JP4832305B2 - ステレオ信号生成装置およびステレオ信号生成方法 - Google Patents

ステレオ信号生成装置およびステレオ信号生成方法 Download PDF

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Description

本発明は、ステレオ信号生成装置およびステレオ信号生成方法に関し、特に、モノラル信号および信号パラメータからステレオ信号を生成するステレオ信号生成装置およびステレオ信号生成方法に関する。
大部分の音声コーデックでは、音声のモノラル信号のみを符号化する。モノラルの音声は、ステレオのように空間情報を提供しない。そのようなモノラルコーデックは、信号が、例えば、人間の発声等の単一ソースから生成されるような、携帯電話およびテレコンファレンス機器などの通信機器において一般に用いられる。従来は、送信帯域幅の制約により、そのようなモノラル信号でも十分であった。しかしながら、技術進歩により帯域幅が改善されるにつれ、この制約は、次第に重要性を有しないものとなってきている。一方で、音声品質が、考慮すべきより重要な要素となっており、可能な限り低いビットレートで、高い品質の音声を提供することが重要となっている。
ここで、ステレオ機能は、知覚される音声品質を改善するのに役立つ。ステレオ機能の用途の一つとしては、同時に複数の発話者が存在する状況において、発話者の位置を識別することのできる、高品質なテレコンファレンス機器がある。
現在、ステレオ音声コーデックは、ステレオオーディオコーデックに比べて、あまり一般的ではない。オーディオ符号化では、様々な方法で立体音響符号化を実現することができ、オーディオ符号化においてステレオ機能は標準と考えられている。左右二つのチャネルを独立して、デュアルモノとして符号化することにより、ステレオ効果を実現することができる。また、左右二つのチャネル間の冗長性を利用して、ジョイントステレオとして符号化することもでき、これにより良い品質を保ちつつ、ビットレートを低減することができる。ジョイントステレオは、ミッドサイド（ＭＳ）ステレオおよびインテンシティ（Ｉ）ステレオを用いて行なうことができる。これらの二つの方法を合わせて用いることで、より高い圧縮率を実現することができる。
これらのオーディオ符号化には、以下のような短所がある。すなわち、左右のチャネルを独立して符号化する場合は、チャネル間の相関冗長性を利用したビットレートの低減がなされないので、帯域幅が浪費されてしまう。従って、ステレオチャネルは、モノラルチャネルに比べて、二倍のビットレートを必要とする。
また、ＭＳステレオでは、ステレオチャネル間の相関性を利用する。ＭＳステレオでは、狭帯域幅送信のために低いビットレートで符号化がなされるときには、エイリアジング歪みを生じ易く、信号のステレオイメージングも影響を受ける。
また、Ｉステレオについては、人間の聴覚系統が高周波数成分を分解する能力が高周波領域で低下するため、Ｉステレオは高周波領域のみにおいて有効であって、低周波領域では有効でない。
また、大抵の音声コーデックは、線形予測法の変形を用いたパラメータにより人間の声道をモデル化して機能する、パラメトリック符号化と考えられており、ジョイントステレオ方法もまた、ステレオ音声コーデックには適していない。
ここで、オーディオコーデックに類似する音声コーデック方法の一つに、ステレオ音声の各チャネルを独立に符号化し、これによってステレオ効果を実現するものがある。しか
し、このコーデック方法には、モノラルソースのみを符号化するのに比べて二倍の帯域幅を使用するというオーディオコーデックの短所と同一の短所がある。
また別の音声コーデック方法としては、クロスチャネル予測を用いるものがある（例えば、非特許文献１参照）。この方法では、立体音響信号にチャネル間相関が存在することを利用して、立体音響チャネル間の強度差、遅延差および空間差などの冗長性をモデル化する。
また、別の音声コーデック方法として、パラメトリック空間オーディオを用いた方法がある（例えば、特許文献１参照）。この方法の基本的な考えは、パラメータのセットを用いて、音声信号を表現することである。音声信号を表現するこれらのパラメータは、原音と知覚的に類似する信号を再合成するために、復号側で用いられる。この方法においては、帯域をサブバンドと呼ばれる多数の周波数帯に分割した後、パラメータは帯域毎に計算される。各サブバンドは、いくつかの周波数成分または帯域係数からなり、成分の数は、より高い周波数サブバンドほど増加する。例えば、各サブバンドについて計算されるパラメータの一つは、チャネル間レベル差である。このパラメータは、左チャネル（Ｌチャネル）と右チャネル（Ｒチャネル）との間の電力比である。このチャネル間レベル差は、復号側において、帯域係数を修正するのに用いられる。各サブバンドに対して一つのチャネル間レベル差が計算されるので、同一のチャネル間レベル差が当該サブバンドにおける全ての帯域係数に対して適用される。このことは、サブバンドにおける全ての帯域係数に対して同一の変更係数が適用されることを意味する。
国際公開第０３／０９０２０８号パンフレット Ramprashad, S. A., "Stereophonic CELP coding using Cross Channel Prediction", Proc. IEEE Workshop on Speech Coding, Pages:136-138, (17-20 Sept. 2000)
しかしながら、上記のクロスチャネル予測を用いた音声コーデック方法では、複雑なシステムにおいてチャネル間の冗長性が失われて、それによりクロスチャネル予測の効果が減じられてしまう。よって、この方法は、ADPCMのような簡単なコーデックに適用される場合にのみ有効である。
また、上記のパラメトリック空間オーディオを用いた音声コーデック方法では、サブバンド毎に一つのチャネル間レベル差を用いることによる結果、ビットレートはより低いものとなるものの、復号側では、周波数成分に渡ってレベル変更の調整がかなり粗いものとなってしまい再現性が低下する。
本発明の目的は、低いビットレートで再現性の良いステレオ信号を得ることができるステレオ信号生成装置およびステレオ信号生成方法を提供することである。
本発明のステレオ信号生成装置は、ステレオ信号の左右各チャネルの信号から得られた時間領域のモノラル信号を周波数領域のモノラル信号に変換する変換手段と、前記周波数領域のモノラル信号の第１の電力スペクトルを求める電力算出手段と、前記第１の電力スペクトルと前記ステレオ信号の左チャネルの電力スペクトルとの第１の差から前記左チャネルに対する第１のスケーリング比を求めるとともに、前記第１の電力スペクトルと前記ステレオ信号の右チャネルの電力スペクトルとの第２の差から前記右チャネルに対する第２のスケーリング比を求めるスケーリング比算出手段と、前記周波数領域のモノラル信号
に前記第１のスケーリング比を乗算して前記ステレオ信号の左チャネル信号を生成するとともに、前記周波数領域のモノラル信号に前記第２のスケーリング比を乗算して前記ステレオ信号の右チャネル信号を生成する乗算手段と、を具備する構成を採る。
本発明によれば、低いビットレートで再現性の良いステレオ信号を得ることができる。
本発明では、モノラル信号およびステレオソースからのＬＰＣパラメータのセットを用いて、ステレオ信号を生成する。本発明では、ＬチャネルおよびＲチャネルの電力スペクトルエンベロープおよびモノラル信号を用いて、ＬチャネルおよびＲチャネルのステレオ信号を生成する。電力スペクトルエンベロープは、各チャネルのエネルギー分散に対する近似値として考えることができる。よって、モノラル信号に加えて、ＬチャネルおよびＲチャネルの近似化されたエネルギー分散を用いて、ＬチャネルおよびＲチャネルの信号を生成することができる。モノラル信号は、標準的な音声符号器／復号器またはオーディオ符号器／復号器を用いて、符号化および復号することができる。本発明では、ＬＰＣ分析のプロパティを用いてスペクトルエンベロープを計算する。信号電力スペクトルＰのエンベロープは、以下の式（１）に示すように、全極フィルタの伝達関数Ｈ（ｚ）をプロットすることにより得られる。
Figure 0004832305
 ここで、akはＬＰＣ係数であり、GはＬＰＣ分析フィルタのゲインである。
上式（１）を用いたプロットの例を、図１〜図６に示す。点線は、実際の信号電力を表わし、実線は、上式（１）を用いて得られた信号電力のエンベロープを表わす。
図１〜図４は、フィルタ次数 P=20において、異なる特性の信号のいくつかのフレームについての電力スペクトルプロットを示す。図１〜図４より、エンベロープが、周波数間にわたって、信号電力の上昇、下降、あるいはその推移線にかなり忠実に沿っていることが分かる。
また、図５および図６は、ステレオ信号のフレームの電力スペクトルプロットを示す。図５はＬチャネルのエンベロープを示し、図６はＲチャネルのエンベロープを示す。図５および図６より、ＬチャネルのエンベロープとＲチャネルのエンベロープが、互いに異なることが分かる。
よって、ステレオ信号のＬチャネル信号とＲチャネル信号は、ＬチャネルとＲチャネルの電力スペクトルおよびモノラル信号に基づいて構成することができる。よって、本発明では、モノラル信号に加えて、ステレオソースからのＬＰＣパラメータのみを用いてステレオ出力信号を生成する。モノラル信号は、標準的な符号器により符号化することができる。一方、ＬＰＣパラメータは付加情報として送信されるため、ＬＰＣパラメータの送信には、符号化されたＬチャネル信号とＲチャネル信号を独立に送信する場合に比べ、かなり少ない帯域幅しか必要としない。また、本発明では、ＬチャネルとＲチャネルの電力スペクトルを用いて、各周波数成分または帯域係数を修正、調整することが可能となる。これにより、ビットレートに負担をかけることなく、各周波数成分にわたってスペクトルレベルの細かな調整を行うことができる。
以下、本発明の実施の形態について図面を用いて詳細に説明する。
図７に、本発明の一実施の形態に係る符号化／復号システムの構成を示す。図７において、符号化装置は、ダウンミクス部１０、符号化部２０、ＬＰＣ分析部３０および多重化部４０を含んで構成される。また、復号装置は、分離部６０、復号部７０、電力スペクトル演算部８０およびステレオ信号生成装置９０を含んで構成される。なお、符号化装置に入力されるＬチャネル信号LとＲチャネル信号Rは、既にデジタルフォーマットになっているものとする。
符号化装置において、ダウンミクス部１０は、入力されるL信号とR信号をダウンミクスして時間領域のモノラル信号Mを生成する。符号化部２０は、モノラル信号Mを符号化して多重化部４０に出力する。なお、符号化部２０は、オーディオ符号器または音声符号化器のいずれであってもよい。
一方、ＬＰＣ分析部３０は、L信号とR信号をＬＰＣ分析によって分析してＬチャネルとＲチャネル各々に対するＬＰＣパラメータを求め、多重化部４０に出力する。
多重化部４０は、符号化されたモノラルデータとＬＰＣパラメータとを多重したビットストリームを通信路５０を介して復号装置に送信する。
復号装置において、分離部６０は、受信したビットストリームをモノラルデータとＬＰＣパラメータとに分離する。モノラルデータは復号部７０に入力され、ＬＰＣパラメータは電力スペクトル演算部８０に入力される。
復号部７０は、モノラルデータを復号する。これにより、時間領域のモノラル信号M’tが得られる。時間領域のモノラル信号M’tは、ステレオ信号生成装置９０に入力されるとともに、復号装置から出力される。
電力スペクトル演算部８０は、入力されるＬＰＣパラメータを用いて、ＬチャネルとＲ
チャネルの電力スペクトルPL,PRを求める。ここで求められる電力スペクトルのプロットは、図５および図６に示すようになる。電力スペクトルPL,PRは、ステレオ信号生成装置９０に入力される。
ステレオ信号生成装置９０は、これらの三つのパラメータ、すなわち、時間領域のモノラル信号M’t、電力スペクトルPL,PRを用いて、ステレオ信号L’,R’を生成して出力する。
次に、図８を用いて、ＬＰＣ分析部３０の構成について説明する。ＬＰＣ分析部３０は、Ｌチャネル用のＬＰＣ分析部３０１ａおよびＲチャネル用のＬＰＣ分析部３０１ｂを含んで構成される。
ＬＰＣ分析部３０１ａは、Ｌチャネル信号Lの全ての入力フレームに対してＬＰＣ分析を行う。このＬＰＣ分析により、ＬＰＣ係数aL,kおよびＬＰＣゲインGL（k= 1, 2,…, P：PはＬＰＣフィルタの次数）がＬチャネルのＬＰＣパラメータとして得られる。
また、ＬＰＣ分析部３０１ｂは、Ｒチャネル信号Rの全ての入力フレームに対してＬＰＣ分析を行う。このＬＰＣ分析により、ＬＰＣ係数aR,kおよびＬＰＣゲインGR（k= 1, 2,…, P：PはＬＰＣフィルタの次数）がＲチャネルのＬＰＣパラメータとして得られる。
ＬチャネルのＬＰＣパラメータおよびＲチャネルのＬＰＣパラメータは多重化部４０でモノラルデータと多重され、ビットストリームが生成される。このビットストリームは、通信路５０を介して復号装置へ送信される。
次に、図９を用いて、電力スペクトル演算部８０の構成について説明する。電力スペクトル演算部８０は、インパルス応答形成部８０１ａ、８０１ｂ、ＦＴ（周波数変換）部８０２ａ、８０２ｂ、対数演算部８０３ａ、８０３ｂを含んで構成される。電力スペクトル演算部８０には、ビットストリームが分離部６０で分離されることにより得られた各チャネルのＬＰＣパラメータ（すなわち、ＬＰＣ係数aL,k、aR,k）およびＬＰＣゲインGL、GRが入力される。
Ｌチャネルについては、インパルス応答形成部８０１ａが、ＬＰＣ係数aL,kおよびＬＰＣゲインGLを用いてインパルス応答hL(n)を形成してＦＴ部８０２ａに出力する。ＦＴ部８０２ａは、インパルス応答hL(n)を周波数領域に変換して伝達関数HL(z)を得る。よって、伝達関数HL(z)は、以下の式（２）で表される。
Figure 0004832305
対数演算部８０３ａは、伝達関数応答HL(z)の対数振幅を求めてプロットする。これにより、Ｌチャネル信号の近似化された電力スペクトルPLのエンベロープが得られる。電力スペクトルPLは、以下の式（３）で表される。
Figure 0004832305
一方、Ｒチャネルについては、インパルス応答形成部８０１ｂが、ＬＰＣ係数aR,kおよびＬＰＣゲインGRを用いてインパルス応答hR(n)を形成してＦＴ部８０２ｂに出力する。
ＦＴ部８０２ｂは、インパルス応答hR(n)を周波数領域に変換して伝達関数HR(z)を得る。よって、伝達関数HR(z)は、以下の式（４）で表される。
Figure 0004832305
対数演算部８０３ｂは、伝達関数応答HR(z)の対数振幅を求めてプロットする。これにより、Ｒチャネル信号の近似化された電力スペクトルPRのエンベロープが得られる。電力スペクトルPRは、以下の式（５）で表される。
Figure 0004832305
Ｌチャネルの電力スペクトルPLおよびＲチャネルの電力スペクトルPRはステレオ信号生成装置９０に入力される。また、ステレオ信号生成装置９０には、復号部７０で復号された時間領域のモノラル信号M’tが入力される。
次に、図１０を用いて、ステレオ信号生成装置９０の構成について説明する。ステレオ信号生成装置９０には、時間領域のモノラル信号M’t、Ｌチャネルの電力スペクトルPLおよびＲチャネルの電力スペクトルPRが入力される。
ＦＴ（周波数変換）部９０１は、時間領域のモノラル信号M’tを、周波数変換関数を用いて周波数領域のモノラル信号M’に変換する。なお、これ以降の説明では、特に明記しない限り、すべての信号および演算は、周波数領域でのものとする。
電力スペクトル演算部９０２は、モノラル信号M’がゼロでない場合、モノラル信号M’の電力スペクトルPM’を以下の式（６）に従って求める。なお、モノラル信号M’がゼロである場合、電力スペクトル演算部９０２は、電力スペクトルPM’をゼロに設定する。
Figure 0004832305
減算部９０３ａは、モノラル信号M’がゼロでない場合、Ｌチャネルの電力スペクトルPLとモノラル信号の電力スペクトルPM’との差DPLを以下の式（７）に従って求める。なお、モノラル信号M’がゼロである場合、減算部９０３ａは、差分値DPLをゼロに設定する。
Figure 0004832305
スケーリング比算出部９０４ａは、差分値DPLを用いて、以下の式（８）に従ってＬチャネルに対するスケーリング比SLを求める。よって、モノラル信号M’がゼロである場合、スケーリング比SLは１に設定される。
Figure 0004832305
一方、減算部９０３ｂは、モノラル信号M’がゼロでない場合、Ｒチャネルの電力スペクトルPRとモノラル信号の電力スペクトルPM’との差DPRを以下の式（９）に従って求める。なお、モノラル信号M’がゼロである場合、減算部９０３ａは、差分値DPRをゼロに設
定する。
Figure 0004832305
スケーリング比算出部９０４ｂは、差分値DPRを用いて、以下の式（１０）に従ってＲチャネルに対するスケーリング比SRを求める。よって、モノラル信号M’がゼロである場合、スケーリング比SRは１に設定される。
Figure 0004832305
乗算部９０５ａは、以下の式（１１）に示すように、モノラル信号M’とＬチャネルに対するスケーリング比SLとを乗算する。また、乗算部９０５ｂは、以下の式（１２）に示すように、モノラル信号M’とＲチャネルに対するスケーリング比SRとを乗算する。これらの乗算により、ステレオ信号のＬチャネル信号L”とＲチャネル信号R”が生成される。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
乗算部９０５ａで得られたＬチャネル信号L”および乗算部９０５ｂで得られたＲチャネル信号R”は、信号の大きさについては正しいものの、正負の符号が正しくない場合もある。よって、この段階でＬチャネル信号L”およびＲチャネル信号R”を最終的な出力信号とすると再現性の悪いステレオ信号を出力してしまうことがある。そこで、符号決定部１００が、以下の処理を行って、Ｌチャネル信号L”およびＲチャネル信号R”の正しい符号を決定する。
まず、加算部９０６ａおよび除算部９０７ａにより、以下の式（１３）に従って、和信号Miを求める。加算部９０６ａが、Ｌチャネル信号L”とＲチャネル信号R”とを加算し、その加算結果を除算部９０７ａが２で割る。
Figure 0004832305
また、減算部９０６ｂおよび除算部９０７ｂにより、以下の式（１４）に従って、差信号Moを求める。減算部９０６ａが、Ｌチャネル信号L”とＲチャネル信号R”との差を求め、その減算結果を除算部９０７ｂが２で割る。
Figure 0004832305
次に、絶対値算出部９０８ａが、和信号Miの絶対値を求め、減算部９１０ａが、絶対値算出部９０９で算出されるモノラル信号M’の絶対値と和信号Miの絶対値との差を求め、絶対値算出部９１１ａが、絶対値算出部９１０ａで算出された差分値の絶対値DMiを求める。よって、絶対値算出部９１１ａで算出される絶対値DMiは、以下の式（１５）によって表される。この絶対値DMiは、比較部９１５に入力される。
Figure 0004832305
同様に、絶対値算出部９０８ｂが、差信号Moの絶対値を求め、減算部９１０ｂが、絶対値算出部９０９で算出されるモノラル信号M’の絶対値と差信号Moの絶対値との差を求め、絶対値算出部９１１ｂが、絶対値算出部９１０ｂで算出された差分値の絶対値DMoを求める。よって、絶対値算出部９１１ｂで算出される絶対値DMoは、以下の式（１６）によって表される。この絶対値DMoは、比較部９１５に入力される。
Figure 0004832305
一方、モノラル信号M’の正負の符号が判定部９１２で判定され、判定結果SM’が比較部９１５に入力される。また、和信号Miの正負の符号が判定部９１３ａで判定され、判定結果SMiが比較部９１５に入力される。また、差信号Moの正負の符号が判定部９１３ｂで判定され、判定結果SMoが比較部９１５に入力される。さらに、乗算部９０５ａで得られたＬチャネル信号L”がそのまま比較部９１５に入力されるとともに、そのＬチャネル信号L”の符号が反転部９１４ａで反転され-L”となって比較部９１５に入力される。また、乗算部９０５ｂで得られたＲチャネル信号R”がそのまま比較部９１５に入力されるとともに、そのＲチャネル信号R”の符号が反転部９１４ｂで反転され-R”となって比較部９１５に入力される。
比較部９１５は、以下の比較に基づいてＬチャネル信号L”およびＲチャネル信号R”の正しい符号を決定する。
比較部９１５では、まず、絶対値DMiと絶対値DMoとの間で比較が行われる。そして、比較部９１５は、絶対値DMiが絶対値DMo以下の場合は、最終的に出力される時間領域のＬチャネル出力信号L’と時間領域のＲチャネル出力信号R’とが、正負何れかの同一符号であると決定する。また、比較部９１５は、Ｌチャネル出力信号L’およびＲチャネル出力信号R’の実際の符号を決定するために、符号SM’と符号SMiとを比較する。そして、比較部９１５は、符号SM’と符号SMiとが同一の場合は、正のＬチャネル信号L”をＬチャネル出力信号L’とし、正のＲチャネル信号R”をＲチャネル出力信号R’とする。一方、符号SM’と符号SMiとが異なる場合は、比較部９１５は、負のＬチャネル信号L”をＬチャネル出力信号L’とし、負のＲチャネル信号R”をＲチャネル出力信号R’とする。この比較部９１５での処理をまとめると、以下の式（１７）および式（１８）のようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
一方、比較部９１５は、絶対値DMiが絶対値DMoより大きい場合は、最終的に出力される時間領域のＬチャネル出力信号L’と時間領域のＲチャネル出力信号R’とが、互いに異なる正負何れかの符号であると決定する。また、比較部９１５は、Ｌチャネル出力信号L’およびＲチャネル出力信号R’の実際の符号を決定するために、符号SM’と符号SMoとを比較する。そして、比較部９１５は、符号SM’と符号SMoとが同一の場合は、負のＬチャネ
ル信号L”をＬチャネル出力信号L’とし、正のＲチャネル信号R”をＲチャネル出力信号R’とする。一方、符号SM’と符号SMoとが異なる場合は、比較部９１５は、正のＬチャネル信号L”をＬチャネル出力信号L’とし、負のＲチャネル信号R”をＲチャネル出力信号R’とする。この比較部９１５での処理をまとめると、以下の式（１９）および式（２０）のようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
なお、モノラル信号M’がゼロである場合は、Ｌチャネル信号とＲチャネル信号の双方がゼロであるか、または、Ｌチャネル信号とＲチャネル信号とが正負逆であるかのいずれかである。そこで、符号決定部１００は、モノラル信号M’がゼロである場合は、一方のチャネルの信号がそのチャネルにおける直前の信号と同一符号であり、他方のチャネルの信号がその一方のチャネルの信号に対して反対の符号であると決定する。この符号決定部１００での処理を式により示すと以下の式（２１）あるいは式（２２）のようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
また、符号決定部１００は、モノラル信号M’がゼロである場合は、一方のチャネルの信号の符号を、そのチャネルにおける直前の信号と直後の信号との平均値の符号とし、他方のチャネルの信号がその一方のチャネルの信号に対して反対の符号であると決定することもできる。この符号決定部１００での処理を式により示すと以下の式（２３）あるいは式（２４）のようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
なお、上式（２１）〜（２４）において、下付き文字「−」および「＋」は、それぞれ、現在値の計算の基になる直前および直後の値を示す。
以上のようにして符号が決定されたＬチャネル信号およびＲチャネル信号はそれぞれ、ＩＦＴ（逆周波数変換）部９１６ａおよびＩＦＴ部９１６ｂに出力される。そして、ＩＦＴ部９１６ａは、周波数領域のＬチャネル信号を時間領域に変換して最終的なＬチャネル出力信号L’として出力する。また、ＩＦＴ部９１６ｂは、周波数領域のＲチャネル信号を時間領域に変換して最終的なＲチャネル出力信号R’として出力する。
以上のように、出力ステレオ信号の精度は、モノラル信号M’の精度、および、ＬチャネルおよびＲチャネルの電力スペクトルPL,PRに関係する。モノラル信号M’が元のモノラル信号Mに非常に近似しているものと仮定すると、出力ステレオ信号の精度は、ＬチャネルおよびＲチャネルの電力スペクトルPL,PRが元の電力スペクトルにどの位近似しているかに依存する。電力スペクトルPL,PRはそれぞれのチャネルのＬＰＣパラメータから生成されるので、電力スペクトルPL,PRの元の電力スペクトルに対する近似度合いは、ＬＰＣ分析フィルタのフィルタ次数Ｐに依存する。よって、より高いフィルタ次数Ｐを有するＬＰＣ分析フィルタほど、より正確にスペクトルエンベロープを表わすことができる。
なお、ステレオ信号生成装置が図１１に示す構成、すなわち、電力スペクトル演算部９０２に時間領域のモノラル信号M’tがそのまま入力される構成を採る場合は、電力スペクトル演算部９０２の構成は図１２に示すようになる。
図１２において、ＬＰＣ分析部９０２１は、時間領域のモノラル信号M’tのＬＰＣパラメータ、すなわち、ＬＰＣゲインとＬＰＣ係数を求める。インパルス応答形成部９０２２は、このＬＰＣパラメータを用いて、インパルス応答hM’(n)を形成する。ＦＴ（周波数変換）部９０２３は、インパルス応答hM’(n)を周波数領域に変換して伝達関数HM’(z)を得る。そして、対数演算部９０２４が、伝達関数HM’(z) の対数を演算して、演算結果に係数２０を乗算することにより、電力スペクトルPM’求める。よって、電力スペクトルPM’は、以下の式（２５）によって表される。
Figure 0004832305
また、本発明を、サブバンドを用いる符号化および復号化に適用することも可能である。この場合のＬＰＣ分析部３０の構成は図１３に示すようになり、また、電力スペクトル演算部８０の構成は図１４に示すようになる。
図１３に示すＬＰＣ分析部３０において、ＳＢ（サブバンド）分析フィルタ３０２ａ、３０２ｂは、入力されるＬチャネル信号およびＲチャネル信号を１〜Ｎのサブバンドに分離する。ＬＰＣ分析部３０３ａは、Ｌチャネルの各サブバンド１〜Ｎに対してＬＰＣ分析を行い、各サブバンド毎に、ＬＰＣ係数aL,kおよびＬＰＣゲインGL（k= 1, 2,…, P：PはＬＰＣフィルタの次数）をＬチャネルのＬＰＣパラメータとして得る。また、ＬＰＣ分析部３０３ｂは、Ｒチャネルの各サブバンド１〜Ｎに対してＬＰＣ分析を行い、各サブバンド毎に、ＬＰＣ係数aR,kおよびＬＰＣゲインGR（k= 1, 2,…, P：PはＬＰＣフィルタの次数）をＲチャネルのＬＰＣパラメータとして得る。各サブバンドのＬチャネルのＬＰＣパラメータおよびＲチャネルのＬＰＣパラメータは多重化部４０でモノラルデータと多重され、ビットストリームが生成される。このビットストリームは、通信路５０を介して復号装置へ送信される。
図１４に示す電力スペクトル演算部８０において、インパルス応答形成部８０４ａは、各サブバンド１〜ＮのＬＰＣ係数aL,kおよびＬＰＣゲインGLを用いて、各サブバンド毎にインパルス応答hL(n)を形成してＦＴ部８０５ａに出力する。ＦＴ部８０５ａは、サブバンド１〜Ｎのインパルス応答hL(n)を周波数領域に変換してサブバンド１〜Ｎの伝達関数H
L(z)を得る。そして、対数演算部８０６ａは、各サブバンド１〜Ｎの伝達関数応答HL(z)の対数振幅を求めて、サブバンド毎の電力スペクトルPLを得る。
一方、Ｒチャネルについては、インパルス応答形成部８０４ｂが、各サブバンド１〜ＮのＬＰＣ係数aR,kおよびＬＰＣゲインGRを用いて、各サブバンド毎にインパルス応答hR(n)を形成してＦＴ部８０５ｂに出力する。ＦＴ部８０５ｂは、サブバンド１〜Ｎのインパルス応答hR(n)を周波数領域に変換してサブバンド１〜Ｎの伝達関数HR(z)を得る。そして、対数演算部８０６ｂは、各サブバンド１〜Ｎの伝達関数応答HR(z)の対数振幅を求めて、サブバンド毎の電力スペクトルPRを得る。
このように、復号装置では、各サブバンドについて、上述したのと同様の処理が行われる。全てのサブバンドに対して上述したのと同様の処理がなされた後、サブバンド合成フィルタが、全てのサブバンドの出力を合成して、最終的な出力ステレオ信号を生成する。
次に、具体的な数値例１〜４を以下に示す。なお、以下の例で挙げた数値はすべて周波数領域のものである。
＜例１＞
符号化装置において、L = 3781、R = 7687、M = 5734とする。また、復号装置において、PL= 71.82dB、PR = 77.51dB、M’ = 5846、よって、PM=75.3372dBとする。その結果、Ｌチャネルについては表１、Ｒチャネルについては表２に示すようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
この場合、DMiがDMo以下で、また、M’とMiの両符号が同一であるので、Ｌチャネル出力信号L’およびＲチャネル出力信号R’は以下のようになる。
L’ = L” = 3899.40
R’ = R” = 7507.55
＜例２＞
符号化装置において、L = -3781、R = -7687、M = -5734とする。また、復号装置において、PL= 71.82dB、PR = 77.51dB、M’ = -5846、よって、PM = 75.3372dBとする。その結果、Ｌチャネルについては表３、Ｒチャネルについては表４に示すようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
この場合、DMiがDMo以下で、また、M’とMiの両符号が同一であるので、Ｌチャネル出力信号L’およびＲチャネル出力信号R’は以下のようになる。
L’ = L” = -3899.40
R’ = R” = -7507.55
＜例３＞
符号化装置において、L = -3781、R = 7687、M = 1953とする。また、復号装置において、PL= 71.82dB、PR = 77.51dB、M’ = 1897、よって、PM = 65.5613dBとする。その結果、Ｌチャネルについては表５、Ｒチャネルについては表６に示すようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
この場合、DMiがDMoより大きく、また、M’とMiの両符号が同一であるので、Ｌチャネル出力信号L’およびＲチャネル出力信号R’は以下のようになる。
L’ = -L” = -3899.40
R’ = R” = 7507.55
＜例４＞
符号化装置において、L = 3781、R = -7687、M = -1953とする。また、復号装置において、PL= 71.82dB、PR = 77.51dB、M’ = -1897、よって、PM = 65.5613dBとする。その結果、Ｌチャネルについては表７、Ｒチャネルについては表８に示すようになる。
Figure 0004832305
Figure 0004832305
この場合、DMiがDMoより大きく、また、M’の符号とMiの符号が相違するので、Ｌチャネル出力信号L’およびＲチャネル出力信号R’は以下のようになる。
L’ = L” = 3899.40
R’ = -R” = -7507.55
以上、＜例１＞〜＜例４＞の結果からわかるように、符号化装置に入力されるＬチャネル信号L 及びＲチャネル信号R の値と、最終的に出力されるＬチャネル信号L’ 及びＲチャネル信号R’ の値とを比較すると、モノラル信号M 及びM’ の値に関わらず、それぞれのチャネルにおいて近い値が得られている。よって、本発明により再現性の良いステレオ信号が得られることが確認された。
なお、上記各実施の形態の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。これらは個別に１チップ化されても良いし、一部又は全てを含むように１チップ化されても良い。
ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬ
ＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。
また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路又は汎用プロセッサで実現しても良い。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）や、ＬＳＩ内部の回路セルの接続や設定を再構成可能なリコンフィギュラブル・プロセッサーを利用しても良い。
さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術によりＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックの集積化を行っても良い。バイオ技術の適応等が可能性としてありえる。
本明細書は、２００４年８月３１日出願の特願２００４−２５２０２７に基づくものである。この内容はすべてここに含めておく。
本発明は、デジタルオーディオ信号およびデジタル音声信号の送信、配信および蓄積メディア等に利用することが可能である。
本発明の一実施の形態に係る電力スペクトルプロット図 上記実施の形態に係る電力スペクトルプロット図 上記実施の形態に係る電力スペクトルプロット図 上記実施の形態に係る電力スペクトルプロット図 上記実施の形態に係るステレオ信号のフレームの電力スペクトルプロット図（Ｌチャネル） 上記実施の形態に係るステレオ信号のフレームの電力スペクトルプロット図（Ｒチャネル） 上記実施の形態に係る符号化／復号システムの構成を示すブロック図 上記実施の形態に係るＬＰＣ分析部の構成を示すブロック図 上記実施の形態に係る電力スペクトル演算部の構成を示すブロック図 上記実施の形態に係るステレオ信号生成装置の構成を示すブロック図 上記実施の形態に係るステレオ信号生成装置の別の構成を示すブロック図 上記実施の形態に係る電力スペクトル演算部の構成を示すブロック図 上記実施の形態に係るＬＰＣ分析部の別の構成を示すブロック図 上記実施の形態に係る電力スペクトル演算部の別の構成を示すブロック図

Claims (16)

  1. ステレオ信号の左右各チャネルの信号から得られた時間領域のモノラル信号を周波数領域のモノラル信号に変換する変換手段と、
    前記周波数領域のモノラル信号の第１の電力スペクトルを求める電力算出手段と、
    前記第１の電力スペクトルと前記ステレオ信号の左チャネルの電力スペクトルとの第１の差から前記左チャネルに対する第１のスケーリング比を求めるとともに、前記第１の電力スペクトルと前記ステレオ信号の右チャネルの電力スペクトルとの第２の差から前記右チャネルに対する第２のスケーリング比を求めるスケーリング比算出手段と、
    前記周波数領域のモノラル信号に前記第１のスケーリング比を乗算して前記ステレオ信号の左チャネル信号を生成するとともに、前記周波数領域のモノラル信号に前記第２のスケーリング比を乗算して前記ステレオ信号の右チャネル信号を生成する乗算手段と、
    を具備するステレオ信号生成装置。
  2. 前記スケーリング比算出手段は、前記周波数領域のモノラル信号がゼロである場合、前記第１のスケーリング比および前記第２のスケーリング比を１に設定する、
    請求項１記載のステレオ信号生成装置。
  3. 前記乗算手段で生成された前記左チャネル信号および前記右チャネル信号の正負の符号を決定する決定手段、
    をさらに具備する請求項１記載のステレオ信号生成装置。
  4. 前記決定手段は、
    前記左チャネル信号と前記右チャネル信号の和信号の絶対値と前記周波数領域のモノラル信号の絶対値との差の第１の絶対値が、前記左チャネル信号と前記右チャネル信号の差信号の絶対値と前記周波数領域のモノラル信号の絶対値との差の第２の絶対値以下の場合、前記左チャネル信号の符号と前記右チャネル信号の符号とが同一符号であると決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  5. 前記決定手段は、
    前記左チャネル信号と前記右チャネル信号の和信号の絶対値と前記周波数領域のモノラル信号の絶対値との差の第１の絶対値が、前記左チャネル信号と前記右チャネル信号の差信号の絶対値と前記周波数領域のモノラル信号の絶対値との差の第２の絶対値より大きい場合、前記左チャネル信号の符号と前記右チャネル信号の符号とが異なる符号であると決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  6. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号の符号と前記和信号の符号とが同一符号である場合、前記左チャネル信号の符号および前記右チャネル信号の符号を正の符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  7. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号の符号と前記和信号の符号とが異なる符号である場合、前記左チャネル信号の符号および前記右チャネル信号の符号を負の符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  8. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号の符号と前記差信号の符号とが同一符号である場合、前記左チャネル信号の符号を負の符号に、前記右チャネル信号の符号を正の符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  9. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号の符号と前記差信号の符号とが異なる符号である場合、前記左チャネル信号の符号を正の符号に、前記右チャネル信号の符号を負の符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  10. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号がゼロである場合、前記左チャネル信号の符号を、前記左チャネル信号の直前の左チャネル信号の符号と同一符号に決定するとともに、前記右チャネル信号の符号を、決定した前記左チャネル信号の符号と異なる符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  11. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号がゼロである場合、前記右チャネル信号の符号を、前記右チャネル信号の直前の右チャネル信号の符号と同一符号に決定するとともに、前記左チャネル信号の符号を、決定した前記右チャネル信号の符号と異なる符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  12. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号がゼロである場合、前記左チャネル信号の符号を、前記左チャネル信号の直前および直後の２つの左チャネル信号の値の平均値の符号に決定するとともに、前記右チャネル信号の符号を、決定した前記左チャネル信号の符号と異なる符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  13. 前記決定手段は、
    前記周波数領域のモノラル信号がゼロである場合、前記右チャネル信号の符号を、前記右チャネル信号の直前および直後の２つの右チャネル信号の値の平均値の符号に決定するとともに、前記左チャネル信号の符号を、決定した前記右チャネル信号の符号と異なる符号に決定する、
    請求項３記載のステレオ信号生成装置。
  14. 請求項１記載のステレオ信号生成装置を具備する復号装置。
  15. 符号化装置における左チャネル信号のＬＰＣ分析により得られた左チャネルのＬＰＣパラメータを入力し、前記左チャネルのＬＰＣパラメータに基づいて前記ステレオ信号の左チャネルの電力スペクトルを算出するとともに、前記符号化装置における右チャネル信号のＬＰＣ分析により得られた右チャネルのＬＰＣパラメータを入力し、前記右チャネルのＬＰＣパラメータに基づいて前記ステレオ信号の右チャネルの電力スペクトルを算出する、電力スペクトル演算手段を更に有する、
    請求項１４記載の復号装置。
  16. ステレオ信号の左右各チャネルの信号から得られた時間領域のモノラル信号を周波数領域のモノラル信号に変換する変換工程と、
    前記周波数領域のモノラル信号の第１の電力スペクトルを求める電力算出工程と、
    前記第１の電力スペクトルと前記ステレオ信号の左チャネルの電力スペクトルとの第１の差から前記左チャネルに対する第１のスケーリング比を求めるとともに、前記第１の電力スペクトルと前記ステレオ信号の右チャネルの電力スペクトルとの第２の差から前記右チャネルに対する第２のスケーリング比を求めるスケーリング比算出工程と、
    前記周波数領域のモノラル信号に前記第１のスケーリング比を乗算して前記ステレオ信号の左チャネル信号を生成するとともに、前記周波数領域のモノラル信号に前記第２のスケーリング比を乗算して前記ステレオ信号の右チャネル信号を生成する乗算工程と、
    を具備するステレオ信号生成方法。
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