JP4829096B2 - Transmitter - Google Patents
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Description
本発明は直交変調器の直交誤差補償技術に関する。 The present invention relates to a quadrature error compensation technique for a quadrature modulator.
無線通信システムにおいて、ベースバンド信号を変調してRF(Radio Frequency)信号に変換するために用いられる直交変調器には直交誤差(振幅誤差及び位相誤差)等が含まれており、これらを補償する方法として、直交変調器の入力と出力を用いて誤差を推定し、補償する方法が提案されている(例えば、特許文献1を参照)。このようにすることにより、一定の変調精度を保って通信を行うことが可能であった。
しかしながら、特許文献1記載の技術は、誤差補償量を固定ステップで制御するため、放送用の送信装置のように、きめ細かな誤差補償量制御が要求される場合にはステップ数が膨大となるため適さない。 However, since the technique described in Patent Document 1 controls the error compensation amount in a fixed step, the number of steps becomes enormous when fine error compensation amount control is required as in a broadcasting transmission apparatus. Not suitable.
本発明は、上記従来技術の問題点を解決するためになされたものであって、きめ細かな補償に適した直交変調器の直交誤差補償手法を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems of the prior art, and an object thereof is to provide a quadrature error compensation method for a quadrature modulator suitable for fine compensation.
本発明は、補償されるべき信号に含まれる成分のうち前記補償されるべき信号の中心周波数から+k1離れた第1の周波数成分と−k1離れた第2の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から+k2離れた第3の周波数成分と−k2離れた第4の周波数成分と、を抽出する第1の周波数成分抽出部と、前記第1乃至第4の周波数成分それぞれの実数部と虚数部とから行列を生成する行列生成部と、直交変調器が直交性補償済信号を変調することによって生成した直交変調信号をループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記k1離れた第5の周波数成分と前記k2離れた第6の周波数成分とを抽出する第2の周波数成分抽出部と、前記第5の周波数成分の実数部及び虚数部と前記第6の実数部及び虚数部とを含むベクトルを生成するベクトル生成部と、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すべく前記補償されるべき信号を補償するための補償値を前記行列と前記ベクトルとから算出する演算部と、を備えることを特徴とする。 The present invention includes a first frequency component separated by + k1 and a second frequency component separated by −k1 from a center frequency of the signal to be compensated among components included in the signal to be compensated, and the compensation A first frequency component extraction unit for extracting a third frequency component separated by + k2 from the center frequency of the signal and a fourth frequency component separated by -k2, and a real part of each of the first to fourth frequency components A matrix generation unit that generates a matrix from the imaginary part and a quadrature modulation signal generated by modulating the orthogonality-compensated signal by the orthogonal modulator, and the first frequency separated from the center frequency of the loopback signal by the loopback signal. A second frequency component extraction unit that extracts a frequency component of 5 and a sixth frequency component separated by k2, a real part and an imaginary part of the fifth frequency component, and a sixth real part and an imaginary part. including A vector generation unit that generates a spectrum, and a calculation unit that calculates a compensation value for compensating the signal to be compensated from the matrix and the vector so as to cancel the orthogonal error generated in the orthogonal modulation unit. It is characterized by.
また本発明は、補償されるべき信号に含まれる成分のうち前記補償されるべき信号の中心周波数から+k1離れた第1の周波数成分と−k1離れた第2の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から+k2離れた第3の周波数成分と−k2離れた第4の周波数成分と、を抽出する第1の周波数成分抽出部と、前記第1の周波数成分と前記第2の周波数成分との和である第1の和と、前記第3の周波数成分と前記第4の周波数成分との和である第2の和と、を算出する第1の加算部と、前記第1の和の実数部である第1の実数部と虚数部である第1の虚数部と、前記第2の和の実数部である第2の実数部と虚数部である第2の虚数部と、を抽出する第1の分離部と、前記第1の実数部と前記第1の虚数部と前記第2の実数部と前記第2の虚数部とを含む行列を生成する行列生成部と、直交変調器が直交性補償済信号を変調することによって生成した直交変調信号をループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記+k1離れた第5の周波数成分と前記−k1離れた第6の周波数成分と、前記ループバック信号の中心周波数から前記+k2(ただし|k1|≠|k2|)離れた第7の周波数成分と前記−k2離れた第8の周波数成分と、を抽出する第2の周波数成分抽出部と、前記第5の周波数成分と前記第6の周波数成分との和である第3の和と、前記第7の周波数成分と前記第8の周波数成分との和である第4の和と、を算出する第2の加算部と、前記第3の和の実数部である第3の実数部と虚数部である第3の虚数部と、前記第4の和の実数部である第4の実数部と虚数部である第4の虚数部と、を抽出する第2の分離部と、前記第3の実数部と前記第4の実数部とを含む実数ベクトルを生成する実数ベクトル生成部と、前記第3の虚数部と前記第4の虚数部とを含む虚数ベクトルを生成する虚数ベクトル生成部と、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すよう補償されるべき補償されるべき信号を生成するための補償値のうち第1の補償値を前記行列と前記実数ベクトルとから算出する第1の演算部と、前記補償値のうち第2の補償値を前記行列と前記虚数ベクトルとから算出する第2の演算部と、を備えることを特徴とする。 In the present invention, the first frequency component separated by + k1 from the center frequency of the signal to be compensated and the second frequency component separated by -k1 among the components included in the signal to be compensated are compensated. A first frequency component extraction unit for extracting a third frequency component separated by + k2 from the center frequency of the power signal and a fourth frequency component separated by -k2, and the first frequency component and the second frequency A first adder that calculates a first sum that is a sum of components and a second sum that is the sum of the third frequency component and the fourth frequency component; and A first real part that is the real part of the sum and a first imaginary part that is the imaginary part; a second real part that is the real part of the second sum; and a second imaginary part that is the imaginary part; A first separation unit that extracts the first real part, the first imaginary part, the second real part, and the A matrix generation unit that generates a matrix including two imaginary parts, and the center frequency of the loopback signal obtained by looping back the orthogonal modulation signal generated by the orthogonal modulator modulating the orthogonality compensated signal; The fifth frequency component, the sixth frequency component separated by −k1, the seventh frequency component separated by + k2 (where | k1 | ≠ | k2 |) from the center frequency of the loopback signal, and the −k2 A second frequency component extraction unit for extracting the eighth frequency component that is distant, a third sum that is the sum of the fifth frequency component and the sixth frequency component, and the seventh frequency A second summing unit that calculates a fourth sum that is a sum of a component and the eighth frequency component, a third real part that is a real part of the third sum, and a first part that is an imaginary part The fourth imaginary part and the fourth real part of the fourth sum A second separator for extracting a real part and a fourth imaginary part which is an imaginary part; a real vector generator for generating a real vector including the third real part and the fourth real part; Generating an imaginary vector generating unit that generates an imaginary vector including the third imaginary part and the fourth imaginary part; and generating a signal to be compensated so as to cancel an orthogonal error generated in the orthogonal modulation unit A first arithmetic unit for calculating a first compensation value from the matrix and the real vector, and a second compensation value among the compensation values from the matrix and the imaginary vector. And a second arithmetic unit.
本発明によれば、直交変調器の直交誤差補償をきめ細かく行うことができる。 According to the present invention, the quadrature error compensation of the quadrature modulator can be performed finely.
以下、図面を参照しながら本実施の形態について詳細に説明する。 Hereinafter, the present embodiment will be described in detail with reference to the drawings.
図1は本実施の形態に係る送信装置100のブロック図である。
FIG. 1 is a block diagram of transmitting
送信装置100の構成を、アナログ部200とデジタル部400とに分けて説明する。
The configuration of the
(アナログ部200の構成)
アナログ部200は、DAC(Digital−Analog Converter:デジタル−アナログ変換器)201、BB(Base Band)フィルタ203、直交変調器205、PA(Power Amplifier:電力増幅器)208、アンテナ209、スイッチ210及び211、直交復調器213、BBフィルタ215、ADC(Analog−Digital Converter:アナログ−デジタル変換器)217、LO(Local signal Oscillator:局部信号発振器)219、ダウンコンバータ220、IF(Intermediate Frequency)フィルタ222、ADC224を備える。
(Configuration of analog unit 200)
The
デジタルの直交ベースバンド信号I0及びQ0はデジタル部400により加工されてそれぞれ、I2及びQ2としてDAC201へ供給される。
The digital quadrature baseband signals I 0 and Q 0 are processed by the
DAC201はI2及びQ2をアナログ信号に変換し、BBフィルタ203を通して直交変調器205へ供給する。
The
直交変調器205は、アナログ信号に変換されたI2及びQ2を、LO219が出力する信号LO0を用いてRF周波数に変調する。
The
PA208は直交変調器205の出力であるI3及びQ3との加算信号を増幅し、増幅変調信号を出力する。
The PA 208 amplifies the addition signal with I 3 and Q 3 that are the outputs of the
アンテナ209は増幅変調信号を放射する。
The
スイッチ210は直交変調器205の出力とダウンコンバータ220を接続/切断する。
The
スイッチ211はPA208の出力と直交復調器213を接続/切断する。
The
直交復調器213は、PA208の出力である増幅変調信号がスイッチ211を介して入力される。直交復調器213は増幅変調信号を、LO0を用いて復調した、信号I4及びQ4を出力する。
The
ADC217は、BBフィルタ215を通ったI4及びQ4をデジタル信号に変換してデジタル部400へ供給する。
The ADC 217 converts I 4 and Q 4 that have passed through the
ダウンコンバータ220は、直交変調器205の出力がスイッチ210を介して入力される。ダウンコンバータ220は直交変調器205の出力を、LO0を用いてIF周波数にダウンコンバートした、信号I6及びQ6を出力する。
The
ADC224は、IFフィルタ222を通ったI6及びQ6をデジタル信号に変換してデジタル部400へ供給する。
The
なお、ADC224としてサンプリングレートが速い高コストな構成を用いる必要を避けるために、信号I6及びQ6の中心周波数(IF周波数)は例えば図2に示すように、ADC217のサンプリングレートより小さくかつADC224のサンプリングレートの半分よりも大きくなるように設定してもよい。そのように設定するために必要であればIF周波数をRF周波数とは異なる周波数に設定するためにLO0を分周するための分周器等の構成を、LO219とダウンコンバータ220との間に設けてもよいし、LO219とは別にローカル信号発振器からダウンコンバート用の信号を得る構成としてもよい。
In order to avoid the need to use a high-cost configuration with a high sampling rate as the
(デジタル部400の構成)
デジタル部400は、デジタル変調部406、PA補償部401、直交変調誤差補償部402、直交復調誤差補償部404、制御部405を備える。
(Configuration of digital unit 400)
The
デジタル変調部406は、指定されたルールに従って0または1で値が表されるビット系列を変調して、送信すべきデータを表す直交ベースバンド信号I0及びQ0を生成する。本実施形態では、変換ルールとしてOFDM変調を用いているが、本発明の適用範囲はこれに限られるものではないことはいうまでもない。
The
PA補償部401は、直交ベースバンド信号I0及びQ0に非線形歪補償を施したI1及びQ1を出力する。PA補償部401としては例えば、特許3198864公報に記載された非線形歪補償技術を用いることができる。
The
デジタル変調部406の出力である直交ベースバンド信号I0及びQ0や非線形歪補償が施されたI1及びQ1が、直交変調部205で生じる直交誤差の補償処理が施されていない、いわば補償されるべき信号である。
The quadrature baseband signals I 0 and Q 0 that are outputs of the
直交変調誤差補償部402及び直交復調誤差補償部404はそれぞれ、入力されるベースバンドの直交デジタル信号の直交性を補正する。すなわち直交変調誤差補償部402及び直交復調誤差補償部404は、入力されるベースバンドの直交デジタル信号の両成分の、振幅や位相や直流オフセットに対応した実数部及び虚数部を表す2つの信号(直交性補償済信号)を出力する。入出力の関係は、誤差推定モードにおいて検出された直交誤差から求められて設定される。直交変調誤差補償部402に設定する補償値や、直交復調誤差補償部404に設定する補償値は、誤差推定モードにおいて求められる。
Each of the orthogonal modulation
制御部405は、フローチャーを用いて説明する後述のシーケンスの制御や、各種計算を行うものである。
The
図3は誤差推定モードにおける誤差推定の順序に係るフローチャートである。 FIG. 3 is a flowchart relating to the order of error estimation in the error estimation mode.
まず、直交変調誤差補償部402の直交誤差補償に供するパラメータの推定を行う(ステップ1)。このときスイッチ210を接続状態とし、デジタル変調部406から直交変調器205までの経路を通った信号を、ダウンコンバータ220を介して直交変調誤差補償部402へループバックするようにする。なおスイッチ211は切断状態としておけばよい。誤差推定モードの間にデジタル変調部406から出力する直交ベースバンド信号I0及びQ0は一定の信号としてよい。また、PA補償部401及び直交復調誤差補償部404には適宜任意のパラメータを設定しておけばよい。
First, parameters used for quadrature error compensation of the quadrature modulation
そして、推定したパラメータを直交変調誤差補償部402に設定し(ステップ2)、スイッチ210を切断状態にして以降の直交変調誤差補償部402の出力が直交誤差補償されたものとなるようにする。
Then, the estimated parameter is set in the quadrature modulation error compensation unit 402 (step 2), and the
次に、直交復調誤差補償部404の直交誤差補償に供するパラメータの推定を行う(ステップ3)。このときスイッチ211を接続状態とし、デジタル変調部406から直交変調器205までの経路を通った信号を、直交復調器213を介して直交復調誤差補償部404へループバックするようにする。なおスイッチ210は切断状態としておけばよい。PA補償部401には例えばステップ1で設定した値のままにするなど適宜任意のパラメータを設定しておけばよい。直交変調誤差補償部402によってデジタル変調部406から直交変調器205までの経路で生じる直交誤差はステップ2によって既に補償されているので、PA208から直交復調器213を通りPA補償部401へ至る経路の直交誤差を正確に推定することができる。
Next, a parameter used for quadrature error compensation of the quadrature demodulation
そして、推定したパラメータを直交変調誤差補償部402に設定し(ステップ4)、以降の直交変調誤差補償部402の出力が直交誤差補償されたものとなるようにする。
Then, the estimated parameters are set in the quadrature modulation error compensation unit 402 (step 4) so that the output of the subsequent quadrature modulation
次に、PA補償部401の非線形補償に供するパラメータの推定を行う(ステップ5)。このときスイッチ211を接続状態とし、デジタル変調部406から直交変調器205までの経路を通った信号を直交復調器213や直交復調誤差補償部404を介してPA補償部401へループバックするようにする。なおスイッチ210は切断状態としておけばよい。PA補償部401へと信号をループバックさせる経路の直交誤差がステップ2及びステップ4によって既に補償されているので、PA208で生じる非線形歪を正確に推定することができる。
Next, a parameter used for nonlinear compensation of the
そして、推定したパラメータをPA補償部401に設定し(ステップ6)、以降のPA補償部401の出力が非線形歪補償されたものとなるようにする。
Then, the estimated parameter is set in the PA compensation unit 401 (step 6) so that the output of the subsequent
以上のように直交変調誤差補償部402,直交復調誤差補償部404、及びPA補償部401それぞれの補償に供するパラメータを求めた後、誤差推定モードを終了する。
As described above, after obtaining the parameters used for the compensation of the orthogonal modulation
このように各補償部にパラメータが設定されて直交誤差や非線形歪の補償が高精度に行われる状態となった上で、通信モードにおいて実際に有意なデータの送信を行う。なお通信モードにおいてはスイッチ210及び211の両方を切断状態としてもよい。
In this way, parameters are set in the respective compensation units so that orthogonal errors and nonlinear distortion are compensated with high accuracy, and actually significant data is transmitted in the communication mode. In the communication mode, both the
ここではスイッチ210及び211の接続/切断を制御部405で制御するよう説明したが構成がこれに限るものではなく、スイッチ210及び211に代えてダウンコンバータ220や直交復調器213の動作/休止を行う構成としてもよい。
Although the
(直交変調誤差補償部402の構成)
(実施形態1)
まず、図4に示すモデルを用いて直交誤差補償について説明する。
(Configuration of Quadrature Modulation Error Compensator 402)
(Embodiment 1)
First, orthogonal error compensation will be described using the model shown in FIG.
このモデルは、フィルタブロック101,104、局部信号発振ブロック102、変調ブロック103,106、移相ブロック105、加算ブロック107の組み合わせで表される。
This model is represented by a combination of filter blocks 101 and 104, local
フィルタブロック101及び104はBBフィルタ203に対応し、局部信号発振ブロック102と移相ブロック105とがLO219に対応し、変調ブロック103,106と加算ブロック107とが直交変調器205に対応する。
The filter blocks 101 and 104 correspond to the
フィルタブロック101及び104に入力される元信号(データ変調部406で変調されたベースバンド信号。I1及びQ1に相当する。ただしPA補償部401がない構成であればI0及びQ0に相当する。)それぞれをsI(n)及びsQ(n)、直交変調器モデルの出力であり直交誤差補償のため補償部2へループバックされるループバック信号(I6及びQ6に相当する)それぞれをxI(n)及びxQ(n)とすると、直交変調器の振幅・位相誤差は次式で与えられる。
図4のモデルの場合、αをIとQとの相対振幅誤差、ΔθをIとQとの相対位相誤差とすると、次式のように表せる。
このモデルに対する直交誤差補償の理論について以下説明する。 The theory of orthogonal error compensation for this model is described below.
図5は直交変調誤差補償部に直交誤差補償手法を実装した場合のブロック図の一例である。この直交変調誤差補償部402は、補償部2、DFT(Discrete Fourier Transform:離散フーリエ変換)部4,5、行列生成部8、ベクトル生成部9、最小二乗演算部10、及び補償量更新部11を備える。
FIG. 5 is an example of a block diagram when the orthogonal error compensation method is implemented in the orthogonal modulation error compensator. The orthogonal modulation
補償部2は、後述する補償量更新部11により算出された直交誤差推定値に基づいて、I1及びQ1に対して直交誤差推定値の逆特性をかけたI2及びQ2を出力する。このように、予め直交誤差の逆特性を掛けておくことを直交誤差補償とよぶ。補償された信号は直交変調器205に入力され、変調され、RF信号及びIF信号が生成される。もし、直交誤差補償が適切に施されれば、直交変調器の出力において、変調精度が高いRF信号及びIF信号を得ることができる。
The compensation unit 2 outputs I 2 and Q 2 obtained by multiplying I 1 and Q 1 by the inverse characteristic of the orthogonal error estimated value based on the orthogonal error estimated value calculated by the compensation
元信号はDFT部4(第1の周波数成分抽出部)に入力され、周波数領域の信号に変換される。同様に、ループバック信号はDFT部5に入力され、周波数領域の信号に変換される。ここで、ループバック信号の周波数kの成分は次式で与えられる。
この式からわかるように、IとQとはそれぞれの成分に4つの直交誤差要素h11,h12,h21,h22が寄与している。 As can be seen from this equation, four orthogonal error elements h 11 , h 12 , h 21 , and h 22 contribute to each component of I and Q.
周波数領域の信号に変換された元信号は行列生成部8に入力され、次式で与えられる行列Rが生成される。
周波数領域の信号に変換されたループバック信号はベクトル生成部9に入力され、次式で与えられるベクトルvが生成される。
生成された、行列およびベクトルは最小二乗演算部10に入力され、次式で与えられるように、4つの直交誤差要素の推定値H11,H12,H21,H22が一度に推定される。
これは、4×4の逆行列の演算を行っていることになる。 This means that a 4 × 4 inverse matrix is being calculated.
以上のように、直交変調誤差補償部402は、ループバック信号の周波数kの成分にそれぞれ4つの直交誤差要素が寄与することから4×4逆行列の演算を行い、4つの直交誤差要素の最小二乗解を一度に算出することになる。4×4逆行列を求めるには吐き出し法等の繰り返し演算を行う信号処理アルゴリズムを用いることができる。
As described above, since the four orthogonal error elements contribute to the frequency k component of the loopback signal, the orthogonal
図4に示した直交誤差モデルの場合、H11は1となるべきであるが、実際には、アナログフィルタ等によるゲイン変動の影響で1とならない。そこで、次式に示すようにH12、H22をH11で正規化することでゲイン変動の影響を除去する。
補償量更新部11は、H12、H22を用いて振幅誤差の推定値A、位相誤差の推定値ΔΘを次式のように算出する。
振幅誤差および位相誤差の推定値を用いた補正量の更新式は次式で与えられる。
補償部2における処理として、更新した振幅誤差推定値および位相誤差推定値を用いた元信号に対する補正は次式で与えられる。
言うまでもないが、S´I(n)及びS´Q(n)がI1及びQ1に対応し、SI(n)及びSQ(n)がI2及びQ2に対応する。 Needless to say, S ′ I (n) and S ′ Q (n) correspond to I 1 and Q 1 , and S I (n) and S Q (n) correspond to I 2 and Q 2 .
以上のように、直交誤差補償が行われる。 As described above, orthogonal error compensation is performed.
(実施形態2)
上記理論を実装するにあたっては、吐き出し法等の繰り返し演算を行って4要素を一度に算出する信号処理アルゴリズムを用いるよりも、以下に説明するように2要素ずつ算出するアルゴリズムを採用するほうが数学公式を用いることができて更に精度がよい上に、FPGA(Field Programmable Gate Array)での実装が容易となる。
(Embodiment 2)
When implementing the above theory, rather than using a signal processing algorithm that calculates four elements at once by performing repeated operations such as the spout method, it is better to adopt an algorithm that calculates two elements as described below. Can be used, and the accuracy can be further improved, and mounting on an FPGA (Field Programmable Gate Array) is facilitated.
図6を用いて、4要素を一度に算出する信号処理アルゴリズムを2要素ずつ算出するアルゴリズムに置き換えることが可能であることを説明する。ある周波数cに関して互いに対称な周波数−k及び+kの信号同士を以下、対称サブキャリアと称する。 With reference to FIG. 6, it will be described that a signal processing algorithm for calculating four elements at a time can be replaced with an algorithm for calculating two elements. Signals of frequencies −k and + k that are symmetric with respect to a certain frequency c are hereinafter referred to as symmetric subcarriers.
元信号の4つの直交誤差要素h11、h12、h21、h22のうち2要素は対称サブキャリアそれぞれに対して逆符号に寄与しており、対称サブキャリア同士の和をとると、この2要素が相殺され、残りの2要素しか寄与しない。 Of the four orthogonal error elements h 11 , h 12 , h 21 , and h 22 of the original signal, two elements contribute to the opposite sign for each of the symmetric subcarriers. Two elements are offset and only the remaining two elements contribute.
そこで、ループバック信号の、互いに第1の周波数だけ離れた対称サブキャリアの和と、互いに第2の周波数だけ離れた対称サブキャリアの和とを算出し、両和信号それぞれを実部と虚部に分け、両実部(すなわちI信号成分)を用いて振幅・位相誤差の一部を推定し、両虚部(即ちQ信号成分)を用いて振幅・位相誤差の残りの一部を推定する。すなわち、4要素を一度に算出するのではなく、2要素ずつ算出するようにする。 Therefore, the sum of the symmetric subcarriers separated from each other by the first frequency and the sum of the symmetric subcarriers separated from each other by the second frequency of the loopback signal are calculated. And estimate both the amplitude and phase error using both real parts (that is, the I signal component) and estimate the remaining part of the amplitude and phase error using both imaginary parts (that is, the Q signal component). . That is, instead of calculating four elements at a time, two elements are calculated.
図7に、そのように実装した直交変調誤差補償部402の形態に係るブロック図を示す。
FIG. 7 shows a block diagram according to the form of the quadrature modulation
直交変調誤差補償部402は、補償部2、DFT部4,5、第1加算部20、第2加算部21、第1実/虚分離部22,第2実/虚分離部23、行列生成部24、実数ベクトル生成部25,虚数ベクトル生成部26、最小二乗演算部27,28、及び補償量更新部11を備える。
The quadrature modulation
補償部2は、後述する補償量更新部11により算出された直交誤差推定値に基づいて、I1及びQ1に対して直交誤差推定値の逆特性をかけたI2及びQ2を出力する。
The compensation unit 2 outputs I 2 and Q 2 obtained by multiplying I 1 and Q 1 by the inverse characteristic of the orthogonal error estimated value based on the orthogonal error estimated value calculated by the compensation
元信号はDFT部4(第1の周波数成分抽出部)に入力され、周波数領域の信号に変換される。DFT部4は周波数領域の信号に変換した元信号のうち、ある周波数cから±k1だけ周波数が離れた対称サブキャリアS(+k1)及びS(−k1)と、ある周波数cから±k2(ただし|k1|<|k2|)だけ周波数が離れた対称サブキャリアS(+k2)及びS(−k2)とを出力する。 The original signal is input to the DFT unit 4 (first frequency component extraction unit) and converted into a frequency domain signal. The DFT unit 4 includes symmetric subcarriers S (+ k1) and S (−k1) whose frequencies are separated by ± k1 from a certain frequency c among the original signals converted into frequency domain signals, and ± k2 from the certain frequency c (however, Symmetric subcarriers S (+ k2) and S (−k2) separated in frequency by | k1 | <| k2 |) are output.
第1加算部20は対称サブキャリア同士の和、すなわちS(+k1)+S(−k1)と、S(+k2)+S(−k2)とを算出する。
The
第1実/虚分離部22は、S(+k1)+S(−k1)の実数部(I成分)及び虚数部(Q成分)と、S(+k2)+S(−k2)の実数部(I成分)及び虚数部(Q成分)とを出力する。
The first real /
行列生成部24は第1実/虚分離部22の出力をもとに、次式で与えられる行列Rを生成する。
一方、ループバック信号はDFT部5(第2の周波数成分抽出部)に入力され、周波数領域の信号に変換される。DFT部5は周波数領域の信号に変換した元信号のうち、ある周波数cから±k1だけ周波数が離れた対称サブキャリアX(+k1)及びX(−k1)と、ある周波数cから±k2(ただし|k1|<|k2|)だけ周波数が離れた対称サブキャリアX(+k2)及びX(−k2)とを出力する。
On the other hand, the loopback signal is input to the DFT unit 5 (second frequency component extraction unit) and converted into a frequency domain signal. The
第2加算部21は対称サブキャリア同士の和、すなわちX(+k1)+X(−k1)と、X(+k2)+X(−k2)とを算出する。これらは次式のように表すことができる。
この式からわかるように、和信号にはそれぞれ2つの直交誤差要素しか寄与しない。 As can be seen from this equation, each sum signal contributes only two orthogonal error elements.
第2実/虚分離部23は、X(+k1)+X(−k1)の実数部(I成分)及び虚数部(Q成分)と、X(+k2)+X(−k2)の実数部(I成分)及び虚数部(Q成分)とを抽出して出力する。
The second real /
実数ベクトル生成部25は、両実数部から次式で与えられる実数ベクトルVIを生成する。
虚数ベクトル生成部26は、両虚数部から次式で与えられる虚数ベクトルVQを生成する。
最小二乗演算部27(第1の演算部)は、行列生成部24が生成した行列Rと、実数ベクトル生成部25が生成した実数ベクトルVIを用いて2つの直交誤差要素h11及びh12を算出する。
最小二乗演算部28(第2の演算部)は、行列生成部24が生成した行列Rと、虚数ベクトル生成部26が生成した虚数ベクトルVQを用いて2つの直交誤差要素h21及びh22を算出する。
このように、実数ベクトル生成部25及び虚数ベクトル生成部26で行う演算に含まれる逆行列演算の対象を2×2逆行列とすることができる。2×2逆行列の演算には数学公式があるため、特別な信号処理アルゴリズムが不要であり、量子化誤差の蓄積がなく、精度よい算出ができる。また、FPGAでの実装が容易になる。
Thus, the target of the inverse matrix calculation included in the calculations performed by the real
なお、ここでは±k1と±k2との2つの対称サブキャリアを用いたが、3つ以上の対称サブキャリアを用いてもよい。 Although two symmetrical subcarriers ± k1 and ± k2 are used here, three or more symmetrical subcarriers may be used.
その場合は行列及びベクトルの行が増やすこともできる。用いる対称サブキャリアを増やすと、より精度高く直交誤差推定値を算出することができる。 In that case, rows of matrices and vectors can be increased. When the number of symmetric subcarriers to be used is increased, the orthogonal error estimated value can be calculated with higher accuracy.
あるいは、行列及びベクトルの行が増やさずに、複数の対称サブキャリアの平均値を±k1や±k2として用いてもよい。この場合も同様に推定精度が改善することに加え、行列およびベクトルの行が増えないので、行列演算における乗算数が増えず、回路の規模を増加させずに済む。 Alternatively, the average value of a plurality of symmetric subcarriers may be used as ± k1 or ± k2 without increasing the number of rows of matrices and vectors. In this case as well, in addition to improving the estimation accuracy, the number of matrix and vector rows does not increase, so the number of multiplications in the matrix operation does not increase and the circuit scale does not need to be increased.
以上のように算出した4つの直交誤差要素h11,h12,h21,h22について、補償量更新部11は(7)式と同様に、次式のように正規化してゲイン変動の影響を除去する。
更に補償量更新部11は、h12,h22を用いて振幅誤差の推定値A、位相誤差の推定値ΔΘを次式のように算出する。
振幅誤差および位相誤差の推定値を用いた補正量の更新式は上述の(9)式で与えられる。補正量を更新する際に動作の安定性を確保するための方法として、振幅誤差および位相誤差の推定値の何回分かを平均して、それを更新値として代入してもよい。また、振幅誤差および位相誤差に対して例えば振幅誤差の閾値を±0.5dB,位相誤差の閾値を±5度とするといったように、推定値が閾値を超えた場合はその推定値を破棄するという方法を採用してもよい。 An equation for updating the correction amount using the estimated values of the amplitude error and the phase error is given by the above equation (9). As a method for ensuring the stability of the operation when the correction amount is updated, the estimated values of the amplitude error and the phase error may be averaged and substituted as an updated value. Further, when the estimated value exceeds the threshold value, for example, the amplitude error threshold value is set to ± 0.5 dB and the phase error threshold value is set to ± 5 degrees with respect to the amplitude error and the phase error, the estimated value is discarded. This method may be adopted.
また補償部2における処理として、更新した振幅誤差推定値および位相誤差推定値を用いた元信号に対する補正は上述の(10)式で与えられる。 Further, as processing in the compensation unit 2, the correction for the original signal using the updated amplitude error estimated value and phase error estimated value is given by the above-described equation (10).
以上のように、直交誤差補償が行われる。 As described above, orthogonal error compensation is performed.
なお、直交復調誤差補償部404は直交変調誤差補償部402と同様の構成としてよい。すなわち直交復調誤差補償部404は、I1及びQ1に代わってI4及びQ4が入力される。また、I2及びQ2に代わってI5及びQ5を出力する。
The quadrature demodulation
(実施形態3)
直交変調誤差補償部402は、図8に示すブロック図のように構成してもよい。この直交変調誤差補償部402は、DFT部4,5の代わりに周波数オフセット補償部37、相関演算部38,39、位相推定部40、位相演算部41を備える。
(Embodiment 3)
The quadrature modulation
周波数オフセット補償部37は、入力されるループバック信号(I6及びQ6に相当する)であるxI(n)及びxQ(n)を用いて以下の演算を行い、出力x’I(n)及びx’Q(n)を生成する。
ここで、ΔkIFはADC224のサンプリング間隔に対応する周波数、NはIF信号の1周期中にADC224がサンプリングするデータ点数である。
Here, Δk IF is a frequency corresponding to the sampling interval of the
上記演算は、IF信号の中心周波数とADC224のサンプリングレートとの関係が1対1でないことから無理数となる、元信号とループバック信号の周波数の対応関係を、有理数比率にして、補償量推定精度を向上するために行うものである。
In the above calculation, the relationship between the center frequency of the IF signal and the sampling rate of the
相関演算部39は、x’I(n)及びx’Q(n)を次式の要領で相関演算して、両値を周波数領域の値XI(k)及びXQ(k)へ変換する。
離散フーリエ変換は、Nサンプルの信号からN点の周波数信号を計算するが、上記要領では特定の周波数ポイントの信号だけ計算すればよく演算量が少なくて済む。 In the discrete Fourier transform, N-point frequency signals are calculated from N-sample signals, but only a specific frequency point signal needs to be calculated in the above manner, and the amount of calculation is small.
なお同様に相関演算部38は、元信号sI(n)及びsQ(n)(ベースバンド信号。I1及びQ1に相当する)を次式の要領で相関演算して、周波数領域の値SI(k)及びSQ(k)へ変換する。
位相推定部40は、I1及びQ1に対して、両信号が直交変調補正部2やDAC201やアナログ部200を通って直交変調誤差補償部402へ戻ってくるまでの時間分のI6及びQ6のずれ(すなわち遅延)を推定する。以下、この遅延について述べる。
直交変調器205の振幅誤差および位相誤差がさほど大きくない場合、周波数領域での元信号XIF_I(k)及びXIF_Q(k)とループバック信号QIF_I(k−kIF)及びQIF_Q(k−kIF)との周波数領域での関係は次式で表すことができる。
ここで、φは時間領域での遅延量を周波数領域で表現した場合の位相回転量である。上式が成り立つという仮定のもと、元信号に関する相関演算部38の出力SI(k)及びSQ(k)とループバック信号に関する相関演算部39の出力XI(k)及びXQ(k)とから位相回転量φを推定する。
Here, φ is the amount of phase rotation when the amount of delay in the time domain is expressed in the frequency domain. Under the assumption that the above equation holds, the outputs S I (k) and S Q (k) of the
位相回転量φは周波数kの一次関数(直線近似)で表すことができ、位相回転量の最小二乗解は次式で与えられる。
ここで
でありさらに
すなわち
である。なお、(25)式から後述する(28)式まででkpは元信号の周波数である。また
である。ここでφ(kp)は周波数k=kIF+kpでの周波数回転量であり、次式で表すことができる。
以上のようにφには動的な値すなわち測定すべき値は含まれておらず変化しない。つまり、元信号の周波数kpの成分に対して、ループバック信号の周波数kIF+kpの成分が対応するものとして、対応関係を固定してよく、遅延量はレジスタで予め設定しておいてよいのである。なお、周波数変換の仕方によってスペクトルが元信号に対して反転する場合は、元信号の周波数−kpの成分に対してループバック信号の周波数kIF+kpの成分を対応させればよい。 As described above, φ does not include a dynamic value, that is, a value to be measured and does not change. That is, assuming that the component of the frequency k p of the original signal corresponds to the component of the frequency k IF + k p of the loopback signal, the correspondence may be fixed, and the delay amount is set in advance by a register. It's good. When the spectrum is inverted with respect to the original signal depending on the frequency conversion method, the frequency k IF + k p component of the loopback signal may be associated with the frequency −k p component of the original signal.
位相演算部41は、位相推定部40が設定する上述のような遅延量を用いて、ループバック信号の遅延を補正する。
The
第2加算部21は、位相演算部41が出力する、遅延補正されたループバック信号の対称サブキャリア同士の和を、次式の要領で算出する。
この式は(12)式と同様の形の式であり、以降の処理は図7に示した形態と同様に行えばよい。 This equation has the same form as equation (12), and the subsequent processing may be performed in the same manner as in the embodiment shown in FIG.
アナログ部200の諸構成要素によってループバック信号に乗ってくるDCオフセットは以下のように推定することができる。
The DC offset riding on the loopback signal by the various components of the
DCオフセットの推定値dcI及びdcQは、先に直交変調器205の振幅誤差および位相誤差を推定した際に算出したh11、h12、h21、h22、元信号のDC成分(すなわち周波数k=0の成分)、ループバックIF信号の中心周波数成分(すなわち周波数k=kIFの成分)を用いて次式で与えられる。
推定したDCオフセットを用いた、補正量の更新式は次式で与えられる。
以上のように補償量更新部11が更新した値を用いて、補償部2は元信号に対する補正を次式のように行う。
なお、ここまで直交変調誤差補償部402の構成について詳述したが、直交変調誤差補償部402の入出力であるI1及びQ1、I2及びQ2、I6及びQ6をそれぞれ、I4及びQ4、I5及びQ5、I1及びQ1と読み変えることでその構成を直交復調誤差補償部404に適用することができる。
Although the configuration of the quadrature modulation
本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。 The present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.
100・・・送信装置、200・・・アナログ部、201・・・DAC、203・・・BBフィルタ、205・・・直交変調器、208・・・PA、209・・・アンテナ、210,211・・・スイッチ、213・・・直交復調器、215・・・BBフィルタ、217・・・ADC、219・・・LO、220・・・ダウンコンバータ、222・・・IFフィルタ、224・・・ADC、400・・・デジタル部、401・・・PA補償部、402・・・直交変調誤差補償部、404・・・直交復調誤差補償部、405・・・制御部、406・・・デジタル変調部。
DESCRIPTION OF
Claims (10)
前記補償されるべき信号の中心周波数から+k1離れた第1の周波数成分と−k1離れた第2の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から+k2離れた第3の周波数成分と−k2離れた第4の周波数成分と、を抽出する第1の周波数成分抽出部と、
前記第1乃至第4の周波数成分それぞれの実数部と虚数部とから行列を生成する行列生成部と、
前記直交変調信号を前記補償部に向けてループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記k1離れた第5の周波数成分と前記k2離れた第6の周波数成分とを抽出する第2の周波数成分抽出部と、
前記第5の周波数成分の実数部及び虚数部と前記第6の実数部及び虚数部とを含むベクトルを生成するベクトル生成部と、
前記行列と前記ベクトルを用いて、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すために用いる補償値を算出し、前記補償値を前記補償部へ供給する演算部と、
を備えることを特徴とする送信装置。 An orthogonal modulation unit that generates an orthogonal modulation signal, a compensation unit that cancels an orthogonal error generated in the orthogonal modulation unit, a signal generation unit that generates a signal to be compensated, and a transmission unit that amplifies and transmits the orthogonal modulation signal A transmission device comprising:
A first frequency component separated by + k1 from the center frequency of the signal to be compensated, a second frequency component separated by -k1, a third frequency component separated by + k2 from the center frequency of the signal to be compensated, and- a first frequency component extraction unit that extracts a fourth frequency component separated by k2,
A matrix generation unit that generates a matrix from a real part and an imaginary part of each of the first to fourth frequency components;
A second frequency component for extracting a fifth frequency component separated by k1 and a sixth frequency component separated by k2 from a center frequency of a loopback signal obtained by looping back the orthogonal modulation signal toward the compensation unit. An extractor;
A vector generation unit that generates a vector including a real part and an imaginary part of the fifth frequency component and a sixth real part and an imaginary part;
An arithmetic unit that calculates a compensation value used to cancel an orthogonal error generated in the orthogonal modulation unit using the matrix and the vector, and supplies the compensation value to the compensation unit;
A transmission device comprising:
前記補償されるべき信号の中心周波数から+k1離れた第1の周波数成分と−k1離れた第2の周波数成分と、前記補償されるべき信号の中心周波数から+k2離れた第3の周波数成分と−k2離れた第4の周波数成分と、を抽出する第1の周波数成分抽出部と、
前記第1の周波数成分と前記第2の周波数成分との和である第1の和と、前記第3の周波数成分と前記第4の周波数成分との和である第2の和と、を算出する第1の加算部と、
前記第1の和の実数部である第1の実数部と虚数部である第1の虚数部と、前記第2の和の実数部である第2の実数部と虚数部である第2の虚数部と、を抽出する第1の分離部と、
前記第1の実数部と前記第1の虚数部と前記第2の実数部と前記第2の虚数部とを含む行列を生成する行列生成部と、
前記直交変調信号を前記補償部に向けてループバックさせたループバック信号の中心周波数から前記+k1離れた第5の周波数成分と前記−k1離れた第6の周波数成分と、前記ループバック信号の中心周波数から前記+k2(ただし|k1|≠|k2|)離れた第7の周波数成分と前記−k2離れた第8の周波数成分と、を抽出する第2の周波数成分抽出部と、
前記第5の周波数成分と前記第6の周波数成分との和である第3の和と、前記第7の周波数成分と前記第8の周波数成分との和である第4の和と、を算出する第2の加算部と、
前記第3の和の実数部である第3の実数部と虚数部である第3の虚数部と、前記第4の和の実数部である第4の実数部と虚数部である第4の虚数部と、を抽出する第2の分離部と、
前記第3の実数部と前記第4の実数部とを含む実数ベクトルを生成する実数ベクトル生成部と、
前記第3の虚数部と前記第4の虚数部とを含む虚数ベクトルを生成する虚数ベクトル生成部と、
前記行列と前記実数ベクトルを用いて、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すために用いる第1の補償値を算出し、前記第1の補償値を前記補償部へ供給する第1の演算部と、
前記行列と前記虚数ベクトルを用いて、前記直交変調部で生じる直交誤差を打ち消すために用いる第2の補償値を算出し、前記第2の補償値を前記補償部へ供給する第2の演算部と、
を備えることを特徴とする送信装置。 An orthogonal modulation unit that generates an orthogonal modulation signal, a compensation unit that cancels an orthogonal error generated in the orthogonal modulation unit, a signal generation unit that generates a signal to be compensated, and a transmission unit that amplifies and transmits the orthogonal modulation signal In a transmission device comprising:
A first frequency component separated by + k1 from the center frequency of the signal to be compensated, a second frequency component separated by -k1, a third frequency component separated by + k2 from the center frequency of the signal to be compensated, and- a first frequency component extraction unit that extracts a fourth frequency component separated by k2,
A first sum that is the sum of the first frequency component and the second frequency component, and a second sum that is the sum of the third frequency component and the fourth frequency component are calculated. A first adder that
A first real part that is a real part of the first sum and a first imaginary part that is an imaginary part; a second real part that is a real part of the second sum; and a second part that is an imaginary part. A first separation unit for extracting an imaginary part;
A matrix generator that generates a matrix including the first real part, the first imaginary part, the second real part, and the second imaginary part;
The fifth frequency component separated by + k1 and the sixth frequency component separated by -k1 from the center frequency of the loopback signal obtained by looping back the orthogonal modulation signal toward the compensation unit, and the center of the loopback signal A second frequency component extraction unit that extracts a seventh frequency component separated from the frequency by + k2 (where | k1 | ≠ | k2 |) and an eighth frequency component separated by -k2;
A third sum that is the sum of the fifth frequency component and the sixth frequency component, and a fourth sum that is the sum of the seventh frequency component and the eighth frequency component are calculated. A second adder that
A third real part that is a real part of the third sum and a third imaginary part that is an imaginary part; a fourth real part that is a real part of the fourth sum; and a fourth part that is an imaginary part. A second separation unit for extracting an imaginary part;
A real vector generation unit that generates a real vector including the third real part and the fourth real part;
An imaginary vector generation unit that generates an imaginary vector including the third imaginary part and the fourth imaginary part;
A first arithmetic unit that uses the matrix and the real vector to calculate a first compensation value that is used to cancel the quadrature error that occurs in the quadrature modulation unit, and supplies the first compensation value to the compensation unit When,
A second arithmetic unit that calculates a second compensation value used to cancel the quadrature error generated in the quadrature modulation unit using the matrix and the imaginary vector, and supplies the second compensation value to the compensation unit When,
A transmission device comprising:
前記ダウンコンバータは、前記ループバック信号を前記A/D変換器のサンプリングレートよりも低く前記サンプリングレートの半分よりも高い周波数へ前記直交変調信号をダウンコンバートすることを特徴とする請求項5記載の送信装置。 An A / D converter for A / D converting the loopback signal;
The down-converter down-converts the quadrature modulation signal to a frequency lower than the sampling rate of the A / D converter and higher than half of the sampling rate. Transmitter device.
前記第2の周波数成分抽出部は、前記ループバック信号を離散フーリエ変換することによって前記第5乃至第8の周波数成分を抽出することを特徴とする請求項2記載の送信装置。 The first frequency component extraction unit extracts the first to fourth frequency components by performing a discrete Fourier transform on the signal to be compensated,
3. The transmission apparatus according to claim 2, wherein the second frequency component extraction unit extracts the fifth to eighth frequency components by subjecting the loopback signal to discrete Fourier transform.
前記第2の周波数成分抽出部は、前記ループバック信号の中心周波数と同じ周波数の複素正弦波に対する前記ループバック信号の相関をとることによって前記第5乃至第8の周波数成分を抽出することを特徴とする請求項2記載の送信装置。 The first frequency component extraction unit extracts the first to fourth frequency components by correlating the signal to be compensated with a complex sine wave having the same frequency as the center frequency of the signal to be compensated. And
The second frequency component extraction unit extracts the fifth to eighth frequency components by correlating the loopback signal with a complex sine wave having the same frequency as the center frequency of the loopback signal. The transmission device according to claim 2.
前記復調信号の直交誤差を補償して直交誤差補償信号を生成する復調誤差補償部と、
前記直交誤差補償信号に基づいて算出した非線形歪補償値を用いて前記補償されるべき信号に非線形歪補償を施す非線形歪補償部と、
を備えることを特徴とする請求項2記載の送信装置。 An orthogonal demodulator for demodulating the orthogonal modulation signal into a demodulated signal;
A demodulation error compensator that compensates for an orthogonal error of the demodulated signal to generate an orthogonal error compensation signal;
A nonlinear distortion compensation unit that performs nonlinear distortion compensation on the signal to be compensated using a nonlinear distortion compensation value calculated based on the orthogonal error compensation signal;
The transmission apparatus according to claim 2, further comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006346160A JP4829096B2 (en) | 2006-12-22 | 2006-12-22 | Transmitter |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006346160A JP4829096B2 (en) | 2006-12-22 | 2006-12-22 | Transmitter |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008160410A JP2008160410A (en) | 2008-07-10 |
JP4829096B2 true JP4829096B2 (en) | 2011-11-30 |
Family
ID=39660835
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006346160A Expired - Fee Related JP4829096B2 (en) | 2006-12-22 | 2006-12-22 | Transmitter |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4829096B2 (en) |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3166321B2 (en) * | 1992-07-01 | 2001-05-14 | 日本電気株式会社 | Modulated signal transmission system |
JP3696121B2 (en) * | 2001-04-27 | 2005-09-14 | 株式会社日立国際電気 | Distortion improvement circuit |
WO2004055976A1 (en) * | 2002-12-17 | 2004-07-01 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Distortion compensation table creation method and distortion compensation method |
-
2006
- 2006-12-22 JP JP2006346160A patent/JP4829096B2/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2008160410A (en) | 2008-07-10 |
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