JP4770325B2 - Instantaneous low backup device - Google Patents

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JP4770325B2 JP2005237315A JP2005237315A JP4770325B2 JP 4770325 B2 JP4770325 B2 JP 4770325B2 JP 2005237315 A JP2005237315 A JP 2005237315A JP 2005237315 A JP2005237315 A JP 2005237315A JP 4770325 B2 JP4770325 B2 JP 4770325B2
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Description

本発明は力率を改善させながら交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流変換装置において、交流電圧が停電または低下した場合に、出力直流電圧や出力電力の変動を補償するバックアップ回路技術に関する。   The present invention relates to a backup circuit technique for compensating for fluctuations in output DC voltage and output power when an AC voltage is interrupted or lowered in an AC-DC converter that converts an AC voltage into a DC voltage while improving the power factor.

図４に従来技術に基づく実施例回路構成を、図５にその動作例を示す。この構成は特許文献１に基づいて、瞬低バックアップ装置の回路構成を構築したものである。ダイオードブリッジ回路３７、リアクトル３１、スイッチング素子３６、ダイオード３８で構成された高力率コンバータ３の出力には、コンデンサ７と、ダイオード９、抵抗１０およびコンデンサ６の直列回路とが各々並列接続されている。また、抵抗１０とコンデンサ６との接続点と昇圧チョッパの入力との間にはサイリスタ８が接続されている。
ここで、交流電源電圧が健全時（以下定常時という）はダイオードブリッジ回路３７、リアクトル３１、スイッチング素子３６、逆流防止用のダイオード３８、およびコンデンサ７を用いて入力力率を改善しながら、交流電圧を昇圧した直流電圧に変換する。即ち、スイッチング素子３６がオンすると、交流電源1→ダイオードブリッジ回路３７→リアクトル３１→スイッチング素子３６→ダイオードブリッジ回路３７→交流電源１の経路で交流電源1がリアクトル３１を介して短絡されるため、入力電流が増加するとともに、リアクトル３１に蓄えられるエネルギーも増加する。スイッチング素子３６がオフすると、リアクトル３１→ダイオード３８→コンデンサ７→ダイオードブリッジ回路３７→交流電源１→ダイオードブリッジ回路３７→リアクトル３１の経路で電流が流れ、リアクトル３１のエネルギーはコンデンサ７に蓄えられる。適切なスイッチングパターンでスイッチング素子３６を高周波でスイッチングすることによって、入力電流の力率は改善されながら、交流電圧から直流電圧に変換される。さらに、コンデンサ６はダイオード９と抵抗１０を介して出力側に並列に接続されているので、コンデンサ６は出力電圧まで充電される。 FIG. 4 shows an example circuit configuration based on the prior art, and FIG. 5 shows an operation example thereof. This configuration is a circuit configuration of the instantaneous backup device based on Patent Document 1. A capacitor 7, and a series circuit of a diode 9, a resistor 10, and a capacitor 6 are connected in parallel to the output of the high power factor converter 3 including the diode bridge circuit 37, the reactor 31, the switching element 36, and the diode 38, respectively. Yes. A thyristor 8 is connected between the connection point of the resistor 10 and the capacitor 6 and the input of the boost chopper.
Here, when the AC power supply voltage is healthy (hereinafter referred to as steady state), the input power factor is improved using the diode bridge circuit 37, the reactor 31, the switching element 36, the backflow prevention diode 38, and the capacitor 7. The voltage is converted into a boosted DC voltage. That is, when the switching element 36 is turned on, the AC power source 1 is short-circuited through the reactor 31 in the path of the AC power source 1 → the diode bridge circuit 37 → the reactor 31 → the switching element 36 → the diode bridge circuit 37 → the AC power source 1. As the input current increases, the energy stored in the reactor 31 also increases. When the switching element 36 is turned off, current flows through the path of the reactor 31 → the diode 38 → the capacitor 7 → the diode bridge circuit 37 → the AC power supply 1 → the diode bridge circuit 37 → the reactor 31, and the energy of the reactor 31 is stored in the capacitor 7. By switching the switching element 36 at a high frequency with an appropriate switching pattern, the power factor of the input current is improved and the AC voltage is converted to the DC voltage. Further, since the capacitor 6 is connected in parallel to the output side via the diode 9 and the resistor 10, the capacitor 6 is charged up to the output voltage.

通常、停電時あるいは交流入力電圧が低下した時に、出力電圧や出力電力を負荷に供給できる電力はコンデンサ７に蓄えられているエネルギーとなり、コンデンサ７の電圧または出力電力は時間とともに減少してしまう。そこで、図５から判るようにスイッチング素子３６をオン・オフし、コンデンサ６のエネルギーを負荷に供給することで、一定の電圧や電力を出力する。例えば、スイッチング素子３６がオンすると、コンデンサ６→サイリスタ８→リアクトル３１→スイッチング素子３６→コンデンサ６の経路で、リアクトル３１の電流が増加し、エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子３６がオフすると、リアクトル３１→ダイオード３８→コンデンサ７→コンデンサ６→サイリスタ８→リアクトル３１の経路でコンデンサ７が充電され、コンデンサ７の電圧が低下することを抑制することができる。図５の動作例のように、コンデンサ６からコンデンサ７にエネルギーを移動させることで、停電時または入力電圧低下時に出力電圧と出力電力をバックアップすることができる。さらに、コンデンサ６の電圧低下とともにスイッチング素子３６のオン・オフ比を変化させることによって、出力電圧と出力電力を一定に保つことができる。   Normally, when a power failure occurs or when the AC input voltage decreases, the power that can supply the output voltage or output power to the load becomes energy stored in the capacitor 7, and the voltage or output power of the capacitor 7 decreases with time. Therefore, as can be seen from FIG. 5, the switching element 36 is turned on / off, and the energy of the capacitor 6 is supplied to the load, thereby outputting a constant voltage or electric power. For example, when the switching element 36 is turned on, the current of the reactor 31 increases and energy is accumulated through the path of the capacitor 6 → the thyristor 8 → the reactor 31 → the switching element 36 → the capacitor 6. Next, when the switching element 36 is turned off, the capacitor 7 is charged through the path of the reactor 31 → the diode 38 → the capacitor 7 → the capacitor 6 → the thyristor 8 → the reactor 31, and the voltage of the capacitor 7 can be prevented from decreasing. . As in the operation example of FIG. 5, by transferring energy from the capacitor 6 to the capacitor 7, the output voltage and the output power can be backed up at the time of a power failure or when the input voltage is lowered. Furthermore, the output voltage and the output power can be kept constant by changing the on / off ratio of the switching element 36 as the voltage of the capacitor 6 decreases.

入力電圧が停電あるいは低下時から複電した場合には、サイリスタ８はオフし、定常時の動作となり、コンデンサ６はコンデンサ７の電圧まで充電される。
ここで例えば、出力電圧を400Vとし、コンデンサ６の放電時における電圧の下限を300Vとする。制限を設ける理由は、電圧が低下するとそれに逆比例して放電電流が増加するが、リアクトル３１、スイッチング素子３６等の部品の電流容量により通電可能な電流が制限されるためである。ここで、コンデンサの蓄積エネルギーは電圧の2乗に比例するので、この場合も全蓄積エネルギーの(4002-3002)／4002×100=44%のエネルギーを放出できる。
特開平２−２６９４２６号公報 When the input voltage is doubled from the time of power failure or lowering, the thyristor 8 is turned off, and the operation is in a steady state, and the capacitor 6 is charged to the voltage of the capacitor 7.
Here, for example, the output voltage is 400V, and the lower limit of the voltage when the capacitor 6 is discharged is 300V. The reason why the restriction is provided is that the discharge current increases in inverse proportion to the voltage drop, but the current that can be passed is limited by the current capacity of the components such as the reactor 31 and the switching element 36. Here, the accumulated energy of the capacitor is proportional to the square of the voltage, and in this case as well, energy of (400 2 −300 2 ) / 400 2 × 100 = 44% of the total accumulated energy can be released.
JP-A-2-269426

力率を改善させながら交流電圧を直流電圧に変換する交流−直流変換装置において、交流電圧が停電または低下した場合に、出力直流電圧や出力電力の変動を補償するバックアップ回路では、コンデンサ６にはバックアップ目的のため、比較的容量の大きなコンデンサを用いるが、定常時にリプル電流を分担せず、平滑に寄与しない。このためコンデンサ７にも十分なリプル電流耐量を持たせる必要があることから大容量のコンデンサが必要となり、装置の小形化の妨げとなる課題がある。   In an AC-DC converter that converts an AC voltage to a DC voltage while improving the power factor, in a backup circuit that compensates for fluctuations in the output DC voltage or output power when the AC voltage is interrupted or reduced, the capacitor 6 includes A capacitor having a relatively large capacity is used for backup purposes, but it does not share ripple current during steady state and does not contribute to smoothness. For this reason, since it is necessary for the capacitor 7 to have sufficient ripple current tolerance, a large-capacity capacitor is required, and there is a problem that hinders downsizing of the apparatus.

前記課題解決のため、交流電源に接続され、かつ、スイッチング動作により交流入力電
流を高力率の正弦波としつつ交流電力を直流電力に変換して負荷に給電する高力率コンバ
ータと、前記コンバータの直流出力間に並列接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサと並列接続された第２及び第３のコンデンサからなるコンデンサ直列回路と、前記コンデンサの少なくとも１個に設けられた放電手段と、交流電源が停電または電圧低下した場合に前記コンデンサ直列回路の直列接続点から前記高力率コンバータへ直流電力を供給するスイッチ手段と、を備え、交流電源が停電または電圧低下した場合に高力率コンバータを昇圧チョッパとして動作させる。また、前記スイッチ手段は、前記コンデンサ直列回路の直列接続点と高力率コンバータの交流入力端子間に設ける。さらに、前記高力率コンバータが整流回路と昇圧チョッパ回路で構成される場合には、前記スイッチ手段は、前記コンデンサ直列回路の直列接続点と昇圧チョッパ回路の入力間に設ける。 In order to solve the above problems, a high power factor converter that is connected to an AC power source, converts AC power into DC power and supplies power to a load while switching the AC input current into a high power factor sine wave by switching operation, and the converter A first capacitor connected in parallel between the DC outputs of the first capacitor, a capacitor series circuit composed of second and third capacitors connected in parallel with the first capacitor, and a discharge provided in at least one of the capacitors And a switch means for supplying DC power from the series connection point of the capacitor series circuit to the high power factor converter when the AC power supply is interrupted or has a voltage drop. The high power factor converter is operated as a boost chopper. The switch means is provided between the series connection point of the capacitor series circuit and the AC input terminal of the high power factor converter. Further, when the high power factor converter includes a rectifier circuit and a boost chopper circuit, the switch means is provided between the series connection point of the capacitor series circuit and the input of the boost chopper circuit.

コンデンサ７にはリプル電流を許容でき、高耐圧の電解コンデンサを適用する必要がある。さらに、バックアップ期間に供給する電力を蓄えられるような電解コンデンサ６が必要となる。しかし、本発明ではコンデンサ７に流れるリプル電流をコンデンサ５と６が分担するので、その分コンデンサ７を小形化でき、装置の小形軽量化、低コスト化が可能となる。追加部品であるコンデンサ５としては、高周波的には低インピーダンスで、低周波的には高インピーダンスの小容量品を使えるため、その体積は最小限である。   The capacitor 7 must allow a ripple current and must be an electrolytic capacitor with a high breakdown voltage. Furthermore, an electrolytic capacitor 6 that can store power to be supplied during the backup period is required. However, in the present invention, the ripple current flowing in the capacitor 7 is shared by the capacitors 5 and 6, so that the capacitor 7 can be reduced in size, and the apparatus can be reduced in size, weight, and cost. As the capacitor 5 as an additional component, a small-capacity product having a low impedance at a high frequency and a high impedance at a low frequency can be used.

本発明のポイントは、高力率コンバータの出力にコンデンサの直列回路を設け、交流電源が停電したり、電圧低下した時に、コンデンサ直列回路の直列接続点からスイッチ手段で高力率コンバータへ直流電力を供給し、高力率コンバータを昇圧チョッパとして動作させることにより、出力電圧や電力の変動を抑制することである。   The point of the present invention is that a capacitor series circuit is provided at the output of the high power factor converter, and when the AC power supply fails or a voltage drop occurs, the DC power from the series connection point of the capacitor series circuit to the high power factor converter is switched. And the fluctuation of the output voltage and power are suppressed by operating the high power factor converter as a step-up chopper.

図１に本発明の第1の実施例を、図３に動作例を示す。回路は、リアクトル３１、スイッチング素子３２〜３５から構成された高力率コンバータ３の交流入力側に切換スイッチ２のｃ点およびｂ点を介して交流電源１が、直流出力側に並列にコンデンサ５とコンデンサ６の直列回路およびコンデンサ７が、コンデンサ５には並列に抵抗４が、各々接続された構成である。また、コンデンサ５とコンデンサ６の直列接続点は切換スイッチ２のａ点に接続される。ここで定常時では、切換スイッチ２のｂ点とｃ点が導通された状態で、交流電源１の電圧が高力率コンバータ３で直流に変換され、従来技術と同様の動作となる。ここで、コンデンサ５と６にはスイッチング周波数成分のリプル電流が流れるが、コンデンサ５には並列に抵抗４が接続されているので、コンデンサ５の平均電圧は零となり、コンデンサ６の電圧は出力電圧でクランプされる。   FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention, and FIG. 3 shows an operation example. The circuit includes a reactor 31 and switching elements 32 to 35. The AC power source 1 is connected to the AC input side of the high power factor converter 3 via points c and b of the changeover switch 2, and the capacitor 5 is connected in parallel to the DC output side. And a capacitor 7 and a capacitor 7, and a capacitor 4 is connected in parallel with a resistor 4. The series connection point of the capacitor 5 and the capacitor 6 is connected to the point a of the changeover switch 2. Here, in a steady state, the voltage of the AC power source 1 is converted to DC by the high power factor converter 3 in a state where the points b and c of the changeover switch 2 are conducted, and the operation is the same as that of the prior art. Here, the ripple current of the switching frequency component flows through the capacitors 5 and 6, but since the resistor 4 is connected in parallel to the capacitor 5, the average voltage of the capacitor 5 becomes zero and the voltage of the capacitor 6 is the output voltage. It is clamped with.

停電や入力電圧が低下した場合のバックアップ時には、切換スイッチ２のｃ点とａ点を導通させ、スイッチング素子３３のスイッチング動作によりコンデンサ６のエネルギーをコンデンサ５と出力側（コンデンサ７）に移動させる。例えば、スイッチング素子３３がオンすると、コンデンサ６→切換スイッチ２（ａ点〜ｃ点）→リアクトル３１→スイッチング素子３３→コンデンサ６の経路で、リアクトル３１の電流が上昇し、エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子３３をオフすると、電流はリアクトル３１→スイッチング素子３２の並列ダイオード→コンデンサ５→切換スイッチ２→リアクトル３１の経路でリアクトル３１のエネルギーが減少するとともにコンデンサ５が充電され、電圧が上昇する。出力電圧はスイッチング素子３３のオン・オフ比を調整することにより一定に制御される。ここで、コンデンサ５の静電容量はコンデンサ６の静電容量よりも小さく設定している。従って、コンデンサ６からコンデンサ５に移動したエネルギーの差分を出力電力としてバックアップすることができる。
入力電圧が複電した場合には切換スイッチ２を交流電源側に切換えて、定常時の動作となる。コンデンサ５の電圧は抵抗４に放電されることにより平均電圧は減少し、零となる。
尚、切換スイッチ２は出力側のコンデンサ７の容量が十分確保できない場合や出力の電圧低下を極力抑制したい場合には半導体式スイッチに置き換えれば良いことは言うまでもない。 At the time of backup in the event of a power failure or when the input voltage is lowered, the points c and a of the changeover switch 2 are made conductive, and the energy of the capacitor 6 is moved to the capacitor 5 and the output side (capacitor 7) by the switching operation of the switching element 33. For example, when the switching element 33 is turned on, the current of the reactor 31 rises and energy is accumulated through the path of the capacitor 6 → the changeover switch 2 (points a to c) → the reactor 31 → the switching element 33 → the capacitor 6. Next, when the switching element 33 is turned off, the current decreases in the path of the reactor 31 → the parallel diode of the switching element 32 → the capacitor 5 → the changeover switch 2 → the reactor 31 and the energy of the reactor 31 is reduced, and the capacitor 5 is charged. To rise. The output voltage is controlled to be constant by adjusting the on / off ratio of the switching element 33. Here, the capacitance of the capacitor 5 is set smaller than the capacitance of the capacitor 6. Therefore, the difference in energy transferred from the capacitor 6 to the capacitor 5 can be backed up as output power.
When the input voltage is doubled, the changeover switch 2 is switched to the AC power supply side, and the operation at the steady state is performed. As the voltage of the capacitor 5 is discharged to the resistor 4, the average voltage decreases and becomes zero.
Needless to say, the change-over switch 2 may be replaced with a semiconductor switch when the capacity of the output-side capacitor 7 cannot be sufficiently secured or when it is desired to suppress the output voltage drop as much as possible.

図２に本発明の第２の実施例を示す。動作例は第１の実施例と同様に図３である。回路は、ブリッジ整流回路３７、リアクトル３１、スイッチング素子３６およびダイオード３８から構成された高力率コンバータ３の交流入力側に交流電源１が、直流出力側に並列にコンデンサ５とコンデンサ６の直列回路およびコンデンサ７が、コンデンサ５には並列に抵抗４が、各々接続された構成である。また、コンデンサ５とコンデンサ６の直列接続点はサイリスタスイッチ８を介してダイオードブリッジ回路の直流出力とリアクトル３１との接続点に接続される。ここで定常時では、サイリスタスイッチ８がオフの状態で、交流電源１の電圧が高力率コンバータ３で直流に変換され、従来技術と同様の動作となる。ここで、コンデンサ５と６にはスイッチング周波数成分のリプル電流が流れるが、コンデンサ５には並列に抵抗４が接続されているので、コンデンサ５の平均電圧は零となり、コンデンサ６の電圧は出力電圧でクランプされる。   FIG. 2 shows a second embodiment of the present invention. An example of the operation is FIG. 3 as in the first embodiment. The circuit includes a bridge rectifier circuit 37, a reactor 31, a switching element 36, and a diode 38. The AC power source 1 is connected to the AC input side of the high power factor converter 3, and a series circuit of a capacitor 5 and a capacitor 6 is connected in parallel to the DC output side. The capacitor 7 is connected to the capacitor 5 in parallel with the resistor 4. A series connection point of the capacitor 5 and the capacitor 6 is connected to a connection point between the direct current output of the diode bridge circuit and the reactor 31 via the thyristor switch 8. Here, in a steady state, with the thyristor switch 8 turned off, the voltage of the AC power source 1 is converted to DC by the high power factor converter 3, and the operation is the same as in the prior art. Here, the ripple current of the switching frequency component flows through the capacitors 5 and 6, but since the resistor 4 is connected in parallel to the capacitor 5, the average voltage of the capacitor 5 becomes zero and the voltage of the capacitor 6 is the output voltage. It is clamped with.

停電や入力電圧が低下した場合のバックアップ時には、サイリスタスイッチ８を通流させ、スイッチング素子３６のスイッチング動作によりコンデンサ６のエネルギーをコンデンサ５と出力側（コンデンサ７）に移動させる。例えば、スイッチング素子３６がオンすると、コンデンサ６→サイリスタスイッチ８→リアクトル３１→スイッチング素子３６→コンデンサ６の経路で、リアクトル３１の電流が上昇し、エネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子３６をオフすると、電流はリアクトル３１→ダイオード３８→コンデンサ５→サイリスタスイッチ８→リアクトル３１の経路でリアクトル３１のエネルギーが減少するとともにコンデンサ５が充電され、電圧が上昇する。出力電圧はスイッチング素子３６のオン・オフ比を調整することにより一定に制御される。ここで、コンデンサ５の静電容量はコンデンサ６の静電容量よりも小さく設定している。従って、コンデンサ６からコンデンサ５に移動したエネルギーの差分を出力電力としてバックアップすることができる。
入力電圧が複電した場合にはサイリスタスイッチをオフして、定常時の動作となる。コンデンサ５の電圧は抵抗４に放電されることにより平均電圧は減少し、零となる。 At the time of backup in the event of a power failure or a decrease in input voltage, the thyristor switch 8 is passed and the energy of the capacitor 6 is moved to the capacitor 5 and the output side (capacitor 7) by the switching operation of the switching element 36. For example, when the switching element 36 is turned on, the current of the reactor 31 rises and energy is accumulated through the path of the capacitor 6 → the thyristor switch 8 → the reactor 31 → the switching element 36 → the capacitor 6. Next, when the switching element 36 is turned off, the current decreases in the reactor 31 energy along the path of the reactor 31, the diode 38, the capacitor 5, the thyristor switch 8, and the reactor 31, and the capacitor 5 is charged to increase the voltage. The output voltage is controlled to be constant by adjusting the on / off ratio of the switching element 36. Here, the capacitance of the capacitor 5 is set smaller than the capacitance of the capacitor 6. Therefore, the difference in energy transferred from the capacitor 6 to the capacitor 5 can be backed up as output power.
When the input voltage is doubled, the thyristor switch is turned off and the operation at the steady state is performed. As the voltage of the capacitor 5 is discharged to the resistor 4, the average voltage decreases and becomes zero.

従来技術（図４）におけるコンデンサ６と同様に、本発明の実施例において、コンデンサ６の放電時の電圧下限を300Vとすると、コンデンサ５の印加電圧は、出力電圧（400V）とコンデンサ６の最低電圧（300V）との差となり、最大100Vとなる。このためコンデンサ５の耐圧はコンデンサ６よりも低く設定できる。一般にコンデンサの体積は耐圧の2乗に比例するので、コンデンサ６の耐圧を400V、コンデンサ５の耐圧を100Vとすれば、同じキャパシタンスに対しコンデンサ５の体積はコンデンサ６の体積の１／１６、実際には上述のようにキャパシタンスを小さく設定するのでさらに体積の小さなものとなる。
ここでリアクトル３１の小形化等の目的でスイッチング素子３６のスイッチング周波数を100kHz以上にする場合、リプル電流の周波数も100kHz以上になるが、この周波数領域におけるコンデンサのインピーダンスはキャパシタンスではなく内部抵抗またはインダクタンス成分が支配的である。したがってコンデンサ５に高周波インピーダンスの小さいもの(例えばフィルムコンデンサや積層セラミックコンデンサなど)を選定すれば、コンデンサ５のキャパシタンスが小さくてもコンデンサ５と６の直列回路の高周波におけるインピーダンスは低くなり、従来のコンデンサ７に流れるリプル電流をコンデンサ５と６の直列回路で分担することができる。 Similar to the capacitor 6 in the prior art (FIG. 4), in the embodiment of the present invention, when the voltage lower limit when discharging the capacitor 6 is 300 V, the applied voltage of the capacitor 5 is the output voltage (400 V) and the minimum of the capacitor 6. The difference from the voltage (300V) is 100V at the maximum. For this reason, the withstand voltage of the capacitor 5 can be set lower than that of the capacitor 6. In general, the volume of the capacitor is proportional to the square of the breakdown voltage. Therefore, if the breakdown voltage of the capacitor 6 is 400V and the breakdown voltage of the capacitor 5 is 100V, the volume of the capacitor 5 is 1/16 of the volume of the capacitor 6 for the same capacitance. Since the capacitance is set small as described above, the volume is further reduced.
Here, when the switching frequency of the switching element 36 is set to 100 kHz or more for the purpose of reducing the size of the reactor 31 or the like, the ripple current frequency is also set to 100 kHz or more. However, the impedance of the capacitor in this frequency region is not the capacitance but the internal resistance or inductance. The ingredient is dominant. Therefore, if a capacitor having a low high-frequency impedance (for example, a film capacitor or a multilayer ceramic capacitor) is selected as the capacitor 5, even if the capacitance of the capacitor 5 is small, the impedance at high frequency of the series circuit of the capacitors 5 and 6 becomes low. 7 can be shared by the series circuit of the capacitors 5 and 6.

なお、抵抗４は抵抗値の比較的大きいものを用いるので、コンデンサ５に電圧が印加されている期間の損失は極僅かである。
なお、先行技術文献１（第2図）のように、コンデンサ５に代えてスイッチを用い、コンデンサ６の放電中はコンデンサ６を出力側から切り離す方法を取った場合、スイッチがリレー等の機械式のものを用いると切替時間遅れのため瞬低バックアップの目的を達成できなくなる。また、高速の半導体スイッチを用いるとリプル電流の通電により定常的に損失を発生し、さらに放熱フィンや駆動回路等の追加部品が必要となるので小形化の妨げとなる。 Since the resistor 4 having a relatively large resistance value is used, the loss during the period when the voltage is applied to the capacitor 5 is negligible.
In the case of using a switch instead of the capacitor 5 and disconnecting the capacitor 6 from the output side during discharging of the capacitor 6 as in prior art document 1 (FIG. 2), the switch is a mechanical type such as a relay. If it is used, the purpose of instantaneous backup will not be achieved due to a delay in switching time. In addition, when a high-speed semiconductor switch is used, a loss is steadily generated by applying a ripple current, and additional parts such as a heat radiating fin and a drive circuit are required, which hinders downsizing.

本発明は、交流電源に停電や瞬時電圧低下が生じた場合に、直流出力電圧の変動を抑制する必要のある瞬低補償装置やバックアップ用に電気二重層コンデンサを用いた無停電電源装置などへの適用が可能である。   The present invention is directed to a voltage sag compensator that needs to suppress fluctuations in the DC output voltage when a power failure or instantaneous voltage drop occurs in an AC power supply, an uninterruptible power supply that uses an electric double layer capacitor for backup, and the like. Can be applied.

本発明の第1の実施形態を示す回路図である。1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the present invention. 本発明の第２の実施形態を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の実施形態の動作を示す図である。It is a figure which shows operation | movement of embodiment of this invention. 従来技術に基づく実施例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the Example based on a prior art. 従来の実施形態の動作を示す図である。It is a figure which shows operation | movement of conventional embodiment.

符号の説明Explanation of symbols

１・・・交流電源 ２・・・スイッチ ３・・・高力率コンバータ
４・・・抵抗 ５、６、７・・・コンデンサ ８・・・サイリスタスイッチ
９、３８・・・ダイオード ３１・・・リアクトル
３２〜３６・・・スイッチング素子 ３７・・・ダイオードブリッジ回路
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... AC power supply 2 ... Switch 3 ... High power factor converter 4 ... Resistance 5, 6, 7 ... Capacitor 8 ... Thyristor switch 9, 38 ... Diode 31 ... Reactor 32-36 ... Switching element 37 ... Diode bridge circuit

Claims (3)

交流電源に接続され、かつ、スイッチング動作により交流入力電流を高力率の正弦波としつつ交流電力を直流電力に変換して負荷に給電する高力率コンバータと、前記コンバータの直流出力間に並列接続された第１のコンデンサと、前記第１のコンデンサと並列接続された第２及び第３のコンデンサからなるコンデンサ直列回路と、前記第２及び第３のコンデンサの少なくとも１個に設けられた放電手段と、交流電源が停電または電圧低下した場合に前記コンデンサ直列回路の直列接続点から前記高力率コンバータへ直流電力を供給するスイッチ手段と、を備え、
交流電源が停電または電圧低下した場合に高力率コンバータを昇圧チョッパとして動作させることを特徴とする瞬時電圧低下バックアップ装置。 A high power factor converter that is connected to an AC power source and converts AC power into DC power and supplies power to a load while converting the AC input current into a high power factor sine wave by a switching operation, and parallel between the DC output of the converter A first capacitor connected; a capacitor series circuit composed of second and third capacitors connected in parallel to the first capacitor; and a discharge provided in at least one of the second and third capacitors. Means, and switch means for supplying DC power from the series connection point of the capacitor series circuit to the high power factor converter when the AC power supply fails or voltage drops,
An instantaneous voltage drop backup device that operates a high power factor converter as a step-up chopper when an AC power supply fails or voltage drops. 前記スイッチ手段は、前記コンデンサ直列回路の直列接続点と高力率コンバータの交流入力端子間に設けられたことを特徴とする請求項１に記載の瞬時電圧低下バックアップ装置。   2. The instantaneous voltage drop backup device according to claim 1, wherein the switch means is provided between a series connection point of the capacitor series circuit and an AC input terminal of a high power factor converter. 前記高力率コンバータは、少なくとも整流回路と昇圧チョッパ回路で構成され、前記スイッチ手段は、前記コンデンサ直列回路の直列接続点と昇圧チョッパ回路の入力間に設けられたことを特徴とする請求項１に記載の瞬時電圧低下バックアップ装置。
2. The high power factor converter includes at least a rectifier circuit and a boost chopper circuit, and the switch means is provided between a series connection point of the capacitor series circuit and an input of the boost chopper circuit. The instantaneous voltage drop backup device described in 1.
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