JP4796940B2 - ブラシレスｄｃモータの制御方法と制御装置 - Google Patents

Description

本願発明は、ブラシレスＤＣモータ（以下ＢＬＤＣモータと呼ぶ）を位置センサレスで制御する制御方法と制御装置に関する。

ＢＬＤＣモータは、永久磁石を有するロータと複数相の巻線からなり、ホール素子やエンコーダ等の位置センサによりロータの位置を検出している（例えば特許文献１，２参照）。
位置センサは、ＢＬＤＣモータの設置（使用）環境の制約があり、例えば高温の環境では使用できない。またＢＬＤＣモータを用いる装置、例えば歯科治療用研削装置のハンドピースの場合、位置センサがハンドピースの小型化の障害になる。
そこで位置センサを用いない、いわゆる位置センサレスで位置情報を推定する方法が提案されている。例えばＢＬＤＣモータの巻線に誘起される電圧を利用してロータの位置情報を推定する方法（例えば特許文献３参照）、巻線電流を利用してロータの位置情報を推定する方法（例えば特許文献４参照）等がある。

図４は、従来の巻線電流を利用してロータの位置情報を推定し、その位置情報に基づいて３相ＢＬＤＣモータを正弦波駆動する場合の制御装置の例である。
インバータ等からなるモータ駆動回路９３は、直流電源９４の直流電圧を正弦波電圧に変換して３相のＢＬＤＣモータ９１に供給する。ＣＰＵ等からなる制御回路９５は、電流センサ９２によって検出された巻線電流を用いてＢＬＤＣモータ９１のロータの位置情報を推定し、その推定した位置情報によりモータ駆動回路９３を制御する。モータ駆動回路９３は、正弦波電圧を発生してＢＬＤＣモータ９１を駆動する。

特開２０００−３５０４８５号公報 特開２００３−２３７９１号公報 特開２００３−１１１４８２号公報 特開２０００−３５０４８７号公報

従来の巻線電流によりロータの位置情報を推定してＢＬＤＣモータを正弦波駆動する場合には、負荷が過度的に変動したとき、ＢＬＤＣモータが同期はずれ（脱調）を起こして駆動が不安定になるのを防止するために、ＢＬＤＣモータに過度の安定極限電力を供給しなければならない。そのため、軽負荷のときにＢＬＤＣモータの駆動効率が低下する。
本願発明は、ＢＬＤＣモータを位置センサレスで正弦波駆動する場合の前記問題点を解決し、負荷が変動してもＢＬＤＣモータを高効率で安定して駆動できるＢＬＤＣモータの制御方法と制御装置を提供することを目的とする。

請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法は、モータ駆動回路は駆動電圧と駆動角周波数に基づいて正弦波電圧を発生し、その正弦波電圧により駆動するブラシレスＤＣモータの制御方法において、２相の巻線電流（ｉ _u ，ｉ _v ）に基づいて電流位相差（φ）を推定し、電流位相差（φ）、駆動電圧の最大値（Ｖ_m）、逆起電圧の最大値（Ｅ_m）及び指令駆動角周波数（ω^*）に基づいて負荷角（δ）を推定し、指令負荷角と推定した負荷角の負荷角偏差をとり、負荷角偏差に基づいて負荷角が指令負荷角に等しくなるように駆動電圧を制御することを特徴とする。
請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法は、請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法において、負荷角（δ）は、
δ＝ｓｉｎ^-1［｛Ｖ_mｔａｎ²φ±(Ｅ_m ²(１＋ｔａｎ²φ)−Ｖ_m ²ｔａｎ²φ)^1/2｝／｛Ｅ_m(１＋ｔａｎ²φ)｝］
により推定することを特徴とする。
請求項３に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法は、請求項１又は請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法において、ブラシレスＤＣモータは、歯科治療用研削装置のハンドピースに用いるブラシレスＤＣモータであることを特徴とする。

請求項４に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置は、モータ駆動回路は駆動電圧と駆動角周波数に基づいて正弦波電圧を発生し、その正弦波電圧によって駆動するブラシレスＤＣモータの制御装置において、２相の巻線電流（ｉ _u ，ｉ _v ）に基づいて電流位相差（φ）を推定する電流位相差推定部、電流位相差（φ）、駆動電圧の最大値（Ｖ_m）、逆起電圧の最大値（Ｅ_m）及び指令駆動角周波数（ω^*）に基づいて負荷角（δ）を推定する負荷角推定部、指令負荷角と推定した負荷角の負荷角偏差をとる負荷角偏差回路、負荷角偏差に基づいて負荷角が指令負荷角に等しくなるように駆動電圧を制御する駆動電圧制御部を備えていることを特徴とする。
請求項５に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置は、請求項４に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置において、負荷角（δ）は、
δ＝ｓｉｎ^-1［｛Ｖ_mｔａｎ²φ±(Ｅ_m ²(１＋ｔａｎ²φ)−Ｖ_m ²ｔａｎ²φ)^1/2｝／｛Ｅ_m(１＋ｔａｎ²φ)｝］
により推定することを特徴とする。
請求項６に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置は、請求項４又は請求項５に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置において、ブラシレスＤＣモータは、歯科治療用研削装置のハンドピースに用いるブラシレスＤＣモータであることを特徴とする。

本願発明のＢＬＤＣモータの制御方法及び制御装置は、ＢＬＤＣモータの負荷が変動しても駆動電圧を調整・制御して、負荷角を指令負荷角に保持するから、即ち負荷が変動しても負荷角を一定に保持するから、ＢＬＤＣモータは、負荷が急変しても同期はずれ（脱調）を起こすことなく安定して駆動する。
また本願発明の制御方法及び制御装置を用いると、ＢＬＤＣモータは、負荷が変動しても負荷角を指令負荷角に保持できるから、負荷角を駆動効率の最も高い９０度の近傍に設定することができる。したがってＢＬＤＣモータは、負荷が大きいときも小さいときも効率よく安定して駆動する。
また本願発明の制御方法及び制御装置を用いると、ＢＬＤＣモータは、負荷が急変しても同期はずれ（脱調）を起こすことなく安定して駆動し、広い範囲で回転速度を変えることができるから、歯科治療用研削装置のハンドピースに用いるモータに適している。

本願発明の実施の形態に係るＢＬＤＣモータの制御方法及び制御装置について説明する。
モータ駆動回路は、駆動電圧に基づいて正弦波電圧を発生し、その正弦波電圧によりＢＬＤＣモータを駆動する。負荷角推定部は、ＢＬＤＣモータの負荷角を推定し、負荷角偏差回路は、その推定した負荷角と指令負荷角の偏差（負荷角偏差）をとる。駆動電圧制御部は、負荷角偏差に基づいて、負荷角が指令負荷角になるように、即ち負荷角が指令負荷角と等しくなるように駆動電圧を調整し制御する。このように本実施形態のＢＬＤＣモータの制御方法及び制御装置は、負荷が変動しても負荷角が指令負荷角と等しくなるように駆動電圧を制御して、常にＢＬＤＣモータの負荷角を指令負荷角に保持する。
次に図１〜図３により本願発明の実施例に係るＢＬＤＣモータの制御装置及び制御方法について説明する。

図１は、本願発明の実施例に係るＢＬＤＣモータを正弦波駆動する場合の制御装置の構成を示す。
図において、１は３相のＢＬＤＣモータ、２はＢＬＤＣモータ１の巻線電流を検出する電流センサ、３はＰＷＭ発生器、インバータ等からなるモータ駆動回路、４は電流位相差φ（後述する）を推定する電流位相差推定部、５はＢＬＤＣモータ１の同期運転時の負荷角δ（後述する）を推定する負荷角推定部、６はＰＩＤ（比例積分微分）コントローラ等からなる駆動電圧制御部、７は推定した負荷角δ^（ハット付きδ）と指令負荷角δ^*の偏差（負荷角偏差）をとる負荷角偏差回路、ω^*は指令駆動角周波数、Ｖ_mは駆動電圧、ｉ_uはＵ相の巻線電流、ｉ_vはＶ相の巻線電流である。

ＢＬＤＣモータ１は、モータ駆動回路３から供給される正弦波電圧によって駆動する。電流センサ２は、２相の巻線電流、例えば巻線電流ｉ_u，ｉ_vを検出して、電流位相差推定部４へ送出する。電流位相差推定部４は、巻線電流ｉ_u，ｉ_vにより巻線電流の瞬時値の電流位相差φを計算して推定する。負荷角推定部５は、電流位相差推定部４が推定した電流位相差φ、駆動電圧の最大値Ｖ_m、逆起電圧の最大値Ｅ_m、指令駆動角周波数ω^*により負荷角δを推定する。なお負荷角は、説明上ＢＬＤＣモータ１の負荷角をδで表し、負荷角推定部５で推定した負荷角をδ^（ハット付きδ）で表す。逆起電圧の最大値Ｅ_mは、Ｅ_m＝Ｋ_E×ω_s（Ｋ_E：逆起電圧定数、ω_s：ＢＬＤＣモータの回転角速度）により求める（後述する）。

負荷角偏差回路７は、推定した負荷角δ^（ハット付きδ）と指令負荷角δ^*の負荷角偏差をとり、駆動電圧制御部６へ送出する。駆動電圧制御部６は、推定した負荷角δ^（ハット付きδ）と指令負荷角δ^*の負荷角偏差に対応して駆動電圧Ｖ_mを調整し、推定した負荷角δ^（ハット付きδ）が指令負荷角δ^*になるように駆動電圧Ｖ_mを調整し制御する。駆動電圧Ｖ_mの調整は、例えばＰＩＤコントローラの電力増幅器によって行なう。モータ駆動回路３は、指令駆動角周波数ω^*、駆動電圧Ｖ_mに基づいて角周波数ω（指令駆動角周波数ω^*に対応する）の正弦波電圧を発生してＢＬＤＣモータ１に供給する。
電流位相差推定部４の電流位相差の推定、負荷角推定部５の負荷角の推定、駆動電圧制御部６の駆動電圧の制御等は、ＣＰＵによって行なうこともできる。

本実施例は、推定した負荷角δ^（ハット付きδ）と指令負荷角δ^*の偏差（負荷角偏差）がなくなるように、即ち推定した負荷角δ^（ハット付きδ）が指令負荷角δ^*と等しくなるように駆動電圧Ｖ_mを調整するから、ＢＬＤＣモータ１の負荷が変動しても負荷角δは一定値に保持される。そして指令負荷角δ^*を変えることにより、ＢＬＤＣモータ１を所望の負荷角δで駆動することができる。
また本実施例は、ホール素子やエンコーダ等の位置センサを用いずに負荷角δを推定できるから、ＢＬＤＣモータを用いる装置を小型にすることができ、かつ巻線電流を用いて負荷角δを推定するからＢＬＤＣモータに負荷が掛かると瞬時に負荷角δを推定できる。

次に本実施例の負荷角の設定について説明する。
ＢＬＤＣモータを正弦波駆動する場合、ＢＬＤＣモータが発生するトルクは、負荷角δが０度から大きくなる程大きくなり、負荷角δが９０度のとき最大になる。そして負荷角δが９０度を超えるとＢＬＤＣモータは停止する。したがって負荷角δは、９０度を超えない範囲で９０度の近傍に設定すると駆動効率が最も高くなる。

ＢＬＤＣモータを用いる装置が、負荷変動の大きい装置の場合、例えば、歯科治療用研削装置のハンドピースの場合、ハンドピースはモータ軸に取り付けた砥石(研削刃)を回転して歯を研削するが、歯を研削していない状態から砥石を歯に接触させて研削する状態に移行すると、ＢＬＤＣモータの負荷は急変し、大きな負荷トルクが必要になる。その場合、本実施例のＢＬＤＣモータは、負荷が急変しても負荷角を指令負荷角に保持できるから、同期はずれ（脱調）を起こすことなく安定して駆動する。即ち本実施例のＢＬＤＣモータは、負荷の変動が大きい装置に用いた場合にも、安定して駆動する。また本実施例のＢＬＤＣモータは、負荷が変動しても負荷角を指令負荷角に保持できるから、負荷角は、例えば駆動効率の最も高い９０度の近傍に設定することもできる。したがって本実施例のＢＬＤＣモータは、負荷が大きいときも小さいときも効率よく安定して駆動する。

次に図２により、図１の制御装置について計測した負荷角、駆動電圧、巻線電流について説明する。
図２は、負荷を変化したときの負荷角、駆動電圧、巻線電流の計測値を示す。
図２によると、負荷が変動しても負荷角は、略一定に保持されており、そのときの駆動電圧、巻線電流は、負荷に比例して増加していることが分かる。即ち負荷が大きくなると、駆動電圧、巻線電流も増加するが、負荷角は、略一定に保持されている。したがって図２により、図１の制御装置は、適切に制御を行なっていることが分かる。

次に図３により電流位相差φと負荷角δの求め方（推定の仕方）について説明する。
図３は、ＢＬＤＣモータの供給電圧、逆起電圧、電流の関係を示す。
ＢＬＤＣモータを同期運転するとき、ＢＬＤＣモータに供給される線間電圧Ｖ_uv，Ｖ_vw，Ｖ_wuは等しく、電圧・電流はともに平衡しているものとする。またＢＬＤＣモータの各巻線の電気的特性は等しく、各巻線のインダクタンスＬ_u，Ｌ_v，Ｌ_w、抵抗Ｒ_u，Ｒ_v，Ｒ_wは、次のように表せるものとする。
Ｌ_u＝Ｌ_v＝Ｌ_w＝Ｌ ・・・・（１）
Ｒ_u＝Ｒ_v＝Ｒ_w＝Ｒ ・・・・（２）

各相の電流が平衡であるとき、Ｕ相の巻線電流をｉ_u、Ｖ相の巻線電流をｉ_vは、電流の最大値Ｉ_mを使って次のように表現できる。

ここで、
φ＝φ₁＋φ₂
φ₁：巻線インダクタンスＬと巻線抵抗Ｒによる電流位相の遅れ
φ₂：逆起電圧（逆起電力）の影響による電流位相の遅れ（負荷角δの影響に
よる遅れ）
φ₁＝ｔａｎ^-1（ωＬ／Ｒ）

式(３)，(４)を用いて、電流の最大値Ｉ_mを求める。

３相の電流が平衡しているとき、各相の電流の最大値Ｉ_mは等しいので、式（５），（６）より次式を得る。

式（７）より次式を得る。

式（９）よりφを求めると次式になる。

Ｕ相の端子電圧ｖ_u及び逆起電圧ｅ_uは、それぞれ次式で表される。

ここで、
Ｖ_m：Ｕ相の駆動電圧の最大値
Ｅ_m：Ｕ相の逆起電圧の最大値
Ｅ_m＝Ｋ_E×ω_s
Ｋ_E：逆起電圧定数
ω_s：ＢＬＤＣモータの回転角速度
ω_s＝ω^*／ｐ
ω^*：指令駆動角周波数
ｐ：ＢＬＤＣモータの極対数

図３に示すＹ結線のＵ相の巻線の推定電流i_u^(ハット付きｉ_u)は、巻線インダクタンスＬ_uを無視できるとき、Ｕ相の駆動電圧、逆起電圧、巻線抵抗を用いて求めることができる。

ここで、

であるので、βを求めると次式になる。

式（３）で表される（実際にＢＬＤＣモータの巻線に流れる）Ｕ相の巻線電流ｉ_uと計算によって推定した推定巻線電流i_u^(ハット付きｉ_u)は、位相が等しいので式（１０）と式（１４）は等しくなる。

式（１５）を変形して次式を得る。
Ｖ_mｔａｎ（φ）＝Ｅ_mｔａｎ（φ）ｓｉｎ（δ）＋Ｅ_mｃｏｓ（δ）・・（１６）
ここで、ｓｉｎ²（δ）＋ｃｏｓ²（δ）＝１の関係式を用いてｓｉｎ（δ）について解くと次式になる。

式（１７）をｓｉｎ（δ）で解くと次式になる。

これより、負荷角δは次式によって求められる。

同様に式（１６）をｓｉｎ²（δ）＋ｃｏｓ²（δ）＝１の関係式を利用してｃｏｎ（δ）について解くと次式になる。

したがって式（２０）を使用してδを求めると次式になる。

一方、式（１８）と式（２０）を用いてδを求めると次式になる。

これよりδは、

となる。

負荷角δは、式（１９）、式（２１）、式（２３）のいずれを用いても求めることができる。計算は、計算量の少ない方式を用いることにより制御周期を速くすることができ、制御性能を高めることができる。式（１９）、式（２１）、式（２３）の内、式（１９）は、計算量が一番少ないから計算がし易くなる。また式（２３）は、式（１９）と式（２１）を組み合わせた式であるから、計算精度が式（１９）、式（２１）よりも低くなる場合がある。
以上のように、電流位相差φと負荷角δは、巻線電流ｉ_u，ｉ_v、駆動電圧の最大値Ｖ_m、逆起電圧の最大値Ｅ_mに基づいて求めることができる。そして電流位相差φは、前記のように図１の電流位相差推定部４において推定し、負荷角δは、その推定した電流位相差φを用いて負荷角推定部５において推定することができる。

本願発明の実施例に係るＢＬＤＣモータを正弦波駆動する場合の制御装置の構成を示す。 図１の制御装置について計測した負荷角、駆動電圧、巻線電流を示す。 ＢＬＤＣモータの供給電圧、逆起電圧、巻線電流等の関係を示す。 従来のＢＬＤＣモータを正弦波駆動する場合の制御装置の構成を示す

符号の説明

１ ＢＬＤＣモータ
２ 電流センサ
３ モータ駆動回路
４ 電流位相差推定部
５ 負荷角推定部
６ 駆動電圧制御部
７ 負荷角偏差回路

Claims (6)

1. モータ駆動回路は駆動電圧と駆動角周波数に基づいて正弦波電圧を発生し、その正弦波電圧により駆動するブラシレスＤＣモータの制御方法において、２相の巻線電流（ｉ _u ，ｉ _v ）に基づいて電流位相差（φ）を推定し、電流位相差（φ）、駆動電圧の最大値（Ｖ_m）、逆起電圧の最大値（Ｅ_m）及び指令駆動角周波数（ω^*）に基づいて負荷角（δ）を推定し、指令負荷角と推定した負荷角の負荷角偏差をとり、負荷角偏差に基づいて負荷角が指令負荷角に等しくなるように駆動電圧を制御することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
2. 請求項１に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法において、負荷角（δ）は、
   δ＝ｓｉｎ^-1［｛Ｖ_mｔａｎ²φ±(Ｅ_m ²(１＋ｔａｎ²φ)−Ｖ_m ²ｔａｎ²φ)^1/2｝／｛Ｅ_m(１＋ｔａｎ²φ)｝］
   により推定することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
3. 請求項１又は請求項２に記載のブラシレスＤＣモータの制御方法において、ブラシレスＤＣモータは、歯科治療用研削装置のハンドピースに用いるブラシレスＤＣモータであることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御方法。
4. モータ駆動回路は駆動電圧と駆動角周波数に基づいて正弦波電圧を発生し、その正弦波電圧によって駆動するブラシレスＤＣモータの制御装置において、２相の巻線電流（ｉ _u ，ｉ _v ）に基づいて電流位相差（φ）を推定する電流位相差推定部、電流位相差（φ）、駆動電圧の最大値（Ｖ_m）、逆起電圧の最大値（Ｅ_m）及び指令駆動角周波数（ω^*）に基づいて負荷角（δ）を推定する負荷角推定部、指令負荷角と推定した負荷角の負荷角偏差をとる負荷角偏差回路、負荷角偏差に基づいて負荷角が指令負荷角に等しくなるように駆動電圧を制御する駆動電圧制御部を備えていることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
5. 請求項４に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置において、負荷角（δ）は、
   δ＝ｓｉｎ^-1［｛Ｖ_mｔａｎ²φ±(Ｅ_m ²(１＋ｔａｎ²φ)−Ｖ_m ²ｔａｎ²φ)^1/2｝／｛Ｅ_m(１＋ｔａｎ²φ)｝］
   により推定することを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。
6. 請求項４又は請求項５に記載のブラシレスＤＣモータの制御装置において、ブラシレスＤＣモータは、歯科治療用研削装置のハンドピースに用いるブラシレスＤＣモータであることを特徴とするブラシレスＤＣモータの制御装置。

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