JP4771171B2 - AC power supply device - Google Patents

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本発明は、例えば商用電源から成る第１の電源装置と直流―交流（ＤＣ−ＡＣ）変換回路を含む第２の電源装置とをこれ等を共通の負荷に対して選択的に接続するための給電スイッチ装置とから成る無停電電源装置（ＵＰＳ）又はこれに類似した交流電力供給装置に関する。   The present invention is for selectively connecting, for example, a first power supply device including a commercial power supply and a second power supply device including a DC-AC (DC-AC) conversion circuit to a common load. The present invention relates to an uninterruptible power supply (UPS) comprising a power supply switch device or an AC power supply device similar thereto.

商用電源から負荷に交流電力を供給するバイパス給電回路と、ＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）を含む電源装置（以下、インバータ電源と言う。）とから負荷に電力を選択的に供給する方式は、例えば特開平１１−４５４４号公報（特許文献１）に開示されている。この特許文献１の電力供給方式では、バイパス給電回路からインバータ電源に切換える時、及びインバータ電源からバイパス給電回路に切換える時にバイパス給電回路とインバータ電源との両方を負荷に同時に接続する期間即ちオーバーラップ期間が設けられる。これにより、商用電源とバイパス給電回路との切換を無瞬断で行うことができる。   A method of selectively supplying power to a load from a bypass power supply circuit that supplies AC power from a commercial power supply to a load and a power supply device (hereinafter referred to as an inverter power supply) including a DC-AC conversion circuit (inverter circuit) For example, it is disclosed by Unexamined-Japanese-Patent No. 11-4544 (patent document 1). In the power supply method of Patent Document 1, when switching from the bypass power supply circuit to the inverter power supply, and when switching from the inverter power supply to the bypass power supply circuit, both the bypass power supply circuit and the inverter power supply are simultaneously connected to the load, that is, the overlap period. Is provided. Thereby, switching between a commercial power supply and a bypass power supply circuit can be performed without instantaneous interruption.

ところで、オーバーラップ期間には、バイパス給電回路とインバータ電源とが並列接続された状態になるので、インバータ電源に周知の横流が流れる。特許文献１には、横流を抑制するために負荷電流検出器とインバータ出力電流検出器とを設け、負荷電流検出値とインバータ出力電流検出値との偏差に基づいて横流を検出し、オーバーラップ期間に横流をゼロにするようにインバータを制御することが開示されている。   By the way, since the bypass power supply circuit and the inverter power supply are connected in parallel during the overlap period, a known cross current flows through the inverter power supply. In Patent Document 1, a load current detector and an inverter output current detector are provided in order to suppress the cross current, and the cross current is detected based on the deviation between the load current detection value and the inverter output current detection value. Discloses that the inverter is controlled so that the cross current is zero.

特許文献１の方式に従って、負荷電流検出器を設けると、交流電力供給装置が必然的に大型且つコスト高になる。また、負荷電流検出器からインバータ電源に負荷電流検出信号を送る信号線が長くなり、ここにノイズが乗ってインバータ電源が誤動作するおそれがある。また、複数のインバータ電源を並列接続することが要求された時に容易に対応することができない。即ち、複数のインバータ電源が並列に接続されている時には、負荷電流検出値をインバータ電源の台数で割算して分担電流を決定することが必要になり、インバータ電源の制御装置の部品点数が多くなり、これのコスト高を招く。
また、特許文献１の方式において、インバータ電源におけるオーバーラップ期間における横流をゼロにするための制御と、オーバーラップ期間終了後の通常の制御との切換を、商用電源（バイパス給電回路）と負荷との間に接続された電磁スイッチの周知の補助接点（補助スイッチ）から得られる信号又はインバータ電源と負荷との間に接続された電磁スイッチの周知の補助接点（補助スイッチ）から得られる信号に基づいて行うと、電磁スイッチの主接点（主スイッチ）のオン・オフと補助接点（補助スイッチ）のオン・オフとの間に時間的遅れがあり、この遅れの期間にインバータ電源に横流が流れるという問題がある。
特開平１１−４５４４号公報 When a load current detector is provided according to the method of Patent Document 1, the AC power supply device is inevitably large and expensive. In addition, a signal line for sending a load current detection signal from the load current detector to the inverter power supply becomes long, and there is a risk that the inverter power supply malfunctions due to noise. In addition, it is not possible to easily cope with a case where a plurality of inverter power supplies are required to be connected in parallel. That is, when multiple inverter power supplies are connected in parallel, it is necessary to determine the shared current by dividing the load current detection value by the number of inverter power supplies, and the number of parts of the inverter power supply control device is large. This leads to high costs.
Further, in the method of Patent Document 1, switching between control for reducing the cross current in the overlap period in the inverter power supply to zero and normal control after the overlap period ends is performed using a commercial power supply (bypass power supply circuit) and a load. Based on a signal obtained from a well-known auxiliary contact (auxiliary switch) of an electromagnetic switch connected between, or a signal obtained from a well-known auxiliary contact (auxiliary switch) of an electromagnetic switch connected between an inverter power supply and a load If there is a time delay, there is a time lag between the on / off of the main contact (main switch) of the electromagnetic switch and the on / off of the auxiliary contact (auxiliary switch). There's a problem.
Japanese Patent Laid-Open No. 11-4544

本発明の課題は、共通の負荷に対して複数の電源装置から選択的に電力を供給する時のオーバーラップ期間において横流を容易に抑制することが困難なことである。従って、本発明の目的は、上記課題を容易に解決することができる交流電力供給装置を提供することにある。   An object of the present invention is that it is difficult to easily suppress a cross current in an overlap period when power is selectively supplied from a plurality of power supply devices to a common load. Accordingly, an object of the present invention is to provide an AC power supply device that can easily solve the above-mentioned problems.

上記課題を解決するための本発明を、実施形態を示す図面の参照符号を伴って説明する。なお、特許請求の範囲及び次の本発明の説明における参照符号は、本発明の理解を助けるためのものであって本発明を限定するものではない。
本発明に係わる交流電力供給装置は、
負荷（３）に交流電圧を供給するための第１の電源装置（１又は１ａ）と、
直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）とから成る第２の電源装置（２）と、
前記第１の電源装置（１又は１ａ）と前記負荷（３）との間に接続された第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と、
前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）と、
前記第２の電源装置（２）の出力電圧を検出する出力電圧検出手段（３２）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を検出するＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）と、
前記出力電圧検出手段（３２）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）とに接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する機能と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記電流検出信号に基づいて前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を定格出力電流よりも低い値にするための電流制御信号を形成する機能とを有し、且つ前記電圧制御信号と前記電流制御信号とを択一的に出力するための制御モード切換スイッチ手段（３８）を有している電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と、
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の前記変換用スイッチの制御端子との間に接続されており、且つ前記電圧制御信号及び前記電流制御信号に基づいて前記変換用スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成する機能を有しているスイッチ制御パルス形成手段（３５）と、
前記第１の電源装置（１）から前記負荷（３）に電力を供給する第１の給電モード時に前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）をオン制御し、且つ前記第２の電源装置（２）から前記負荷（３）に電力を供給する第２の給電モード時に前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）をオン制御し、且つ前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの第１の切換期間（Ｔ2）と前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方の少なくとも一部において前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との両方をオン制御する給電スイッチ制御手段（５０）と、
前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ４）以外の期間に前記電圧制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給し、前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ4）の少なくとも一方において前記電流制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と
を備えている。
なお、本発明において、出力電圧帰還信号のみによる電圧制御信号の他に、電流帰還信号による補正を伴った電圧帰還信号も本発明の前記電圧制御信号の一種と見なす。 The present invention for solving the above-mentioned problems will be described with reference numerals in the drawings showing the embodiments. Reference numerals in the claims and in the following description of the present invention are intended to assist understanding of the present invention and do not limit the present invention.
The AC power supply apparatus according to the present invention is
A first power supply (1 or 1a) for supplying an alternating voltage to the load (3);
A second power supply device (2) comprising a DC power supply and a DC-AC conversion circuit (13) including a conversion switch for converting a DC voltage of the DC power supply into an AC voltage;
A first power supply switch device (SW1) connected between the first power supply device (1 or 1a) and the load (3);
A second power supply switch device (SW2) connected between the second power supply device (2) and the load (3);
Output voltage detection means (32) for detecting the output voltage of the second power supply device (2);
DC-AC conversion circuit output current detection means (18) for detecting an output current of the DC-AC conversion circuit (13) of the second power supply device (2);
Based on the output voltage detection signal connected to the output voltage detection means (32) and the DC-AC conversion circuit output current detection means (18) and obtained from the output voltage detection means (32). Based on the function of forming a voltage control signal for maintaining the output voltage of the second power supply device (2) at a desired value and the current detection signal obtained from the DC-AC conversion circuit output current detection means (18). A function of forming a current control signal for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) to a value lower than the rated output current, and selecting the voltage control signal and the current control signal. Voltage and current control signal forming means (30 or 30a or 30b) having control mode change-over switch means (38) for output in a single manner;
Connected between the voltage and current control signal forming means (30 or 30a or 30b) and a control terminal of the conversion switch of the DC-AC conversion circuit (13), and the voltage control signal and the current Switch control pulse forming means (35) having a function of forming a switch control pulse for on / off control of the conversion switch based on a control signal;
The first power supply switch device (SW1) is on-controlled in the first power supply mode for supplying power from the first power supply device (1) to the load (3), and the second power supply device (2) ) To turn on the second power supply switch device (SW2) during the second power supply mode for supplying power to the load (3), and from the first power supply mode to the second power supply mode. In the at least part of at least one of the first switching period (T2) and the second switching period (T4) from the second feeding mode to the first feeding mode. Power supply switch control means (50) for turning on both the SW1) and the second power supply switch device (SW2);
The voltage control signal is supplied to the switch control pulse forming means (35) during a period other than the first and second switching periods (T2, T4), and the first and second switching periods (T2, T4). Control mode changeover switch control means (54) for controlling the control mode changeover switch means (38) so as to supply the current control signal to the switch control pulse forming means (35).
In the present invention, in addition to the voltage control signal based only on the output voltage feedback signal, the voltage feedback signal accompanied by the correction based on the current feedback signal is also regarded as a kind of the voltage control signal of the present invention.

なお、請求項２に示すように、前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）は前記第１の電源装置（１）と前記負荷（３）との間に接続された第１のスイッチ（４）と、前記第１のスイッチ（４）に並列に接続され且つ前記第１のスイッチ（４）及び前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）のターンオン時間よりも早いターンオン時間を有している補助給電スイッチ（６）とから成り、前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）は前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２のスイッチ（５）から成り、前記給電スイッチ制御手段（５０）は前記第１及び第２の切換期間（Ｔ２、Ｔ４）の少なくとも一方において前記補助給電スイッチ（６）をオン制御する補助給電スイッチ制御手段（５１）を有していることが望ましい。
また、請求項３に示すように、前記給電スイッチ制御手段（５０）は、前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの切換を指令する切換指令（Ｓａ）を発生する切換指令発生手段（８）と、前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Ｓｆ）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオフ状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号（Ｓｉ）に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオン制御する第２のスイッチ制御手段（５３）とを備えていることが望ましい。
また、請求項４に示すように、前記給電スイッチ制御手段（５０）は、前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの切換を指令する切換指令（Ｓａ）を発生する切換指令発生手段（８）と、前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号（Ｓｆ）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオン状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Ｓｉ）に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオフ制御する第２のスイッチ制御手段（５３）とを備えていることが望ましい。
また、請求項５に示すように、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を検出する補助給電スイッチオフ検出手段（５５）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）から得られた前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）とから成ることが望ましい。
また、請求項６に示すように、前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）は、前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）に接続され且つ前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）のゼロクロスを検出する機能を有しているゼロクロス検出手段（５５ａ）と、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）の出力が前記第１のスイッチ（４）のオフを示している時にのみ前記ゼロクロス検出手段（５５ａ）のゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を通過させる論理回路（５４ｃ、５４ｄ）とから成り、前記第１のスイッチ（４）がオン状態からオフ状態へ転換した後に最初に得られたゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号とするものであることが望ましい。
また、請求項７に示すように、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記第２ のスイッチ（5）がオン状態からオフ状態に転換したことを示す前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）の出力（Ｓｆ）に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）から成ることが望ましい。
また、請求項８に示すように、前記第２の電源装置（２）は、更に前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間に接続された高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）を有し、前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０）は、前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、前記高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間の給電路に流れる第２の電源装置の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択しない第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記第２の制御モード切換スイッチ（３９）の出力との差を示す出力信号（Iｃ）を形成する第１の電流制御用減算器（４０）と、前記第１の制御モード切換スイッチ（３８）の出力と前記第１の電流制御用減算器（４０）の出力信号（Iｃ）との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る第２の電流制御用減算器（４１）とを有していることが望ましい。
また、請求項９に示すように、前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ａ）は、前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）から得られた前記低電流制御基準値との差を示す出力信号を形成する電流制御用減算器（４１）と、前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記電流制御用減算器（４１）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送り、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記電流制御用減算器（４１）の出力を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る制御モード切換スイッチ手段（３８）とを有していることが望ましい。
また、請求項１０に示すように、前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ｂ）は、前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）に接続されており、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）を通過させる第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、前記第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）の出力と前記第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）の出力との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る電流制御用減算器（４１）とを有していることが望ましい。
また、請求項１１に示すように、前記第１の電源装置（１）は商用交流電源であり、前記第２の電源装置（２）の前記直流電源は、商用交流電源と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）との間に接続されたＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）と、該ＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）の出力端子と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の入力端子とにそれぞれ接続された蓄電池とから成ることが望ましい。
また、請求項１２に示すように、前記第１の電源装置（１ａ）は直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３ａ）とから成ることが望ましい。
また、請求項１３に示すように、前記第１及び第２のスイッチ（４、５）はそれぞれ機械的開閉器であり、前記補助給電スイッチ（６）はサイリスタスイッチであることが望ましい。 In addition, as shown in claim 2, the first power supply switch device (SW1) is a first switch (4) connected between the first power supply device (1) and the load (3). And an auxiliary power supply connected in parallel to the first switch (4) and having a turn-on time earlier than the turn-on time of the first switch (4) and the second power supply switch device (SW2) The second power supply switch device (SW2) is composed of a second switch (5) connected between the second power supply device (2) and the load (3). The power supply switch control means (50) has auxiliary power supply switch control means (51) for turning on the auxiliary power supply switch (6) in at least one of the first and second switching periods (T2, T4). It is desirable that
According to a third aspect of the present invention, the feed switch control means (50) generates a switch command (Sa) for commanding switching from the first power feed mode to the second power feed mode. Means (8), first switch on / off state detecting means (4b) for detecting the on / off state of the first switch (4), and on / off of the second switch (5). Second switch on / off state detecting means (5b) for detecting an off state, and turning off of the second switch (5) obtained from the second switch on / off state detecting means (5b) The first switch control means (52) for controlling the first switch (4) to the OFF state in response to the signal (Sf) indicating the change from the state to the ON state, and the switching command (Sa) are generated In response to a signal indicating that A signal indicating that the first switch on / off state detecting means (4b) is switched from the on state to the off state, which is obtained from the first switch on / off state detecting means (4b), by starting on control of the power supply switch (6) In response to (Si), auxiliary power supply switch control means (51) for ending the on-control of the auxiliary power supply switch (6) and the second signal in response to a signal indicating that the switching command (Sa) has occurred. It is desirable to include second switch control means (53) for turning on the switch (5).
According to a fourth aspect of the present invention, the feeding switch control means (50) generates a switching command (Sa) for commanding switching from the second feeding mode to the first feeding mode. Means (8), first switch on / off state detecting means (4b) for detecting the on / off state of the first switch (4), and on / off of the second switch (5). Second switch on / off state detecting means (5b) for detecting an off state, and turning on of the second switch (5) obtained from the second switch on / off state detecting means (5b) The first switch control means (52) for controlling the first switch (4) to be turned on in response to the signal (Sf) indicating the change from the state to the off state, and the switching command (Sa) are generated. In response to a signal indicating that A signal indicating that the first switch on / off state detecting means (4b) is switched from the off state to the on state, which is obtained from the first switch on / off state detecting means (4b), by starting the on control of the power supply switch (6). In response to (Si), auxiliary power supply switch control means (51) for ending the on-control of the auxiliary power supply switch (6) and the second signal in response to a signal indicating that the switching command (Sa) has occurred. It is desirable to include second switch control means (53) for turning off the switch (5).
Further, as shown in claim 5, the control mode changeover switch control means (54) is an auxiliary power supply switch-off detection means (55) for detecting a change of the auxiliary power supply switch (6) from an on state to an off state. And selecting the current control signal in response to a signal indicating that the switching command (Sa) has occurred, and turning on the auxiliary power supply switch (6) obtained from the auxiliary power supply switch-off detection means (55). Preferably, the circuit comprises a circuit (54a) for controlling the control mode changeover switch means (38) so as to select the voltage control signal in response to a signal indicating a change from the state to the off state.
Further, as shown in claim 6, the auxiliary power supply switch-off detection means (55) is a second power supply device output current detection means (55) for detecting an output current (Ib) of the second power supply device (2). 19) and zero cross detection means connected to the second power supply device output current detection means (19) and having a function of detecting a zero cross of the output current (Ib) of the second power supply device (2) And the zero cross detection signal (55a) of the zero cross detection means (55a) only when the output of the first switch on / off state detection means (4b) indicates that the first switch (4) is off. Sj) is passed through a logic circuit (54c, 54d), and the zero cross detection signal (Sj) obtained first after the first switch (4) changes from the on state to the off state It is desirable from Tsu-on state of the switch (6) is intended to be a signal indicating a conversion to an OFF state.
According to a seventh aspect of the present invention, the control mode changeover switch control means (54) selects the current control signal in response to a signal indicating that the changeover command (Sa) has been generated, and the second The voltage control signal is selected in response to the output (Sf) of the second switch on / off state detecting means (5b) indicating that the switch (5) of the second switch is switched from the on state to the off state. It is desirable to comprise a circuit (54a) for controlling the control mode changeover switch means (38).
Further, as shown in claim 8, wherein the second power supply (2) was further connected between the DC-AC converter circuit (13) and the front Stories second power supply switching device (SW2) A high frequency component removing capacitor (Co) is provided, and the voltage and current control signal forming means (30) is connected to the output voltage detecting means (32) and obtained from the output voltage detecting means (32). Voltage control signal forming means (33) for forming a voltage control signal for maintaining the output voltage of the second power supply device (2) at a desired value based on the output voltage detection signal, and the second power supply Low current control reference value generating means (37) for generating a low current control reference value for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) of the device (2) to a value lower than the rated output current; Control mode changeover switch control means ( 4), the voltage control signal forming means (33) and the low current control reference value generating means (37), and the output (Sk) of the control mode changeover switch control means (54) In response to indicating selection, the voltage control signal of the voltage control signal forming means (33) is selected, and the output (Sk) of the control mode changeover switch control means (54) is the selection of the current control signal. In response to the first control mode changeover switch means (38) for selecting the low current control reference value of the low current control reference value generation means (37), and the high frequency component removing capacitor (38) Co) and the second power supply switch device (SW2), the second power supply device output current detection means (19) for detecting the output current (Ib) of the second power supply device flowing in the power supply path, control Second power supply output of the second power supply output current detection means (19) in response to the output (Sl) of the mode switch control means (54) indicating the selection of the voltage control signal. In response to the selection of the current detection signal and the output (Sl) of the control mode changeover switch control means (54) indicating the selection of the current control signal, the second power supply device output current detection means (19 The second control mode changeover switch means (39) that does not select the second power supply device output current detection signal and the DC-AC conversion circuit obtained from the DC-AC conversion circuit output current detection means (18). A first current control subtracter (40) for forming an output signal (Ic) indicating a difference between an output current detection signal (Ia) and an output of the second control mode changeover switch (39); Control mode selector switch (38 ) And an output signal (Ic) of the first current control subtracter (40), and forms an output signal which is sent to the switch control pulse forming means (35) for second current control It is desirable to have a subtractor (41).
Further, as shown in claim 9, the voltage and current control signal forming means (30a) is connected to the output voltage detecting means (32) and obtained from the output voltage detecting means (32). Based on the output voltage detection signal, voltage control signal forming means (33) for forming a voltage control signal for maintaining the output voltage of the second power supply device (2) at a desired value; and the second power supply device ( 2) a low current control reference value generating means (37) for generating a low current control reference value for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) to a value lower than the rated output current; and the DC The DC-AC conversion circuit output current detection signal (Ia) obtained from the AC conversion circuit output current detection means (18) and the low current control reference value obtained from the low current control reference value generation means (37) Output signal showing the difference between The current control subtracter (41) to be formed, the voltage control signal forming means (33) and the current control subtracter (41) are connected to each other, and the output of the control mode changeover switch control means (54) is In response to the selection of the voltage control signal, the voltage control signal of the voltage control signal forming means (33) is selected and sent to the switch control pulse forming means (35) to control the control mode changeover switch. A control mode for selecting the output of the current control subtracter (41) and sending it to the switch control pulse forming means (35) in response to the output of the means (54) indicating the selection of the current control signal It is desirable to have changeover switch means (38).
In addition, as shown in claim 10, the voltage and current control signal forming means (30b) is connected to the output voltage detecting means (32) and obtained from the output voltage detecting means (32). Based on the output voltage detection signal, voltage control signal forming means (33) for forming a voltage control signal for maintaining the output voltage of the second power supply device (2) at a desired value; and the second power supply device ( 2) low current control reference value generating means (37) for generating a low current control reference value for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) to a value lower than the rated output current; and the control Connected to the mode change switch control means (54), the voltage control signal forming means (33), and the low current control reference value generating means (37), the output (Sk) of the control mode change switch control means (54) Is the voltage In response to indicating the selection of the control signal, the voltage control signal of the voltage control signal forming means (33) is selected, and the output (Sk) of the control mode changeover switch control means (54) is the current control. First control mode changeover switch means (38) for selecting the low current control reference value of the low current control reference value generating means (37) in response to indicating the selection of the signal, and the DC-AC The DC-AC is connected to the conversion circuit output current detection means (18) and in response to the output (Sk) of the control mode changeover switch control means (54) indicating the selection of the current control signal. The second control mode changeover switch means (39) for passing the conversion circuit output current detection signal (Ia), the output of the first control mode changeover switch means (38) and the second control mode changeover switch. It is desirable to have pitch means (39) of the output signal indicative of the difference between the output formed by the switch control pulse forming means (35) to send the current control subtracter and (41).
Moreover, as shown in claim 11, the first power supply device (1) is a commercial AC power supply, and the DC power supply of the second power supply device (2) is a commercial AC power supply and the DC-AC conversion. An AC-DC conversion circuit (11) connected between the circuit (13) and an output terminal of the AC-DC conversion circuit (11) and an input terminal of the DC-AC conversion circuit (13). It is desirable to consist of a storage battery.
According to a twelfth aspect of the present invention, the first power supply device (1a) includes a DC power supply circuit and a DC-AC conversion circuit including a conversion switch for converting a DC voltage of the DC power supply into an AC voltage. 13a).
According to a thirteenth aspect of the present invention, it is preferable that the first and second switches (4, 5) are mechanical switches, and the auxiliary power supply switch (6) is a thyristor switch.

請求項１〜１３に従う本発明は次の効果を有する。
（１） 第１の電源装置（１）から負荷（３）に電力を供給している第１の給電モードからＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）（１３）を含む第２の電源装置（インバータ電源）（２）から負荷（３）に電力を供給する第２の給電モードへの第１の切換期間（Ｔ２）と第２の給電モードから第１の給電モードへの第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方の少なくとも一部において第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との両方をオン制御して切換えの無瞬断化を図っていると共に、第１の切換期間（Ｔ２）と第２の切換期間（Ｔ４）の少なくとも一方においてＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）を含む第２の電源装置（２）の出力電流を定格値よりも低い値（好ましくはゼロ）に制御する。これにより、第１の切換期間（Ｔ２）と第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方において、ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）を含む第２の電源装置（２）の出力電流は低い値に抑制され、ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）を含む第２の電源装置（２）が過負荷状態にならない。
（２）負荷（３）の電流を検出する負荷電流検出器を設けることが不要であるので、負荷電流検出器を設ける方式に比較して交流電力供給装置の小型化及び低コスト及び低ノイズ化を図ることができる。
また、請求項２の発明によれば、第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）が第１のスイッチ（４）とこれよりもターンオン速度が早い補助給電スイッチ（６）とから成るので、第１の電源装置（１）と第２の電源装置（２）との切換期間に迅速に補助給電スイッチ（６）がオン状態になり、第１及び第２のスイッチ（４，５）のターンオン時間又はターンオフ時間のバラツキに関係なく、無瞬断での電力供給を確実に達成することができる。 The present invention according to claims 1 to 13 has the following effects.
(1) A second power supply device (inverter) including a DC-AC conversion circuit (inverter circuit) (13) from the first power supply mode in which power is supplied from the first power supply device (1) to the load (3) The first switching period (T2) from the power supply (2) to the second feeding mode for supplying power to the load (3) and the second switching period (from the second feeding mode to the first feeding mode) At least a part of at least one of T4) is controlled to turn on both the first power supply switch device (SW1) and the second power supply switch device (SW2) so that the switching is not interrupted. In addition, the output current of the second power supply device (2) including the DC-AC conversion circuit (13) is lower than the rated value in at least one of the first switching period (T2) and the second switching period (T4). Control to a value (preferably zero). Thereby, in at least one of the first switching period (T2) and the second switching period (T4), the output current of the second power supply device (2) including the DC-AC conversion circuit (13) is The second power supply device (2) including the DC-AC conversion circuit (13) is prevented from being overloaded by being suppressed to a low value.
(2) Since it is not necessary to provide a load current detector for detecting the current of the load (3), the AC power supply device can be reduced in size, cost, and noise compared to a method in which a load current detector is provided. Can be achieved.
According to the invention of claim 2, since the first power supply switch device (SW1) includes the first switch (4) and the auxiliary power supply switch (6) whose turn-on speed is faster than this, the first power supply switch device (SW1) The auxiliary power supply switch (6) is quickly turned on during the switching period between the power supply (1) and the second power supply (2), and the turn-on time or turn-off of the first and second switches (4, 5). Regardless of variations in time, it is possible to reliably achieve power supply without interruption.

次に、図面を参照して本発明の実施形態を説明する。   Next, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

図１にブロック的に示す実施例１に従う交流電力供給装置は、第１及び第２の電源装置１、２と、負荷３と、第１の電源装置１と負荷３との間に接続された第１のスイッチ４と補助給電スイッチ６との並列回路から成る第１の給電スイッチ装置ＳＷ１と，第１の電源装置１と負荷３との間に接続された第２のスイッチ５から成る第２の給電スイッチ装置ＳＷ２と、制御回路７と、切換指令発生手段８とを有している。   The AC power supply apparatus according to the first embodiment shown in a block diagram in FIG. 1 is connected between the first and second power supply apparatuses 1 and 2, the load 3, and the first power supply apparatus 1 and the load 3. A first power supply switch device SW1 composed of a parallel circuit of the first switch 4 and the auxiliary power supply switch 6, and a second switch 5 composed of a second switch 5 connected between the first power supply device 1 and the load 3. Power supply switch device SW2, a control circuit 7, and a switching command generation means 8.

第１の電源装置１は、例えば５０Ｈｚの商用交流電圧を供給する交流電源９とバイパス給電路１０とから成る。ここでは、交流電源９を第１の電源装置１に含めたが、第１の電源装置１から交流電源９を省き、交流電源９を接続するための入力端子（図示せず）とバイパス給電路１０とのみを第１の電源装置１と呼ぶこともできる。また、第１の電源装置１の中にトランス等を付加することもできる。   The first power supply device 1 includes an AC power supply 9 that supplies a commercial AC voltage of 50 Hz, for example, and a bypass power supply path 10. Although the AC power supply 9 is included in the first power supply device 1 here, the AC power supply 9 is omitted from the first power supply device 1, and an input terminal (not shown) and a bypass power supply path for connecting the AC power supply 9 are used. Only 10 can be referred to as the first power supply device 1. Moreover, a transformer or the like can be added to the first power supply device 1.

第２の電源装置２は、交流電源９に接続されたＡＣ−ＤＣ変換回路（コンバータ回路）１１と、このＡＣ−ＤＣ変換回路１１に接続された蓄電池１２と、ＡＣ−ＤＣ変換回路１１及び蓄電池に接続されたＤＣ−ＡＣ変換回路（インバータ回路）１３と、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力段に設けられた高周波成分除去用フィルタ１４とから成る。   The second power supply device 2 includes an AC-DC conversion circuit (converter circuit) 11 connected to an AC power supply 9, a storage battery 12 connected to the AC-DC conversion circuit 11, an AC-DC conversion circuit 11 and a storage battery. The DC-AC conversion circuit (inverter circuit) 13 connected to the DC-AC conversion circuit 13 and the high-frequency component removal filter 14 provided at the output stage of the DC-AC conversion circuit 13.

ＤＣ−ＡＣ変換回路１３は、図２に示すように対の直流入力端子１３ａ、１３ｂ間に接続された第１及び第２の変換用スイッチＱ1、Ｑ2の直列回路と、第３及び第４の変換用スイッチＱ3、Ｑ4の直列回路と、第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4に逆方向並列に接続された第１〜第４のダイオードＤ1〜Ｄ4とから成り、交流電源９の交流電圧の周波数と同一の基本波周波数を有する交流電圧を出力する。高周波成分除去用フィルタ１４は、第１及び第２の変換用スイッチＱ1、Ｑ2の相互接続点から導出された出力導体１３ｃに直列に接続された高周波成分除去用リアクトルＬｏと、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の対の出力導体１３ｃ、１３ｂ間に接続された高周波成分除去用コンデンサＣｏとから成り、ＩＧＢＴで示されている第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4のオン・オフ動作によって生じる基本波よりも高い高周波成分を除去する。なお、交流電源９を３相電源とし、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３を３相インバータ回路とすることも可能である。   As shown in FIG. 2, the DC-AC conversion circuit 13 includes a series circuit of first and second conversion switches Q1, Q2 connected between a pair of DC input terminals 13a, 13b, a third and a fourth It consists of a series circuit of conversion switches Q3 and Q4 and first to fourth diodes D1 to D4 connected in reverse direction parallel to the first to fourth conversion switches Q1 to Q4. An alternating voltage having the same fundamental frequency as that of the voltage is output. The high-frequency component removal filter 14 includes a high-frequency component removal reactor Lo connected in series to an output conductor 13c derived from an interconnection point between the first and second conversion switches Q1 and Q2, and a DC-AC conversion circuit. The high frequency component removing capacitor Co connected between the 13 pairs of output conductors 13c and 13b, and the basic generated by the on / off operation of the first to fourth conversion switches Q1 to Q4 indicated by IGBTs Remove high frequency components higher than the wave. The AC power supply 9 can be a three-phase power supply, and the DC-AC conversion circuit 13 can be a three-phase inverter circuit.

図１における第１の給電スイッチ装置ＳＷ１を構成する第１のスイッチ４は、電磁スイッチ即ち電磁開閉器であって、周知の電磁操作手段４ａによってオン・オフ駆動されるように構成されている。電磁操作手段４ａは周知の電磁石と接極子（開閉機構）とを有して主接点から成る第１のスイッチ４をオン・オフ駆動する。第１のスイッチ４には、周知の補助接点（補助スイッチ）４ｂが設けられている。補助接点４ｂは、第１のスイッチ４のオン・オフ状態に連動するように構成されており、第１のスイッチ４のオン・オフ状態検出手段として機能する。なお、第１のスイッチ４とこの補助接点４ｂとは機械的に連係されているので、補助接点４ｂのオン・オフ動作は第１のスイッチ４のオン・オフ動作よりも少し遅れる。この実施例では補助接点４ｂの一端は＋Ｖで示す直流電源端子に接続され、この他端はライン１５を介して制御回路７に接続されている。第１のスイッチ４と電磁操作手段４ａと補助接点４ｂとは点線で示す共通の容器４ｃに収容されているので、これ等を合わせて第１の電磁開閉装置と呼ぶこともできる。
なお、補助接点４ｂを第１のスイッチ４と逆にオン・オフ動作するように第１のスイッチ４に連係させることもできる。また、補助接点４ｂの一端を第１の電源装置１のバイパス給電路１０に接続することもできる。 The first switch 4 constituting the first power supply switch device SW1 in FIG. 1 is an electromagnetic switch, that is, an electromagnetic switch, and is configured to be turned on / off by a known electromagnetic operating means 4a. The electromagnetic operation means 4a has a known electromagnet and an armature (opening / closing mechanism) and drives the first switch 4 comprising a main contact on and off. The first switch 4 is provided with a known auxiliary contact (auxiliary switch) 4b. The auxiliary contact 4b is configured to be interlocked with the on / off state of the first switch 4, and functions as an on / off state detection means of the first switch 4. Since the first switch 4 and the auxiliary contact 4b are mechanically linked, the on / off operation of the auxiliary contact 4b is slightly delayed from the on / off operation of the first switch 4. In this embodiment, one end of the auxiliary contact 4 b is connected to a DC power supply terminal indicated by + V, and the other end is connected to the control circuit 7 via a line 15. Since the first switch 4, the electromagnetic operating means 4a, and the auxiliary contact 4b are accommodated in a common container 4c indicated by a dotted line, they can be collectively referred to as a first electromagnetic switching device.
The auxiliary contact 4b can be linked to the first switch 4 so that the auxiliary contact 4b is turned on / off in reverse to the first switch 4. In addition, one end of the auxiliary contact 4 b can be connected to the bypass power supply path 10 of the first power supply device 1.

第１の給電スイッチ装置ＳＷ１に含まれている補助給電スイッチ６は双方向電流を流すことができる双方向性３端子サイリスタ即ちトライアックから成り、第１のスイッチ４に対して並列に接続されている。なお、補助給電スイッチ６を、２つの単方向性３端子サイリスタの逆並列回路で形成すること、又はサイリスタ以外のトランジスタ、ＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の２つの半導体スイッチの逆並列回路で構成することもできる。要するに、補助給電スイッチ６は第１及び第２のスイッチ４、５のターンオン時間（投入時間）及びターンオフ時間（遮断時間）よりも早いターンオン時間を有するスイッチであれば、どのようなものでも良い。補助給電スイッチ６は第１及び第２のスイッチ４、５の切換期間にオン制御されるものであるので、この補助給電スイッチ６には短時間のみ電流が流れる。従って、補助給電スイッチ６の短時間における電流容量は第１及び第２のスイッチ４、５の長時間における電流容量とほぼ同一であるが、この長時間における電流容量は第１及び第２のスイッチ４、５のそれよりも小さくできる。従って、補助給電スイッチ６として比較的小型及び低コストのスイッチを使用することができる。   The auxiliary power supply switch 6 included in the first power supply switch device SW1 is formed of a bidirectional three-terminal thyristor, that is, a triac capable of passing a bidirectional current, and is connected in parallel to the first switch 4. . The auxiliary power supply switch 6 can be formed of an antiparallel circuit of two unidirectional three-terminal thyristors, or can be formed of an antiparallel circuit of two semiconductor switches such as transistors, FETs, and IGBTs other than the thyristor. . In short, the auxiliary power supply switch 6 may be any switch as long as it has a turn-on time earlier than the turn-on time (turn-on time) and turn-off time (cut-off time) of the first and second switches 4 and 5. Since the auxiliary power supply switch 6 is ON-controlled during the switching period of the first and second switches 4 and 5, a current flows through the auxiliary power supply switch 6 only for a short time. Therefore, the current capacity in the short time of the auxiliary power supply switch 6 is substantially the same as the current capacity in the long time of the first and second switches 4 and 5, but the current capacity in the long time is the first and second switches. It can be smaller than that of 4,5. Therefore, a relatively small and low-cost switch can be used as the auxiliary power supply switch 6.

第２の給電スイッチ装置ＳＷ２を構成する第２のスイッチ５は第１のスイッチ４と同様に電磁スイッチ即ち電磁開閉器であって、周知の電磁操作手段５ａによってオン・オフ駆動されるように構成されている。電磁操作手段５ａは、周知の電磁石と接極子（開閉機構）とによって主接点から成る第２のスイッチ５をオン・オフ駆動する。第２のスイッチ５には周知の補助接点（補助スイッチ）５ｂが設けられている。この補助接点５ｂは第２のスイッチ（主接点）５に機械的に連動してオン・オフ動作するので、このオン・オフ動作は第２のスイッチ５のオン・オフ動作よりも少し遅れる。この実施例では、補助接点５ｂの一端は＋Ｖで示す直流電源端子に接続され、この他端はライン１６を介して制御回路７に接続されている。この補助接点５ｂは第２のスイッチ５のオン・オフ状態検出手段として機能する。第２のスイッチ５と電磁操作手段５ａと補助接点５ｂとは点線で示す共通の容器５ｃに収容されているので、これ等を合わせて第２の電磁開閉装置と呼ぶこともできる。
なお、補助接点５ｂを第２のスイッチ５と逆にオン・オフ動作するように第２のスイッチ５に連係させることもできる。また、補助接点５ｂの一端を第１の電源装置１のバイパス給電路１０に接続することもできる。 Like the first switch 4, the second switch 5 constituting the second power supply switch device SW2 is an electromagnetic switch, that is, an electromagnetic switch, and is configured to be turned on / off by a known electromagnetic operation means 5a. Has been. The electromagnetic operation means 5a drives on and off the second switch 5 comprising a main contact by a known electromagnet and an armature (opening / closing mechanism). The second switch 5 is provided with a known auxiliary contact (auxiliary switch) 5b. Since the auxiliary contact 5b is turned on / off mechanically in conjunction with the second switch (main contact) 5, the on / off operation is slightly delayed from the on / off operation of the second switch 5. In this embodiment, one end of the auxiliary contact 5 b is connected to a DC power supply terminal indicated by + V, and the other end is connected to the control circuit 7 via a line 16. The auxiliary contact 5b functions as an on / off state detection means of the second switch 5. Since the second switch 5, the electromagnetic operation means 5a, and the auxiliary contact 5b are accommodated in a common container 5c indicated by a dotted line, they can be collectively referred to as a second electromagnetic switching device.
The auxiliary contact 5b can be linked to the second switch 5 so that the auxiliary contact 5b is turned on / off in the reverse direction. In addition, one end of the auxiliary contact 5 b can be connected to the bypass power supply path 10 of the first power supply device 1.

切換指令発生手段８は、第１及び第２のスイッチ４、５の切換指令を発生するものであって、例えば押釦スイッチ等で構成されており、ライン１７によって切換指令信号Ｓａを制御回路７に送る。なお、切換指令発生手段８を制御回路７の中に設けることもできる。   The switching command generating means 8 generates switching commands for the first and second switches 4 and 5, and is composed of, for example, a push button switch, and the switching command signal Sa is sent to the control circuit 7 by the line 17. send. The switching command generation means 8 can be provided in the control circuit 7.

ＤＣ−ＡＣ変換回路１３を制御するために第１及び第２の電流検出手段１８、１９が設けられている。第１の電流検出手段１８はＤＣ−ＡＣ変換回路１３と高周波成分除去用フィルタ１４との間の交流ラインの電流を検出するためにこの交流ラインに電磁結合され、交流ラインに流れる電流に対応した電圧値を有する第１の電流検出信号Ｉａをライン１８ａを介して制御回路７に送る。なお、第１の電流検出手段１８をＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段と呼ぶこともできる。第２の電流検出手段１９は、高周波成分除去用フィルタ１４と第２のスイッチ５との間の交流ラインの電流を検出するためにこの交流ラインに電磁結合され、交流ラインに流れる電流に対応した電圧値を有する第２の電流検出信号Ｉｂをライン１９ａを介して制御回路７に送る。なお、第２の電流検出手段１９を第２の電源装置出力電流検出手段と呼ぶこともできる。第１及び第２の電流検出手段１８、１９は、図１においてＣＴ（カレントトランス）からなるが、これらをホール素子等の磁電変換器等で構成することもできる。また、第１及び第２の電流検出手段１８、１９を制御回路７に含めることもできる。ここでは説明を容易にするために、第１及び第２の電流検出手段１８、１９で検出する被測定電流とこの検出信号との両方が同一のＩａ，Ｉｂで示されている。   In order to control the DC-AC conversion circuit 13, first and second current detection means 18 and 19 are provided. The first current detection means 18 is electromagnetically coupled to the AC line in order to detect the current of the AC line between the DC-AC conversion circuit 13 and the high frequency component removing filter 14 and corresponds to the current flowing through the AC line. A first current detection signal Ia having a voltage value is sent to the control circuit 7 via a line 18a. The first current detection means 18 can also be called DC-AC conversion circuit output current detection means. The second current detection means 19 is electromagnetically coupled to the AC line in order to detect the current of the AC line between the high frequency component removing filter 14 and the second switch 5 and corresponds to the current flowing through the AC line. The second current detection signal Ib having a voltage value is sent to the control circuit 7 via the line 19a. The second current detection means 19 can also be referred to as second power supply device output current detection means. The first and second current detection means 18 and 19 are made up of CT (current transformer) in FIG. 1, but they can also be composed of a magnetoelectric converter such as a Hall element. In addition, the first and second current detection means 18 and 19 can be included in the control circuit 7. Here, for ease of explanation, both the current to be measured detected by the first and second current detection means 18 and 19 and this detection signal are indicated by the same Ia and Ib.

第１の電源装置１の交流電源９の電圧を検出するためのライン２０が交流電源９と制御回路７との間に設けられている。第２の電源装置２の出力電圧を検出するためのライン２１が第２の電源装置２の出力ラインと制御回路７との間に設けられている。ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4を制御するための制御バス２２が制御回路７と第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4の制御端子と間に接続されている。第１及び第２のスイッチ４、５を制御するためのライン２３、２４がこれ等の電磁操作手段４ａ、５ａと制御回路７との間に接続されている。サイリスタスイッチ６を制御するためのライン２５がこの制御端子と制御回路７との間に接続されている。   A line 20 for detecting the voltage of the AC power supply 9 of the first power supply device 1 is provided between the AC power supply 9 and the control circuit 7. A line 21 for detecting the output voltage of the second power supply device 2 is provided between the output line of the second power supply device 2 and the control circuit 7. A control bus 22 for controlling the first to fourth conversion switches Q1 to Q4 of the DC-AC conversion circuit 13 is provided between the control circuit 7 and the control terminals of the first to fourth conversion switches Q1 to Q4. It is connected. Lines 23 and 24 for controlling the first and second switches 4 and 5 are connected between the electromagnetic operating means 4 a and 5 a and the control circuit 7. A line 25 for controlling the thyristor switch 6 is connected between the control terminal and the control circuit 7.

図３に第２の電源装置２を伴なって図１の制御回路７が詳しく示されている。この制御回路７は、大別してＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電圧及び出力電流を帰還制御するための電圧及び電流制御信号形成手段３０と、図１の第１の電源装置１の出力電圧を検出するための周知の第１の電圧検出手段３１と、第２の電源装置２の出力電圧を検出するための周知の第２の電圧検出手段３２と、スイッチ制御パルス形成手段３５と、給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段３６とを有する。なお、制御回路７は、第１の電流検出手段１８の出力に基づいてＤＣ−ＡＣ変換回路１３の過電流を検出し、もし過電流であればＤＣ−ＡＣ変換回路１３の動作を停止するか又は出力電流を制限する周知の過電流保護回路を有するが、この図示は省略されている。
電圧及び電流制御信号形成手段３０は、ライン３１ａ、３２ａによって第１及び第２の電圧検出手段３１、３２に接続された周知の電圧制御信号形成手段３３と、本発明に従って新たに追加された電流制御手段３４とを有する。 FIG. 3 shows the control circuit 7 of FIG. 1 in detail with the second power supply 2. This control circuit 7 broadly detects the output voltage and current control signal forming means 30 for feedback control of the output voltage and output current of the DC-AC conversion circuit 13, and the output voltage of the first power supply device 1 in FIG. A known first voltage detecting means 31, a known second voltage detecting means 32 for detecting the output voltage of the second power supply device 2, a switch control pulse forming means 35, a power supply mode and DC-AC conversion control mode switching control means 36. The control circuit 7 detects the overcurrent of the DC-AC conversion circuit 13 based on the output of the first current detection means 18, and if it is an overcurrent, does the operation of the DC-AC conversion circuit 13 stop? Alternatively, a well-known overcurrent protection circuit for limiting the output current is provided, but this illustration is omitted.
The voltage and current control signal forming means 30 includes a well-known voltage control signal forming means 33 connected to the first and second voltage detecting means 31 and 32 by lines 31a and 32a, and a current newly added according to the present invention. And control means 34.

電圧制御信号形成手段３３は、第２の電圧検出手段３２から得られた出力電圧検出信号に基づいて第２の電源装置２の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成するものであって、図４に詳しく示すように、ライン３１ａに接続された基準クロックパルス発生回路３３ａと、ライン３２ａに接続された位相検出回路３３ｂと、基準クロックパルス発生回路３３ａと位相検出回路３３ｂとに接続された位相比較器３３ｃと、基準クロックパルス発生回路３３ａと位相比較器３３ｃとに接続された位相シフト回路３３ｄと、位相シフト回路３３ｄに接続された基準正弦波発生回路３３ｅと、基準正弦波発生回路３３ｅとライン３２ａとに接続された電圧制御用減算器３３ｆと、増幅回路３３ｈとから成る。   The voltage control signal forming means 33 forms a voltage control signal for keeping the output voltage of the second power supply device 2 at a desired value based on the output voltage detection signal obtained from the second voltage detecting means 32. As shown in detail in FIG. 4, the reference clock pulse generation circuit 33a connected to the line 31a, the phase detection circuit 33b connected to the line 32a, the reference clock pulse generation circuit 33a, and the phase detection circuit 33b The phase comparator 33c connected, the phase shift circuit 33d connected to the reference clock pulse generation circuit 33a and the phase comparator 33c, the reference sine wave generation circuit 33e connected to the phase shift circuit 33d, and the reference sine wave A voltage control subtractor 33f connected to the generation circuit 33e and the line 32a, and an amplifier circuit 33h.

基準パルス発生回路３３ａは、第１の電源装置１の正弦波交流出力電圧の（位相角ゼロ）の時点に同期して基準クロックパルスを発生する発振器から成る。この基準クロックパルス発生回路３３ａは第１の電源回路１の出力電圧が有る期間には、この出力電圧に同期して基準クロックパルスを発生し、第１の電源回路１の出力電圧が無くなった時には、第１の電源回路１の出力電圧が無くなる直前の基準クロックパルスに継続性を有するようにクロックパルスを発生する。なお、この基準クロックパルス発生回路をＰＬＬ（Phase−locked−loop）回路にすることができる。   The reference pulse generation circuit 33a is composed of an oscillator that generates a reference clock pulse in synchronization with the time point (phase angle zero) of the sine wave AC output voltage of the first power supply device 1. The reference clock pulse generation circuit 33a generates a reference clock pulse in synchronization with the output voltage during the period when the output voltage of the first power supply circuit 1 is present, and when the output voltage of the first power supply circuit 1 is lost. Then, a clock pulse is generated so as to have continuity with the reference clock pulse immediately before the output voltage of the first power supply circuit 1 disappears. The reference clock pulse generation circuit can be a PLL (Phase-locked-loop) circuit.

位相検出回路３３ｂは、ライン３２ａの第２の電源装置２の出力電圧の位相（位相角ゼロ）を検出するものであって、例えば周知のゼロクロス検出回路で構成することができる。 The phase detection circuit 33b detects the phase (phase angle zero) of the output voltage of the second power supply device 2 on the line 32a, and can be configured by, for example, a known zero cross detection circuit.

位相比較器３３ｃは、基準クロックパルス発生回路３３ａから発生した基準クロックパルスの位相と位相検出回路３３ｂから発生した位相検出信号との位相差を示す信号を出力する。位相シフト回路３３ｄは基準クロックパルスの位相を補正するものであって、上記位相差を解消するように基準クロックパルスの位相をシフトする。位相比較器３３ｃの両入力の位相が一致している時には位相シフト回路３３ｄにおけるシフト量はゼロである。   The phase comparator 33c outputs a signal indicating the phase difference between the phase of the reference clock pulse generated from the reference clock pulse generation circuit 33a and the phase detection signal generated from the phase detection circuit 33b. The phase shift circuit 33d corrects the phase of the reference clock pulse, and shifts the phase of the reference clock pulse so as to eliminate the phase difference. When the phases of both inputs of the phase comparator 33c match, the shift amount in the phase shift circuit 33d is zero.

基準正弦波発生回路３３ｅは、位相シフト回路３３ｄから得られた位相補正後の基準クロックパルスに同期して基準正弦波信号を発生する。この実施例の基準正弦波発生回路３３ｅは正弦波データが格納されたメモリから成り、位相クロックパルスに同期して正弦波データを読み出すように構成されている。   The reference sine wave generation circuit 33e generates a reference sine wave signal in synchronization with the phase-corrected reference clock pulse obtained from the phase shift circuit 33d. The reference sine wave generation circuit 33e of this embodiment is composed of a memory storing sine wave data, and is configured to read out the sine wave data in synchronization with the phase clock pulse.

電圧制御用減算器３３ｆは、電圧帰還制御のための偏差信号形成手段と呼ぶこともできるものであり、基準正弦波発生回路３３ｅの基準正弦波信号と第２の電圧検出手段３２の出力ライン３２ａの検出電圧との差を示す信号からなる電圧制御信号を形成し、これを増幅回路３３ｈを介して出力ライン３３ｇに送出する。なお、電圧制御用減算器３３ｆと増幅回路３３ｈとを一体に形成することができる。出力ライン３３ｇの電圧制御信号は、第２の電源回路２の出力電圧の指令値に相当する。従来のインバータ電源装置においては、電圧制御信号形成手段３３から得られる電圧制御信号がスイッチ制御パルス形成手段３５に直接に送られ、電圧制御信号に対応するスイッチ制御パルス（ＰＷＭパルス）が形成された。これに対し、本発明に従う第２の電源装置２においては、電圧制御信号形成手段３３とスイッチ制御パルス形成手段３５との間に介在している電流制御手段３４に基づく制御を伴なってスイッチ制御パルス（ＰＷＭパルス）が形成される。 The voltage control subtractor 33f can also be called a deviation signal forming means for voltage feedback control. The reference sine wave signal of the reference sine wave generating circuit 33e and the output line 32a of the second voltage detecting means 32 are used. A voltage control signal composed of a signal indicating a difference from the detected voltage is formed and sent to the output line 33g via the amplifier circuit 33h. The voltage control subtractor 33f and the amplifier circuit 33h can be integrally formed. The voltage control signal of the output line 33g corresponds to the command value of the output voltage of the second power supply circuit 2. In the conventional inverter power supply device, the voltage control signal obtained from the voltage control signal forming means 33 is directly sent to the switch control pulse forming means 35, and the switch control pulse (PWM pulse) corresponding to the voltage control signal is formed. . On the other hand, in the second power supply device 2 according to the present invention, switch control is accompanied by control based on the current control means 34 interposed between the voltage control signal forming means 33 and the switch control pulse forming means 35. A pulse (PWM pulse) is formed.

図３に示す電流制御手段３４は、本発明に従って新たに設けられたものであり、低電流制御基準値発生手段としてのゼロ電流制御基準値発生手段３７と、第１の制御モード切換スイッチ手段３８と、第２の制御モード切換スイッチ手段３９と、第１及び第２の電流制御用減算器４０、４１と、増幅回路４２とを有する。   The current control means 34 shown in FIG. 3 is newly provided according to the present invention, and includes a zero current control reference value generating means 37 as a low current control reference value generating means, and a first control mode changeover switch means 38. And a second control mode changeover switch means 39, first and second current control subtractors 40 and 41, and an amplifier circuit 42.

ゼロ電流制御基準値発生手段３７は、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電流をゼロ又は微小値に制御するためのゼロ電流制御基準値（例えば０Ｖ又は微小電圧）を発生する。本発明ではＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電流をゼロに近い微小値にする場合もゼロ電流制御と呼ぶことにする。なお、ゼロ電流制御基準値発生手段３７を、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値（好ましくは定格出力電流の１０パーセント以下）にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段に置き換えることができる。 The zero current control reference value generating means 37 generates a zero current control reference value (for example, 0 V or a minute voltage) for controlling the output current of the DC-AC conversion circuit 13 to zero or a minute value. In the present invention, the case where the output current of the DC-AC conversion circuit 13 is set to a minute value close to zero is also referred to as zero current control. The zero current control reference value generating means 37 is a low current control reference value for setting the output current of the DC-AC conversion circuit 13 to a value lower than this rated output current (preferably 10% or less of the rated output current). Can be replaced with a low current control reference value generating means for generating.

第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａは電圧制御信号形成回路３３の出力ライン３３ｇに接続され、接点ｂはゼロ電流制御基準値発生手段３７に接続され、制御端子はライン４３によって給電モード及びDC−AC変換制御モード切換制御手段３６に接続されている。第１の制御モード切換スイッチ手段３８の可動接点に接続された出力ライン３８ａは第２の電流制御用減算器４１の一方の入力端子に接続されている。第１の制御モード切換スイッチ手段３８は、図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋが高レベル（第１の値）の時（ｔ1〜ｔ7及びｔ9〜ｔ12）にオンになり、低レベルの時（ｔ1以前、ｔ7〜ｔ9、ｔ12以後）にオフになる。図８において、ｔ1以前の第１の期間Ｔ1及びｔ14以後の第５の期間Ｔ5をバイパス（ＢＰＳ）給電期間と呼び、ｔ7〜ｔ9の第３の期間Ｔ3をインバータ（ＩＮＶ）給電期間と呼び、ｔ1〜ｔ7の第２の期間Ｔ2及びｔ9〜ｔ14の第４の期間Ｔ4を制御モード切換期間と呼ぶことにする。なお、本願請求項における第１の切換期間は図８の第２の期間Ｔ2に対応し、第２の切換期間は図８の第４の期間Ｔ４に対応している。
第１の制御モード切換スイッチ手段３８は、図８の第１の期間Ｔ1、第３の期間Ｔ3及び第５の期間Ｔ5において接点ａがオンになって電圧制御信号形成回路３３の出力を第２の電流制御用減算器４１に送り、第２の期間Ｔ2及び第４の期間Ｔ4において接点ｂがオンになってゼロ電流制御基準値発生手段３７の出力を第２の電流制御用減算器４１に送る。第１の制御モード切換スイッチ手段３８は、図３において機械的スイッチで示されているが、これを電子的スイッチに置き換えることができる。例えば、第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａ及びｂの代わりに対の半導体スイッチを設け、対の半導体スイッチを互いに逆にオン・オフ動作するように構成することができる。 The contact a of the first control mode changeover switch means 38 is connected to the output line 33g of the voltage control signal forming circuit 33, the contact b is connected to the zero current control reference value generating means 37, and the control terminal is connected to the power supply mode by the line 43. And DC-AC conversion control mode switching control means 36. The output line 38 a connected to the movable contact of the first control mode changeover switch means 38 is connected to one input terminal of the second current control subtractor 41. The first control mode changeover switch means 38 is turned on when the first control mode changeover signal Sk shown in FIG. 8 (K) is at a high level (first value) (t1 to t7 and t9 to t12). , It turns off at low level (before t1, t7 to t9, after t12). In FIG. 8, the first period T1 before t1 and the fifth period T5 after t14 are referred to as a bypass (BPS) power supply period, and the third period T3 from t7 to t9 is referred to as an inverter (INV) power supply period. The second period T2 from t1 to t7 and the fourth period T4 from t9 to t14 will be referred to as a control mode switching period. The first switching period in the claims of the present application corresponds to the second period T2 in FIG. 8, and the second switching period corresponds to the fourth period T4 in FIG.
The first control mode change-over switch means 38 turns on the contact a in the first period T1, the third period T3, and the fifth period T5 in FIG. And the contact b is turned on in the second period T2 and the fourth period T4, and the output of the zero current control reference value generating means 37 is sent to the second current control subtractor 41. send. Although the first control mode changeover switch means 38 is shown as a mechanical switch in FIG. 3, it can be replaced with an electronic switch. For example, a pair of semiconductor switches may be provided in place of the contacts a and b of the first control mode changeover switch means 38, and the pair of semiconductor switches may be turned on / off in reverse.

第２の制御モード切換スイッチ手段３９は、第２の電流検出手段１９と第１の電流制御用減算器４０との間に接続されている。また、この第２の制御モード切換スイッチ手段３９の制御端子はライン４４によって給電モード及びDC−AC変換制御モード切換制御手段３６に接続されている。ライン４４には図８（Ｌ）に示す第２の制御モード切換信号Ｓｌが供給される。この第２の制御モード切換信号Ｓｌは図８（Ｋ）の第１の制御モード切換信号Ｓｋの位相反転信号である。第２の制御モード切換スイッチ手段３９は、図８（Ｌ）の第２の制御モード切換信号Ｓｌが高レベルになる第１の期間Ｔ1、第３の期間Ｔ3及び第４の期間Ｔ４のｔ12以後でオンになり、低レベルになる第２の期間Ｔ2及び第４の期間Ｔ4のｔ9〜ｔ12でオフになる。図３では第２の制御モード切換スイッチ手段３９が機械的スイッチで示されているが、この代わりに半導体スイッチで構成することができる。   The second control mode changeover switch means 39 is connected between the second current detection means 19 and the first current control subtracter 40. The control terminal of the second control mode changeover switch means 39 is connected to the power supply mode and DC-AC conversion control mode changeover control means 36 by a line 44. The line 44 is supplied with the second control mode switching signal Sl shown in FIG. The second control mode switching signal S1 is a phase inversion signal of the first control mode switching signal Sk in FIG. The second control mode change-over switch means 39 is provided after t12 of the first period T1, the third period T3, and the fourth period T4 when the second control mode change signal S1 in FIG. Is turned on and turned off at t9 to t12 in the second period T2 and the fourth period T4 when the level is low. In FIG. 3, the second control mode changeover switch means 39 is shown as a mechanical switch, but it can be constituted by a semiconductor switch instead.

第１の電流制御用減算器４０の一方の入力端子は第１の電流検出手段１８に接続され、この他方の入力端子は第２の制御モード切換スイッチ手段３９を介して第２の電流検出手段１９に接続されている。従って、第１の電流制御減算器４０は、図８の第１、第３、第４及び第５の期間Ｔ1、Ｔ3、T4、Ｔ5において第１及び第２の電流検出手段１８、１９から電圧信号の形式で得られる第１及び第２の電流検出信号の差を示す信号を出力し、第２及び第４の期間Ｔ2、Ｔ4において第１の電流検出手段１８から得られる第１の電流検出信号を出力する。   One input terminal of the first current control subtracter 40 is connected to the first current detection means 18, and the other input terminal is connected to the second current detection means via the second control mode changeover switch means 39. 19 is connected. Accordingly, the first current control subtracter 40 is supplied with the voltage from the first and second current detection means 18 and 19 in the first, third, fourth and fifth periods T1, T3, T4 and T5 of FIG. A signal indicating the difference between the first and second current detection signals obtained in the signal format is output, and the first current detection obtained from the first current detection means 18 in the second and fourth periods T2 and T4. Output a signal.

第２の電流制御用減算器４１の一方の入力端子は第１の制御モード切換スイッチ手段３８の出力ライン３８ａに接続され、この他方の入力端子は第１の電流制御用減算器４０に接続され、この出力端子は増幅回路４２を介してスイッチ制御パルス形成手段３５に接続されている。従って、第２の電流制御用減算器４１は、図８の第１、第３、第４及び第５の期間Ｔ1、Ｔ3、T4、Ｔ5において電圧制御信号形成手段３３の出力と第１の電流制御用減算器４０の出力との差を示す信号を出力し、第２及び第４の期間Ｔ2、Ｔ4においてゼロ電流制御基準値発生手段３７の出力と第１の電流制御用減算器４０の出力との差を示す信号を出力する。なお、第２の電流制御用減算器４１と増幅回路４２とを一体化することができる。また、増幅回路４２を周知の比例積分回路等の制御器に置き換えることができる。電流制御手段３４の動作の詳細は後述する。   One input terminal of the second current control subtractor 41 is connected to the output line 38a of the first control mode changeover switch means 38, and the other input terminal is connected to the first current control subtractor 40. The output terminal is connected to the switch control pulse forming means 35 via the amplifier circuit 42. Therefore, the second current control subtracter 41 outputs the output of the voltage control signal forming means 33 and the first current in the first, third, fourth and fifth periods T1, T3, T4 and T5 of FIG. A signal indicating the difference from the output of the control subtractor 40 is output, and the output of the zero current control reference value generating means 37 and the output of the first current control subtracter 40 are output in the second and fourth periods T2 and T4. A signal indicating the difference between is output. The second current control subtracter 41 and the amplifier circuit 42 can be integrated. The amplifier circuit 42 can be replaced with a controller such as a well-known proportional integration circuit. Details of the operation of the current control means 34 will be described later.

増幅回路４２の出力ライン４２ａに接続されたスイッチ制御パルス形成手段３５は、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３の第１〜第４の変換用スイッチＱ1〜Ｑ4をオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成するものであって、図５に示すように周知の三角波発生器３５ａと、電圧比較器３５ｂと第１、第２、第３及び第４の駆動回路３５ｃ、３５ｄ、３５ｅ、３５ｆとを有する。電圧比較器３５ｂはライン４２ａの入力信号と三角波発生器３５ａから得られる交流電源電圧よりも周波数が十分に高い三角波電圧とを比較してスイッチ制御パルス（ＰＷＭパルス）を形成する。第１及び第４の変換用スイッチＱ１、Ｑ４のための第１及び第４の駆動回路３５ｃ、３５ｆは電圧比較器３５ｂから得られたスイッチ制御パルスを位相反転しないで第１及び第４のスイッチＱ1、Ｑ4のゲート・エミッタ間に供給する。第２及び第３の駆動回路３５ｄ、３５ｅは電圧比較器３５ｂから得られたスイッチ制御パルスの位相を反転して第２及び第３のスイッチＱ2、Ｑ3のゲート・エミッタ間に供給する。スイッチ制御パルス形成手段３５は、図５に限定されるものでなく、種々変形可能なものであり、例えば三角波発生器３５ａを鋸波発生器に置き換えることが可能である。   The switch control pulse forming means 35 connected to the output line 42a of the amplifier circuit 42 generates switch control pulses for on / off control of the first to fourth conversion switches Q1 to Q4 of the DC-AC conversion circuit 13. As shown in FIG. 5, a known triangular wave generator 35a, a voltage comparator 35b, and first, second, third, and fourth drive circuits 35c, 35d, 35e, and 35f are formed. . The voltage comparator 35b compares the input signal on the line 42a with a triangular wave voltage having a frequency sufficiently higher than the AC power supply voltage obtained from the triangular wave generator 35a to form a switch control pulse (PWM pulse). The first and fourth drive circuits 35c and 35f for the first and fourth conversion switches Q1 and Q4 do not invert the phase of the switch control pulse obtained from the voltage comparator 35b, and the first and fourth switches Supply between the gate and emitter of Q1 and Q4. The second and third drive circuits 35d and 35e invert the phase of the switch control pulse obtained from the voltage comparator 35b and supply it between the gate and emitter of the second and third switches Q2 and Q3. The switch control pulse forming means 35 is not limited to that shown in FIG. 5 and can be variously modified. For example, the triangular wave generator 35a can be replaced with a sawtooth wave generator.

給電モード及びＤＡ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段３６は、図６に示すように大別してサイリスタ制御手段５１と、第１及び第２のスイッチ制御手段５２、５３と、制御モード切換スイッチ制御手段５４とを有している。   As shown in FIG. 6, the power supply mode and DA-AC conversion control mode switching control means 36 is roughly divided into a thyristor control means 51, first and second switch control means 52 and 53, and a control mode changeover switch control means 54. And have.

サイリスタ制御手段５１は、図１の補助給電スイッチとしてのサイリスタスイッチ６をオン・オフ制御するための図８（Ｂ）に示すサイリスタ制御信号Ｓｂを形成し、これをサイリスタスイッチ６のゲートに送るものであって、図７に例示すように第１のＲＳフリップフロップ５１ａを有し、このセット入力端子Ｓは切換指令発生手段８の出力ライン１７に接続されている。従って、第１のＲＳフリップフロップ５１ａは図８（Ａ）に示す切換指令信号Ｓａに応答して図８（Ｂ）のｔ1、ｔ9に示すように高レベルのサイリスタ制御信号Ｓｂを出力する。サイリスタ制御信号Ｓｂの高レベルから低レベルへの転換時点、即ち第１のＲＳフリップフロップ５１ａのリセット時点は、バイパス給電（ＢＰＳ）からインバータ給電（ＩＮＶ）の切換期間である第２の期間Ｔ2とインバータ給電からバイパス給電への切換期間である第４の期間Ｔ4とで異なっている。第１のＲＳフリップフロップ５１ａのリセットトリガ信号を形成するために後縁検出回路５１ｂと前縁検出回路５１ｃとがライン１５に接続されている。後縁検出回路５１ｂは、図８（Ｉ）に示す第１のスイッチ４の補助接点４ｂから得られる第１のスイッチ補助接点信号Ｓｉの後縁時点（高レベルから低レベルへの転換時点）ｔ６を検出し、ｔ６時点でリセットトリガパルスを出力する。前縁検出回路５１ｃは、図８（Ｉ）に示す第１のスイッチ補助接点信号Ｓｉの前縁時点（低レベルから高レベルへの転換時点）ｔ14を検出し、ｔ14時点でリセットトリガパルスを出力する。後縁検出回路５１ｂ及び前縁検出回路５１ｃはＯＲ回路５ｄを介して第１のＲＳフリップフロップ５１ａのリセット端子Ｒに接続されている。従って、図８（Ｂ）に示すサイリスタ制御信号Ｓｂは、ｔ６時点及びｔ14時点で高レベルから低レベルに転換する。周知のようにサイリスタスイッチ６は、サイリスタ制御信号（ゲート信号）が高レベルから低レベルに転換しても直ちにオフ状態にならない特性を有し、ここに流れる電流が所定の保持電流よりも小さくなった時点ｔ7、ｔ15でオフ状態になる。なお、切換指令信号Ｓａは図８（Ｋ）の第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁に同期している。そこで、図６のサイリスタ制御手段５１に切換指令信号Ｓａを入力させる代わりに点線で示すように制御モード切換スイッチ制御手段５４の第１の制御モード切換信号Ｓｋのライン４３をサイリスタ制御手段５１に接続し、サイリスタ制御手段５１の中に第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁検出回路を設け、この出力パルスを第１のＲＳフリップフロップ５１のセット入力端子Ｓに供給することができる。   The thyristor control means 51 forms a thyristor control signal Sb shown in FIG. 8B for on / off control of the thyristor switch 6 as the auxiliary power supply switch of FIG. 1, and sends this to the gate of the thyristor switch 6. As shown in FIG. 7, the first RS flip-flop 51 a is provided, and the set input terminal S is connected to the output line 17 of the switching command generating means 8. Accordingly, the first RS flip-flop 51a outputs a high-level thyristor control signal Sb as shown at t1 and t9 in FIG. 8B in response to the switching command signal Sa shown in FIG. The time point when the thyristor control signal Sb is changed from the high level to the low level, that is, the reset time point of the first RS flip-flop 51a is the second period T2, which is a switching period from the bypass power supply (BPS) to the inverter power supply (INV). This is different from the fourth period T4 which is a switching period from the inverter power supply to the bypass power supply. A trailing edge detection circuit 51b and a leading edge detection circuit 51c are connected to the line 15 to form a reset trigger signal for the first RS flip-flop 51a. The trailing edge detection circuit 51b has a trailing edge time point (a time point when the high level is switched to the low level) t6 of the first switch auxiliary contact signal Si obtained from the auxiliary contact 4b of the first switch 4 shown in FIG. And a reset trigger pulse is output at time t6. The leading edge detection circuit 51c detects a leading edge time (a switching time from a low level to a high level) t14 of the first switch auxiliary contact signal Si shown in FIG. 8 (I), and outputs a reset trigger pulse at the time t14. To do. The trailing edge detection circuit 51b and the leading edge detection circuit 51c are connected to the reset terminal R of the first RS flip-flop 51a via the OR circuit 5d. Therefore, the thyristor control signal Sb shown in FIG. 8B changes from the high level to the low level at the time points t6 and t14. As is well known, the thyristor switch 6 has a characteristic that it does not immediately turn off even when the thyristor control signal (gate signal) changes from a high level to a low level, and the current flowing therethrough becomes smaller than a predetermined holding current. At the time t7 and t15, the state is turned off. The switching command signal Sa is synchronized with the leading edge of the first control mode switching signal Sk in FIG. Therefore, instead of inputting the switching command signal Sa to the thyristor control means 51 of FIG. 6, the line 43 of the first control mode switching signal Sk of the control mode changeover switch control means 54 is connected to the thyristor control means 51 as indicated by a dotted line. In addition, a leading edge detection circuit for the first control mode switching signal Sk can be provided in the thyristor control means 51, and this output pulse can be supplied to the set input terminal S of the first RS flip-flop 51.

第１のスイッチ制御手段５２は、第１のスイッチ４をオン・オフ制御するための図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇを形成するためのものであって、図７に示すように第２のＲＳフリップフロップ５２ａを有する。この第２のフリップフロップ５２ａのセット入力端子Ｓは後縁検出回路５２ｂを介して第２のスイッチ５の補助接点５ｂの出力ライン１６に接続されている。後縁検出回路５２ｂは図８（Ｆ）に示す第２のスイッチ５の補助接点５ｂの出力ライン１６の第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの後縁時点ｔ12に同期してセットトリガパルスを発生する。これにより、第２のＲＳフリップフロップ５２ａの出力ライン２３の第１のスイッチ制御信号Ｓｇは図８（Ｇ）に示すようにｔ12時点で高レベルになり、第１のスイッチ４はｔ12時点でオン制御される。第１のスイッチ４は機械的スイッチであって動作遅れを有するので、図８（Ｈ）に示すように時点ｔ12よりも遅れた時点ｔ13でオン状態になる。第２のＲＳフリップフロップ５２ａのリセット入力端子Ｒは前縁検出回路５２ｃを介して第２のスイッチ５の補助接点５ｂの出力ライン１６に接続されている。従って、前縁検出回路５２ｃは、図８（Ｆ）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの前縁時点ｔ4に同期してリセットトリガパルスを発生し、これを第２のＲＳフリップフロップ５２ａのリセット入力端子Ｒに供給する。第２のＲＳフリップフロップ５２ａは、バイパス給電からインバータ給電への切換期間中のｔ4時点でリセットされ、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇはｔ4時点で高レベルから低レベルに転換する。第１のスイッチ４は動作遅れのためにｔ４時点よりも少し後のｔ５時点でオフ状態に転換する。なお、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇは、図８（Ｆ）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの極性反転信号である。従って、図７の第１のスイッチ制御手段５２を第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの反転回路で形成することもできる。また、第１のスイッチ４の電磁操作手段４ａを図８（Ｆ）の第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの低レベルに応答してオン駆動するように形成し、第１のスイッチ制御手段５２を省き、ライン２３をライン１６に直接に接続することもできる。 The first switch control means 52 is for forming the first switch control signal Sg shown in FIG. 8G for ON / OFF control of the first switch 4, and is shown in FIG. Thus, the second RS flip-flop 52a is provided. The set input terminal S of the second flip-flop 52a is connected to the output line 16 of the auxiliary contact 5b of the second switch 5 through the trailing edge detection circuit 52b. The trailing edge detection circuit 52b generates a set trigger pulse in synchronization with the trailing edge time t12 of the second switch auxiliary contact signal Sf of the output line 16 of the auxiliary contact 5b of the second switch 5 shown in FIG. . As a result, the first switch control signal Sg of the output line 23 of the second RS flip-flop 52a becomes high at time t12 as shown in FIG. 8G, and the first switch 4 is turned on at time t12. Be controlled. Since the first switch 4 is a mechanical switch and has an operation delay, as shown in FIG. 8H, the first switch 4 is turned on at a time t13 delayed from the time t12. The reset input terminal R of the second RS flip-flop 52a is connected to the output line 16 of the auxiliary contact 5b of the second switch 5 via the leading edge detection circuit 52c. Therefore, the leading edge detection circuit 52c generates a reset trigger pulse in synchronization with the leading edge time t4 of the second switch auxiliary contact signal Sf shown in FIG. 8F, and this is generated by the second RS flip-flop 52a. Supply to the reset input terminal R. The second RS flip-flop 52a is reset at time t4 during the switching period from bypass power supply to inverter power supply, and the first switch control signal Sg shown in FIG. 8G changes from a high level to a low level at time t4. Convert. The first switch 4 is turned off at a time point t5 slightly after the time point t4 due to an operation delay. Note that the first switch control signal Sg shown in FIG. 8G is a polarity inversion signal of the second switch auxiliary contact signal Sf shown in FIG. Therefore, the first switch control means 52 of FIG. 7 can be formed by an inverting circuit of the second switch auxiliary contact signal Sf. Further, the electromagnetic operation means 4a of the first switch 4 is formed to be turned on in response to the low level of the second switch auxiliary contact signal Sf in FIG. 8F, and the first switch control means 52 is provided. It is also possible to omit the line 23 and connect it directly to the line 16.

第２のスイッチ制御手段５３は、第２のスイッチ５をオン・オフ制御するための図８（Ｄ）に示す第２のスイッチ制御信号Ｓｄを形成するためのものであって、第３のＲＳフリップフロップ５３ａを有する。この第３のＲＳフリップフロップ５３ａのセット入力端子ＳはＡＮＤゲート５３ｂを介して切換指令出力ライン１７に接続されている。ＡＮＤゲート５３ｂの一方の入力端子は切換指令出力ライン１７に接続され、他方の入力端子は第１のスイッチ制御手段５２の出力ライン２３に接続されているので、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇが高レベルの期間中の図８（Ａ）のｔ１時点で切換指令信号Ｓａが発生すると、これがＡＮＤゲート５３ｂを通って第３のＲＳフリップフロップ５３ａのセット入力端子Ｓに供給され、第３のＲＳフリップフロップ５３ａがセット状態となり、図８（Ｄ）に示す第２のスイッチ制御信号Ｓｄがｔ１時点で高レベルに転換する。第２のスイッチ５は機械的スイッチであるので、図８（Ｅ）に示すようにｔ１時点よりも遅れたｔ３時点でオン状態に転換する。第２のスイッチ５の補助接点５ｂは第２のスイッチ５のオン転換時点ｔ３よりも遅れたｔ４時点でオンになり、ライン１６に得られる第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆは図８（Ｆ）に示すようにｔ4時点で高レベルに転換する。第３のＲＳフリップフロップ５３ａのリセット入力端子ＲはＡＮＤゲート５３ｃを介して切換指令ライン１７に接続されている。ＡＮＤゲート５３ｃの一方の入力端子は切換指令ライン１７に接続され、他方の入力端子はＮＯＴ回路５３ｄを介して第１のスイッチ制御手段５２の出力ライン２３に接続されているので、図８（Ｇ）に示す第１のスイッチ制御信号Ｓｇが低レベルの期間（ｔ4〜ｔ12）中のｔ９時点で図８（Ａ）に示す切換指令信号Ｓａが発生すると、これがＡＮＤゲート５３ｃを通って第３のＲＳフリップフロップ５３ａのリセット入力端子Ｒに供給され、第３のＲＳフリップフロップ５３ａはリセット状態に転換し、ライン２４の第２のスイッチ制御信号Ｓｄは図８（Ｄ）に示すようにｔ9時点で低レベル状態に転換する。第２のスイッチ５は機械的スイッチであるので、図８（Ｅ）に示すようにｔ9よりも遅れたｔ１１時点でオフ状態に転換する。また、第２のスイッチ５の補助接点５ｂはｔ11よりも遅れたｔ１２時点でオフ状態になる。   The second switch control means 53 is for forming the second switch control signal Sd shown in FIG. 8D for on / off control of the second switch 5, and the third RS A flip-flop 53a is provided. The set input terminal S of the third RS flip-flop 53a is connected to the switching command output line 17 via the AND gate 53b. Since one input terminal of the AND gate 53b is connected to the switching command output line 17, and the other input terminal is connected to the output line 23 of the first switch control means 52, the first input terminal shown in FIG. When the switch command signal Sa is generated at the time t1 in FIG. 8A during the period when the switch control signal Sg is high, it is supplied to the set input terminal S of the third RS flip-flop 53a through the AND gate 53b. Then, the third RS flip-flop 53a is set, and the second switch control signal Sd shown in FIG. 8D is changed to a high level at time t1. Since the second switch 5 is a mechanical switch, as shown in FIG. 8E, the second switch 5 is turned on at a time t3 that is later than the time t1. The auxiliary contact 5b of the second switch 5 is turned on at time t4 which is later than the on-turning time t3 of the second switch 5, and the second switch auxiliary contact signal Sf obtained on the line 16 is shown in FIG. As shown in Fig. 4, it changes to high level at t4. The reset input terminal R of the third RS flip-flop 53a is connected to the switching command line 17 via the AND gate 53c. Since one input terminal of the AND gate 53c is connected to the switching command line 17, and the other input terminal is connected to the output line 23 of the first switch control means 52 via the NOT circuit 53d, FIG. When the switching command signal Sa shown in FIG. 8A is generated at the time t9 during the low level period (t4 to t12) of the first switch control signal Sg shown in FIG. Supplied to the reset input terminal R of the RS flip-flop 53a, the third RS flip-flop 53a changes to the reset state, and the second switch control signal Sd on the line 24 is at time t9 as shown in FIG. 8D. Switch to a low level state. Since the second switch 5 is a mechanical switch, as shown in FIG. 8 (E), the second switch 5 is turned off at a time t11 delayed from the time t9. Further, the auxiliary contact 5b of the second switch 5 is turned off at time t12 which is later than t11.

第２のスイッチ制御信号Ｓｄの前縁時点ｔ１は図８（Ａ）の切換指令信号Ｓａの発生時点に同期していると共に、図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂの前縁時点、及び図８（Ｋ）の第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁時点にも同期している。従って、図６で点線で示すようにサイリスタ制御手段５１の出力ライン２５、又は制御モード切換スイッチ制御手段５４の出力ライン４３を第２のスイッチ制御手段５３に接続し、第２のスイッチ制御手段５３の中にライン２５のサイリスタ制御信号Ｓｂの前縁検出回路又はライン４３の第１の制御モード切換信号Ｓｋの前縁検出回路を設け、これ等の前縁検出回路の出力パルスを切換指令信号Ｓａの代わりに使用することもできる。   The leading edge time t1 of the second switch control signal Sd is synchronized with the generation time of the switching command signal Sa in FIG. 8A, and the leading edge time of the thyristor control signal Sb in FIG. It is also synchronized with the leading edge time of the first control mode switching signal Sk of 8 (K). Therefore, as shown by the dotted line in FIG. 6, the output line 25 of the thyristor control means 51 or the output line 43 of the control mode changeover switch control means 54 is connected to the second switch control means 53, and the second switch control means 53 is connected. Are provided with a leading edge detection circuit for the thyristor control signal Sb on the line 25 or a leading edge detection circuit for the first control mode switching signal Sk on the line 43, and the output pulses of these leading edge detection circuits are switched to the switching command signal Sa. Can be used instead of.

制御モード切換スイッチ制御手段５４は、図３に示す第１及び第２の制御モード切換スイッチ手段３８、３９を制御するための図８（Ｋ）（Ｌ）に示す第１及び第２の制御モード切換信号Ｓｋ、Ｓｌを形成するものであって、第４のＲＳフリップフロップ５４ａを有している。第４のＲＳフリップフロップ５４ａのセット入力端子Ｓは切換指令信号Ｓａが伝送されるライン１７に接続されている。従って、第４のＲＳフリップフロップ５４ａは、図８（Ａ）の切換指令信号Ｓａでトリガされた図８のｔ1時点、及びｔ９時点でセット状態となり、出力ライン４３に図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋを出力する。また、ＮＯＴ回路５４ｂを介して第４のＲＳフリップフロップ５４ａに接続された出力ライン４４には図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋの極性反転信号からなる第２の制御モード切換信号Ｓｌが図８（Ｌ）に示すように得られる。   The control mode change-over switch control means 54 has first and second control modes shown in FIGS. 8K and 8L for controlling the first and second control mode change-over switch means 38 and 39 shown in FIG. The switching signals Sk and Sl are formed, and a fourth RS flip-flop 54a is provided. The set input terminal S of the fourth RS flip-flop 54a is connected to the line 17 through which the switching command signal Sa is transmitted. Therefore, the fourth RS flip-flop 54a is set at the time t1 and time t9 in FIG. 8 triggered by the switching command signal Sa in FIG. 8A, and is shown in the output line 43 as shown in FIG. The first control mode switching signal Sk is output. Further, the output line 44 connected to the fourth RS flip-flop 54a through the NOT circuit 54b has a second control mode comprising a polarity inversion signal of the first control mode switching signal Sk shown in FIG. A switching signal S1 is obtained as shown in FIG.

図８（Ｋ）に示第１の制御モード切換信号Ｓｋの高レベルから低レベルへの転換時点の決定方法がバイパス給電（第１の給電モード）からインバータ給電（第２の給電モード）への切換時と、インバータ給電（第２の給電モード）からバイパス給電（第１の給電モード）への切換時とで異なっている。バイパス給電（第１の給電モード）からインバータ給電（第２の給電モード）への切換のための第２の期間Ｔ２の終わりの時点ｔ７を決定するために補助給電スイッチとしてのサイリスタスイッチ６のオフ転換時点を検出するための補助給電スイッチオフ転換検出手段５５が設けられている。この実施例では、補助給電スイッチオフ転換検出手段５５の構成を簡略化するために補助給電スイッチとしてのサイリスタスイッチ６の状態を直接に検出せずに第２の電源装置２の出力電流Ｉｂから間接に検出している。既に説明したようにサイリスタスイッチ６はゲート制御信号が無くなっても直ちにオフにならず、保持電流以下になった時にオフになる。従って、サイリスタスイッチ６のオフ転換時点は、ゲート制御信号が無くなる時点ｔ６後において最初にサイリスタ電流がゼロになる時点（ゼロクロス時点）である。この実施例では、サイリスタ電流のゼロクロス時点を検出する代わりに、サイリスタスイッチ６のゲート制御信号が無くなる時点ｔ６、又は図８（Ｉ）の第１のスイッチ補助接点信号Ｓｉが高レベルから低レベルに転換した時点ｔ６の後における第２の電源装置２の出力電流Ｉｂの最初のゼロクロス時点を検出している。第２の電源装置２の出力電流Ｉｂはサイリスタスイッチ６の電流に同期して流れるので、第２の電源装置２の出力電流Ｉｂのゼロクロス時点はサイリスタスイッチ６の電流のゼロクロス時点と見なすことができる。
図７に示すように補助給電スイッチオフ転換検出手段５５は、ゼロクロス検出回路５５ａとＡＮＤゲート５４ｃとＮＯＴ回路５４ｄとから成る。なお、図１の第２の電流検出手段１９も補助給電スイッチオフ転換検出手段５５の一部と見なすべきであるが、第２の電流検出手段１９は他の回路でも使用されているので、図７では補助給電スイッチオフ転換検出手段５５の外に示されている。 The determination method of the time point when the first control mode switching signal Sk is changed from the high level to the low level shown in FIG. 8K is from bypass power supply (first power supply mode) to inverter power supply (second power supply mode). This is different between when switching and when switching from inverter power supply (second power supply mode) to bypass power supply (first power supply mode). The thyristor switch 6 as an auxiliary power supply switch is turned off in order to determine the time t7 at the end of the second period T2 for switching from the bypass power supply (first power supply mode) to the inverter power supply (second power supply mode). Auxiliary power supply switch-off switching detecting means 55 for detecting the switching time is provided. In this embodiment, in order to simplify the configuration of the auxiliary power supply switch-off switching detecting means 55, the state of the thyristor switch 6 as the auxiliary power supply switch is not detected directly, but indirectly from the output current Ib of the second power supply device 2. Is detected. As already described, the thyristor switch 6 does not turn off immediately even if the gate control signal is lost, and turns off when the current becomes lower than the holding current. Therefore, the turn-off time of the thyristor switch 6 is a time (zero crossing time) when the thyristor current first becomes zero after time t6 when the gate control signal disappears. In this embodiment, instead of detecting the zero crossing time of the thyristor current, the time t6 when the gate control signal of the thyristor switch 6 disappears, or the first switch auxiliary contact signal Si in FIG. 8I changes from the high level to the low level. The first zero crossing time point of the output current Ib of the second power supply device 2 after the switching time point t6 is detected. Since the output current Ib of the second power supply device 2 flows in synchronization with the current of the thyristor switch 6, the zero crossing time of the output current Ib of the second power supply device 2 can be regarded as the zero crossing time of the current of the thyristor switch 6. .
As shown in FIG. 7, the auxiliary power supply switch-off switching detection means 55 includes a zero-cross detection circuit 55a, an AND gate 54c, and a NOT circuit 54d. The second current detection means 19 in FIG. 1 should also be regarded as a part of the auxiliary power supply switch-off switching detection means 55, but the second current detection means 19 is also used in other circuits. In FIG. 7, the auxiliary power supply switch-off switching detection means 55 is shown outside.

ゼロクロス検出回路５５ａは、図３の第２の電流検出手段１９の出力ライン１９ａに接続され、第２の電流検出信号Ｉｂのゼロクロス点を示すパルスから成るゼロクロス検出信号Ｓｊを図８（Ｊ）に示すように発生する。バイパス給電への切換期間及びこれと逆の切換期間即ち図８及び図９の第２の期間Ｔ２、及びＴ4において第２のスイッチ５がオン状態の時にはＤＣ−ＡＣ変換回路１３がゼロ電流制御されているにも拘わらず、微小な出力電流Ｉｂが図9（Ｃ）に示すように流れる。ゼロクロス検出回路５５ａは、第2の電流検出信号Ｉｂのゼロクロス点を示す信号を出力する。 The zero cross detection circuit 55a is connected to the output line 19a of the second current detection means 19 of FIG. 3, and a zero cross detection signal Sj comprising a pulse indicating the zero cross point of the second current detection signal Ib is shown in FIG. 8 (J). Occurs as shown. When the second switch 5 is in the ON state in the switching period to bypass power feeding and the switching period opposite thereto, that is, in the second periods T2 and T4 in FIGS. 8 and 9, the DC-AC conversion circuit 13 is zero-current controlled. Nevertheless, a minute output current Ib flows as shown in FIG. The zero cross detection circuit 55a outputs a signal indicating the zero cross point of the second current detection signal Ib.

ＡＮＤゲート５４ｃの一方の入力端子はゼロクロス検出回路５５ａに接続され、他方の入力端子はＮＯＴ回路５４ｄを介して第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの伝送ライン１５に接続され、出力端子はＯＲゲート５４ｅを介して第4のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット入力端子Ｒに接続されている。従って、図８（Ｉ）に第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの低レベル期間に図８（Ｊ）に示すゼロクロス検出信号Ｓｊが発生すると、これがＡＮＤゲート５４ｃを通過し、第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉが低レベルに転換した時点ｔ６後の最初のゼロクロス検出信号Ｓｊが補助給電スイッチオフ検出信号として機能し、これがＯＲゲート５４ｅとを介して第4のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット入力端子Ｒに供給され、第4のＲＳフリップフロップ５４ａはｔ7時点でリセット状態となり、ライン４３の第1の制御モード切換信号Ｓｋはオフを示す低レベルになる。なお、図8（Ｉ）の第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの後縁時点ｔ6は図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂの後縁時点と同一であるので、図8（Ｉ）の第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの代わりに図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂを図６で点線で示すようにＮＯＴ回路５４ｄに入力させることもできる。また、図８のｔ4〜ｔ5期間が短い時には、第1のスイッチ補助接点信号Ｓｉの代りに図８（Ｇ）に示す第1のスイッチ制御信号Ｓｇを図６で点線で示すようにＮＯＴ回路５４ｄに入力させることもできる。   One input terminal of the AND gate 54c is connected to the zero cross detection circuit 55a, the other input terminal is connected to the transmission line 15 of the first switch auxiliary contact signal Si via the NOT circuit 54d, and the output terminal is the OR gate 54e. To the reset input terminal R of the fourth RS flip-flop 54a. Therefore, when the zero cross detection signal Sj shown in FIG. 8 (J) is generated during the low level period of the first switch auxiliary contact signal Si in FIG. 8 (I), this signal passes through the AND gate 54c, and the first switch auxiliary contact signal. The first zero-crossing detection signal Sj after time t6 when the signal Si changes to the low level functions as an auxiliary power supply switch-off detection signal, which is connected to the reset input terminal R of the fourth RS flip-flop 54a via the OR gate 54e. The fourth RS flip-flop 54a is reset at time t7, and the first control mode switching signal Sk on the line 43 becomes a low level indicating OFF. Since the trailing edge time t6 of the first switch auxiliary contact signal Si in FIG. 8 (I) is the same as the trailing edge time of the thyristor control signal Sb in FIG. 8 (B), the first edge in FIG. Instead of the switch auxiliary contact signal Si, the thyristor control signal Sb shown in FIG. 8B can be inputted to the NOT circuit 54d as shown by a dotted line in FIG. When the period t4 to t5 in FIG. 8 is short, the first switch control signal Sg shown in FIG. 8G is replaced with the NOT circuit 54d as shown by the dotted line in FIG. 6 instead of the first switch auxiliary contact signal Si. Can also be entered.

インバータ給電（第２の給電モード）からバイパス給電（第１の給電モード）への切換のための第４の期間Ｔ４の終わりの時点ｔ１４を決定するために制御モード切換スイッチ制御手段５４は後縁検出回路５４ｇを有する。後縁検出回路５４ｇは第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの伝送ライン１６に接続され、出力端子はＯＲゲート５４ｅを介して第4のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット入力端子Ｒに接続されている。後縁検出回路５４ｇは、図８（F）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆの後縁時点ｔ12を示す出力パルスを発生し、出力パルスは第４のＲＳフリップフロップ５４ａのリセット信号として機能する。
後縁検出回路５４ｇに図８（F）に示す第２のスイッチ補助接点信号Ｓｆを入力させる代わりに、図８（G）の第１のスイッチ制御信号Ｓｇを図７で点線で示すＮＯＴ回路５４ｆで反転させた信号を入力させることができる。 In order to determine the time t14 at the end of the fourth period T4 for switching from the inverter power supply (second power supply mode) to the bypass power supply (first power supply mode), the control mode changeover switch control means 54 has a trailing edge. It has a detection circuit 54g. The trailing edge detection circuit 54g is connected to the transmission line 16 of the second switch auxiliary contact signal Sf, and the output terminal is connected to the reset input terminal R of the fourth RS flip-flop 54a via the OR gate 54e. The trailing edge detection circuit 54g generates an output pulse indicating the trailing edge time t12 of the second switch auxiliary contact signal Sf shown in FIG. 8F, and the output pulse functions as a reset signal for the fourth RS flip-flop 54a. To do.
Instead of inputting the second switch auxiliary contact signal Sf shown in FIG. 8 (F) to the trailing edge detection circuit 54g, the first switch control signal Sg shown in FIG. 8 (G) is shown as a NOT circuit 54f indicated by a dotted line in FIG. It is possible to input the signal inverted by.

次に、図８及び図９のバイパス給電期間即ち第１の期間Ｔ1、及び第５の期間Ｔ5における図１の交流電力供給装置の動作を説明する。この第１及び第５の期間Ｔ1、Ｔ5では第１のスイッチ４がオン、第２のスイッチ５がオフであるので、負荷３には第１の電源装置１から第１のスイッチ４を介して電力が供給され、第１の電源装置１の出力電流Ｉ1は図９（Ｂ）に示すように流れる。なお、第５の期間Ｔ5の中ｔ14〜ｔ15ではサイリスタスイッチ６のオンが維持されているので、出力電流Ｉ1の一部はサイリスタスイッチ６を通して流れる。なお、第１及び第５の期間Ｔ1、Ｔ5においてＤＣ−ＡＣ変換回路１３は無負荷運転され、図９（Ａ）に示す所定の振幅を有する出力電圧Ｖｏを発生している。   Next, the operation of the AC power supply apparatus of FIG. 1 in the bypass power supply period of FIG. 8 and FIG. 9, that is, the first period T1 and the fifth period T5 will be described. Since the first switch 4 is on and the second switch 5 is off in the first and fifth periods T1 and T5, the load 3 is connected to the load 3 from the first power supply device 1 through the first switch 4. Electric power is supplied, and the output current I1 of the first power supply device 1 flows as shown in FIG. 9B. Since the thyristor switch 6 is kept on during the period t14 to t15 in the fifth period T5, a part of the output current I1 flows through the thyristor switch 6. Note that in the first and fifth periods T1 and T5, the DC-AC conversion circuit 13 is operated without load, and generates an output voltage Vo having a predetermined amplitude shown in FIG.

インバータ給電期間即ち第３の期間Ｔ3においては、第１のスイッチ４がオフ、第２のスイッチ５がオンであるので、負荷３に第２の電源装置２から電力が供給される。第３の期間Ｔ3においては、図８（Ｋ）に示す第１の制御モード切換信号Ｓｋが低レベル、図８（Ｌ）に示す第２の制御モード切換信号Ｓｌが高レベルとなり、第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａがオン状態、第２の制御モード切換スイッチ手段３９がオン状態になる。これにより、図３の電圧制御信号形成手段３３の出力によって第２の電源装置２の出力電圧Ｖｏが所定の振幅を有する正弦波電圧になるように制御され、且つ電流制御手段３４による電流制御が行われる。即ち、第１の電流制御用減算器４０によって第１及び第２の電流検出手段１８、１９から電圧信号の形式で得られる第１及び第２の電流検出信号Ｉａ、Ｉｂの差を示す出力信号Ｉａ−Ｉｂ＝Ｉｃが形成され、これが第２の電流制御用減算器４１に送られる。第１の電流制御用減算器４０から得られる出力信号Ｉｃは、高周波成分除去用フイルタ１４のコンデンサＣｏに流れる電流を示している。このコンデンサＣｏに流れる電流は、高周波成分を除去するために必要な電流である。そこで、本実施例では、コンデンサＣｏに流れる電流をＤＣ−ＡＣ変換回路１３から積極的に供給するように電圧制御信号を補正している。即ち、第２の電流制御用減算器４１は、電圧制御信号形成手段３３から得られた定電圧制御のための電圧制御信号から第１の電流制御用減算器４０の出力信号Iｃを減算して電圧制御信号を補正し、この補正された電圧制御信号をスイッチ制御パルス形成手段３５に送る。これにより、ＤＣ−ＡＣ変換回路１３は、高周波成分除去用フイルタ１４のコンデンサＣｏに流れる電流を考慮した出力電圧を発生する。これにより第２の電源装置２の出力電流Ｉｂの波形の正弦波に対する近似性が高められ、ノイズが抑制される。   In the inverter power supply period, that is, the third period T3, the first switch 4 is off and the second switch 5 is on, so that power is supplied to the load 3 from the second power supply device 2. In the third period T3, the first control mode switching signal Sk shown in FIG. 8 (K) is at the low level, the second control mode switching signal Sl shown in FIG. 8 (L) is at the high level, The contact a of the control mode changeover switch means 38 is turned on, and the second control mode changeover switch means 39 is turned on. Thus, the output voltage Vo of the second power supply device 2 is controlled to be a sine wave voltage having a predetermined amplitude by the output of the voltage control signal forming means 33 of FIG. 3, and the current control by the current control means 34 is controlled. Done. That is, an output signal indicating the difference between the first and second current detection signals Ia and Ib obtained in the form of voltage signals from the first and second current detection means 18 and 19 by the first current control subtracter 40. Ia−Ib = Ic is formed and sent to the second current control subtracter 41. The output signal Ic obtained from the first current control subtracter 40 indicates the current flowing through the capacitor Co of the high frequency component removing filter 14. The current flowing through the capacitor Co is a current necessary for removing high frequency components. Therefore, in this embodiment, the voltage control signal is corrected so that the current flowing through the capacitor Co is actively supplied from the DC-AC conversion circuit 13. That is, the second current control subtracter 41 subtracts the output signal Ic of the first current control subtractor 40 from the voltage control signal for constant voltage control obtained from the voltage control signal forming means 33. The voltage control signal is corrected, and the corrected voltage control signal is sent to the switch control pulse forming means 35. As a result, the DC-AC conversion circuit 13 generates an output voltage in consideration of the current flowing through the capacitor Co of the high-frequency component removal filter 14. Thereby, the closeness with respect to the sine wave of the waveform of the output current Ib of the 2nd power supply device 2 is improved, and noise is suppressed.

次に、第２の期間Ｔ2の動作を説明する。図８のｔ1でバイパス給電からインバータ給電への切換のための切換指令信号Ｓａが発生すると、図８（Ｂ）のサイリスタ制御信号Ｓｂが高レベルになり、サイリスタスイッチ６は図８（Ｃ）に示すようにｔ1よりも僅かに遅れたｔ2時点でオン状態になる。また、ｔ1時点の切換指令信号Ｓａに応答して図８（Ｄ）に示すように第２のスイッチ制御信号Ｓｄが高レベルになり、これよりも少し遅れたｔ3時点で第２のスイッチ５がオン状態となる。この結果、t３時点よりも少し後のｔ4時点で第２のスイッチ５の補助接点５ｂがオン状態になり、第２のスイッチ補助接点信号Sf が図８（F）に示すようにｔ4時点で高レベルになる。図８（G）に示す第１のスイッチ制御信号Sgは図８（F）の第２のスイッチ補助接点信号Sfの前縁に応答して低レベルに転換し、第１のスイッチ４は図８（H）に示すようにｔ4よりも少し後のｔ５でオフ状態になる。第１のスイッチ４がｔ5時点でオフ状態になってもサイリスタスイッチ６が既にオン状態になっているので、負荷３に対してサイリスタスイッチ６を介して電力を供給することができる。   Next, the operation in the second period T2 will be described. When the switching command signal Sa for switching from the bypass power supply to the inverter power supply is generated at t1 in FIG. 8, the thyristor control signal Sb in FIG. 8B becomes high level, and the thyristor switch 6 is switched to the state shown in FIG. As shown, it is turned on at time t2 slightly delayed from t1. Further, in response to the switching command signal Sa at the time t1, the second switch control signal Sd becomes a high level as shown in FIG. 8 (D), and the second switch 5 is turned on at a time t3 slightly later than this. Turns on. As a result, the auxiliary contact 5b of the second switch 5 is turned on at a time t4 slightly after the time t3, and the second switch auxiliary contact signal Sf is high at the time t4 as shown in FIG. 8 (F). Become a level. The first switch control signal Sg shown in FIG. 8G is changed to a low level in response to the leading edge of the second switch auxiliary contact signal Sf shown in FIG. As shown in (H), the state is turned off at t5 slightly after t4. Even if the first switch 4 is turned off at time t5, the thyristor switch 6 is already turned on, so that power can be supplied to the load 3 via the thyristor switch 6.

図８（K）に示す第１の制御モード切換信号Skは図８（A）の切換指令信号Saに直接又は間接に応答してｔ1時点で高レベルに転換し、逆に図８（L）の第２の制御モード切換信号Sｌはｔ1時点で低レベルに転換する。これにより、第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点aがオフ、接点bがオンになり、第２の電流制御用減算器４１にゼロ電流制御基準値発生手段３７からゼロ電流を示す基準値が供給され、且つ第１の電流検出手段１８から得られた第１の電流検出信号Iaが供給される。第２の電流制御用減算器４１は、ゼロ電流制御基準値（例えばゼロボルト）と第１の電流検出信号Iaとの差を示す信号を形成して増幅回路４２を介してスイッチ制御パルス形成手段３５に送る。スイッチ制御パルス形成手段３５は、第１の電流検出信号Iaがゼロに近づくようにDC−AC変換回路１３を制御する。これにより、第１及び第２のスイッチ４、５が同時にオン状態になるｔ3〜ｔ5期間、及びサイリスタスイッチ６と第２のスイッチ５とが同時にオン状態になるｔ3〜ｔ7期間における第２の電源装置２の横流を抑制することができる。第１及び第２の制御モード切換信号Sk、Slは、t７時点のゼロクロス検出信号Ｓｊに応答して反転する。これにより、サイリスタスイッチ６と第２のスイッチ５とのオーバーラップしたオン期間が理想的に設定される。また、横流抑制のためのゼロ電流制御期間が理想的に設定される。   The first control mode switching signal Sk shown in FIG. 8 (K) changes to a high level at the time t1 in response to the switching command signal Sa in FIG. 8 (A) directly or indirectly, and conversely, FIG. 8 (L). The second control mode switching signal S1 changes to a low level at time t1. As a result, the contact point a of the first control mode changeover switch means 38 is turned off and the contact point b is turned on, and the second current control subtracter 41 supplies the reference value indicating zero current from the zero current control reference value generating means 37. And the first current detection signal Ia obtained from the first current detection means 18 is supplied. The second current control subtracter 41 forms a signal indicating the difference between the zero current control reference value (for example, zero volts) and the first current detection signal Ia, and the switch control pulse forming means 35 via the amplifier circuit 42. Send to. The switch control pulse forming unit 35 controls the DC-AC conversion circuit 13 so that the first current detection signal Ia approaches zero. As a result, the second power supply during the period t3 to t5 when the first and second switches 4 and 5 are turned on simultaneously and during the period t3 and t7 when the thyristor switch 6 and the second switch 5 are turned on simultaneously. The cross current of the device 2 can be suppressed. The first and second control mode switching signals Sk and Sl are inverted in response to the zero cross detection signal Sj at time t7. Thereby, the overlapped ON period of the thyristor switch 6 and the second switch 5 is ideally set. Also, a zero current control period for suppressing cross current is ideally set.

次に、インバータ給電からバイパス給電への切換期間即ち第４の期間T4の動作を説明する。図８（A）に示す切換指令信号Saがｔ9で発生すると、図８（B）のサイリスタ制御信号Sbがｔ1時点と同時にｔ9時点で発生し、ｔ10時点でサイリスタスイッチ６がオン状態になる。また、図８（D）に示すように第２のスイッチ制御信号Sdがｔ9時点で低レベルに転換し、また、図８（K）の第１の制御モード切換信号Skが高レベルに転換し、図８（L）の第２の制御モード切換信号Slが低レベルに転換する。これにより、DC−AC変換回路１３は、第４の期間T4において第２の期間T2と同様にゼロ電流制御される。   Next, the operation in the switching period from the inverter power supply to the bypass power supply, that is, the fourth period T4 will be described. When the switching command signal Sa shown in FIG. 8A is generated at t9, the thyristor control signal Sb of FIG. 8B is generated at the time t9 simultaneously with the time t1, and the thyristor switch 6 is turned on at the time t10. Further, as shown in FIG. 8D, the second switch control signal Sd changes to a low level at time t9, and the first control mode switching signal Sk in FIG. 8K changes to a high level. The second control mode switching signal Sl in FIG. 8 (L) is changed to a low level. As a result, the DC-AC conversion circuit 13 is subjected to zero current control in the fourth period T4 as in the second period T2.

第２のスイッチ５は図８（F）示すように、ｔ9時点よりも遅れたｔ11時点でオフ状態になる。また、第２のスイッチ補助接点信号Sfは図８（F）に示すようにｔ11時点よりも遅れたｔ12時点でオフ状態になり、これに同期して図８（G）の第１のスイッチ制御信号Sgが高レベルに転換する。第１のスイッチ４はｔ12時点よりも少し遅れたｔ13時点でオン状態に移行する。第１のスイッチ補助接点信号Siはｔ13時点よりも遅れたt１４時点で高レベルになり、これに応答して図8（B）のサイリスタ制御信号Sbは低レベルに転換する。第４の期間T4において、第２のスイッチ５のオン状態とサイリスタスイッチ６のオン状態とのオーバーラップがｔ10〜ｔ11で生じている。しかし、第２の期間T2と同様に第４の期間T4においてもゼロ電流制御が行われているので、第２の電源装置２への横流が抑制される。第４の期間T4における第１の制御モード切換信号Skの高レベルから低レベルへの転換時点ｔ12がサイリスタスイッチ６のオフ転換時点ｔ15よりも前であるが、第２のスイッチ５はｔ12時点よりも前のｔ11時点で既にオフ状態になっているので、横流の問題は発生しない。   As shown in FIG. 8F, the second switch 5 is turned off at time t11 which is later than time t9. Further, as shown in FIG. 8 (F), the second switch auxiliary contact signal Sf is turned off at the time t12 delayed from the time t11, and the first switch control in FIG. 8 (G) is synchronized with this. Signal Sg changes to high level. The first switch 4 shifts to the ON state at time t13 which is slightly delayed from time t12. The first switch auxiliary contact signal Si becomes high level at time t14 which is delayed from time t13, and in response to this, the thyristor control signal Sb in FIG. 8B is changed to low level. In the fourth period T4, an overlap between the on state of the second switch 5 and the on state of the thyristor switch 6 occurs from t10 to t11. However, since the zero current control is performed in the fourth period T4 as in the second period T2, the cross current to the second power supply device 2 is suppressed. The time t12 when the first control mode switching signal Sk is switched from the high level to the low level in the fourth period T4 is before the time t15 when the thyristor switch 6 is turned off, but the second switch 5 is before the time t12. However, since it is already turned off at the previous time t11, the problem of cross current does not occur.

本実施例は次の効果を有する。
（１） バイパス給電からインバータ給電への切換時及びこの逆の切換時において負荷３に対する電力供給の継続性を確保するために、t3〜ｔ5期間において第１及び第２のスイッチ４，５が同時にオンになり、ｔ3〜ｔ7期間において第２のスイッチ５とサイリスタスイッチ６とが同時にオンになり、ｔ10〜ｔ11期間において第２のスイッチ５とサイリスタスイッチ６とが同時にオン状態になり、横流が流れる可能性がある。しかし、これ等の期間においては、ゼロ電流制御基準値発生手段３７の出力に基づいてDC−AC変換回路１３が制御され、この出力電流が制限される。これにより、横流の抑制をDC−AC変換回路１３の制御モードの切換によって容易に達成することができる。
（２） 第１及び第２のスイッチ４、５のターンオン時間及びターンオフ時間よりも短いターンオン時間を有するサイリスタスイッチ６が第１のスイッチ４に並列接続されているので、バイパス給電からインバータ給電に切換える時において、第２のスイッチ５のオン状態への転換時点ｔ3よりも早く且つ第１のスイッチ４のオフ状態への転換時点ｔ5よりも早いｔ2時点でサイリスタスイッチ６をオンにすることができる。これにより、第１の電源装置１と負荷３との間の接続と第２の電源装置２と負荷３との間の接続とをオーバーラップさせる期間を確実に設けることができる。また、インバータ給電からバイパス給電への切換時には、第２のスイッチ５がオフ状態へ転換する時点ｔ11よりも早いｔ10時点でサイリスタスイッチ６をオン状態にすることができる。従って、第１及び第２のスイッチ４、５の動作遅れに無関係にオーバーラップ期間を確実に設けることができる。
（３） バイパス給電からインバータ給電への切換時におけるゼロ電流制御の終了時点ｔ7は、第１のスイッチ４の補助接点４bがオフになったことを示すt６時点後に最初に発生するゼロクロス検出信号Sjによって決定されている。図９（C）に示す第２の電源装置２の出力電流Ibは図９（B）に示す第１の電源装置１の出力電流I1に同期して流れるので、サイリスタスイッチ６をｔ6時点でオフ制御した後にサイリスタスイッチ６を流れる電流がゼロになる時点は、ゼロクロス検出回路５５aから図８（J）のゼロクロス検出信号Sjが得られる時点ｔ7と同じである。従って、ゼロ電流制御期間即ち第２の期間T2 を好ましい幅に容易且つ正確に決定することができる。
（４） 第２のスイッチ５がオン状態になったことを示す第２のスイッチ補助接点信号Sｆに基づいて第１のスイッチ４をオフ制御し、第１のスイッチ補助接点信号Siに基づいてサイリスタスイッチ６のオフ制御時点ｔ6を決定しているので、第１のスイッチ４のオン期間及びサイリスタスイッチ６のオン期間と第２のスイッチ５のオン期間とのオーバーラップ期間を確実且つ容易に設定することができる。
（５） インバータ給電からバイパス給電への切換時に、第２のスイッチ補助接点信号Sｆに基づいて第１のスイッチ制御信号Sgを形成し、第１のスイッチ補助接点信号Siに基づいてサイリスタ制御信号Sbの高レベルから低レベルへの転換時点を決定している。これにより、サイリスタスイッチ６のオン制御期間を適切且つ容易に決定することができる。
（６） 本実施例では、負荷３に流れる電流を検出するための電流検出手段を設けることが不要であるので、交流電力供給装置の小型化及び低コスト化を図ることができる。なお、第１の電流検出手段１８は、DC−AC変換回路１３の図示が省かれて過電流保護回路で要求されるものと兼用できるので、第１の電流検出手段１８を設けることによって交流電力供給装置が特別に大型且つコスト高にならない。
（７） 本実施例では、負荷３に流れる電流を検出する電流検出手段を設け、この検出信号を比較的長い伝送路で制御回路７に伝送することが不要になるので、従来装置で生じるおそれがあった負荷電流検出信号にノイズが乗ることに起因するDC−AC変換回路１３の誤動作の問題が生じない。
（８） 負荷３の電流を検出することが不要であるので、DC−AC変換回路１３を含む第２の電源装置２と同様な構成の第３の電源装置、更に多くの電源装置の並列接続が容易になる。即ち、従来の負荷３の電流を検出する方式において第２の電源装置２に相当するものを複数台並列に接続する場合には、負荷電流の分担量を決める回路等が必要になり、交流電力供給装置が複雑且つコスト高になったが、本実施例では負荷電流を検出しないので第２の電源装置２と同様なものの複数台の並列接続を容易且つ低コストに達成することができる。
（９） ゼロ電流制御が行われているので、第１及び第２の給電スイッチ装置ＳＷ１，ＳＷ２のオーバーラップオン期間に第１の電源装置１の出力電圧が第２の電源装置２の出力電圧よりも高くなっても第２の電源装置２に過電流が流れない。
（１０） ゼロ電流制御がされない第１、第３及び第５の期間T1、T3、T5においては、第１及び第２の電流検出手段１８、１９から得られる第１及び第２の電流検出信号Ia、Ibの差を示す信号Icによって電圧制御信号形成手段３３から得られた電圧制御信号が補正され、この補正された電圧制御信号がスイッチ制御パルス形成手段３５に送られる。第１及び第２の電流検出信号Ia、Ibの差を示す信号Iｃは、コンデンサCoの電流を示しているので、コンデンサCoに流れる電流を補償する電流をDC−AC変換回路１３から出力するような制御動作が生じ、第２の電源装置２の出力電流Ibを正弦波に近似させることができ、高周波ノイズの発生を抑制することができる。 This embodiment has the following effects.
(1) In order to ensure the continuity of power supply to the load 3 at the time of switching from bypass power feeding to inverter power feeding and vice versa, the first and second switches 4 and 5 are simultaneously operated during the period t3 to t5. In the period from t3 to t7, the second switch 5 and the thyristor switch 6 are turned on at the same time. In the period from t10 to t11, the second switch 5 and the thyristor switch 6 are turned on at the same time, and a cross current flows. there is a possibility. However, during these periods, the DC-AC conversion circuit 13 is controlled based on the output of the zero current control reference value generating means 37, and this output current is limited. Thereby, suppression of cross current can be easily achieved by switching the control mode of the DC-AC conversion circuit 13.
(2) Since the thyristor switch 6 having a turn-on time shorter than the turn-on time and the turn-off time of the first and second switches 4 and 5 is connected in parallel to the first switch 4, switching from bypass power feeding to inverter power feeding is performed. At times, the thyristor switch 6 can be turned on at a time t2 earlier than the time t3 when the second switch 5 is turned on and before the time t5 when the first switch 4 is turned off. Thereby, the period which overlaps the connection between the 1st power supply device 1 and the load 3, and the connection between the 2nd power supply device 2 and the load 3 can be provided reliably. Further, at the time of switching from the inverter power supply to the bypass power supply, the thyristor switch 6 can be turned on at a time t10 earlier than a time t11 when the second switch 5 is turned off. Therefore, it is possible to reliably provide an overlap period regardless of the operation delay of the first and second switches 4 and 5.
(3) Zero current control end time t7 when switching from bypass power supply to inverter power supply is zero cross detection signal Sj first generated after time t6 indicating that auxiliary contact 4b of first switch 4 is turned off. Is determined by. Since the output current Ib of the second power supply device 2 shown in FIG. 9C flows in synchronization with the output current I1 of the first power supply device 1 shown in FIG. 9B, the thyristor switch 6 is turned off at time t6. The time when the current flowing through the thyristor switch 6 becomes zero after the control is the same as the time t7 when the zero-cross detection signal Sj of FIG. 8J is obtained from the zero-cross detection circuit 55a. Accordingly, it is possible to easily and accurately determine the zero current control period, that is, the second period T2, within a preferable width.
(4) The first switch 4 is turned off based on the second switch auxiliary contact signal Sf indicating that the second switch 5 is turned on, and the thyristor is controlled based on the first switch auxiliary contact signal Si. Since the off control time t6 of the switch 6 is determined, the on period of the first switch 4 and the overlap period of the on period of the thyristor switch 6 and the on period of the second switch 5 are set reliably and easily. be able to.
(5) When switching from inverter power supply to bypass power supply, the first switch control signal Sg is formed based on the second switch auxiliary contact signal Sf, and the thyristor control signal Sb is based on the first switch auxiliary contact signal Si. The transition point from high level to low level is determined. Thereby, the ON control period of the thyristor switch 6 can be determined appropriately and easily.
(6) In this embodiment, since it is not necessary to provide a current detection means for detecting the current flowing through the load 3, it is possible to reduce the size and cost of the AC power supply device. The first current detection means 18 is omitted from the illustration of the DC-AC conversion circuit 13 and can also be used as the one required by the overcurrent protection circuit. Therefore, by providing the first current detection means 18, the AC power can be obtained. The supply device is not particularly large and expensive.
(7) In this embodiment, there is no need to provide a current detection means for detecting the current flowing through the load 3 and to transmit this detection signal to the control circuit 7 through a relatively long transmission line. There is no problem of malfunction of the DC-AC conversion circuit 13 due to noise on the load current detection signal.
(8) Since it is not necessary to detect the current of the load 3, the third power supply device having the same configuration as that of the second power supply device 2 including the DC-AC conversion circuit 13 and parallel connection of more power supply devices Becomes easier. That is, in the conventional method for detecting the current of the load 3, when a plurality of devices corresponding to the second power supply device 2 are connected in parallel, a circuit for determining the amount of load current sharing is required. Although the supply device is complicated and expensive, in the present embodiment, since the load current is not detected, parallel connection of a plurality of devices similar to the second power supply device 2 can be achieved easily and at low cost.
(9) Since zero current control is performed, the output voltage of the first power supply device 1 is the output voltage of the second power supply device 2 during the overlap on period of the first and second power supply switch devices SW1 and SW2. Even if it becomes higher than that, an overcurrent does not flow through the second power supply device 2.
(10) In the first, third and fifth periods T1, T3, T5 in which zero current control is not performed, the first and second current detection signals obtained from the first and second current detection means 18, 19 The voltage control signal obtained from the voltage control signal forming means 33 is corrected by the signal Ic indicating the difference between Ia and Ib, and this corrected voltage control signal is sent to the switch control pulse forming means 35. Since the signal Ic indicating the difference between the first and second current detection signals Ia and Ib indicates the current of the capacitor Co, the DC-AC conversion circuit 13 outputs a current that compensates for the current flowing through the capacitor Co. As a result, an output current Ib of the second power supply device 2 can be approximated to a sine wave, and generation of high frequency noise can be suppressed.

次に、図１０に示す実施例２に従う交流電力供給装置を説明する。但し、図１０において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。図１０の交流電力供給装置は、変形された第１の電源装置１aを有する。第１の電源装置１aは、第２の電源装置２と同様に構成されており、AC−DC変換回路１１aと蓄電池１２aとDC−AC変換回路１３aと高周波成分除去用フィルタ１４aとを有し、交流電源１と第１の給電スイッチ装置ＳＷ１との間に接続されている。なお、図示は省かれているが、AC−DC変換回路１１a及びDC−AC変換回路１３ａの制御回路も設けられている。   Next, an AC power supply apparatus according to the second embodiment shown in FIG. 10 will be described. 10 that are substantially the same as those in FIG. 1 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted. The AC power supply apparatus of FIG. 10 has a modified first power supply apparatus 1a. The first power supply device 1a is configured in the same manner as the second power supply device 2, and includes an AC-DC conversion circuit 11a, a storage battery 12a, a DC-AC conversion circuit 13a, and a high-frequency component removal filter 14a. It is connected between AC power supply 1 and 1st electric power feeding switch apparatus SW1. Although not shown, control circuits for the AC-DC conversion circuit 11a and the DC-AC conversion circuit 13a are also provided.

図１０の交流電力供給装置は、図１の第１の電源装置１を周知のインバータ電源から成る第１の電源装置１aに置き換えた他は、図１と同一に構成されているので、図１の実施例１と同一の効果を有する。   The AC power supply apparatus of FIG. 10 has the same configuration as that of FIG. 1 except that the first power supply apparatus 1 of FIG. 1 is replaced with a first power supply apparatus 1a composed of a known inverter power supply. This has the same effect as Example 1.

次に、図１１に示す実施例３の交流電力供給装置を説明する。但し、図１１において図１と実質的に同一の部分には同一の符号を付してその説明を省略する。また、図１１に示す実施例３の交流電力供給装置は、図１の制御回路７、切換指令発生手段８、高周波成分除去用フィルタ１４、第１及び第２の電流検出手段１８、１９、補助接点４ｂ、５ｂ、電磁操作手段４a、５aに相当するものを有しているが、図面を簡略化するために省かれている。   Next, an AC power supply apparatus according to Example 3 shown in FIG. 11 will be described. However, in FIG. 11, parts that are substantially the same as those in FIG. Further, the AC power supply apparatus according to the third embodiment shown in FIG. 11 includes the control circuit 7, the switching command generation means 8, the high frequency component removal filter 14, the first and second current detection means 18, 19 and the auxiliary circuit shown in FIG. Although there are contacts 4b and 5b and electromagnetic operation means 4a and 5a, they are omitted to simplify the drawing.

図１１の交流電力供給装置は、図１の交流電力供給装置と同一のものを２台設け、これ等を並列接続したものに相当し、第１及び第２の電源装置１、２の他にこれ等と同一構成の第３及び第４の電源装置１´、２´を有し、更に、第１及び第２のスイッチ４，５と第１のサイリスタスイッチ６の他にこれ等と同一構成の第３及び第４のスイッチ４´、５´と第２のサイリスタスイッチ６´を有している。   The AC power supply apparatus of FIG. 11 is equivalent to an AC power supply apparatus that is the same as the AC power supply apparatus of FIG. 1 and is connected in parallel. In addition to the first and second power supply apparatuses 1 and 2, The third and fourth power supply devices 1 ′ and 2 ′ having the same configuration as those described above are provided, and in addition to the first and second switches 4 and 5 and the first thyristor switch 6, the same configuration as these. Third and fourth switches 4 'and 5' and a second thyristor switch 6 '.

第３の電源装置１´は交流電源９と負荷３との間に第３のスイッチ４´と第２のサイリスタスイッチ６´との並列回路を介して接続されたバイパス給電路１０´から成る。第４の電源装置２´は、AC−DC 変換回路１１´と蓄電池１２´とDC−AC変換回路１３´と高周波成分除去用フィルタ１４´とから成り、交流電源９と負荷３との間に第４のスイッチ５´を介して接続されている。なお、図１１においては、交流電源１が第１及び第３の電源装置１、１´の外に示されている。第１及び第３のスイッチ４、４´は図１に示す電磁操作手段４a及び補助接点４bに相当するものとそれぞれ伴なっているが、これ等の図示が省略されている。第２及び第４のスイッチ５、５´は図１の電磁操作手段５a、補助接点５ｂに相当するものをそれぞれ伴なっているが、これ等の図示が省略されている。また、第１のサイリスタ６及びDC−AC変換回路１３を制御するために図１の制御回路７及び切換指令発生手段８、第１及び第２の電流検出手段１８、１９が設けられ、且つ第２のサイリスタスイッチ６´及びDC−AC変換回路１３´を制御するために図１の制御回路７、切換指令発生手段８、第１及び第２の電流検出手段１８、１９に相当するものが設けられているが、これ等の図示が省略されている。   The third power supply device 1 ′ includes a bypass power supply path 10 ′ connected between the AC power supply 9 and the load 3 through a parallel circuit of a third switch 4 ′ and a second thyristor switch 6 ′. The fourth power supply device 2 ′ includes an AC-DC conversion circuit 11 ′, a storage battery 12 ′, a DC-AC conversion circuit 13 ′, and a high-frequency component removal filter 14 ′, and is interposed between the AC power supply 9 and the load 3. It is connected via a fourth switch 5 '. In FIG. 11, the AC power supply 1 is shown outside the first and third power supply devices 1 and 1 ′. The first and third switches 4 and 4 'are associated with the electromagnetic operation means 4a and the auxiliary contact 4b shown in FIG. 1, respectively, but these are not shown. The second and fourth switches 5 and 5 'are accompanied by those corresponding to the electromagnetic operating means 5a and the auxiliary contact 5b in FIG. 1, respectively, but these are not shown. Further, in order to control the first thyristor 6 and the DC-AC conversion circuit 13, the control circuit 7 and the switching command generation means 8, the first and second current detection means 18, 19 shown in FIG. In order to control the two thyristor switches 6 'and the DC-AC conversion circuit 13', those corresponding to the control circuit 7, the switching command generation means 8, the first and second current detection means 18, 19 of FIG. 1 are provided. However, these are not shown.

追加された第３及び第４の電源装置１´、２´、第３及び第４のスイッチ４´、５´、第２のサイリスタスイッチ６´は、第１及び第２の電源装置１、２、第１及び第２のスイッチ４、５、第１のサイリスタスイッチ６と同様に動作するので、図１１の交流電力供給装置においても、図１の交流電力供給装置と同一の効果を得ることができる。   The added third and fourth power supply devices 1 ′, 2 ′, third and fourth switches 4 ′, 5 ′, and second thyristor switch 6 ′ are the first and second power supply devices 1, 2. Since the first and second switches 4 and 5 and the first thyristor switch 6 operate in the same manner, the AC power supply apparatus of FIG. 11 can obtain the same effect as the AC power supply apparatus of FIG. it can.

実施例４の交流電力供給装置は、図１２に示す変形された電圧及び電流制御手段３０ａを有し、この他は実施例１の交流電力供給装置と同一に構成されている。図１２には変形された電圧及び電流制御信号形成手段３０ａとスイッチ制御パルス形成手段３５とＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８とが示されている。ここでは、変形された部分のみを説明し、実施例１と同一の部分の説明を省略する。また、図１２において図３と実質的に同一の部分には同一の参照符号を付し、その説明を省略する。また、図１２の説明に図８を参照する。   The AC power supply apparatus according to the fourth embodiment includes the modified voltage and current control unit 30a illustrated in FIG. 12, and the other configuration is the same as that of the AC power supply apparatus according to the first embodiment. FIG. 12 shows a modified voltage and current control signal forming means 30a, switch control pulse forming means 35, and DC-AC conversion circuit output current detecting means 18. Here, only the deformed part will be described, and the description of the same part as in the first embodiment will be omitted. 12 that are substantially the same as those in FIG. 3 are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted. Further, FIG. 8 is referred to for the description of FIG.

図１２の電圧及び電流制御信号形成手段３０ａに含まれている電流制御手段３４ａは、図３の電流制御手段３４から第１の電流制御用減算器４０と第２の制御モード切換スイッチ手段３９を省き、且つ第１の制御モード切換スイッチ手段３８を電流制御手段３４ａの外に配置し、この他は図３の電流制御手段３４と同様に構成したものに相当する。電流制御用減算器４１の一方の入力端子はゼロ電流制御基準値発生手段３７に接続され、他方の入力端子はＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８に接続されている。第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａは図３と同一に構成された電圧制御信号形成手段３３に接続され、接点ｂは電流制御手段３４ａの増幅回路４２に接続され、出力端子は図３と同一に構成されたスイッチ制御パルス形成手段３５に接続されている。 The current control means 34a included in the voltage and current control signal forming means 30a in FIG. 12 includes a first current control subtracter 40 and a second control mode changeover switch means 39 from the current control means 34 in FIG. The first control mode changeover switch means 38 is omitted from the current control means 34a, and the rest corresponds to the same configuration as the current control means 34 in FIG. One input terminal of the current control subtractor 41 is connected to the zero current control reference value generating means 37, and the other input terminal is connected to the DC-AC conversion circuit output current detecting means 18. The contact a of the first control mode changeover switch means 38 is connected to the voltage control signal forming means 33 having the same configuration as in FIG. 3, the contact b is connected to the amplifier circuit 42 of the current control means 34a, and the output terminal is shown in FIG. 3 is connected to the switch control pulse forming means 35 having the same configuration as that in FIG.

実施例４においては、図８の第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５において第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ａがオンになり、電圧制御信号形成手段３３がスイッチ制御パルス形成手段３５に接続される。図８の第２及び第４の期間Ｔ２，Ｔ４においては第１の制御モード切換スイッチ手段３８の接点ｂがオンになり、電流制御手段３４ａがスイッチ制御パルス形成手段３５に接続される。実施例４における第２及び第４に期間Ｔ２，Ｔ４においては、実施例１における第２及び第４の期間Ｔ２，Ｔ４と全く同一の制御が行われる。実施例４における第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５においては、実施例１における第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５における制御から電流制御を省いた制御が行われる。従って、実施例４においては、実施例１における第１、第３及び第５の期間Ｔ１，Ｔ３、Ｔ５における電流制御の効果（ノイズ低減効果）を得ることができないが、この他の効果は実施例１と同様に得ることができる。   In the fourth embodiment, the contact a of the first control mode changeover switch means 38 is turned on in the first, third and fifth periods T1, T3, T5 of FIG. 8, and the voltage control signal forming means 33 is switched on. Connected to the control pulse forming means 35. In the second and fourth periods T2 and T4 of FIG. 8, the contact b of the first control mode changeover switch means 38 is turned on, and the current control means 34a is connected to the switch control pulse forming means 35. In the second and fourth periods T2 and T4 in the fourth embodiment, the same control as in the second and fourth periods T2 and T4 in the first embodiment is performed. In the first, third, and fifth periods T1, T3, and T5 in the fourth embodiment, the current control is omitted from the control in the first, third, and fifth periods T1, T3, and T5 in the first embodiment. Is done. Therefore, in the fourth embodiment, the current control effect (noise reduction effect) in the first, third, and fifth periods T1, T3, and T5 in the first embodiment cannot be obtained, but other effects are implemented. It can be obtained as in Example 1.

実施例５の交流電力供給装置は、図１３に示す変形された電圧及び電流制御信号形成手段３０ｂを有し、この他は実施例１の交流電力供給装置と同一に構成されている。図１３には変形された電圧及び電流制御信号形成手段３０ｂとスイッチ制御パルス形成手段３５とＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８とが示されている。ここでは、変形された部分のみを説明し、実施例１及び実施例４と同一の部分の説明を省略する。また、図１３において図３と実質的に同一の部分には同一の参照符号を付し、その説明を省略する。また、図１３の説明に図８を参照する   The AC power supply apparatus according to the fifth embodiment includes the modified voltage and current control signal forming unit 30b illustrated in FIG. 13, and the other configuration is the same as that of the AC power supply apparatus according to the first embodiment. FIG. 13 shows a modified voltage and current control signal forming means 30b, a switch control pulse forming means 35, and a DC-AC conversion circuit output current detecting means 18. Here, only the modified part will be described, and the description of the same part as in the first and fourth embodiments will be omitted. In FIG. 13, the same reference numerals are assigned to substantially the same parts as those in FIG. 3, and the description thereof is omitted. Also, FIG. 8 is referred to in the description of FIG.

図１３の電圧及び電流制御信号形成手段３０ｂに含まれている電流制御手段３４ｂは、図３の電流制御手段３４から第１の電流制御用減算器４０を省き、第２の制御モード切換スイッチ手段３９をＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８と電流制御用減算器４１との間に接続し、この他は図３の電流制御手段３４と同様に構成したものに相当する。第２の制御モード切換スイッチ手段３９は、図８の第２及び第４の期間Ｔ２，Ｔ４のみにおいてオンになり、ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段１８の出力を電流制御用減算器４１に供給する。これにより、図１３の実施例５の交流電力供給装置は図１２の実施例４の交流電力供給装置と同様に動作し、同様な効果が得られる。 The current control means 34b included in the voltage and current control signal forming means 30b of FIG. 13 omits the first current control subtracter 40 from the current control means 34 of FIG. 39 is connected between the DC-AC conversion circuit output current detection means 18 and the current control subtractor 41, and the rest corresponds to the same configuration as the current control means 34 of FIG. The second control mode changeover switch means 39 is turned on only in the second and fourth periods T2 and T4 of FIG. 8, and the output of the DC-AC conversion circuit output current detection means 18 is supplied to the current control subtracter 41. Supply. Thereby, the alternating current power supply apparatus of Example 5 of FIG. 13 operate | moves similarly to the alternating current power supply apparatus of Example 4 of FIG. 12, and the same effect is acquired.

本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば、次の変形が可能なものである。
（１） 交流電源９を３相交流電源とし、DC−AC変換回路１３を３相インバータとすることができる。
（２） 第１及び第２のスイッチ４、５及び第３及び第４のスイッチ４´、５´をサイリスタスイッチ６、６´よりもスイッチング速度の遅い半導体スイッチとすることができる。
（３） 図１１の第１及び第３の電源装置１、１´をインバータ電源にすることができる。
（４） 第１及び第２の電圧検出手段３１，３２はトランス等の降圧回路で形成されているが、被検出電圧が低い時には降圧回路を設けないでラインの電圧を直接に検出することができる。この場合には、電圧検出ライン２０，２１が第１及び第２の電圧検出手段３１，３２となる。
（５） 制御回路７の一部又は全部をディジタル回路で形成することができる。
（６） 交流電力供給装置が第１の電源装置１から第２の電源装置２への切換時にのみ無瞬断を要求している時には、図８の第４の期間Ｔ４のゼロ電流制御を省くことができる。また、交流電力供給装置が第２の電源装置２から第１の電源装置１への切換時にのみに無瞬断を要求している時には、図８の第２の期間T2のゼロ電流制御を省くことができる。 The present invention is not limited to the above-described embodiments, and for example, the following modifications are possible.
(1) The AC power supply 9 can be a three-phase AC power supply, and the DC-AC conversion circuit 13 can be a three-phase inverter.
(2) The first and second switches 4 and 5 and the third and fourth switches 4 ′ and 5 ′ can be semiconductor switches having a switching speed slower than that of the thyristor switches 6 and 6 ′.
(3) The first and third power supply devices 1 and 1 ′ in FIG. 11 can be inverter power supplies.
(4) The first and second voltage detecting means 31 and 32 are formed by a step-down circuit such as a transformer, but when the detected voltage is low, the line voltage can be directly detected without providing a step-down circuit. it can. In this case, the voltage detection lines 20 and 21 become the first and second voltage detection means 31 and 32.
(5) A part or all of the control circuit 7 can be formed by a digital circuit.
(6) When the AC power supply device requests no interruption only when switching from the first power supply device 1 to the second power supply device 2, the zero current control in the fourth period T4 in FIG. 8 is omitted. be able to. Further, when the AC power supply device requests no interruption only when switching from the second power supply device 2 to the first power supply device 1, the zero current control in the second period T2 in FIG. 8 is omitted. be able to.

本発明の実施例１に従う交流電力供給装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the alternating current power supply apparatus according to Example 1 of this invention. 図１のDC−AC変換回路及びフィルタを詳しく示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the DC-AC conversion circuit and filter of FIG. 1 in detail. 図１の第２の電源回路と制御回路とを詳しく示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating in detail a second power supply circuit and a control circuit in FIG. 1. 図３の電圧制御信号形成手段を詳しく示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the voltage control signal formation means of FIG. 3 in detail. 図３のスイッチ制御パルス形成手段を詳しく示す回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing in detail the switch control pulse forming means of FIG. 3. 図３の給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段を詳しく示すブロック図である。It is a block diagram which shows in detail the electric power feeding mode and DC-AC conversion control mode switching control means of FIG. 図６の給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段を更に詳しく示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the electric power feeding mode of FIG. 6 and DC-AC conversion control mode switching control means in more detail. 図１、図３及び図６の各部の状態を示す図である。It is a figure which shows the state of each part of FIG.1, FIG3 and FIG.6. 図１及び図３の各部の状態を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the state of each part of FIG.1 and FIG.3. 実施例２の交流電力供給装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the alternating current power supply apparatus of Example 2. 実施例３の交流電力供給装置の一部を示すブロック図である。It is a block diagram which shows a part of alternating current power supply apparatus of Example 3. 実施例４の制御回路の一部を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a part of a control circuit according to a fourth embodiment. 実施例５の制御回路の一部を示すブロック図である。FIG. 10 is a block diagram illustrating a part of a control circuit according to a fifth embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１ 第１の電源装置
２ 第２の電源装置
３ 負荷
４ 第１のスイッチ
５ 第２のスイッチ
６ サイリスタスイッチ（補助給電スイッチ）
７ 制御回路
１０ バイパス給電路
３０ 電圧及び電流制御信号形成手段
３４ 電流制御手段
３６ 給電モード及びＤＣ−ＡＣ変換制御モード切換制御手段
３７ ゼロ電流制御基準値発生手段
３８ 第１の制御モード切換スイッチ手段
３９ 第２の制御モード切換スイッチ手段 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 1st power supply device 2 2nd power supply device 3 Load 4 1st switch 5 2nd switch 6 Thyristor switch (auxiliary power supply switch)
7 control circuit 10 bypass power supply path 30 voltage and current control signal forming means 34 current control means 36 power supply mode and DC-AC conversion control mode switching control means 37 zero current control reference value generating means 38 first control mode switching switch means 39 Second control mode changeover switch means

Claims (13)

負荷（３）に交流電圧を供給するための第１の電源装置（１又は１ａ）と、
直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）とから成る第２の電源装置（２）と、
前記第１の電源装置（１又は１ａ）と前記負荷（３）との間に接続された第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と、
前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）と、
前記第２の電源装置（２）の出力電圧を検出する出力電圧検出手段（３２）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を検出するＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）と、
前記出力電圧検出手段（３２）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）とに接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する機能と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記電流検出信号に基づいて前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流を定格出力電流よりも低い値にするための電流制御信号を形成する機能とを有し、且つ前記電圧制御信号と前記電流制御信号とを択一的に出力するための制御モード切換スイッチ手段（３８）を有している電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と、
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０又は３０ａ又は３０ｂ）と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の前記変換用スイッチの制御端子との間に接続されており、且つ前記電圧制御信号及び前記電流制御信号に基づいて前記変換用スイッチをオン・オフ制御するためのスイッチ制御パルスを形成する機能を有しているスイッチ制御パルス形成手段（３５）と、
前記第１の電源装置（１）から前記負荷（３）に電力を供給する第１の給電モード時に前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）をオン制御し、且つ前記第２の電源装置（２）から前記負荷（３）に電力を供給する第２の給電モード時に前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）をオン制御し、且つ前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの第１の切換期間（Ｔ2）と前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの第２の切換期間（Ｔ４）との内の少なくとも一方の少なくとも一部において前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との両方をオン制御する給電スイッチ制御手段（５０）と、
前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ４）以外の期間に前記電圧制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給し、前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ4）の少なくとも一方において前記電流制御信号を前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に供給するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と
を備えていることを特徴とする交流電力供給装置。 A first power supply (1 or 1a) for supplying an alternating voltage to the load (3);
A second power supply device (2) comprising a DC power supply and a DC-AC conversion circuit (13) including a conversion switch for converting a DC voltage of the DC power supply into an AC voltage;
A first power supply switch device (SW1) connected between the first power supply device (1 or 1a) and the load (3);
A second power supply switch device (SW2) connected between the second power supply device (2) and the load (3);
Output voltage detection means (32) for detecting the output voltage of the second power supply device (2);
DC-AC conversion circuit output current detection means (18) for detecting an output current of the DC-AC conversion circuit (13) of the second power supply device (2);
Based on the output voltage detection signal connected to the output voltage detection means (32) and the DC-AC conversion circuit output current detection means (18) and obtained from the output voltage detection means (32). Based on the function of forming a voltage control signal for maintaining the output voltage of the second power supply device (2) at a desired value and the current detection signal obtained from the DC-AC conversion circuit output current detection means (18). A function of forming a current control signal for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) to a value lower than the rated output current, and selecting the voltage control signal and the current control signal. Voltage and current control signal forming means (30 or 30a or 30b) having control mode change-over switch means (38) for output in a single manner;
Connected between the voltage and current control signal forming means (30 or 30a or 30b) and a control terminal of the conversion switch of the DC-AC conversion circuit (13), and the voltage control signal and the current Switch control pulse forming means (35) having a function of forming a switch control pulse for on / off control of the conversion switch based on a control signal;
The first power supply switch device (SW1) is on-controlled in the first power supply mode for supplying power from the first power supply device (1) to the load (3), and the second power supply device (2) ) To turn on the second power supply switch device (SW2) during the second power supply mode for supplying power to the load (3), and from the first power supply mode to the second power supply mode. In the at least part of at least one of the first switching period (T2) and the second switching period (T4) from the second feeding mode to the first feeding mode. Power supply switch control means (50) for turning on both the SW1) and the second power supply switch device (SW2);
The voltage control signal is supplied to the switch control pulse forming means (35) during a period other than the first and second switching periods (T2, T4), and the first and second switching periods (T2, T4). Control mode changeover switch control means (54) for controlling the control mode changeover switch means (38) to supply the current control signal to the switch control pulse forming means (35) in at least one of AC power supply device characterized by the above. 前記第１の給電スイッチ装置（ＳＷ１）は前記第１の電源装置（１）と前記負荷（３）との間に接続された第１のスイッチ（４）と、前記第１のスイッチ（４）に並列に接続され且つ前記第１のスイッチ（４）及び前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）のターンオン時間よりも早いターンオン時間を有している補助給電スイッチ（６）とから成り、
前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）は前記第２の電源装置（２）と前記負荷（３）との間に接続された第２のスイッチ（５）から成り、
前記給電スイッチ制御手段（５０）は前記第１及び第２の切換期間（Ｔ2、Ｔ４）の少なくとも一方において前記補助給電スイッチ（６）をオン制御する補助給電スイッチ制御手段（５１）を有していることを特徴とする請求項１記載の交流電力供給装置。 The first power supply switch device (SW1) includes a first switch (4) connected between the first power supply device (1) and the load (3), and the first switch (4). And an auxiliary power supply switch (6) connected in parallel to each other and having a turn-on time earlier than the turn-on time of the first switch (4) and the second power supply switch device (SW2),
The second power supply switch device (SW2) includes a second switch (5) connected between the second power supply device (2) and the load (3).
The power supply switch control means (50) has auxiliary power supply switch control means (51) for turning on the auxiliary power supply switch (6) in at least one of the first and second switching periods (T2, T4). The AC power supply apparatus according to claim 1, wherein: 前記給電スイッチ制御手段（５０）は、
前記第１の給電モードから前記第２の給電モードへの切換を指令する切換指令（Sa）を発生する切換指令発生手段（８）と、
前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、
前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、
前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Sf）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオフ状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオン状態からオフ状態への転換を
示す信号（Si）に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオン制御する第２のスイッチ制御手段（５３）と
を備えていることを特徴とする請求項２記載の交流電力供給装置。 The power supply switch control means (50)
Switching command generating means (8) for generating a switching command (Sa) for commanding switching from the first power feeding mode to the second power feeding mode;
First switch on / off state detecting means (4b) for detecting the on / off state of the first switch (4);
Second switch on / off state detecting means (5b) for detecting the on / off state of the second switch (5);
The first switch in response to a signal (Sf) obtained from the second switch on / off state detecting means (5b) indicating the switching of the second switch (5) from the off state to the on state. First switch control means (52) for controlling (4) to an off state;
In response to a signal indicating that the switching command (Sa) has been generated, the auxiliary power supply switch (6) starts to be turned on, and is obtained from the first switch on / off state detection means (4b). An auxiliary power supply switch control means (51) for ending the on control of the auxiliary power supply switch (6) in response to a signal (Si) indicating a change from the on state to the off state of the first switch (4);
A second switch control means (53) for turning on the second switch (5) in response to a signal indicating that the switching command (Sa) is generated. 2. The AC power supply device according to 2. 前記給電スイッチ制御手段（５０）は、
前記第２の給電モードから前記第１の給電モードへの切換を指令する切換指令（Sa）を発生する切換指令発生手段（８）と、
前記第１のスイッチ（４）のオン・オフ状態を検出するための第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）と、
前記第２のスイッチ（５）のオン・オフ状態を検出するための第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）と、
前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）から得られた前記第２のスイッチ（５）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号（Ｓｆ）に応答して前記第１のスイッチ（４）をオン状態に制御する第１のスイッチ制御手段（５２）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を開始させ、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）から得られた前記第１のスイッチ（４）のオフ状態からオン状態への転換を示す信号（Si） に応答して前記補助給電スイッチ（６）のオン制御を終了させる補助給電スイッチ制御手段（５１）と、
前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記第２のスイッチ（５）をオフ制御する第２のスイッチ制御手段（５３）と
を備えていることを特徴とする請求項２記載の交流電力供給装置。 The power supply switch control means (50)
Switching command generating means (8) for generating a switching command (Sa) for commanding switching from the second power feeding mode to the first power feeding mode;
First switch on / off state detecting means (4b) for detecting the on / off state of the first switch (4);
Second switch on / off state detecting means (5b) for detecting the on / off state of the second switch (5);
The first switch in response to a signal (Sf) obtained from the second switch on / off state detecting means (5b) indicating the switching of the second switch (5) from the on state to the off state. First switch control means (52) for controlling (4) to an on state;
In response to a signal indicating that the switching command (Sa) has been generated, the auxiliary power supply switch (6) starts to be turned on, and is obtained from the first switch on / off state detection means (4b). An auxiliary power supply switch control means (51) for ending the on control of the auxiliary power supply switch (6) in response to a signal (Si) indicating a change from the off state to the on state of the first switch (4);
A second switch control means (53) for turning off the second switch (5) in response to a signal indicating that the switching command (Sa) is generated. 2. The AC power supply device according to 2. 前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を検出する補助給電スイッチオフ検出手段（５５）と、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）から得られた前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）とから成ることを特徴とする請求項３記載の交流電力供給装置。 The control mode changeover switch control means (54) generates auxiliary power supply switch off detection means (55) for detecting the change of the auxiliary power supply switch (6) from an on state to an off state, and the switch command (Sa) is generated. The signal indicating the change from the ON state to the OFF state of the auxiliary power supply switch (6) obtained from the auxiliary power supply switch OFF detection means (55) is selected in response to the signal indicating that 4. The AC power supply apparatus according to claim 3, further comprising a circuit (54a) for controlling the control mode changeover switch means (38) so as to select the voltage control signal in response to the control signal. 前記補助給電スイッチオフ検出手段（５５）は、前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）に接続され且つ前記第２の電源装置（２）の出力電流（Ｉｂ）のゼロクロスを検出する機能を有しているゼロクロス検出手段（５５ａ）と、前記第１のスイッチオン・オフ状態検出手段（４ｂ）の出力が前記第１のスイッチ（４）のオフを示している時にのみ前記ゼロクロス検出手段（５５ａ）のゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を通過させる論理回路（５４ｃ、５４ｄ）とから成り、前記第１のスイッチ（４）がオン状態からオフ状態へ転換した後に最初に得られたゼロクロス検出信号（Ｓｊ）を前記補助給電スイッチ（６）のオン状態からオフ状態への転換を示す信号とするものであることを特徴とする請求項５記載の交流電力供給装置。 The auxiliary power supply switch-off detection means (55) includes second power supply device output current detection means (19) for detecting an output current (Ib) of the second power supply device (2), and the second power supply device. Zero cross detection means (55a) connected to output current detection means (19) and having a function of detecting the zero cross of the output current (Ib) of the second power supply device (2), and the first switch Only when the output of the on / off state detecting means (4b) indicates that the first switch (4) is turned off, the logic circuit (54c,) passes the zero cross detecting signal (Sj) of the zero cross detecting means (55a). 54d), and the zero cross detection signal (Sj) obtained first after the first switch (4) changes from the on-state to the off-state is turned off from the on-state of the auxiliary power supply switch (6). AC power supply system according to claim 5, characterized in that the signal indicating the conversion to state. 前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）は、前記切換指令（Ｓａ）が発生したことを示す信号に応答して前記電流制御信号を選択し、前記第２ のスイッチ（5）がオン状態からオフ状態に転換したことを示す前記第２のスイッチオン・オフ状態検出手段（５ｂ）の出力（Ｓｆ）に応答して前記電圧制御信号を選択するように前記制御モード切換スイッチ手段（３８）を制御する回路（５４ａ）から成ることを特徴とする請求項４記載の交流電力供給装置。 The control mode changeover switch control means (54) selects the current control signal in response to a signal indicating that the changeover command (Sa) has occurred, and the second switch (5) is turned off from the on state. The control mode changeover switch means (38) is controlled so as to select the voltage control signal in response to the output (Sf) of the second switch on / off state detection means (5b) indicating that the state has been changed. 5. The AC power supply device according to claim 4, wherein the AC power supply device comprises a circuit (54a). 前記第２の電源装置（２）は、更に前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間に接続された高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）を有し、
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０）は、
前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Ｓｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、
前記高周波成分除去用コンデンサ（Ｃｏ）と前記第２の給電スイッチ装置（ＳＷ２）との間の給電路に流れる第２の電源装置の出力電流（Ｉｂ）を検出する第２の電源装置出力電流検出手段（１９）と、
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sl）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記第２の電源装置出力電流検出手段（１９）の第２の電源装置出力電流検出信号を選択しない第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、
前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記第２の制御モード切換スイッチ（３９）の出力との差を示す出力信号（Iｃ）を形成する第１の電流制御用減算器（４０）と、前記第１の制御モード切換スイッチ（３８）の出力と前記第１の電流制御用減算器（４０）の出力信号（Iｃ）との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る第２の電流制御用減算器（４１）と
を有していることを特徴とする請求項２又は３又は４又は５記載の交流電力供給装置。
It said second power supply (2) further have a connected high-frequency component removal capacitor (Co) between the DC-AC converter circuit (13) and the front Stories second power supply switching device (SW2) And
The voltage and current control signal forming means (30) includes:
Based on the output voltage detection signal connected to the output voltage detection means (32) and obtained from the output voltage detection means (32), the output voltage of the second power supply device (2) is set to a desired value. Voltage control signal forming means (33) for forming a voltage control signal for maintaining
Low current control reference value generating means for generating a low current control reference value for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) of the second power supply device (2) to a value lower than the rated output current. (37)
The control mode changeover switch control means (54), the voltage control signal formation means (33), and the low current control reference value generation means (37) are connected to the output of the control mode changeover switch control means (54) ( In response to the fact that (Sk) indicates selection of the voltage control signal, the voltage control signal of the voltage control signal forming means (33) is selected, and the output (Sk) of the control mode changeover switch control means (54) is selected. ) In response to the selection of the current control signal, first control mode changeover switch means (38) for selecting the low current control reference value of the low current control reference value generating means (37); ,
Second power supply device output current detection for detecting the output current (Ib) of the second power supply device flowing in the power supply path between the high frequency component removing capacitor (Co) and the second power supply switch device (SW2). Means (19);
In response to the output (Sl) of the control mode changeover switch control means (54) indicating the selection of the voltage control signal, the second power supply apparatus of the second power supply apparatus output current detection means (19). An output current detection signal is selected, and in response to the output (Sl) of the control mode changeover switch control means (54) indicating the selection of the current control signal, the second power supply device output current detection means ( 19) second control mode changeover switch means (39) not selecting the second power supply device output current detection signal;
Output indicating the difference between the DC-AC conversion circuit output current detection signal (Ia) obtained from the DC-AC conversion circuit output current detection means (18) and the output of the second control mode changeover switch (39). A first current control subtracter (40) for forming a signal (Ic); an output of the first control mode changeover switch (38); and an output signal of the first current control subtracter (40) ( A second current control subtracter (41) for generating an output signal indicating a difference from Ic) and sending the output signal to the switch control pulse forming means (35). The AC power supply device according to 3 or 4 or 5.
前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ａ）は、
前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）から得られた前記DＣ−AＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）から得られた前記低電流制御基準値との差を示す出力信号を形成する電流制御用減算器（４１）と、
前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記電流制御用減算器（４１）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送り、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記電流制御用減算器（４１）の出力を選択して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る制御モード切換スイッチ手段（３８）と、
を有していることを特徴とする請求項２又は３又は４又は５記載の交流電力供給装置。 The voltage and current control signal forming means (30a)
Based on the output voltage detection signal connected to the output voltage detection means (32) and obtained from the output voltage detection means (32), the output voltage of the second power supply device (2) is set to a desired value. Voltage control signal forming means (33) for forming a voltage control signal for maintaining
Low current control reference value generating means for generating a low current control reference value for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) of the second power supply device (2) to a value lower than the rated output current. (37)
The DC-AC conversion circuit output current detection signal (Ia) obtained from the DC-AC conversion circuit output current detection means (18) and the low current control obtained from the low current control reference value generation means (37). A current control subtractor (41) for forming an output signal indicating a difference from a reference value;
Connected to the voltage control signal forming means (33) and the current control subtractor (41), and responding to the output of the control mode changeover switch control means (54) indicating the selection of the voltage control signal. The voltage control signal of the voltage control signal forming means (33) is selected and sent to the switch control pulse forming means (35), and the output of the control mode changeover switch control means (54) Control mode changeover switch means (38) for selecting the output of the current control subtractor (41) and sending it to the switch control pulse forming means (35) in response to indicating the selection;
The AC power supply device according to claim 2, 3, 4, or 5. 前記電圧及び電流制御信号形成手段（３０ｂ）は、
前記出力電圧検出手段（３２）に接続されており、且つ前記出力電圧検出手段（３２）から得られた前記出力電圧検出信号に基づいて前記第２の電源装置（２）の出力電圧を所望値に保つための電圧制御信号を形成する電圧制御信号形成手段（３３）と、
前記第２の電源装置（２）の前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の出力電流をこの定格出力電流よりも低い値にするための低電流制御基準値を発生する低電流制御基準値発生手段（３７）と、
前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）と前記電圧制御信号形成手段（３３）と前記低電流制御基準値発生手段（３７）とに接続され、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電圧制御信号の選択を示していることに応答して前記電圧制御信号形成手段（３３）の前記電圧制御信号を選択し、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記低電流制御基準値発生手段（３７）の前記低電流制御基準値を選択する第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）と、
前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出手段（１８）に接続されており、前記制御モード切換スイッチ制御手段（５４）の出力（Sｋ）が前記電流制御信号の選択を示していることに応答して前記ＤＣ−ＡＣ変換回路出力電流検出信号（Ｉａ）を通過させる第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）と、
前記第１の制御モード切換スイッチ手段（３８）の出力と前記第２の制御モード切換スイッチ手段（３９）の出力との差を示す出力信号を形成して前記スイッチ制御パルス形成手段（３５）に送る電流制御用減算器（４１）と
を有していることを特徴とする請求項２又は３又は４又は５記載の交流電力供給装置。 The voltage and current control signal forming means (30b)
Based on the output voltage detection signal connected to the output voltage detection means (32) and obtained from the output voltage detection means (32), the output voltage of the second power supply device (2) is set to a desired value. Voltage control signal forming means (33) for forming a voltage control signal for maintaining
Low current control reference value generating means for generating a low current control reference value for setting the output current of the DC-AC conversion circuit (13) of the second power supply device (2) to a value lower than the rated output current. (37)
The control mode changeover switch control means (54), the voltage control signal formation means (33), and the low current control reference value generation means (37) are connected to the output of the control mode changeover switch control means (54) ( In response to the fact that (Sk) indicates the selection of the voltage control signal, the voltage control signal of the voltage control signal forming means (33) is selected and the output (Sk) of the control mode changeover switch control means (54) is selected. ) In response to the selection of the current control signal, first control mode changeover switch means (38) for selecting the low current control reference value of the low current control reference value generating means (37); ,
In response to the output of the control mode changeover switch control means (54) indicating the selection of the current control signal, connected to the DC-AC conversion circuit output current detection means (18). Second control mode switch means (39) for passing the DC-AC conversion circuit output current detection signal (Ia);
An output signal indicating a difference between the output of the first control mode change-over switch means (38) and the output of the second control mode change-over switch means (39) is formed to the switch control pulse forming means (35). 6. The AC power supply device according to claim 2, further comprising a subtracter for current control to be sent (41). 前記第１の電源装置（１）は商用交流電源であり、
前記第２の電源装置（２）の前記直流電源は、商用交流電源と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）との間に接続されたＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）と、該ＡＣ−ＤＣ変換回路（１１）の出力端子と前記ＤＣ−ＡＣ変換回路（１３）の入力端子とにそれぞれ接続された蓄電池とから成ることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１つに記載の交流電力供給装置。 The first power supply (1) is a commercial AC power supply,
The DC power supply of the second power supply device (2) includes an AC-DC conversion circuit (11) connected between a commercial AC power supply and the DC-AC conversion circuit (13), and the AC-DC conversion. The AC power according to any one of claims 1 to 10, comprising storage batteries respectively connected to an output terminal of the circuit (11) and an input terminal of the DC-AC conversion circuit (13). Feeding device. 前記第１の電源装置（１ａ）は直流電源と該直流電源の直流電圧を交流電圧に変換するための変換用スイッチを含んでいるＤＣ−ＡＣ変換回路（１３ａ）とから成ることを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか１つに記載の交流電力供給装置。 The first power supply device (1a) includes a DC power supply and a DC-AC conversion circuit (13a) including a conversion switch for converting a DC voltage of the DC power supply into an AC voltage. The AC power supply device according to claim 1. 前記第１及び第２のスイッチ（４、５）はそれぞれ機械的開閉器であり、
前記補助給電スイッチ（６）はサイリスタスイッチであることを特徴とする請求項２記載の交流電力供給装置。 Each of the first and second switches (4, 5) is a mechanical switch,
The AC power supply apparatus according to claim 2, wherein the auxiliary power supply switch (6) is a thyristor switch.
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