。また、補助巻線９Ｃの一端にはダイオード１６のアノードを接続しており、このダイオード１６のカソードにはコンデンサ１７の一端を接続し、このコンデンサ１７の他端はダイオード１４のカソードに接続している。 The anode of the diode 14 is connected to one end of the secondary winding 9B, and one end of a capacitor 15 is connected to the cathode of the diode 14, and the other end of the capacitor 15 is connected to the other end of the secondary winding 9B. Connected to the end. Also, the anode of the diode 16 is connected to one end of the auxiliary winding 9C, one end of the capacitor 17 is connected to the cathode of the diode 16, and the other end of the capacitor 17 is connected to the cathode of the diode 14. Yes.

次に動作について説明する。電源駆動回路８から供給された電流がトランス９の１次巻線９Ａに流れると磁束が発生し、トランス９の２次巻線９Ｂに起電力が発生する。この起電力により発生した交流電流が、ダイオード１４、コンデンサ１５により整流平滑され、直流となった電流が出力端子１０に接続された負荷１８に流れる。一方、比較器１２の非反転入力１２Ａには電流検出抵抗１１の一端の電圧が基準電圧発生回路１３を介して印加され、反転入力１２Ｂには電流検出抵抗１１の他端の電位が印加される。 Next, the operation will be described. When the current supplied from the power supply driving circuit 8 flows in the primary winding 9A of the transformer 9, magnetic flux is generated, and an electromotive force is generated in the secondary winding 9B of the transformer 9. The alternating current generated by the electromotive force is rectified and smoothed by the diode 14 and the capacitor 15, and the direct current flows through the load 18 connected to the output terminal 10. On the other hand, the voltage at one end of the current detection resistor 11 is applied to the non-inverting input 12A of the comparator 12 via the reference voltage generation circuit 13, and the potential at the other end of the current detection resistor 11 is applied to the inverting input 12B. .

ここで、反転入力１２Ｂの電位を基準に考えると、電流検出抵抗１１に流れる電流が低い場合、電流検出抵抗１１における電圧降下が基準電圧発生回路１３における発生電圧よりも低くなるため、反転入力１２Ｂの電位に対して非反転入力１２Ａの電位が低くなり、比較器１２の出力端子１２Ｃからの出力はローレベルとなる。そうすると、電源駆動回路８に信号がフィードバックされず、負荷１８に流れる出力電流の増加は制限されない。 Here, considering the potential of the inverting input 12B as a reference, when the current flowing through the current detection resistor 11 is low, the voltage drop in the current detection resistor 11 is lower than the voltage generated in the reference voltage generation circuit 13, and therefore the inverting input 12B. The potential of the non-inverting input 12A becomes lower than the potential of, and the output from the output terminal 12C of the comparator 12 becomes low level. Then, no signal is fed back to the power supply drive circuit 8, and an increase in the output current flowing through the load 18 is not limited.

一方、電流検出抵抗１１に流れる電流が高い場合、電流検出抵抗１１における電圧降下が基準電圧発生回路１３による発生電圧よりも高くなるため、反転入力端１２Ｂの電位に対して非反転入力端１２Ａの電位が高くなる。そうすると、比較器１２の出力端子１２Ｃからの出力はハイレベルとなり、電源駆動回路８に信号がフィードバックされ、負荷１８に流れる出力電流の増加が制限される。 On the other hand, when the current flowing through the current detection resistor 11 is high, the voltage drop in the current detection resistor 11 becomes higher than the voltage generated by the reference voltage generation circuit 13, so that the potential of the non-inverting input terminal 12A is higher than the potential of the inverting input terminal 12B. The potential increases. Then, the output from the output terminal 12C of the comparator 12 becomes a high level, the signal is fed back to the power supply driving circuit 8, and the increase in the output current flowing through the load 18 is limited.

ここで、電源駆動回路８作動時において、出力端子１０に接続した負荷１８の両端が、何らかの不具合等によりショート状態にあった場合においても、比較器１２の電源供給部１２Ｄへの電力供給を途切らせることなく行うことができる。即ち、電源駆動回路８が作動すると、トランス９の１次巻線９Ａに電流が流れて磁束が発生し、トランス９の補助巻線９Ｃに起電力が発生する。この起電力により発生した交流電圧が、ダイオード１６、コンデンサ１７により整流平滑され、電源供給ライン１００を介して比較器１２の電源供給部１２Ｄに供給されるわけであるが、この時、この電源供給ライン１００を出力端子１０とは、非直接接続状態にしておくことにより、出力端子のショートなどにより電源供給ライン１００の電位がグランドに落ちることがなく、安定した電力供給を可能としている。 Here, even when both ends of the load 18 connected to the output terminal 10 are short-circuited due to some trouble or the like when the power supply driving circuit 8 is operated, power supply to the power supply unit 12D of the comparator 12 is interrupted. It can be done without cutting. That is, when the power supply driving circuit 8 is activated, a current flows through the primary winding 9A of the transformer 9 to generate magnetic flux, and an electromotive force is generated in the auxiliary winding 9C of the transformer 9. The AC voltage generated by the electromotive force is rectified and smoothed by the diode 16 and the capacitor 17 and supplied to the power supply unit 12D of the comparator 12 through the power supply line 100. At this time, the power supply By keeping the line 100 connected to the output terminal 10 in a non-direct connection state, the potential of the power supply line 100 does not drop to the ground due to a short circuit of the output terminal or the like, thereby enabling stable power supply.

このように、他に特別な回路を設けることなく、トランス９に補助巻線９Ｃを追加するという非常に簡易な構成により、電源立ち上げ時前において、たとえ負荷１８がショート状態にあっても、電源駆動回路８が駆動している間において比較器１２における電源供給部への電力供給が途切れることがなく、出力電流量を常に電源駆動回路８に帰還することができるため、出力電流が過電流状態とならない。 In this way, even if the load 18 is short-circuited before the power is turned on, the auxiliary winding 9C is added to the transformer 9 without providing any other special circuit. Since the power supply to the power supply unit in the comparator 12 is not interrupted while the power supply drive circuit 8 is driven, the output current amount can always be fed back to the power supply drive circuit 8, so that the output current is overcurrent. It does not become a state.

なお、図１に示すごとく２次巻線９Ｂと補助巻線９Ｃとの極性は同じとすることにより、補助巻線の巻数がわずかでも良いという利点がある。しかし、図４に示すごとく逆極性とすることの方が望ましい。以下その理由を述べる。但し、その場合には補助巻線９Ｃの他端を２次巻線９Ｂではなくグランドに接続する必要がある。 As shown in FIG. 1, by making the secondary winding 9B and the auxiliary winding 9C have the same polarity, there is an advantage that the number of turns of the auxiliary winding may be small. However, as shown in FIG. The reason is described below. However, in that case, it is necessary to connect the other end of the auxiliary winding 9C to the ground instead of the secondary winding 9B.

２次巻線９Ｂと補助巻線９Ｃとの結合が完全に１００％ということは通常考えにくいため、２次巻線９Ｂ両端がショート状態となり、電位差が発生していない状態においても、補助巻線９Ｃにはある程度の電圧が発生しており、この電圧により電源供給部１２Ｄ、１２Ｅに電力を供給することは可能である。 Since it is usually difficult to think that the coupling between the secondary winding 9B and the auxiliary winding 9C is completely 100%, both ends of the secondary winding 9B are short-circuited, and the auxiliary winding even in a state where no potential difference has occurred. A certain amount of voltage is generated in 9C, and it is possible to supply power to the power supply units 12D and 12E by this voltage.

しかし、２次巻線９Ｂと補助巻線９Ｃの極性を逆にしておくことにより、結合が理想トランスに近いトランスにおいても、安定して電源供給部１２Ｄ、１２Ｅに電力を供給することができ望ましい。即ち、２次巻線９Ｂ間には交流の電圧が発生しているため、その電圧差は正、負を交互に繰り返す状態にある。ここで、その電圧が正の場合、その２次巻線９Ｂ間に発生した電圧はダイオード１４を介し、ショート状態となった出力端子１０の存在により０Ｖとなってしまう。一方、その電圧が負の場合においては、その２次巻線９Ｂ間に発生した電圧がダイオード１４によってショートされないため、２次巻線９Ｂに電圧が発生する。ここで、問題となるのは、２次巻線９Ｂ間の電圧が正となり、その電圧がダイオード１４を介して０Ｖとなり、出力電流が過電流状態となるときである。このときに電源供給部１２Ｄ、１２Ｅに電力を安定して供給することにより、比較器１２を用いて回路に流れる電流量を制御することが重要となる。 However, by reversing the polarity of the secondary winding 9B and the auxiliary winding 9C, it is desirable that power can be stably supplied to the power supply units 12D and 12E even in a transformer whose coupling is close to the ideal transformer. . That is, since an AC voltage is generated between the secondary windings 9B, the voltage difference repeats positive and negative alternately. Here, when the voltage is positive, the voltage generated between the secondary windings 9B becomes 0 V through the diode 14 due to the presence of the output terminal 10 in a short-circuit state. On the other hand, when the voltage is negative, since the voltage generated between the secondary windings 9B is not short-circuited by the diode 14, a voltage is generated in the secondary winding 9B. Here, a problem arises when the voltage between the secondary windings 9B becomes positive, the voltage becomes 0V via the diode 14, and the output current enters an overcurrent state. At this time, it is important to control the amount of current flowing through the circuit using the comparator 12 by stably supplying power to the power supply units 12D and 12E.

ここで、２次巻線９Ｂと補助巻線９Ｃとの極性を逆にしておくことにより、２次巻線９Ｂ間の電位差が０Ｖとなった状態においても、逆極性とした補助巻線９Ｃには正の電圧を生じさせることができ、この電圧を利用して、電源供給部１２Ｄ、１２Ｅに電力を供給することができ、結果として、結合が理想トランスに近いトランスにおいても電源供給部１２Ｄ、１２Ｅに安定して電力を供給することができ、正常な過電流抑制動作を可能とする。 Here, by reversing the polarities of the secondary winding 9B and the auxiliary winding 9C, even when the potential difference between the secondary windings 9B becomes 0V, Can generate a positive voltage, and can use this voltage to supply power to the power supply units 12D and 12E. As a result, the power supply unit 12D, Power can be stably supplied to 12E, and a normal overcurrent suppressing operation can be performed.

なお、図２に示すごとく、比較器１２の出力端子１２Ｃから電源駆動回路８のフィードバック入力８Ｂへの信号伝達をフォトカプラ３７により行うことで、トランス９の１次側と２次側とを絶縁構造とすることができる。 As shown in FIG. 2, the signal transmission from the output terminal 12C of the comparator 12 to the feedback input 8B of the power supply driving circuit 8 is performed by the photocoupler 37, so that the primary side and the secondary side of the transformer 9 are insulated. It can be a structure.

なお、本実施の形態における補助巻線９Ｃの他端とコンデンサ１７の他端とを直接グランドに接続してもかまわない。 Note that the other end of the auxiliary winding 9C and the other end of the capacitor 17 in the present embodiment may be directly connected to the ground.

なお、電流検出抵抗１１をグランド側、即ち２次巻線９Ｂの他端と出力端子１０の他端との間に介在させ、その電流検出抵抗１１の一端に基準電圧発生回路１３を介して比較器１２の非反転入力１２Ａを接続するとともに、電流検出抵抗１１の他端に比較器１２の反転入力１２Ｂを接続する構成としてもかまわない。 The current detection resistor 11 is interposed on the ground side, that is, between the other end of the secondary winding 9B and the other end of the output terminal 10, and is compared with one end of the current detection resistor 11 via the reference voltage generation circuit 13. The non-inverting input 12A of the comparator 12 may be connected, and the inverting input 12B of the comparator 12 may be connected to the other end of the current detection resistor 11.

なお、補助巻線９Ｃ及び電源供給ライン１００を設けずに、新たな電源駆動回路を別に設け、この新たな電源駆動回路に新たなトランスを接続し、この新たなトランスから出力端子１０とは、非直接接続状態にて比較器１２への新たな電源供給ラインを設ける構成とすることも考えられる。しかし、その場合、新たに設けた電源駆動回路用の電源は、電源駆動回路８における主電源をＯＮするよりも先にＯＮし、電源駆動回路８における主電源をＯＦＦするよりも後にＯＦＦするように制御しなければ、新たな電源供給ラインから比較器１２に電源が供給されず、出力電流が過電流状態となる。また、そのような主電源ＯＮ／ＯＦＦ用制御用回路を設けたとしても、その回路に不具合が生じれば事態は同じである。さらに、主電源以外に電源駆動回路及びトランスシーケンス回路追加によりコスト高となる。従って、本実施の形態に示すごとく、同一の電源駆動回路８から電源供給ライン１００を引き出し、比較器１２へ電力供給を行う構成とすることが望ましい。 In addition, without providing the auxiliary winding 9C and the power supply line 100, a new power supply drive circuit is provided separately, and a new transformer is connected to the new power supply drive circuit. It is also conceivable to provide a new power supply line to the comparator 12 in a non-direct connection state. However, in that case, the power supply for the newly provided power supply drive circuit is turned on before the main power supply in the power supply drive circuit 8 is turned on and turned off after the main power supply in the power supply drive circuit 8 is turned off. Otherwise, no power is supplied from the new power supply line to the comparator 12, and the output current becomes an overcurrent state. Even if such a main power ON / OFF control circuit is provided, the situation is the same if there is a problem with the circuit. In addition to the main power supply, the cost increases due to the addition of a power supply driving circuit and a transformer sequence circuit. Therefore, as shown in the present embodiment, it is desirable that the power supply line 100 is drawn from the same power supply drive circuit 8 and power is supplied to the comparator 12.

ここで、図１における比較器１２と基準電圧発生回路１３との具体的な回路構成について、図３を用いて説明する。 Here, a specific circuit configuration of the comparator 12 and the reference voltage generation circuit 13 in FIG. 1 will be described with reference to FIG.

図１に示す電源供給ライン１００から比較器１２の電源供給部１２Ｄに供給される電圧が図３に示すバンドギャップ基準電圧発生回路２２に入力されるＶｃｃに対応しており、図１に示す電源供給部１２Ｅが図３に示すＧＮＤに対応している。そして、図１における基準電圧発生回路１３と電流検出抵抗１１との接続点Ｖ＋と、反転入力１２Ｂと電流検出抵抗１１との接続点Ｖ−に対応する部分が、それぞれ図３におけるＮＰＮ型トランジスタ１９のエミッタ、ＮＰＮ型トランジスタ２０のエミッタに対応しており、図１に示す出力端子１２Ｃが図３に示すＰＮＰ型トランジスタ２１のコレクタに対応している。 The voltage supplied from the power supply line 100 shown in FIG. 1 to the power supply unit 12D of the comparator 12 corresponds to Vcc inputted to the band gap reference voltage generation circuit 22 shown in FIG. 3, and the power supply shown in FIG. The supply unit 12E corresponds to the GND shown in FIG. The portions corresponding to the connection point V + between the reference voltage generation circuit 13 and the current detection resistor 11 in FIG. 1 and the connection point V− between the inverting input 12B and the current detection resistor 11 are the NPN transistor 19 in FIG. 1 corresponds to the emitter of the NPN transistor 20, and the output terminal 12C shown in FIG. 1 corresponds to the collector of the PNP transistor 21 shown in FIG.

ここで、図３におけるバンドギャップ基準電圧発生回路２２の入力端子２２Ｃにはカレントミラー２９を接続し、カレントミラー２９におけるＰＮＰ型トランジスタ２９Ａのコレクタ及びベースをＮＰＮ型トランジスタ３０のコレクタに接続し、このＮＰＮ型トランジスタ３０のベースをＰＮＰ型トランジスタ２９Ｂのコレクタ及び出力端子２２Ｂに接続している。そして、ＮＰＮ型トランジスタ３０のエミッタを抵抗３１、３２の一端に接続し、抵抗３１の他端をＮＰＮ型トランジスタ３３のベース、コレクタに接続し、抵抗３２の他端をＮＰＮ型トランジスタ３４のコレクタ及びＮＰＮ型トランジスタ３５のベースに接続している。 Here, a current mirror 29 is connected to the input terminal 22C of the band gap reference voltage generating circuit 22 in FIG. 3, and the collector and base of the PNP transistor 29A in the current mirror 29 are connected to the collector of the NPN transistor 30. The base of the NPN transistor 30 is connected to the collector of the PNP transistor 29B and the output terminal 22B. The emitter of the NPN transistor 30 is connected to one end of the resistors 31 and 32, the other end of the resistor 31 is connected to the base and collector of the NPN transistor 33, and the other end of the resistor 32 is connected to the collector of the NPN transistor 34 and The base of the NPN transistor 35 is connected.

そして、ＮＰＮ型トランジスタ３４のエミッタを抵抗３６の一端に接続し、この抵抗３６の他端及びＮＰＮ型トランジスタ３３のエミッタ、ＮＰＮ型トランジスタ３５のエミッタをグランドに接続している。 The emitter of the NPN transistor 34 is connected to one end of the resistor 36, and the other end of the resistor 36, the emitter of the NPN transistor 33, and the emitter of the NPN transistor 35 are connected to the ground.

そして、バンドギャップ基準電圧発生回路２２の入力端子２２Ｃにはカレントミラー２３におけるＰＮＰ型トランジスタ２３Ａ、ＰＮＰ型トランジスタ２３Ｂ、ＰＮＰ型トランジスタ２３Ｃのエミッタを接続しており、それぞれのベースを接続点２７にて接続している。そして、ＰＮＰ型トランジスタ２３Ａのコレクタをそのベースに接続するとともにＮＰＮ型トランジスタ２４のコレクタに接続し、このＮＰＮ型トランジスタ２４のベースをバンドギャップ基準電圧発生回路２２の出力端子２２Ｂに接続している。そして、ＮＰＮ型トランジスタ２４のエミッタは抵抗２８を介してＧＮＤに接続している。 The input terminals 22C of the band gap reference voltage generation circuit 22 are connected to the emitters of the PNP transistor 23A, the PNP transistor 23B, and the PNP transistor 23C in the current mirror 23. Connected. The collector of the PNP transistor 23 A is connected to the base of the PNP transistor 23 A and the collector of the NPN transistor 24. The base of the NPN transistor 24 is connected to the output terminal 22 B of the band gap reference voltage generation circuit 22. The emitter of the NPN transistor 24 is connected to GND via a resistor 28.

また、ＰＮＰ型トランジスタ２３Ｂのコレクタは抵抗２５の一端に接続しており、抵抗２５の他端をＮＰＮ型トランジスタ１９のコレクタに接続している。そして、このＮＰＮ型トランジスタ１９のベースを抵抗２５の一端に接続している。そして、抵抗２５の他端とＮＰＮ型トランジスタ１９のコレクタとの接続点２６にはＮＰＮ型トランジスタ２０のベースを接続している。 The collector of the PNP transistor 23B is connected to one end of the resistor 25, and the other end of the resistor 25 is connected to the collector of the NPN transistor 19. The base of the NPN transistor 19 is connected to one end of the resistor 25. The base of the NPN transistor 20 is connected to a connection point 26 between the other end of the resistor 25 and the collector of the NPN transistor 19.

そして、ＰＮＰ型トランジスタ２３ＣのコレクタをＮＰＮ型トランジスタ２０のコレクタ及びＰＮＰ型トランジスタ２１のベースに接続している。 The collector of the PNP transistor 23C is connected to the collector of the NPN transistor 20 and the base of the PNP transistor 21.

次に、動作原理について説明する。 Next, the operation principle will be described.

まず、バンドギャップ基準電圧発生回路２２の入力端子２２Ｃに入力電圧Ｖｃｃが入力されるとともに、出力端子２２Ｂからは基準電圧Ｖｒｅｆ（ａ）とＮＰＮ型トランジスタ３０のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE３０との電圧値の和が出力されている。ここで、ＮＰＮ型トランジスタ３０のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE３０とＮＰＮ型トランジスタ２４のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE２４とを等しくしておくことにより、抵抗２８には一定電圧である基準電圧Ｖｒｅｆ（ｂ）が印加される。 First, the input voltage Vcc is input to the input terminal 22C of the band gap reference voltage generating circuit 22, and the reference voltage Vref (a) and the base-emitter voltage V _BE 30 of the NPN transistor 30 are supplied from the output terminal 22B. The sum of voltage values is output. Here, by setting the base-emitter voltage V _BE 30 of the NPN transistor 30 and the base-emitter voltage V _BE 24 of the NPN transistor 24 to be equal, the resistor 28 has a reference voltage Vref which is a constant voltage. (B) is applied.

この基準電圧Ｖｒｅｆ（ｂ）が抵抗２８の両端に印加されることにより、定電流ＩｒｅｆがＮＰＮ型トランジスタ２４のコレクタ・エミッタ間に流れる。 By applying the reference voltage Vref (b) across the resistor 28, a constant current Iref flows between the collector and emitter of the NPN transistor 24.

そうすると、この定電流Ｉｒｅｆがカレントミラー２３におけるＰＮＰ型トランジスタ２３Ａのエミッタ・コレクタ間に流れ、このＩｒｅｆと同じ電流がＰＮＰ型トランジスタ２３Ｂ及び２３Ｃのエミッタ・コレクタ間に流れる。 Then, the constant current Iref flows between the emitter and collector of the PNP transistor 23A in the current mirror 23, and the same current as this Iref flows between the emitter and collector of the PNP transistors 23B and 23C.

このＰＮＰ型トランジスタ２３Ｂのエミッタ・コレクタ間に流れる電流が抵抗２５に流れることにより、基準電圧Ｖｒｅｆ（ｃ）が発生する。これが、図１に示した基準電圧発生回路１３に該当する。この抵抗２５とＮＰＮ型トランジスタ１９との接続点２６における電位は、図１における接続点Ｖ＋の電位にＮＰＮ型トランジスタ１９のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE１９とを足し合わせるとともに基準電圧Ｖｒｅｆ（ｃ）を差し引いた電位となっている。 A current flowing between the emitter and collector of the PNP transistor 23B flows through the resistor 25, thereby generating a reference voltage Vref (c). This corresponds to the reference voltage generation circuit 13 shown in FIG. The potential at the connection point 26 between the resistor 25 and the NPN transistor 19 is obtained by adding the base-emitter voltage V _BE 19 of the NPN transistor 19 and the reference voltage Vref (c) to the potential at the connection point V + in FIG. The potential is obtained by subtracting.

この接続点２６の電位が図１に示す接続点Ｖ−の電位よりもＮＰＮ型トランジスタ２０のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE２０分以上大きいとき、即ち、図１に示すＶ＋の電位が、Ｖ−の電位よりも基準電圧Ｖｒｅｆ（ｃ）分以上高くなったとき、この図３に示すＮＰＮ型トランジスタ２０のベース・エミッタ間に電流が流れ、それに伴い、ＮＰＮ型トランジスタ２０のコレクタ・エミッタ間にも電流が流れる。 When the potential of the connection point 26 is larger than the potential of the connection point V− shown in FIG. 1 by 20 minutes or more between the base-emitter voltage V _{BE of the} NPN transistor 20, that is, the potential of V + shown in FIG. When the reference voltage Vref (c) is higher than the potential of the NPN transistor 20, the current flows between the base and emitter of the NPN transistor 20 shown in FIG. Current flows.

そうすると、ＰＮＰ型トランジスタ２１のベース電圧が低下し、ＰＮＰ型トランジスタ２１のエミッタ・ベース間に電流が流れるとともに、エミッタ・コレクタ間に電流が流れ、その電流が図１に示す比較器１２の出力端子１２Ｃから出力される。そして、この比較器１２の出力端子１２Ｃからの出力信号が電源駆動回路８のフィードバック入力８Ｂに帰還される。 As a result, the base voltage of the PNP transistor 21 decreases, a current flows between the emitter and base of the PNP transistor 21, and a current flows between the emitter and the collector. The current flows between the output terminals of the comparator 12 shown in FIG. Output from 12C. The output signal from the output terminal 12C of the comparator 12 is fed back to the feedback input 8B of the power supply driving circuit 8.

なお、本実施の形態における比較器１２の部分を増幅器と表現される場合もありえるが、その増幅器も必ず比較動作、あるいは増幅後に比較、または比較後に増幅動作を行わせるものであるから、比較動作を行うことができる増幅器も比較器の範疇に含まれるものである。 Although the comparator 12 in this embodiment may be expressed as an amplifier, the amplifier always performs a comparison operation, or a comparison after amplification, or an amplification operation after comparison. Amplifiers capable of performing the above are also included in the category of comparators.

なお、本実施形態におけるＰＮＰ型トランジスタ２３Ｃを抵抗などで代用し、カレントミラー２３の構成外とすることも可能であるが、ＰＮＰ型トランジスタ２３Ｃをカレントミラー２３の一部とすることにより、ＮＰＮ型トランジスタ１９を流れる電流量とＮＰＮ型トランジスタ２０を流れる電流量とを等しくすることができ、その結果としてＮＰＮ型トランジスタ１９、２０のベース・エミッタ間電圧Ｖ_BE１９、Ｖ_BE２０を等しくすることができ、高精度な電流制御を可能とすることができ望ましい。 Note that the PNP transistor 23C in this embodiment can be replaced by a resistor or the like and excluded from the configuration of the current mirror 23. However, by making the PNP transistor 23C a part of the current mirror 23, an NPN transistor The amount of current flowing through the transistor 19 and the amount of current flowing through the NPN transistor 20 can be made equal, and as a result, the base-emitter voltages V _BE 19 and V _BE 20 of the NPN transistors 19 and 20 can be made equal. This is desirable because it enables highly accurate current control.

本発明の電源装置は、出力電流が過電流状態となり続けることがないという効果を有し、各種電気機器において有用である。 The power supply device of the present invention has an effect that the output current does not continue to be in an overcurrent state, and is useful in various electric devices.

本発明の実施の形態１における電源装置の回路図Circuit diagram of power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態１における電源装置の回路図Circuit diagram of power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention 本発明の実施の形態１の電源装置における比較器及び基準電圧発生回路の構成を示す回路図The circuit diagram which shows the structure of the comparator and reference voltage generation circuit in the power supply device of Embodiment 1 of this invention 本発明の実施の形態１における電源装置の回路図Circuit diagram of power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention 従来の電源装置の回路図Circuit diagram of conventional power supply

Explanation of symbols

８電源駆動回路
８Ａ出力部
９トランス
９Ａ１次巻線
９Ｂ２次巻線
９Ｃ補助巻線
１０出力端子
１１電流検出抵抗
１２比較器
１２Ａ非反転入力（第１の入力端）
１２Ｂ反転入力（第２の入力端）
１２Ｄ、１２Ｅ電源供給部
１３基準電圧発生回路
１００電源供給ライン 8 Power supply drive circuit 8A Output section 9 Transformer 9A Primary winding 9B Secondary winding 9C Auxiliary winding 10 Output terminal 11 Current detection resistor 12 Comparator 12A Non-inverting input (first input terminal)
12B Inverted input (second input terminal)
12D, 12E Power supply unit 13 Reference voltage generation circuit 100 Power supply line

Claims

A power supply drive circuit; a transformer having a primary winding connected to an output portion of the power supply drive circuit; an output terminal connected to a secondary winding of the transformer; one end of the output terminal; and the secondary winding A current detection resistor provided in a pair connected to a load on the hot-side line, and a first input terminal of the current detection resistor is connected to one end of the current detection resistor. A comparator having a second input terminal connected to the other end, and a reference voltage generation circuit interposed between the first input terminal or the second input terminal and the current detection resistor; An output signal from the comparator is fed back to the power supply driving circuit , and the reference voltage generation circuit is connected to a power supply unit that supplies power for operating the comparator, and is connected to the output side of the current mirror. From And a collector of a first transistor is connected to the input side of the current mirror, and the emitter of the first transistor is connected to a bandgap reference via a first resistor. The ground side of the circuit is connected, the output side of the bandgap reference circuit is connected to the base of the first transistor, and the output side of the current mirror is connected to the collector of the second transistor via a second resistor. And the base of the second transistor is connected, and the comparator is configured by connecting the base of the third transistor to the collector of the second transistor, and the current mirror is connected to the collector of the third transistor. Is injected as a constant current, and the respective currents of the second and third transistors are injected. With the jitter and the input unit, the third and the output of the comparator the collector of the transistor, said transformer providing the auxiliary winding, a power supply and a power supply unit of the comparator and the auxiliary winding Connected by a supply line, each of the output terminal and the power supply line has a power supply path in a state of being always independent on the hot side, and has the power supply line, the secondary winding and the output terminal An output loop is a power supply that is not connected directly.