JP4836892B2 - Digital frequency multiplier - Google Patents
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Description
本発明は、周波数Fのディジタル入力信号を入力し、周波数がそのN倍でデューティ比が50%のディジタル出力信号を出力するディジタル周波数逓倍回路に関する。 The present invention relates to a digital frequency multiplying circuit that inputs a digital input signal having a frequency F and outputs a digital output signal having a frequency N times that of a frequency and a duty ratio of 50%.
デューティ比50%のディジタル入力信号の周波数を2倍にする従来のディジタル周波数逓倍回路には、たとえば、図10に示すように、周波数Fのディジタル入力信号を遅延させる遅延素子101とこの遅延素子101の出力と先のディジタル入力信号とが入力される排他的論理和回路102とを有する回路100を基本回路とし、これを任意の段数縦続接続したものがある(特許文献1参照。)。また、図11に示すように、入力される周波数Fの基準クロック信号から互いに90度位相が異なる2つの信号をハイブリッド回路111で生成し、これら2つの信号を排他的論理和回路112に入力することで、基準クロック信号の2倍の周波数の出力信号が該排他的論理和回路112から出力するようにされたディジタル周波数逓倍回路110などがある(特許文献2参照)。
As shown in FIG. 10, for example, a conventional digital frequency multiplication circuit that doubles the frequency of a digital input signal having a duty ratio of 50% includes a
特許文献1のように遅延素子を用いるディジタル周波数逓倍回路では、各段に遅延時間が前段の2分の1でデューティ比が50%となる遅延素子が必要になるので、複数段を縦続接続する場合には段毎に遅延時間の異なる遅延素子を用意しなければならず、逓倍数が大で段数が増える場合には部品の種類が増えてその管理工数や製造コストが増加してしまう。また、デューティ比50%を確保するためには遅延素子の遅延時間と論理回路の閾値とを含めた回路定数の詳細設計や調整が必要になるといった問題もあった。
In a digital frequency multiplication circuit using a delay element as in
特許文献2に記載の回路では、互いに90度位相が異なる2つの信号を得るために複雑なハイブリッド回路を使用する必要があり、逓倍数が大の場合、周波数逓倍回路が大型になったり製造コストが高騰したりするといった問題があった。
In the circuit described in
さらに、鉄道信号設備のようにフェールセーフ性が要求される機器で使用される場合は、回路に固定故障が生じた場合でも安全性が確保される必要があり、たとえば、如何なる故障があっても、入力信号のない期間に出力信号が出力されて信号機や転てつ器などを制御するリレーが誤動作してしまうといった事態を防止してフェールセーフ性を確保することが要求される。 In addition, when used in equipment that requires fail-safety, such as railway signal equipment, safety must be ensured even if a fixed failure occurs in the circuit. Therefore, it is required to ensure fail-safeness by preventing a situation in which an output signal is output during a period when there is no input signal and a relay that controls a traffic light, a switch, or the like malfunctions.
本発明は、上記の点に鑑みてなされたものであり、調整作業が不要で集積化が容易であり、かつ故障時にもフェールセーフ性が確保されるディジタル周波数逓倍回路を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above points, and an object thereof is to provide a digital frequency multiplication circuit that does not require adjustment work, is easy to integrate, and ensures fail-safety even in the event of a failure. Yes.
かかる目的を達成するための本発明の要旨とするところは、次の各項の発明に存する。 The gist of the present invention for achieving the object lies in the inventions of the following items.
[1]デューティ比約50%で周波数Fのディジタル入力信号を入力して、周波数が前記ディジタル入力信号のN倍(Nは2以上の偶数の整数)でデューティ比50%のディジタル出力信号を出力するディジタル周波数逓倍回路において、
前記ディジタル入力信号の立ち上がり及び立ち下がりの変化点を検出する変化点検出部と、
周波数2×N×Fのクロック信号が入力されたN段のシフトレジスタを備えると共に、前記変化点検出部によって前記変化点が検出される毎に、1と0が交互に配列されたNビットの交番データが前記シフトレジスタにロードされる周波数逓倍部と、
を有し、
前記シフトレジスタのシリアル出力から前記ディジタル出力信号を出力する
ことを特徴とするディジタル周波数逓倍回路。
[1] Input a digital input signal of frequency F with a duty ratio of about 50%, and output a digital output signal with a duty ratio of 50% when the frequency is N times the digital input signal (N is an even integer of 2 or more). In the digital frequency multiplier circuit
A change point detector for detecting change points of rising and falling edges of the digital input signal;
An N-stage shift register to which a clock signal having a frequency of 2 × N × F is input, and each time the change point is detected by the change point detection unit, N bits of 1 and 0 alternately arranged A frequency multiplier in which alternating data is loaded into the shift register;
Have
A digital frequency multiplication circuit that outputs the digital output signal from a serial output of the shift register.
上記発明では、変化点検出部は周波数Fでデューティ比50%のディジタル入力信号の変化点を検出し、周波数逓倍部は周波数2×N×Fのクロック信号で駆動されるN段のシフトレジスタを備え、変化点が検出される毎に1(ハイレベルH)と0(ローレベルL)とが交互に配列されたNビットの交番データがシフトレジスタにパラレルロードされる。パラレルロードされた交番データはクロック毎にシフトされてシリアル出力され、全データが出力されたタイミングで再び変化点検出部で変化点が検出されて交番データがパラレルロードされる。これを繰り返すことで、ディジタル入力信号の入力に応じて、周波数がディジタル入力信号のN倍でデューティ比50%のディジタル出力信号がシフトレジスタのシリアル出力として出力される。変化点検出部はディジタル入力信号の半周期毎の変化点(立ち上がりおよび立ち下がりの変化点)を検出するので、周波数逓倍部ではディジタル入力信号半周期分のクロック数に相当する段数のシフトレジスタを使用すればよい。
In the above invention, the change point detection unit detects a change point of a digital input signal with a frequency F and a duty ratio of 50%, and the frequency multiplication unit includes an N-stage shift register driven by a clock signal of
[2]前記変化点検出部は、2段に縦続接続されたDフリップフロップ回路と、これらDフリップフロップ回路の出力の排他的論理和をとる排他的論理和回路と、前記クロック信号を反転させるインバータとを備え、
一方のDフリップフロップ回路のクロック端子に前記クロック信号が入力され、他方のDフリップフロップ回路のクロック端子に前記インバータの出力が入力され、
前記排他的論理和回路の出力が変化点検出信号として出力される
ことを特徴とする[1]に記載のディジタル周波数逓倍回路。
[2] The change point detection unit inverts the clock signal, a D flip-flop circuit cascaded in two stages, an exclusive OR circuit that takes an exclusive OR of outputs of these D flip-flop circuits, and With an inverter,
The clock signal is input to the clock terminal of one D flip-flop circuit, the output of the inverter is input to the clock terminal of the other D flip-flop circuit,
The digital frequency multiplication circuit according to [1], wherein an output of the exclusive OR circuit is output as a change point detection signal.
上記発明によれば、周波数F、デューティ比50%のディジタル入力信号の変化点(立ち上がりおよび立ち下がり)毎に、クロック信号の半周期のパルス幅を持つ変化点検出信号が出力される。 According to the above invention, a change point detection signal having a pulse width of a half cycle of the clock signal is output at every change point (rising and falling) of the digital input signal having the frequency F and the duty ratio of 50%.
[3] 前記変化点検出部は、変化点を検出する毎に変化点検出信号を出力し、
前記周波数逓倍部は、前記変化点検出信号が出力される毎に前記ロードを行い、
前記変化点検出信号の出力中は前記シフトレジスタへの前記クロック信号の入力を阻止するゲートをさらに有する
ことを特徴とする請求項1または2に記載のディジタル周波数逓倍回路。
[3] The change point detection unit outputs a change point detection signal every time a change point is detected,
The frequency multiplier performs the load every time the change point detection signal is output,
A gate for preventing the clock signal from being input to the shift register while the change point detection signal is being output;
The digital frequency multiplication circuit according to
[4]前記シフトレジスタの段数を1段少なくし、
その1段少なくした段数に対応するビット数であって前記シフトレジスタの奇数段目が1になる交番データがパラレルロードされかつ初段へのシリアル入力をローレベルに固定する、もしくは、前記1段少なくした段数に対応するビット数であって前記シフトレジスタの偶数段目が1になる交番データがパラレルロードされかつ初段へのシリアル入力をハイレベルに固定する
ことを特徴とする[1]乃至[3]のいずれか1つに記載のディジタル周波数逓倍回路。
[4] Reduce the number of stages of the shift register by one stage,
The number of bits corresponding to the number of stages reduced by one stage and the alternate data in which the odd-numbered stage of the shift register is 1, is loaded in parallel and the serial input to the first stage is fixed at a low level, or the number of stages is reduced by one stage. [1] to [3], wherein alternating data having the number of bits corresponding to the number of stages and the even-numbered stage of the shift register being 1 is loaded in parallel and the serial input to the first stage is fixed at a high level. ] The digital frequency multiplier circuit described in any one of the above.
上記発明では、周波数逓倍部を構成するシフトレジスタの段数を1段少なく構成することができる。 In the above-described invention, the number of stages of shift registers constituting the frequency multiplier can be reduced by one.
[5]前記シフトレジスタは、プリセット入力およびクリア入力機能付きのDフリップフロップ回路を縦続接続して構成される
ことを特徴とする[1]乃至[4]のいずれか1つに記載のディジタル周波数逓倍回路。
[5] The digital frequency according to any one of [1] to [4], wherein the shift register is configured by cascading D flip-flop circuits having preset input and clear input functions. Multiplier circuit.
上記発明では、Dフリップフロップ回路の縦続接続によってシフトレジスタが構成される。交番データのパラレルロードにはプリセット入力機能および/またはクリア入力機能が使用される。 In the above invention, the shift register is constituted by the cascade connection of the D flip-flop circuits. A preset input function and / or a clear input function is used for parallel loading of alternating data.
[6][1]乃至[5]のいずれかに記載のディジタル周波数逓倍回路が出力する前記ディジタル出力信号を次段に対する前記ディジタル入力信号にして、前記ディジタル周波数逓倍回路を複数段接続して備える
ことを特徴とするディジタル周波数逓倍回路。
[6] The digital frequency multiplication circuit output from the digital frequency multiplication circuit according to any one of [1] to [5] is used as the digital input signal for the next stage, and the digital frequency multiplication circuit is connected in a plurality of stages. A digital frequency multiplication circuit characterized by that.
上記発明では、多段接続することで、周波数逓倍部でのシフトレジスタの段数(Dフリップフロップ回路の使用数)を低減することができる。 In the above invention, the number of stages of shift registers (the number of D flip-flop circuits used) in the frequency multiplication section can be reduced by connecting in multiple stages.
本発明によれば、調整作業が不要で集積化が容易であり、かつフェールセーフ性を有するディジタル周波数逓倍回路が提供される。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the adjustment operation | work is unnecessary and integration is easy, and the digital frequency multiplication circuit which has fail safe property is provided.
以下、図面に基づき本発明の各種実施の形態を説明する。 Hereinafter, various embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、本発明の第1の実施の形態に係るディジタル周波数逓倍回路10の概略構成を示すブロック図である。ディジタル周波数逓倍回路10は、周波数がFヘルツ(Hz)でデューティ比50%の入力信号Siと、周波数(2×N×F)のクロック信号CLKとを入力し、これらから周波数がN×Fでデューティ比50%の出力信号Soを生成して出力する機能を果たす回路である。ここで、逓倍数であるNは、2以上の偶数の整数であれば任意の値でよい。
FIG. 1 is a block diagram showing a schematic configuration of a digital
ディジタル周波数逓倍回路10は、入出力端子として、周波数Fでデューティ比50%の入力信号Siが入力される入力端子11と、周波数(2×N×F)のクロック信号CLKが入力されるクロック端子12と、リセット信号PORが入力されるリセット端子13と、周波数(N×F)でデューティ比50%の出力信号Soが出力される出力端子14とを備えている。リセット信号PORには、たとえば、ディジタル周波数逓倍回路10のパワー・オン・リセット信号が使用されるが、別途のリセット信号でも構わない。
The digital
ディジタル周波数逓倍回路10は内部に入力信号変化検出部20と周波数逓倍部40とを有している。入力信号変化検出部20には、入力信号Si、クロック信号CLK、リセット信号PORが入力される。入力信号変化検出部20は、入力信号Siの立ち上がりおよび立ち下がりの各変化点を検出し、その検出毎に変化点検出信号PR/SHを出力する機能を果たす。ここでは、クロック信号CLKの1パルス分(クロック信号CLKの半周期)のパルス幅を有する変化点検出信号PR/SHをクロック信号CLKとほぼ同位相で出力する。変化点検出信号PR/SHのパルス幅はクロック信号CLKの1周期より短い範囲で任意でよい。
The digital
周波数逓倍部40には、入力信号変化検出部20から出力された変化点検出信号PR/SHおよびクロック信号CLK、リセット信号PORが入力される。周波数逓倍部40は変化点検出信号PR/SHの1パルスが入力される毎に、周波数N×Fでデューティ比50%の出力信号Soを周波数Fの入力信号の半周期に相当する期間出力する。したがって、変化点検出信号PR/SHが周波数2×Fのパルス列として周波数逓倍部40に継続して入力されると、その間、周波数N×Fでデューティ比50%の出力信号Soが周波数逓倍部40から継続出力される。
The
図2は、入力信号変化検出部20の回路例を示している。入力信号変化検出部20は、プリセット/クリア機能付きのDフリップフロップ回路21、22と、インバータ23、24と、2入力の排他的論理和(XOR)回路25とで構成される。
FIG. 2 shows a circuit example of the input signal
第1段のDフリップフロップ回路21のD端子には入力信号Siが入力され、第1段のDフリップフロップ回路21のQ端子から出力される出力信号Saは、第2段のDフリップフロップ回路22のD端子と排他的論理和回路25の一方の入力端子に入力されている。第2段のDフリップフロップ回路22のQ端子から出力される出力信号Sbは排他的論理和回路25の他方の入力端子に入力され、排他的論理和回路25の出力は変化点検出信号PR/SHとして後段の周波数逓倍部40に出力される。
The input signal Si is input to the D terminal of the first stage D flip-
第1段のDフリップフロップ回路21のクロック端子にはクロック信号CLKが入力され、第2段のDフリップフロップ回路22のクロック端子にはクロック信号CLKをインバータ23で反転させた信号が入力されている。また各Dフリップフロップ回路21、22のプリセット端子はハイレベルH(+5V)に固定されると共に、クリア端子にはリセット信号PORをインバータ24で反転させた信号が入力されている。
A clock signal CLK is input to the clock terminal of the first stage D flip-
図3は、周波数逓倍部40の回路例を示している。図3は、変化点検出信号PR/SHの周波数を4倍する場合(N=4)の回路例をしている。周波数逓倍部40は、N段縦続接続された、プリセット入力およびクリア入力機能付きのDフリップフロップ回路41、42、43、44と、インバータ45、46と、2入力の論理積(AND)回路47とを備えて構成される。N段縦続接続されたプリセット/クリア機能付きのDフリップフロップ回路41、42、43、44は、入力信号変化検出部20から変化点検出信号PR/SHが入力(変化点が検出)される毎に、1と0が交互に配列されたNビットの交番データがパラレルロードされるシフトレジスタとして機能する。
FIG. 3 shows a circuit example of the
入力信号変化検出部20から入力される変化点検出信号PR/SHはインバータ45に入力され、該インバータ45の出力信号Sdは、第1段および第3段のDフリップフロップ回路41、43のプリセット端子と、論理積回路47の一方の入力端子に入力されている。論理積回路47の他方の入力端子には周波数(2×4×F)のクロック信号CLKが入力され、論理積回路47の出力信号Seは、各Dフリップフロップ回路41、42、43、44のクロック端子に入力されている。
The change point detection signal PR / SH input from the input signal
第2段および第4段のDフリップフロップ回路42、44のプリセット端子はハイレベルH(+5V)に固定され、第1段のDフリップフロップ回路41のD端子はローレベルL(0V)に固定されている。第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子から出力信号Soが出力される。また各段のDフリップフロップ回路41、42、43、44のクリア端子にはリセット信号PORをインバータ46で反転させた信号が入力される。
The preset terminals of the second and fourth stage D flip-
図3は、逓倍数N=4の場合を例示しているが、Nは2以上の任意の偶数の整数でよい。逓倍数をNとした場合、Dフリップフロップ回路をN段縦続接続し、インバータ45の出力信号(変化点検出信号PR/SHを反転させた信号)Sdを各奇数段目のDフリップフロップ回路のプリセット端子に入力し、各偶数段目のプリセット端子をハイレベルに固定し、初段のDフリップフロップ回路のD端子をローレベルLに固定すればよい。
FIG. 3 illustrates the case where the multiplication number N = 4, but N may be any even integer of 2 or more. When the multiplication number is N, D flip-flop circuits are cascaded in N stages, and the output signal Sd (inverted change point detection signal PR / SH) Sd of the
図4に、Dフリップフロップ回路とその入出力の真理値表を示しておく。 FIG. 4 shows a truth table of the D flip-flop circuit and its input / output.
次に、ディジタル周波数逓倍回路10の動作を説明する。
Next, the operation of the digital
図5は、図2に示す入力信号変化検出部20の各部の信号波形を示すタイミングチャートである。入力信号変化検出部20は、入力信号Siの変化点を検出する毎に、周波数2×N×Fのクロック信号の1周期より短いパルス幅の変化点検出信号PR/SHを出力する機能を果たす。
FIG. 5 is a timing chart showing signal waveforms of respective parts of the input signal
入力信号変化検出部20には、電源供給時(時刻T1)に外部からリセット信号PORが入力され、入力信号変化検出部20の各Dフリップフロップ回路21、22がリセットされ、Dフリップフロップ回路21、22の出力信号Sa、Sb、および排他的論理和回路25の出力する変化点検出信号PR/SHは何れもローレベルLとなる。
A reset signal POR is input to the input signal
その後、クロック信号CLKが継続入力される状態下で、周波数Fでデューティ比50%の入力信号Siが入力されると(時刻T2)、第1段のDフリップフロップ回路21はクロック信号CLKの立ち上がりエッジで入力信号Siをサンプルホールドした出力信号Saを出力し、第2段のDフリップフロップ回路22は第1段のDフリップフロップ回路21の出力信号Saをクロック信号CLKの立下りエッジでサンプルホールドした出力信号Sbを出力する。
Thereafter, when an input signal Si having a frequency F of 50% and a duty ratio of 50% is input under a state where the clock signal CLK is continuously input (time T2), the first stage D flip-
出力信号Saは、クロック信号CLKの立ち上がりと同位相で周波数F、デューティ比50%の信号となり、出力信号Sbは出力信号Saと同じ波形であって位相がクロック信号CLKの半周期遅れの信号になっている。したがって、排他的論理和回路25にて出力信号Saと出力信号Sbとの排他的論理和をとると、出力信号Saの立ち上がり時(時刻T3)と立ち下がり時(時刻T4)のそれぞれでクロック信号CLKの半周期分のパルス幅のパルス信号が排他的論理和回路25から変化点検出信号PR/SHとして出力される。変化点検出信号PR/SHは周波数2×Fでデューティ比が(1/(2N))×100%の信号になっている。入力信号Siが入力されている間、周波数2×Fの変化点検出信号PR/SHが継続出力され、入力信号Siが入力されなくなると、排他的論理和回路25の出力はローレベルLに固定される。
The output signal Sa is a signal having the same phase as the rising edge of the clock signal CLK and a frequency F and a duty ratio of 50%, and the output signal Sb is a signal having the same waveform as that of the output signal Sa and having a phase delayed by a half cycle of the clock signal CLK. It has become. Accordingly, when the exclusive OR
図6は、入力信号Siと図3に示す周波数逓倍部40の各部の信号波形とを示すタイミングチャートである。なお、電源立ち上げ時にリセット信号PORが入力されると、すべてのDフリップフロップ回路41、42、43、44はクリアされ、各Q端子の出力はローレベルLになる。その後、クロック信号CLKが入力されると、N段縦続接続されたDフリップフロップ回路41、42、43、44はN段のシフトレジスタとして機能する。第1段のDフリップフロップ回路41のD端子はローレベルLに固定されているので、リセット信号PORの解除後もすべてのDフリップフロップ回路41、42、43、44のQ端子の出力はローレベルLに維持される。
FIG. 6 is a timing chart showing the input signal Si and signal waveforms of each part of the
上記のような状態下で、入力信号変化検出部20から変化点検出信号PR/SHのパルスが入力されると(時刻T11)、そのパルスのある期間(変化点検出信号PR/SHがハイレベルの期間)に奇数段のDフリップフロップ回路41、43がプリセットされる(Q1、Q3がハイレベルH)。従ってN段縦続接続されているDフリップフロップ回路41、42、43、44の各Q端子の出力Q1〜Q4はH(Q1)、L(Q2)、H(Q3)、L(Q4)というようにハイレベルHとローレベルLとが交互にセットされた状態になる。すなわち、1(ハイレベルH)、0(ローレベルL)の交番データをN段のシフトレジスタにパラレルロードした状態が時刻T11に形成される。
When the pulse of the change point detection signal PR / SH is input from the input signal
変化点検出信号PR/SHのパルス部分はクロック信号CLKの1クロックより短いパルス幅なので、次クロックが入るときには既にプリセットされない状態に戻っており、次クロックからはプリセット時にパラレルロードされた交番データを順次シフトする動作が行われる。そのため、変化点検出信号PR/SHの1パルスが入力される毎に、周波数がクロック信号CLKの2分の1(N×F)でデューティ比が50%の出力信号SoがNクロックに渡って(入力信号Siの半周期に相当する期間)出力される。 Since the pulse portion of the change point detection signal PR / SH is shorter than one clock of the clock signal CLK, when the next clock enters, it returns to the state where it has not been preset, and from the next clock, the alternating data loaded in parallel at the time of presetting is restored. A sequential shift operation is performed. Therefore, every time one pulse of the change point detection signal PR / SH is input, the output signal So having a frequency of half (N × F) of the clock signal CLK and a duty ratio of 50% is spread over N clocks. (Period corresponding to a half cycle of the input signal Si) is output.
図3、図6の例では4段縦続接続なので、プリセットしたH、Lの交番データは4クロックですべてシリアル出力完了になる。そして、5クロック目に再び変化点検出信号PR/SHのパルス部が入力されてプリセットされると(時刻T12)、H、Lの交番データが時刻T11と同様にパラレルロードされる。このような動作が周波数2×Fの変化点検出信号PR/SHが入力される間繰り返されることで、最終段のDフリップフロップ回路44から周波数がクロック信号CLKの2分の1(N×F)でデューティ比が50%の出力信号Soが継続的に出力される。
In the examples of FIGS. 3 and 6, since four stages are cascaded, the preset H and L alternating data are all serially output in four clocks. Then, when the pulse part of the change point detection signal PR / SH is input again and preset at the fifth clock (time T12), the alternating data of H and L are loaded in parallel as at time T11. Such an operation is repeated while the change point detection signal PR / SH having a frequency of 2 × F is input, so that the frequency of the final stage D flip-
図3の周波数逓倍部40の場合、周波数4×Fでデューティ比50%の出力信号Soが出力される。一般に、入力信号Siをデューティ比50%で周波数Fの信号とし、クロック信号CLKの周波数を2×N×Fとし、周波数逓倍部40でDフリップフロップ回路をN段縦続接続した場合、周波数N×Fでデューティ比50%の出力信号Soがディジタル周波数逓倍回路10から出力される。
In the case of the
次に、回路素子が単一固定故障した場合におけるディジタル周波数逓倍回路10の動作のフェールセーフ性について説明する。
Next, the fail-safe property of the operation of the digital
A.図2の入力信号変化検出部20において故障が生じた場合について説明する。
A. A case where a failure occurs in the input signal
入力信号変化検出部20では、入力信号Siが発生していない(入力信号Si=連続ローレベルL)状態で回路が正常なとき、Dフリップフロップ回路21、22の出力信号Sa、出力信号Sbは共にローレベルLになっている。この状態から以下の故障が発生するものとする。
In the input
[A1]第1段のDフリップフロップ回路21のQ端子のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生時に第1段のDフリップフロップ回路21のQ端子の出力信号SaがハイレベルHで第2段のDフリップフロップ回路22のQ端子の出力信号SbがローレベルLの状態となり、その1クロック以内に出力信号Sa、出力信号Sbが共にハイレベルHの状態になる。このため、排他的論理和回路25から変化点検出信号PR/SHとして1クロック時間内のパルスが1回出力される。この1パルスが周波数逓倍部40に入力されると、周波数逓倍部40から周波数Fの入力信号Siの半サイクル時間だけ出力信号Soが出力される。
[A1] When a high-level fixed failure of the Q terminal of the first stage D flip-
たとえば、出力信号Soをトランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路に入力し、この駆動回路の出力でリレーを駆動する場合、入力信号Siの周波数Fを1KHz(キロヘルツ)程度に設定すると、リレーを動作させるには、通常、入力信号Siの10サイクル(10ミリ秒)ほど出力信号Soを出力する必要がある。したがって、入力信号Siの半サイクル時間だけ出力信号Soが出力されても、リレーが誤動作することはない。 For example, when the output signal So is input to a transformer coupled rectification type or capacitor charge pump type drive circuit and the relay is driven by the output of this drive circuit, if the frequency F of the input signal Si is set to about 1 KHz (kilohertz), In order to operate the relay, it is usually necessary to output the output signal So for 10 cycles (10 milliseconds) of the input signal Si. Therefore, even if the output signal So is output for the half cycle time of the input signal Si, the relay does not malfunction.
[A2]第1段のDフリップフロップ回路21のQ端子のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生の前後でDフリップフロップ回路21、22の出力信号Sa、Sbは常にローレベルLの状態なので、変化点検出信号PR/SHはローレベルLのままである。よって周波数逓倍部40から出力信号Soは出力されない。
[A2] When a low-level fixed failure of the Q terminal of the first stage D flip-
[A3]第2段のDフリップフロップ回路22のQ端子のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生時に第1段のDフリップフロップ回路21のQ端子の出力信号SaがローレベルLで第2段のDフリップフロップ回路22のQ端子の出力信号SbがハイレベルHの状態となり、その1クロック以内に出力信号Sa、出力信号Sbが共にローレベルLの状態になる。このため、排他的論理和回路25から変化点検出信号PR/SHとして1クロック時間内のパルスが1回出力される。この1パルスが周波数逓倍部40に入力されると、周波数逓倍部40から周波数Fの入力信号Siの半サイクル時間だけ出力信号Soが出力される。しかし、先に説明したように、リレーの誤動作などは生じない。
[A3] When a high-level fixed failure occurs in the Q terminal of the second stage D flip-
[A4]第2段のDフリップフロップ回路22のQ端子のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生の前後でDフリップフロップ回路21、22の出力信号Sa、Sbは常にローレベルLの状態なので、変化点検出信号PR/SHはローレベルLのままである。よって周波数逓倍部40から出力信号Soは出力されない。
[A4] When a low-level fixed failure occurs in the Q terminal of the second stage D flip-
[A5]排他的論理和回路25のハイレベル固定故障が生じた場合
この場合、故障発生前の排他的論理和回路25の出力である変化点検出信号PR/SHはローレベルLなので、故障発生時に変化点検出信号PR/SHはローレベルLからハイレベルHに変化し、その後はハイレベルHに固定される。しかし、変化点検出信号PR/SHがハイレベルH固定になると、図3の周波数逓倍部40では、Dフリップフロップ回路41、42、43、44へのクロック信号CLKの入力が論理積回路47によって阻止されるので、出力信号Soは出力されない。
[A5] When a high-level fixed failure occurs in the exclusive OR
[A6]排他的論理和回路25のローレベル固定故障が生じた場合
この場合、故障発生の前後とも排他的論理和回路25の出力する変化点検出信号PR/SHはローレベルLのままである。よって周波数逓倍部40から出力信号Soは出力されない。
[A6] When a low-level fixed failure occurs in the exclusive OR
B.図3に示す周波数逓倍部40において故障が生じた場合について説明する。
B. A case where a failure has occurred in the
入力信号変化検出部20からの変化点検出信号PR/SHが発生していない状態(ローレベルLの継続状態)から以下の故障が発生したものとする。
Assume that the following failure has occurred from a state where the change point detection signal PR / SH from the input signal
[B1]第1段のDフリップフロップ回路41のQ端子のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第2段から第4段のDフリップフロップ回路42、43、44の各Q端子の出力Q2、Q3、Q4はローレベルLになっているので、故障発生から3クロック遅れて出力信号SoがハイレベルHに変化し、その後はハイレベルHに固定される。したがって周波数(4×F)の出力信号Soは発生しない。
[B1] When a high-level fixed failure occurs in the Q terminal of the first stage D flip-flop circuit 41 In this case, before the failure occurs, each of the second to fourth stage D flip-
たとえば、出力信号Soをトランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路に入力し、この駆動回路の出力でリレーを駆動する場合、出力信号SoがハイレベルHとローレベルLとに交互に変化しなければ、駆動回路の出力は得られない。したがって、出力信号SoがローレベルLからハイレベルHに変化した後ハイレベルHに固定された状態となっても、リレーなどが誤動作することはない。 For example, when the output signal So is input to a transformer-coupled rectification type or capacitor charge pump type drive circuit and the relay is driven by the output of this drive circuit, the output signal So changes alternately between a high level H and a low level L. Otherwise, the output of the drive circuit cannot be obtained. Therefore, even if the output signal So changes from the low level L to the high level H and is fixed to the high level H, the relay or the like does not malfunction.
[B2]第1段のDフリップフロップ回路41のQ端子のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第2段から第4段のDフリップフロップ回路42、43、44の各Q端子の出力Q2、Q3、Q4はローレベルLになっているので、故障発生の前後を通じて出力信号SoはローレベルLのままである。
[B2] When a low-level fixed failure occurs in the Q terminal of the first stage D flip-flop circuit 41 In this case, before the failure occurs, each of the second to fourth stage D flip-
[B3]第2段のDフリップフロップ回路42のQ端子のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第3段、第4段のDフリップフロップ回路43、44の各Q端子の出力Q3、Q4はローレベルLになっているので、故障発生から2クロック遅れて出力信号SoがハイレベルHに変化し、その後はハイレベルHに固定される。したがって、周波数(4×F)の出力信号Soは発生せず、[B1]で説明したと同様に、リレーなどの誤動作は生じない。
[B3] When a high-level fixed failure occurs in the Q terminal of the second-stage D flip-
[B4]第2段のDフリップフロップ回路42のQ端子のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第3段、第4段のDフリップフロップ回路43、44の各Q端子の出力Q3、Q4はローレベルLになっているので、故障発生の前後を通じて出力信号SoはローレベルLのままである。
[B4] When a low-level fixed failure occurs in the Q terminal of the second-stage D flip-
[B5]第3段のDフリップフロップ回路43のQ端子のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子の出力Q4はローレベルLになっているので、故障発生から1クロック遅れて出力信号SoがハイレベルHに変化し、その後はハイレベルHに固定される。したがって、周波数(4×F)の出力信号Soは発生せず、[B1]で説明したと同様に、リレーなどの誤動作は生じない。
[B5] When a high-level fixed failure occurs in the Q terminal of the third stage D flip-
[B6]第3段のDフリップフロップ回路43のQ端子のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子の出力Q4はローレベルLになっているので、故障発生の前後を通じて出力信号SoはローレベルLのままである。
[B6] When a low-level fixed failure of the Q terminal of the third stage D flip-
[B7]第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子の出力Q4はローレベルLになっているので、故障発生時に出力信号SoがローレベルLからハイレベルHに変化し、その後はハイレベルHに固定される。したがって、周波数(4×F)の出力信号Soは発生せず、[B1]で説明したと同様に、リレーなどの誤動作は生じない。
[B7] When a high-level fixed failure occurs in the Q terminal of the fourth stage D flip-
[B8]第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子の出力Q4はローレベルLになっているので、故障発生の前後を通じて出力信号SoはローレベルLのままである。
[B8] When a low-level fixed failure occurs in the Q terminal of the fourth stage D flip-
[B9]インバータ45の出力のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は第1段から第4段のDフリップフロップ回路41、42、43、44の各Q端子の出力Q1、Q2、Q3、Q4はローレベルLになっていると共に、第1段のDフリップフロップ回路41のD端子へのローレベルLの入力がクロック信号CLKにしたがって順次転送されて第4段のDフリップフロップ回路44のQ端子から出力信号Soとして出力されるので、出力信号SoはローレベルLのままである。
[B9] When a high-level fixed failure occurs in the output of the
[B10]インバータ45の出力のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、故障発生前は、第4段のDフリップフロップ回路44の出力Q4はローレベルLであり、故障発生時に第1段、第3段のDフリップフロップ回路41、43がプリセットされ、それらの出力Q1、Q3がハイレベルHに変化する。しかし、インバータ45の出力がローレベルのときは各Dフリップフロップ回路41、42、43、44へのクロック信号CLKの入力が論理積回路47によって阻止されるので、出力信号Soはローレベルのままとなる。
[B10] When a low-level fixed fault occurs in the output of the
[B11]論理積回路47の出力のハイレベル固定故障が発生した場合
この場合、クロック信号CLKが各Dフリップフロップ回路41、42、43、44に入力されなくなるので、第4段のDフリップフロップ回路44は故障発生前の出力値であるローレベルLを維持し、出力信号SoはローレベルLのままである。
[B11] When a high-level fixed failure occurs in the output of the AND
[B12]論理積回路47の出力のローレベル固定故障が発生した場合
この場合[B11]と同様に、クロック信号CLKが各Dフリップフロップ回路41、42、43、44に入力されなくなるので、第4段のDフリップフロップ回路44は故障発生前の出力値であるローレベルLを維持し、出力信号SoはローレベルLのままである。
[B12] When a low-level fixed failure occurs in the output of the AND
[B13]インバータ46の出力のハイレベル固定故障が発生した場合
電源立ち上げ時に各Dフリップフロップ回路41、42、43、44はリセットされないので、各Dフリップフロップ回路41、42、43、44のQ端子の値Q1、Q2、Q3、Q4は不確定になる。たとえば、電源立ち上げ直後に第1段、第3段のDフリップフロップ回路41、43のQ端子の出力Q1、Q3がハイレベルH、第2段、第4段のDフリップフロップ回路42、44のQ端子の出力Q2、Q4がローレベルLになっていた場合は、4クロックに渡ってL、H、L、Hと出力信号Soが変化し、その後は第1段のDフリップフロップ回路41のD端子の入力値であるローレベルLが継続出力される。したがって、周波数(4×F)の出力信号Soが周波数Fの入力信号Siの半サイクルだけ出力され、その後はローレベルL固定になる。
[B13] When a high-level fixed failure occurs in the output of the
先に[A1]で説明したように、出力信号Soをトランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路に入力し、この駆動回路の出力でリレーを駆動する場合、入力信号Siの1サイクル時間(入力信号Siが1KHzの場合は1ms)だけ出力信号Soが出力されても、リレーなどが誤動作することはない。 As described above in [A1], when the output signal So is input to a transformer coupled rectification type or capacitor charge pump type drive circuit and the relay is driven by the output of this drive circuit, one cycle time of the input signal Si Even if the output signal So is output for only 1 ms when the input signal Si is 1 kHz, the relay or the like does not malfunction.
[B14]インバータ46の出力のローレベル固定故障が発生した場合
この場合、各Dフリップフロップ回路41、42、43、44はクリアされるため、その直前に、たとえば、第1段、第3段のDフリップフロップ回路41、43のQ端子の出力Q1、Q3がハイレベルH、第2段、第4段のDフリップフロップ回路42、44のQ端子の出力Q2、Q4がローレベルLになっていた場合には、出力信号SoはローレベルLのままである。
[B14] When a low-level fixed failure occurs in the output of the
以上のように、何れの回路素子が単一固定故障した場合でも、周波数4×Fの出力信号Soが入力信号Siの1サイクル分以上出力されることはなく、たとえば、トランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路に出力信号Soを入力し、この駆動回路の出力でリレーを駆動する場合には、如何なる固定故障が生じてもリレーが誤動作することはなく、フェールセーフ性が確保される。 As described above, even if any circuit element has a single fixed failure, the output signal So having a frequency of 4 × F is not output more than one cycle of the input signal Si. When the output signal So is input to the charge pump type drive circuit and the relay is driven by the output of the drive circuit, the relay will not malfunction even if any fixed failure occurs, and fail-safety is ensured. .
すなわち、入力信号変化検出部20で固定故障が生じて、周波数逓倍部40のシフトレジスタ(N段縦続接続したDフリップフロップ回路)に交番データがロードされない状態、あるいはロード状態に固定された場合でも、少なくともNクロック後からはハイレベルHまたはローレベルLのいずれかが固定的に出力されるようになるので、ハイレベルHとローレベルLとに交互に変化する出力信号Soは継続出力されず、トランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路を介してリレーが誤動作することはなく、フェールセーフ性が確保される。さらに、シフトレジスタの任意の段で固定故障が生じた場合にも、固定データが継続出力されるので、上記と同様にフェールセーフ性が確保される。
That is, even when a fixed failure occurs in the input signal
このほか、ディジタル周波数逓倍回路10によって入力信号Siの周波数FをN倍した出力信号Soを生成し、この出力信号Soをトランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路の入力にするので、トランスの小型化やコンデンサの小容量化が実現され、駆動回路の小型化とコスト低減化に寄与することができる。
In addition, an output signal So obtained by multiplying the frequency F of the input signal Si by N is generated by the digital
たとえば、リレーの制御信号としてデューティ比50%で周波数1KHzの入力信号SiをCPU(Central Processing Unit)で発生し、これをディジタル周波数逓倍回路10に入力してその周波数を例えば4倍にした後、トランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路に与えることで、CPUの処理負担を軽減しながら高い周波数の出力信号Soを駆動回路に与えて該駆動回路の小型化を図ることができる。
For example, an input signal Si having a duty ratio of 50% and a frequency of 1 kHz is generated by a CPU (Central Processing Unit) as a relay control signal, and this is input to the digital
また、遅延素子やハイブリッド回路などを使用することなく、Dフリップフロップ回路などの論理回路でディジタル周波数逓倍回路10を構成できるので、デューティ比50%を確保するためには遅延素子の遅延時間と論理回路の閾値とを含めた回路定数の詳細設計や調整が不要で、製造容易になる。たとえば、PDL(Programmable Logic Device)などを使用して本回路10を集積化することによって、フェールセーフ性を有する小型のディジタル周波数逓倍回路10を実現することができる。
Further, since the digital
次に、本発明の第2の実施の形態について説明する。 Next, a second embodiment of the present invention will be described.
図7は、第2の実施の形態のディジタル周波数逓倍回路70を示している。ディジタル周波数逓倍回路70は、第1の実施の形態に示したディジタル周波数逓倍回路10を多段(この例では2段)接続して構成される。
FIG. 7 shows a
第1段のディジタル周波数逓倍回路10aは、入力信号Siaの周波数をN倍し、第2段のディジタル周波数逓倍回路10bは、入力信号Sibの周波数をM倍するように構成される。
The first stage digital
第1段のディジタル周波数逓倍回路10aの入力端子11aには第1入力信号Sia(周波数=F、デューティ比50%)が入力され、クロック端子12aには第1クロック信号CLKa(周波数=2×N×F)が入力される。これにより、第1段のディジタル周波数逓倍回路10aの出力端子14aからは第1出力信号Soa(周波数=N×F、デューティ比50%)が出力される。
The first input signal Sia (frequency = F, duty ratio 50%) is input to the
第2段のディジタル周波数逓倍回路10bの入力端子11bには第1段のディジタル周波数逓倍回路10aから出力された出力信号Soaが入力され、第2段のディジタル周波数逓倍回路10bのクロック端子12bには第2クロック信号CLKb(周波数=2×M×N×F)が入力される。これにより、第2段のディジタル周波数逓倍回路10bの出力端子14bからは第2出力信号Sob(周波数=M×N×F、デューティ比50%)が出力される。
The output signal Soa output from the first stage digital
なお、各ディジタル周波数逓倍回路10a、10bのリセット端子13a、13bには電源立ち上げ時にリセット信号PORが入力される。
The reset signal POR is input to the
上記のようにディジタル周波数逓倍回路10a、10bを多段接続することにより、逓倍数が大の場合に、1段構成に比べて周波数逓倍部40でのDフリップフロップ回路の使用数(シフトレジスタの段数)を低減することができる。たとえば、A逓倍する場合、1段構成での使用数=Aとなるが、2段構成での使用数=(1段目の使用数=B)×(2段目の使用数=C)となる。すなわち、A=B×Cとなり、A=B+C、BとCは偶数の条件で連立方程式を解くと、B=C=2、A=4が得られ、逓倍数4で使用数は同数となり、逓倍数6以上で多段構成による使用数の削減効果が得られる。
By connecting the
たとえば、64逓倍する場合、A=64であるが、B=C=8とすれば、B+C=16となり、周波数逓倍部40でのDフリップフロップ回路の使用数を48個低減することができる。多段接続する段数を増やすほどDフリップフロップ回路の使用数を削減することが可能になる。多段接続する段数は2段に限らず任意に設定することができる。
For example, when multiplying by 64, A = 64, but when B = C = 8, B + C = 16, and the number of D flip-flop circuits used in the
次に、第3の実施の形態について説明する。 Next, a third embodiment will be described.
第3の実施の形態では、第1の実施の形態で示した周波数逓倍部40に比べてDフリップフロップ回路の個数(シフトレジスタの段数)を1つ削減している。削減方法には第1ケースと第2ケースとがある。
In the third embodiment, the number of D flip-flop circuits (the number of stages of shift registers) is reduced by one compared to the
<第1ケース>
N逓倍する場合、Dフリップフロップ回路を(N−1)段縦続接続して(N−1)段のシフトレジスタを構成し、変化点検出信号PR/SHの入力時に各奇数段目がハイレベルHになるようにしてハイレベルHとローレベルLの(N−1)ビットの交番データをパラレルロードすると共に、初段のシリアル入力をローレベルLに固定する。
<First case>
When multiplying by N, (N-1) stages of D flip-flop circuits are connected in cascade to form a shift register of (N-1) stages, and each odd stage is at a high level when the change point detection signal PR / SH is input. The alternating data of (N-1) bits of high level H and low level L is parallel-loaded so as to become H, and the serial input at the first stage is fixed to low level L.
図8は、第1ケースにおける4逓倍の周波数逓倍部40aの一例を示している。
FIG. 8 shows an example of the
周波数逓倍部40aでは、各奇数段目が変化点検出信号PR/SHによってプリセットされるようにし、偶数段目のプリセット端子を+5Vに固定し、初段のDフリップフロップ回路のD端子をローレベルLに固定してある。
In the
初段のDフリップフロップ回路42のD端子はローレベルLに固定されているので、初期状態、すなわち、変化点検出信号PR/SHが入力されずにクロック信号CLKが(N−1)クロック以上入力された状態では、すべてのDフリップフロップ回路42、43、44のQ端子はローレベルLになっている。
Since the D terminal of the D flip-
この状態で、変化点検出信号PR/SHが入力されると、奇数段目のDフリップフロップ回路42、44がプリセットされるので、Dフリップフロップ回路42、43、44にはH、L、Hのデータ(奇数段目がHの交番データ)がパラレルロードされた状態になる。初段のDフリップフロップ回路42のD端子はローレベルLに固定されているので、クロック毎にデータがシフトされると、1クロック後にはL、H、Lになり、2クロック後にはL、L、Hになり、3クロック後にはL、L、Lになる。すなわち、最終段のDフリップフロップ回路44の出力は、プリセットを含めた4クロックの間にH、L、H、Lと変化し、変化点検出信号PR/SHの周波数を4逓倍したデューティ比50%の出力信号Soを得ることができる。また図8の回路においても図3の周波数逓倍部40と同様にフェールセーフ性は確保される。
In this state, when the change point detection signal PR / SH is input, the odd-numbered D flip-
<第2ケース>
N逓倍する場合、Dフリップフロップ回路を(N−1)段縦続接続して(N−1)段のシフトレジスタを構成し、変化点検出信号PR/SHの入力時に各偶数段目がハイレベルHになるようにしてハイレベルHとローレベルLの(N−1)ビットの交番データをパラレルロードすると共に、初段のシリアル入力をハイレベルHに固定する。
<Second case>
When multiplying by N, D flip-flop circuits are cascaded to form (N-1) stages to form a (N-1) stage shift register, and each even stage is at a high level when the change point detection signal PR / SH is input. The high-level H and low-level L (N-1) bits of alternating data are loaded in parallel so as to become H, and the first-stage serial input is fixed to the high level H.
図9は、第2ケースにおける4逓倍の周波数逓倍部40bを示している。周波数逓倍部40bでは、各奇数段目が変化点検出信号PR/SHによってクリアされるようにし、全段のプリセット端子を+5Vに固定し、初段のDフリップフロップ回路のD端子をハイレベルHに固定してある。
FIG. 9 shows a
初段のDフリップフロップ回路42のD端子はハイレベルHに固定されているので、初期状態、すなわち、変化点検出信号PR/SHが入力されずにクロック信号CLKが(N−1)クロック以上入力された状態では、すべてのDフリップフロップ回路42、43、44のQ端子はハイレベルHになっている。
Since the D terminal of the first-stage D flip-
この状態で、変化点検出信号PR/SHが入力されると、奇数段目のDフリップフロップ回路42、44がクリアされるので、Dフリップフロップ回路42、43、44はL、H、Lのデータ(偶数段目がHの交番データ)がパラレルロードされた状態になる。初段のDフリップフロップ回路42のD端子はハイレベルHに固定されているので、クロック毎にデータがシフトされると、1クロック後にはH、L、Hになり、2クロック後にはH、H、Lになり、3クロック後にはH、H、Hになる。すなわち、最終段のDフリップフロップ回路44の出力は、変化点検出信号PR/SHによるクリアを含めた4クロックの間にL、H、L、Hと変化し、図3の周波数逓倍部40と同様の動作になり、変化点検出信号PR/SHの周波数を4逓倍したデューティ比50%の出力信号Soを得ることができる。また図9の回路の場合にも、フェールセーフ性は図3の周波数逓倍部40と同様に確保される。
In this state, when the change point detection signal PR / SH is input, the D flip-
以上、本発明の実施の形態を図面によって説明してきたが、具体的な構成は実施の形態に示したものに限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲における変更や追加があっても本発明に含まれる。 The embodiment of the present invention has been described with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to that shown in the embodiment, and there are changes and additions within the scope of the present invention. Are also included in the present invention.
たとえば、各実施の形態では入力信号Siの立ち上がりと立ち下がりの双方で変化点を検出し、入力信号Siの周波数の2倍の変化点検出信号PR/SHを生成するように構成したが、入力信号変化検出部20を入力信号Siの立ち上がりもしくは立ち下がりのいずれかの変化点を検出し、入力信号変化検出部20から入力信号Siと同一周波数の変化点検出信号PR/SHを出力させ、その後段の周波数逓倍部40におけるDフリップフロップ回路の縦続接続段数(シフトレジスタの段数)を2×N段とする構成であってもかまわない。この場合、入力信号Siのデューティ比は約50%でなくても良く、任意でよい。また、第3の実施の形態の手法を用いてDフリップフロップ回路(シフトレジスタの段数)を1つ削減し、(2N−1)段としてもよい。入力信号Siの立ち上がりもしくは立ち下がりの変化点を検出する回路は、既知の任意のエッジ検出回路で構成されてもよいし、たとえば、立ち上がり検出の場合は図2の排他的論理和回路25の出力と信号Sa(または信号Si)との論理積をとる回路構成、立ち下がり検出の場合は排他的論理和回路25の出力と信号Sb(または信号Siの反転信号)との論理積をとる回路構成でもよい。
For example, in each embodiment, the change point is detected both at the rising edge and the falling edge of the input signal Si, and the change point detection signal PR / SH twice the frequency of the input signal Si is generated. The signal
各実施の形態ではリセット信号PORを電源立ち上げ時に入力するように構成したが、周波数逓倍部40の各Dフリップフロップ回路(シフトレジスタ)のクリア端子へのリセット信号PORの入力およびインバータ46を省略するように構成されてもよい。この場合、電源立ち上げ時の各Dフリップフロップ回路の出力値は不確定になるが、前述した[B13]の故障が生じた場合と同様の動作となり、フェールセーフ性は確保される。
In each embodiment, the reset signal POR is input when the power is turned on, but the input of the reset signal POR to the clear terminal of each D flip-flop circuit (shift register) of the
さらに、論理積回路47を省略し、クロック信号CLKを直接各Dフリップフロップ回路41、42、43、44(シフトレジスタ)のクロック端子に入力するように構成されてもよい。この場合、前述の[A6]に示すように変化点検出信号PR/SHがハイレベルHに固定される故障が生じた場合でも論理積回路47によってクロックが阻止されなくなる。しかし、変化点検出信号PR/SHによってプリセット(交番データがパラレルロード)された状態が継続するので、たとえば図3の回路では、第3段のDフリップフロップ回路43の出力がハイレベル固定になり、1クロック後以降は出力信号Soもハイレベル固定になる。これは、ハイレベルHとローレベルLとに交互に変化しない信号なので、トランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路を介してリレーが誤動作することはない。
Further, the AND
入力信号Siの立ち上がりと立ち下がりの変化点を検出して変化点検出信号PR/SHを生成する場合、入力信号Siのデューティ比は50%であることが望ましいが、ある程度のずれがあってもかまわない。この場合、周波数逓倍部40から出力される出力信号Soにおいてパルスの並びに不均一性を生じるが、トランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路を駆動できる程度の不均一性であれば問題は生じない。
When the change point detection signal PR / SH is generated by detecting the change point of the rise and fall of the input signal Si, the duty ratio of the input signal Si is desirably 50%. It doesn't matter. In this case, nonuniformity of pulses occurs in the output signal So output from the
図3や図8に示す周波数逓倍部40、40aでは、変化点検出信号PR/SHをDフリップフロップ回路のプリセットに、また図9の周波数逓倍部40bではクリアに使用することで交番データがパラレルロードされた状態を形成したが、変化点検出信号PR/SHをプリセットとクリアを交互に各段へ入力する構成でもよい。たとえば、奇数段目のDフリップフロップ回路のプリセット端子と偶数段目のDフリップフロップ回路のクリア端子に変化点検出信号PR/SHを入力し、残るプリセット端子およびクリア端子を+5Vにプルアップするように構成されてもよい。
In the
また、実施の形態に示す周波数逓倍部40、40a、40bではDフリップフロップ回路を縦続接続する構成例を示したが、これに代えてパラレルロード、シリアルアウトの機能(第3の実施の形態の周波数逓倍部40a、40bの場合はさらにシリアル入力の機能)を備えたシフトレジスタを使用してもかまわない。
Further, in the
なお、ディジタル周波数N倍回路10、70の用途はその出力信号Soをトランス結合整流方式やコンデンサチャージポンプ方式の駆動回路に与える場合に限定されるものではない。また、シフトレジスタの段数(あるいは段数−1)分の期間の出力信号Soが出力されても誤動作しないシステムにおいてはフェールセーフ性が確保される。
The use of the digital frequency
10、10a、10b…ディジタル周波数逓倍回路
11、11a、11b…入力端子
12、12a、12b…クロック端子
13、13a、13b…リセット端子
14、14a、14b…出力端子
20…入力信号変化検出部
21、22…Dフリップフロップ回路
23、24…インバータ
25…排他的論理和回路
40…周波数逓倍部
41、42、43、44…Dフリップフロップ回路
45、46…インバータ
47…論理積回路
70…2段縦続接続のディジタル周波数逓倍回路
CLK…クロック信号
POR…リセット信号
PR/SH…変化点検出信号
Sa…1段目のディジタル周波数逓倍回路の出力信号
Sb…2段目のディジタル周波数逓倍回路の出力信号
Sd…インバータ45の出力
Se…論理積回路47の出力
Si…入力信号
So…出力信号
DESCRIPTION OF
Claims (6)
前記ディジタル入力信号の立ち上がり及び立ち下がりの変化点を検出する変化点検出部と、
周波数2×N×Fのクロック信号が入力されたN段のシフトレジスタを備えると共に、前記変化点検出部によって前記変化点が検出される毎に、1と0が交互に配列されたNビットの交番データが前記シフトレジスタにロードされる周波数逓倍部と、
を有し、
前記シフトレジスタのシリアル出力から前記ディジタル出力信号を出力する
ことを特徴とするディジタル周波数逓倍回路。 A digital frequency which inputs a digital input signal of frequency F with a duty ratio of about 50% and outputs a digital output signal with a duty ratio of 50% when the frequency is N times the digital input signal (N is an even integer of 2 or more). In the multiplier circuit,
A change point detector for detecting change points of rising and falling edges of the digital input signal;
An N-stage shift register to which a clock signal having a frequency of 2 × N × F is input, and each time the change point is detected by the change point detection unit, N bits of 1 and 0 alternately arranged A frequency multiplier in which alternating data is loaded into the shift register;
Have
A digital frequency multiplication circuit that outputs the digital output signal from a serial output of the shift register.
一方のDフリップフロップ回路のクロック端子に前記クロック信号が入力され、他方のDフリップフロップ回路のクロック端子に前記インバータの出力が入力され、
前記排他的論理和回路の出力が変化点検出信号として出力される
ことを特徴とする請求項1に記載のディジタル周波数逓倍回路。 The change point detection unit includes a D flip-flop circuit cascaded in two stages, an exclusive OR circuit that performs an exclusive OR of outputs from the D flip-flop circuit, and an inverter that inverts the clock signal. Prepared,
The clock signal is input to the clock terminal of one D flip-flop circuit, the output of the inverter is input to the clock terminal of the other D flip-flop circuit,
The digital frequency multiplication circuit according to claim 1, wherein an output of the exclusive OR circuit is output as a change point detection signal.
前記周波数逓倍部は、前記変化点検出信号が出力される毎に前記ロードを行い、 The frequency multiplier performs the load every time the change point detection signal is output,
前記変化点検出信号の出力中は前記シフトレジスタへの前記クロック信号の入力を阻止するゲートをさらに有する A gate for preventing the clock signal from being input to the shift register while the change point detection signal is being output;
ことを特徴とする請求項1または2に記載のディジタル周波数逓倍回路。 The digital frequency multiplication circuit according to claim 1 or 2, characterized in that
その1段少なくした段数に対応するビット数であって前記シフトレジスタの奇数段目が1になる交番データがパラレルロードされかつ初段へのシリアル入力をローレベルに固定する、もしくは、前記1段少なくした段数に対応するビット数であって前記シフトレジスタの偶数段目が1になる交番データがパラレルロードされかつ初段へのシリアル入力をハイレベルに固定する
ことを特徴とする請求項1乃至3のいずれか1つに記載のディジタル周波数逓倍回路。 Reduce the number of stages of the shift register by one stage,
The number of bits corresponding to the number of stages reduced by one stage and the alternate data in which the odd-numbered stage of the shift register is 1, is loaded in parallel and the serial input to the first stage is fixed at a low level, or the number of stages is reduced by one stage. 4. The number of bits corresponding to the number of stages and the alternating data in which the even-numbered stage of the shift register is 1, are loaded in parallel and the serial input to the first stage is fixed at a high level. The digital frequency multiplication circuit according to any one of the above.
ことを特徴とする請求項1乃至4のいずれか1つに記載のディジタル周波数逓倍回路。 The digital frequency multiplication circuit according to any one of claims 1 to 4, wherein the shift register is configured by cascading D flip-flop circuits having preset input and clear input functions.
ことを特徴とするディジタル周波数逓倍回路。 A digital output signal comprising the digital output signal output from the digital frequency multiplier circuit according to any one of claims 1 to 5 as a digital input signal for the next stage, and a plurality of stages of the digital frequency multiplier circuits connected. Frequency multiplier circuit.
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