JP4704089B2 - High frequency integrated circuit - Google Patents
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Description
この発明は、局部発振信号を発振する発振器と、その局部発振信号を用いて変調された高周波信号を増幅する送信増幅器とが同一のシリコン基板上に形成されている高周波集積回路に関するものである。 The present invention relates to a high-frequency integrated circuit in which an oscillator that oscillates a local oscillation signal and a transmission amplifier that amplifies a high-frequency signal modulated using the local oscillation signal are formed on the same silicon substrate.
局部発振信号を発振する発振器と、その局部発振信号を用いて変調された高周波信号を増幅する送信増幅器とを同一のシリコン基板（以下、Ｓｉ基板という）に形成している高周波集積回路では、その送信増幅器から出力される高周波信号が発振器に干渉し、その干渉信号によって発振器の特性が劣化することがある。
特に、発振器が電圧制御発振器のように、周波数可変の発振器である場合、送信増幅器から出力される高周波信号を起因とする干渉信号によって誤動作することがある。即ち、発振器から発振される局部発振信号が周波数変調されて、所望の周波数の局部発振信号を発振することができなくなることがある。
In a high-frequency integrated circuit in which an oscillator that oscillates a local oscillation signal and a transmission amplifier that amplifies a high-frequency signal modulated using the local oscillation signal are formed on the same silicon substrate (hereinafter referred to as an Si substrate), The high frequency signal output from the transmission amplifier interferes with the oscillator, and the interference signal may deteriorate the characteristics of the oscillator.
In particular, when the oscillator is a variable frequency oscillator such as a voltage controlled oscillator, malfunction may occur due to an interference signal caused by a high frequency signal output from the transmission amplifier. That is, the local oscillation signal oscillated from the oscillator may be frequency-modulated, and the local oscillation signal having a desired frequency may not be oscillated.
このような誤動作を防止するため、発振器とミキサ（発振器から発振された局部発振信号を用いてベースバンド信号を変調し、その変調信号である高周波信号を出力する回路）の間にバッファアンプを配置する方策が取られている。
このようにバッファアンプを配置する方策を取れば、信号パスを通ってノイズや干渉信号が発振器に回り込む状況を回避することができるが、Ｓｉ基板を介する干渉については抑圧することができない。
In order to prevent such malfunctions, a buffer amplifier is placed between the oscillator and the mixer (a circuit that modulates the baseband signal using the local oscillation signal oscillated from the oscillator and outputs the high-frequency signal that is the modulation signal). Measures are being taken.
If measures are taken to arrange the buffer amplifier in this way, it is possible to avoid a situation in which noise and interference signals circulate to the oscillator through the signal path, but it is not possible to suppress interference through the Si substrate.
従来の高周波集積回路では、Ｓｉ基板を介する干渉を抑圧するため、デジタル回路からアナログ回路に入り込むデジタルノイズの対処方法を利用している。
即ち、デジタル信号の出力パッドをＳｉ基板の絶縁体上に設けることにより、その出力パッドとＳｉ基板の結合を少なくし、また、そのデジタル信号の出力方式を差動出力にすることにより、干渉信号を相殺して、Ｓｉ基板を介する信号の回り込みを低減するようにしている（例えば、特許文献１参照）。
ただし、この対処方法では、周波数がＭＨｚオーダーの信号に対しては有効であるが、数１００ＭＨｚ以上の高周波信号の場合、出力パッドをＳｉ基板の絶縁体上に設けても、周波数が高いため、その出力パッドとＳｉ基板の結合を効果的に抑えることができない。
In a conventional high-frequency integrated circuit, a method for dealing with digital noise that enters an analog circuit from a digital circuit is used to suppress interference through the Si substrate.
That is, by providing a digital signal output pad on the insulator of the Si substrate, the coupling between the output pad and the Si substrate is reduced, and by making the digital signal output system differential output, an interference signal can be obtained. Is offset to reduce the signal wraparound through the Si substrate (see, for example, Patent Document 1).
However, in this coping method, the frequency is effective for signals in the order of MHz, but in the case of a high frequency signal of several hundred MHz or more, the frequency is high even if the output pad is provided on the insulator of the Si substrate. The coupling between the output pad and the Si substrate cannot be effectively suppressed.
従来の高周波集積回路は以上のように構成されているので、変調信号がＭＨｚオーダーの信号であれば、Ｓｉ基板を介する干渉信号の回り込みを低減することができるが、変調信号が数１００ＭＨｚ以上の高周波信号である場合、Ｓｉ基板を介する干渉信号の回り込みを十分に低減することができず（特に、送信増幅器が実装されて高周波信号の電力が増幅されている場合には、干渉信号の発生が多くなり、多くの干渉信号が発振器に回り込むようになる）、発振器の誤動作を防止することができないなどの課題があった。 Since the conventional high-frequency integrated circuit is configured as described above, if the modulation signal is a signal in the order of MHz, the wraparound of the interference signal through the Si substrate can be reduced, but the modulation signal is several hundred MHz or more. In the case of a high-frequency signal, the wraparound of the interference signal through the Si substrate cannot be sufficiently reduced (particularly, when the transmission amplifier is mounted and the power of the high-frequency signal is amplified, the generation of the interference signal is not There is a problem that many interference signals go around the oscillator) and malfunction of the oscillator cannot be prevented.
この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、変調信号が数１００ＭＨｚ以上の高周波信号である場合でも、Ｓｉ基板を介する干渉信号の回り込みを低減して、発振器の誤動作を防止することができる高周波集積回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems. Even when the modulation signal is a high-frequency signal of several hundred MHz or more, the interference signal passing through the Si substrate is reduced and the malfunction of the oscillator is prevented. An object of the present invention is to obtain a high-frequency integrated circuit that can be used.
この発明に係る高周波集積回路は、局部発振信号を発振する発振器と、その局部発振信号を用いて変調された高周波信号を増幅する送信増幅器とを実装するシリコン基板の基板厚を所定値以下に規定するようにしたものであり、そのシリコン基板の基板厚は、送信増幅器から出力される高周波信号のアンバランスが所定値以下になるように規定されており、さらに、送信増幅器から出力される高周波信号の平均電力と、その高周波信号のピークファクタと、その高周波信号の搬送周波数と、その高周波信号のベースバンド変調周波数と、その送信増幅器における出力点と発振器におけるグランド点間の距離と、その発振器のグランド点とグランド間における寄生インダクタンスとから規定されているものである。 A high-frequency integrated circuit according to the present invention defines a substrate thickness of a silicon substrate on which a oscillator that oscillates a local oscillation signal and a transmission amplifier that amplifies a high-frequency signal modulated using the local oscillation signal to a predetermined value or less. The thickness of the silicon substrate is defined so that the unbalance of the high-frequency signal output from the transmission amplifier is below a predetermined value, and the high-frequency signal output from the transmission amplifier Average power, peak factor of the high-frequency signal, carrier frequency of the high-frequency signal, baseband modulation frequency of the high-frequency signal, distance between the output point of the transmission amplifier and the ground point of the oscillator, It is defined from the ground point and the parasitic inductance between the grounds .
この発明によれば、局部発振信号を発振する発振器と、その局部発振信号を用いて変調された高周波信号を増幅する送信増幅器とを実装するシリコン基板の基板厚を所定値以下に規定するように構成したので、変調信号が数１００ＭＨｚ以上の高周波信号である場合でも、シリコン基板を介する干渉信号の回り込みを低減して、発振器の誤動作を防止することができる効果がある。 According to the present invention, the substrate thickness of the silicon substrate on which the oscillator that oscillates the local oscillation signal and the transmission amplifier that amplifies the high-frequency signal modulated using the local oscillation signal is regulated to a predetermined value or less. Since it is configured, even when the modulation signal is a high-frequency signal of several hundreds MHz or more, there is an effect that it is possible to reduce the wraparound of the interference signal through the silicon substrate and prevent the malfunction of the oscillator.
実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による高周波集積回路を示す構成図であり、図において、シリコン基板であるＳｉ基板１は例えば“ＳｉＧｅＢｉ ＣＭＯＳ”や“Ｓｉ ＣＭＯＳ”の半導体集積回路製造技術によって、単結晶シリコンなどから形成された半導体基板である。なお、Ｓｉ基板１は送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスが２ｄＢ以下になるように基板厚Ｔが規定されている。
発振器２はＳｉ基板１上に形成され、局部発振信号であるＬＯ信号を発振する。発振器２のグランド点３は引き出し線５を介してグランドパッド４に接続され、グランドパッド４はグランドワイヤ６を介してグランド７に接続されている。
FIG. 1 is a block diagram showing a high-frequency integrated circuit according to
The
変調回路８は発振器２から発振されたＬＯ信号を用いて、入力パッド９から入力されたベースバンド信号を変調して、その変調信号である高周波信号を送信増幅器１０に出力する。
なお、図１では、変調回路８がＳｉ基板１上に形成されている例を示しているが、変調回路８はＳｉ基板１上に形成されている必要はなく、Ｓｉ基板１の外部に配置されていてもよい。この場合は、発振器２から発振されるＬＯ信号がＳｉ基板１の外部の変調回路８に出力され、Ｓｉ基板１の外部の変調回路８から変調信号である高周波信号が送信増幅器１０に入力される。
送信増幅器１０はＳｉ基板１上に形成され、変調回路８から出力された高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を出力パッド１１に出力する。
The
Although FIG. 1 shows an example in which the
The
図２はこの発明の実施の形態１による高周波集積回路の内部回路を示す回路図であり、図において、図１と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。
２逓倍器２１は発振器２から発振されたＬＯ信号の周波数ｆ0を２逓倍して、周波数が２ｆ0のＬＯ信号を出力する。
ＬＯアンプ２２は２逓倍器２１から出力されたＬＯ信号を増幅し、増幅後のＬＯ信号を出力する。
変調器２３はＬＯアンプ２２による増幅後のＬＯ信号を用いて、入力パッド９から入力されたベースバンド信号を変調して、その変調信号である高周波信号を送信増幅器１０に出力する。
図３はこの発明の実施の形態１による高周波集積回路の信号系を示す説明図である。
2 is a circuit diagram showing an internal circuit of the high-frequency integrated circuit according to
The
The
The
FIG. 3 is an explanatory diagram showing a signal system of the high-frequency integrated circuit according to
次に動作について説明する。
通常のＳｉ基板の基板厚は３００μｍであるが、この実施の形態１におけるＳｉ基板１は、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスが２ｄＢ以下になるように基板厚Ｔが規定されている。
Ｓｉ基板の基板厚が３００μｍである場合には、送信増幅器１０から出力される高周波信号がＳｉ基板１を介して発振器２に干渉し、その発振器２が誤動作する点について説明する。
Next, the operation will be described.
The substrate thickness of a normal Si substrate is 300 μm, but the substrate thickness T of the
In the case where the substrate thickness of the Si substrate is 300 μm, the high frequency signal output from the
発振器２は、周波数がｆ0のＬＯ信号を発振する。
変調回路８の２逓倍器２１は、発振器２が周波数ｆ0のＬＯ信号を発振すると、そのＬＯ信号の周波数ｆ0を２逓倍して、周波数が２ｆ0のＬＯ信号をＬＯアンプ２２に出力する。
変調回路８のＬＯアンプ２２は、２逓倍器２１から周波数２ｆ0のＬＯ信号を受けると、そのＬＯ信号を増幅し、増幅後のＬＯ信号を変調器２３に出力する。
変調回路８の変調器２３は、ＬＯアンプ２２から増幅後のＬＯ信号を受けると、そのＬＯ信号を用いて、入力パッド９から入力されたベースバンド信号を変調して、その変調信号である高周波信号を送信増幅器１０に出力する。
送信増幅器１０は、変調回路８から高周波信号を受けると、その高周波信号を増幅し、増幅後の高周波信号を出力パッド１１に出力する。
The
When the
When the
When receiving a high frequency signal from the
ここで、変調回路８の変調器２３がＡＭ変調器である場合には、図３に示すように、送信増幅器１０から出力される高周波信号の中心周波数が２ｆ0になるが、送信増幅器１０から出力される高周波信号がＳｉ基板１を介して発振器２に干渉しない場合、送信増幅器１０から周波数２ｆ0の信号の他に、周波数ｆLの信号と周波数ｆHの信号が出力される。
ｆL＝２ｆ0−ｆBB
ｆL＝２ｆ0＋ｆBB
ただし、ｆBBはベースバンド信号の周波数である。
Here, when the
f L = 2f 0 −f BB
f L = 2f 0 + f BB
Here, f BB is the frequency of the baseband signal.
しかし、同一のＳｉ基板１上に送信増幅器１０と発振器２が形成された場合、Ｓｉ基板１は絶縁体でなく、一般的にはｐ型もしくはｎ型の基板であり、インピーダンスがそれほど高くないため、高周波信号の搬送波周波数２ｆ0において、送信増幅器１０と発振器２がＳｉ基板１を介して結合する。
送信増幅器１０から出力される高周波信号の平均電力がＰｏｕｔ［ｄＢｍ］、送信増幅器１０と発振器２の結合量がＣ［ｄＢ］であるとすると、発振器２に対する干渉電力はＰｏｕｔ＋Ｃ［ｄＢｍ］になる。
However, when the
If the average power of the high-frequency signal output from the
例えば、発振器２が電圧で周波数を変動することができる発振器（ＶＣＯ）の場合、可変素子として、バラクタダイオードやＭＯＳキャパシタなどの可変容量が搭載される。
バラクタダイオードやＭＯＳキャパシタなど素子は、送信増幅器１０による干渉信号を包絡線検波するため、周波数がｆBBの信号（包絡線電圧）を発生する。
また、周波数ｆBBの信号の包絡線電力は、送信増幅器１０から出力される高周波信号のピークファクタＦｐ［ｄＢ］を考慮すると、ほぼＰｏｕｔ＋Ｃ＋Ｆｐになる。
発振器２のグランド点３とグランド７の間には、グランドパッド４に対する引き出し線５とグランドワイヤ６による寄生インダクタンスＬｔｏｔａｌが存在するため、発振器２のグランド点３のインピーダンスに応じた包絡線電圧が発生する。
発振器２は、電圧により発振周波数が変化するため、上記のようにして包絡線検波された周波数ｆBBの信号により、発振器２から発振されるＬＯ信号がＦＭ変調されることになる。
For example, when the
Since elements such as varactor diodes and MOS capacitors detect the interference signal from the
The envelope power of the signal of frequency f BB is approximately Pout + C + Fp when the peak factor Fp [dB] of the high-frequency signal output from the
Between the
Since the oscillation frequency of the
その結果、発振器２からは、周波数ｆ0のＬＯ信号の他に、周波数ｆBBの整数倍の周波数離れ信号が出力される。
また、周波数ｆBBの整数倍の周波数離れ信号は、ＬＯ信号がＦＭ変調されることにより発生する信号であるため、周波数が高い側と低い側に、位相が相互に１８０度異なる信号として複数発生することになる。
また、周波数が高い側の周波数離れ信号と、周波数が低い側の周波数離れ信号は、２逓倍器２１により周波数が２逓倍されるため、ＬＯ信号は、２ｆ0を中心にして、２ｆBBの整数倍の周波数離れ信号を含むことになる。
As a result, the
Further, since the frequency separation signal that is an integral multiple of the frequency f BB is a signal generated by FM modulation of the LO signal, a plurality of signals that are 180 degrees out of phase with each other are generated on the high frequency side and the low frequency side. Will do.
Further, since the frequency separation signal on the higher frequency side and the frequency separation signal on the lower frequency side are doubled by the
変調器２３から出力される高周波信号は、図３に示すように、周波数２ｆ0，ｆL，ｆHを中心とする信号が足し合わされた信号になるが、上記の通り、ＬＯ信号は２ｆ0を中心にして、２ｆBBの整数倍の周波数離れ信号を含む信号であるため、周波数２ｆ0の高い側と低い側でレベルが異なるアンバランスな信号になる。
なお、送信増幅器１０から出力される高周波信号も、変調器２３から出力された高周波信号を増幅した信号であるため同様のスペクトルになる。
As shown in FIG. 3, the high-frequency signal output from the
Note that the high-frequency signal output from the
図４は図２の高周波集積回路の出力スペクトルを示す説明図である。
ただし、Ｓｉ基板１の厚さは通常の３００μｍであり、発振器２の発振周波数は２．９ＧＨｚ（高周波信号の搬送波周波数５．８ＧＨｚ）である。
また、変調の種類はＡＳＫ変調であり、１Ｍｓｐｓの信号であるためピークファクタは約３ｄＢである。測定条件は平均出力電力７ｄＢｍである。
図４から明らかなように、中心周波数５．８ＧＨｚから高い側と低い側に発生している１ＭＨｚの周波数離れ信号により、レベルが６．３ｄＢのアンバランスが発生している。
FIG. 4 is an explanatory diagram showing an output spectrum of the high-frequency integrated circuit of FIG.
However, the thickness of the
The type of modulation is ASK modulation, and since it is a 1 Msps signal, the peak factor is about 3 dB. The measurement condition is an average output power of 7 dBm.
As can be seen from FIG. 4, an unbalanced level of 6.3 dB is generated by a frequency separation signal of 1 MHz generated on the high side and the low side from the center frequency of 5.8 GHz.
図５は平均出力電力とアンバランスの対応関係を示す説明図であり、図５にはアンバランスの測定結果と計算結果を表記している。
アンバランスの計算は、結合量Ｃの結合が送信増幅器１０と発振器２の間に存在する場合において、送信増幅器１０の出力波形が理想的なＡＭ変調とＦＭ変調が組み合わせたものとして計算している。
ただし、発振器２の感度が５００［ＭＨｚ／Ｖ］、発振器２のグランド点３のインピーダンスが５０Ω（Ｌｔｏｔａｌ≒１．４ｎＨ、ｆＲＦ＝５．８ＧＨｚ）であるとしている。
FIG. 5 is an explanatory diagram showing the correspondence between the average output power and the unbalance, and FIG. 5 shows the measurement result and calculation result of the unbalance.
The calculation of the unbalance is performed by assuming that the output waveform of the
However, it is assumed that the sensitivity of the
結合量Ｃは、電磁界解析を用いて求めている。
図６は結合量Ｃを求める電磁界解析のモデルを示す説明図である。
Ｓｉ基板１の大きさは２．０ｍｍ×２．５ｍｍであり、出力パッド１１と発振器２におけるグランド点３間の距離は２．３ｍｍである。
基板厚Ｔを５０〜４００μｍの間で変化させて、出力パッド１１とグランド点３間の結合量Ｃを計算している。
The coupling amount C is obtained using electromagnetic field analysis.
FIG. 6 is an explanatory diagram showing an electromagnetic field analysis model for obtaining the coupling amount C.
The size of the
The coupling amount C between the
図７は基板厚Ｔと結合量Ｃの対応関係の計算結果を示す説明図であり、周波数が５．８ＧＨｚの場合の計算結果である。
この計算結果より、通常の基板厚３００μｍの場合の結合量Ｃは−６７ｄＢになる。アンバランスの平均出力電力依存性の計算においては、この値を用いている。
図５の計算結果と測定結果を比較すると、よく一致しており、図６に示す結合のモデルが妥当であり、Ｓｉ基板１を介しての結合が主原因であることがわかる。
図５の測定結果より、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔが３００μｍでは、結合が大きいことによって、周波数の高い側と低い側のアンバランスが６．３ｄＢと大きく、信号に悪影響を与えていることがわかる。
FIG. 7 is an explanatory diagram showing the calculation result of the correspondence relationship between the substrate thickness T and the coupling amount C, and is the calculation result when the frequency is 5.8 GHz.
From this calculation result, the coupling amount C in the case of a normal substrate thickness of 300 μm is −67 dB. This value is used in the calculation of the unbalanced average output power dependency.
When the calculation result and the measurement result in FIG. 5 are compared with each other, they are in good agreement, and it can be seen that the bond model shown in FIG. 6 is valid and the bond through the
From the measurement results of FIG. 5, when the substrate thickness T of the
図８は結合量とアンバランスの対応関係の計算結果を示す説明図である。
計算条件は、平均出力電力が７ｄＢｍであり、それ以外の条件は図５の計算結果と同条件である。
図８から明らかなように、結合量を抑えることにより、アンバランスという悪影響を抑えることができる。
また、図７の計算結果より、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔを薄くする程、結合量Ｃが小さくなることがわかる。
そこで、この実施の形態１では、ＡＳＫ変調の場合、周波数の高い側と低い側のアンバランスが２ｄＢ以下であれば、特性に影響がないので、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスが２ｄＢ以下になるまで、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔを薄くするようにしている。
Ｓｉ基板１の基板厚Ｔの具体的な数値について、実施の形態２以降で説明する。
FIG. 8 is an explanatory diagram showing the calculation result of the correspondence between the coupling amount and the unbalance.
As for the calculation condition, the average output power is 7 dBm, and other conditions are the same as the calculation result of FIG.
As is apparent from FIG. 8, the adverse effect of imbalance can be suppressed by suppressing the amount of coupling.
Further, the calculation result of FIG. 7 shows that the coupling amount C decreases as the substrate thickness T of the
Therefore, in the first embodiment, in the case of ASK modulation, if the unbalance between the high frequency side and the low frequency side is 2 dB or less, there is no effect on the characteristics, so the high frequency signal output from the
Specific numerical values of the substrate thickness T of the
以上で明らかなように、この実施の形態１によれば、ＬＯ信号を発振する発振器２と、そのＬＯ信号を用いて変調された高周波信号を増幅する送信増幅器１０とを実装するＳｉ基板１の基板厚Ｔを所定値以下に規定するように構成したので、変調信号が数１００ＭＨｚ以上の高周波信号である場合でも、Ｓｉ基板１を介する干渉信号の回り込みを低減して、発振器２の誤動作を防止することができる効果を奏する。
As apparent from the above, according to the first embodiment, the
なお、この実施の形態１では、変調器２３がベースバンド信号をＡＭ変調するものについて示したが、送信増幅器１０から出力される高周波信号の包絡線が変動するような変調であれば、どの場合についても同様な現象が起きる。
したがって、変調器２３における変調方式はＡＭ変調に限るものではなく、たとえば、ＡＳＫ変調、ＱＰＳＫ変調、ＨＰＳＫ変調、１／４シフトＱＰＳＫ変調、１６ＱＡＭ変調、６４ＱＡＭ変調などの変調方式を用いても適用することができる。
また、変調器２３がＯＦＤＭ信号、マルチキャリア信号などの変調信号を出力するようにしてもよい。
In the first embodiment, the
Therefore, the modulation scheme in the
Further, the
また、この実施の形態１では、２逓倍器２１が発振器２から発振された周波数ｆ0のＬＯ信号を２逓倍するものについて示したが、２逓倍せずに周波数ｆ0のＬＯ信号を変調器２３に出力するようにしてもよく、同様の効果を奏することができる。
In the first embodiment, the
この実施の形態１では、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスを基準にしてＳｉ基板１の基板厚Ｔを規定するものについて示したが、発振器２から発振される信号のアンバランスを基準にしてＳｉ基板１の基板厚Ｔを規定するようにしてもよい。
なお、発振器２から発振される信号のアンバランスはＣＮに起因して発生するので、ＣＮを基準にしてＳｉ基板１の基板厚Ｔを規定するようにしてもよい。
In the first embodiment, the substrate thickness T of the
Note that since the unbalance of the signal oscillated from the
実施の形態２．
上記実施の形態１では、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスが２ｄＢ以下になるまで、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔを薄くするものについて示したが、この実施の形態２では、送信増幅器１０から出力される高周波信号の平均電力Ｐｏｕｔ［ｄＢｍ］と、その高周波信号のピークファクタＦｐ［ｄＢ］と、その高周波信号の搬送周波数ｆRF［ＧＨｚ］と、その高周波信号のベースバンド変調周波数ｆBB［ＭＨｚ］と、その送信増幅器１０における出力パッド１１と発振器２におけるグランド点３間の距離Ｒ［ｍｍ］と、その発振器２のグランド点３とグランド７間における寄生インダクタンスＬｔｏｔａｌとに基づいて、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔを具体的に規定するものについて説明する。
In the first embodiment, the case where the substrate thickness T of the
上述したように、ＡＳＫ変調の場合、周波数の高い側と低い側のアンバランスが２ｄＢ以下であれば、特性に影響がないと考えられるが、図８に示すように、アンバランスを２ｄＢ以下にするためには、結合量Ｃが−７８ｄＢ以下である必要があることがわかる。
また、図７の計算結果より、結合量を−７８ｄＢ以下とするためには、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔが１３５μｍ以下である必要があることがわかる。
したがって、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔが１３５μｍ以下であれば、送信増幅器１０と発振器２の結合による悪影響を抑えることができる。
As described above, in the case of ASK modulation, if the unbalance between the high frequency side and the low frequency side is 2 dB or less, it is considered that the characteristics are not affected. However, as shown in FIG. 8, the unbalance is set to 2 dB or less. In order to achieve this, it is understood that the binding amount C needs to be −78 dB or less.
Further, from the calculation result of FIG. 7, it can be seen that the substrate thickness T of the
Were it to Tsu, substrate thickness T of the
ただし、結合量Ｃは、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔの他にも、送信増幅器１０における出力パッド１１と発振器２におけるグランド点３間の距離Ｒや、高周波信号の搬送周波数ｆRF（＝２ｆ0）にも依存する。
Ｓｉ基板１の基板厚Ｔに関しては、図７に示すように、基板厚Ｔが半分になれば、結合量Ｃが６ｄＢ減少する。
距離Ｒに関しては、伝搬ロスと考えると、距離Ｒが２倍になれば、結合量Ｃが６ｄＢ減少すると考えられる。
高周波信号の搬送周波数ｆRFに関しては、搬送周波数ｆRFが半分になれば、結合量Ｃが６ｄＢ減少する。
However, in addition to the substrate thickness T of the
Regarding the substrate thickness T of the
Regarding the distance R, if it is considered as a propagation loss, it is considered that the coupling amount C is reduced by 6 dB if the distance R is doubled.
With respect to the carrier frequency f RF of the RF signal, the carrier frequency f RF is if half amount of coupling C is reduced 6 dB.
また、同じ結合量Ｃでも、高周波信号のベースバンド変調周波数ｆBBによって、アンバランスの大きさが変化し、ＦＭ変調の場合に発生する変調波のレベルがベースバンド変調周波数ｆBBに反比例する。したがって、高周波信号のベースバンド変調周波数ｆBBが２倍になれば、結合量Ｃが１／２倍になるのと等価になる。
また、発振器２のグランド点３のインピーダンスによって、干渉による包絡線電力が同じであっても、発生する包絡線電圧が異なる。グランド点３のインピーダンスがＬｔｏｔａｌ＝１．４ｎＨから５０Ωとしている。したがって、インダクタンスが１／２になれば電圧は１／２となり、結合量Ｃが６ｄＢ小さくなるのと等価になる。
また、包絡線電力は、高周波信号の平均電力ＰｏｕｔやピークファクタＦｐが増加すれば、それに比例して大きくなる。
Even with the same coupling amount C, the magnitude of the imbalance changes depending on the baseband modulation frequency f BB of the high-frequency signal, and the level of the modulation wave generated in the case of FM modulation is inversely proportional to the baseband modulation frequency f BB . Therefore, if the baseband modulation frequency f BB of the high frequency signal is doubled, it is equivalent to the coupling amount C being ½ times.
Further, the generated envelope voltage differs depending on the impedance of the
Further, the envelope power increases in proportion to the increase in the average power Pout and peak factor Fp of the high-frequency signal.
したがって、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスを２ｄＢ以下にするためには、高周波信号の平均電力Ｐｏｕｔ［ｄＢｍ］やピークファクタＦｐ［ｄＢ］などを考慮して、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔを規定する必要があり、下記の不等式（１）を満足すれば、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスを２ｄＢ以下にすることができる。
例えば、距離Ｒ＝２．３ｍｍ、搬送波周波数ｆRF＝５．８ＧＨｚ、ベースバンド周波数ｆBB＝１ＭＨｚ、平均電力Ｐｏｕｔ＝７ｄＢｍ、ピークファクタＦｐ＝３ｄＢであれば、基板厚Ｔ＝１３５μｍになる。
Ｔ ＜ １３５／２N ［μｍ］ （１）
Ｎ＝［（Ｐｏｕｔ−７）＋（Ｆｐ−３）＋（６ｆRF／５．８）−（６Ｒ／２．３）
−６ｆBB＋（６Ｌｔｏｔａｌ／１．４）］／６
Therefore, in order to reduce the unbalance of the high-frequency signal output from the
For example, if the distance R = 2.3 mm, the carrier frequency f RF = 5.8 GHz, the baseband frequency f BB = 1 MHz, the average power Pout = 7 dBm, and the peak factor Fp = 3 dB, the substrate thickness T = 135 μm.
T <135/2 N [μm] (1)
N = [(Pout−7) + (Fp−3) + (6f RF /5.8)−(6R/2.3)
−6f BB + (6Ltotal / 1.4)] / 6
これにより、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスを２ｄＢ以下にすることができるので、変調信号が数１００ＭＨｚ以上の高周波信号である場合でも、Ｓｉ基板１を介する干渉信号の回り込みを低減して、発振器２の誤動作を防止することができる効果を奏する。
As a result, the unbalance of the high-frequency signal output from the
実施の形態３．
上記実施の形態１，２では、発振器２の後段に２逓倍器２１が設けられているものについて示したが、図９に示すように、２逓倍器２１を設けずに、発振器２から発振される周波数ｆ0のＬＯ信号をＬＯアンプ２２に出力するようにしてもよい。
In the first and second embodiments, the case where the
変調回路８の変調器２３がＡＭ変調器である場合には、図９に示すように、送信増幅器１０から出力される高周波信号の中心周波数がｆ0になるが、送信増幅器１０から出力される高周波信号がＳｉ基板１を介して発振器２に干渉しない場合、送信増幅器１０から周波数ｆ0の信号の他に、周波数ｆLの信号と周波数ｆHの信号が出力される。
ｆL＝ｆ0−ｆBB
ｆL＝ｆ0＋ｆBB
ただし、ｆBBはベースバンド信号の周波数である。
When the
f L = f 0 −f BB
f L = f 0 + f BB
Here, f BB is the frequency of the baseband signal.
しかし、同一のＳｉ基板１上に送信増幅器１０と発振器２が形成された場合、Ｓｉ基板１は絶縁体でなく、一般的にはｐ型もしくはｎ型の基板であり、インピーダンスがそれほど高くないため、高周波信号の搬送波周波数ｆ0において、送信増幅器１０と発振器２がＳｉ基板１を介して結合する。
送信増幅器１０から出力される高周波信号の平均電力がＰｏｕｔ［ｄＢｍ］、送信増幅器１０と発振器２の結合量がＣ［ｄＢ］であるとすると、発振器２に対する干渉電力はＰｏｕｔ＋Ｃ［ｄＢｍ］になる。
However, when the
If the average power of the high-frequency signal output from the
例えば、発振器２が電圧で周波数を変動することができる発振器（ＶＣＯ）の場合、可変素子として、バラクタダイオードやＭＯＳキャパシタなどの可変容量が搭載される。
バラクタダイオードやＭＯＳキャパシタなど素子は、送信増幅器１０による干渉信号を包絡線検波するため、周波数がｆBBの信号（包絡線電圧）を発生する。
また、周波数ｆBBの信号の包絡線電力は、送信増幅器１０から出力される高周波信号のピークファクタＦｐ［ｄＢ］を考慮すると、ほぼＰｏｕｔ＋Ｃ＋Ｆｐになる。
発振器２のグランド点３とグランド７の間には、グランドパッド４に対する引き出し線５とグランドワイヤ６による寄生インダクタンスＬｔｏｔａｌが存在するため、発振器２のグランド点３のインピーダンスに応じた包絡線電圧が発生する。
発振器２は、電圧により発振周波数が変化するため、上記のようにして包絡線検波された周波数ｆBBの信号により、発振器２から発振されるＬＯ信号がＦＭ変調されることになる。
For example, when the
Since elements such as varactor diodes and MOS capacitors detect the interference signal from the
The envelope power of the signal of frequency f BB is approximately Pout + C + Fp when the peak factor Fp [dB] of the high-frequency signal output from the
Between the
Since the oscillation frequency of the
その結果、発振器２からは、周波数ｆ0のＬＯ信号の他に、周波数ｆBBの整数倍の周波数離れ信号が出力される。
また、周波数ｆBBの整数倍の周波数離れ信号は、ＬＯ信号がＦＭ変調されることにより発生する信号であるため、周波数が高い側と低い側に、位相が相互に１８０度異なる信号として複数発生することになる。
変調器２３から出力される高周波信号は、図９に示すように、周波数ｆ0，ｆL，ｆHを中心とする信号が足し合わされた信号になるが、上記の通り、ＬＯ信号はｆ0を中心にして、ｆBBの整数倍の周波数離れ信号を含む信号であるため、周波数ｆ0の高い側と低い側でレベルが異なるアンバランスな信号になる。
なお、送信増幅器１０から出力される高周波信号も、変調器２３から出力された高周波信号を増幅した信号であるため同様のスペクトルになる。
As a result, the
Further, since the frequency separation signal that is an integral multiple of the frequency f BB is a signal generated by FM modulation of the LO signal, a plurality of signals that are 180 degrees out of phase with each other are generated on the high frequency side and the low frequency side. Will do.
As shown in FIG. 9, the high-frequency signal output from the
Note that the high-frequency signal output from the
図１０は結合量とアンバランスの対応関係の計算結果を示す説明図である。
図９の高周波集積回路において、結合量Ｃの結合が送信増幅器１０と発振器２の間に存在する場合において、送信増幅器１０の出力波形が理想的なＡＭ変調とＦＭ変調が組み合わせたものとして計算している。
ただし、発振器２の感度が５００［ＭＨｚ／Ｖ］、発振器２のグランド点３のインピーダンスが５０Ω（Ｌｔｏｔａｌ≒１．４ｎＨ、ｆＲＦ＝５．８ＧＨｚ）、高周波信号の平均電力Ｐｏｕｔが７ｄ［Ｂｍ］であるとしている。
FIG. 10 is an explanatory diagram showing the calculation result of the correspondence between the coupling amount and the unbalance.
In the high-frequency integrated circuit of FIG. 9, when the coupling of the coupling amount C exists between the
However, the sensitivity of the
上述したように、ＡＳＫ変調の場合、周波数の高い側と低い側のアンバランスが２ｄＢ以下であれば、特性に影響がないと考えられるが、図１０に示すように、アンバランスを２ｄＢ以下にするためには、結合量Ｃが−７０ｄＢ以下である必要があることがわかる。
また、図７の計算結果より、結合量を−７０ｄＢ以下とするためには、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔが２５０μｍ以下である必要があることがわかる。
Ｓｉ基板１の基板厚Ｔが２５０μｍ以下であれば、送信増幅器１０と発振器２の結合による悪影響を抑えることができる。
As described above, in the case of ASK modulation, if the unbalance between the high frequency side and the low frequency side is 2 dB or less, it is considered that the characteristics are not affected. However, as shown in FIG. 10, the unbalance is set to 2 dB or less. In order to achieve this, it is understood that the binding amount C needs to be −70 dB or less.
Further, from the calculation result of FIG. 7, it is understood that the substrate thickness T of the
If the substrate thickness T of the
送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスを２ｄＢ以下にするためには、上記実施の形態２で説明したように、高周波信号の平均電力Ｐｏｕｔ［ｄＢｍ］やピークファクタＦｐ［ｄＢ］などを考慮して、Ｓｉ基板１の基板厚Ｔを規定する必要がある。
下記の不等式（２）を満足すれば、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスを２ｄＢ以下にすることができる。
例えば、距離Ｒ＝２．３ｍｍ、搬送波周波数ｆRF＝５．８ＧＨｚ、ベースバンド周波数ｆBB＝１ＭＨｚ、平均電力Ｐｏｕｔ＝７ｄＢｍ、ピークファクタＦｐ＝３ｄＢであれば、基板厚Ｔ＝２５０μｍになる。
Ｔ ＜ ２５０／２N ［μｍ］ （２）
Ｎ＝［（Ｐｏｕｔ−７）＋（Ｆｐ−３）＋（６ｆRF／５．８）−（６Ｒ／２．３）
−６ｆBB＋（６Ｌｔｏｔａｌ／１．４）］／６
In order to reduce the unbalance of the high frequency signal output from the
If the following inequality (2) is satisfied, the unbalance of the high-frequency signal output from the
For example, if the distance R = 2.3 mm, the carrier frequency f RF = 5.8 GHz, the baseband frequency f BB = 1 MHz, the average power Pout = 7 dBm, and the peak factor Fp = 3 dB, the substrate thickness T = 250 μm.
T <250/2 N [μm] (2)
N = [(Pout−7) + (Fp−3) + (6f RF /5.8)−(6R/2.3)
−6f BB + (6Ltotal / 1.4)] / 6
これにより、送信増幅器１０から出力される高周波信号のアンバランスを２ｄＢ以下にすることができるので、変調信号が数１００ＭＨｚ以上の高周波信号である場合でも、Ｓｉ基板１を介する干渉信号の回り込みを低減して、発振器２の誤動作を防止することができる効果を奏する。
As a result, the unbalance of the high-frequency signal output from the
実施の形態４．
上記実施の形態１〜３では、発振器２のグランド点３と接続されるグランドパッド４がＳｉ基板１上に１個形成され、そのグランドパッド４がグランドワイヤ６を介してグランド７に接続されているものについて示したが、図１１に示すように、発振器２のグランド点３と接続されるグランドパッド４がＳｉ基板上１に複数個形成され、複数のグランドパッド４がグランドワイヤ６を介してそれぞれグランド７に接続されるようにしてもよい。
In the first to third embodiments, one
ここで、図１２は発振器２におけるグランド点３とグランド７との間の寄生インダクタンスを示す説明図である。
発振器２におけるグランド点３とグランド７との間の寄生インダクタンスＬｔｏｔａｌは、引き出し線５の寄生インダクタンスＬｌｉｎｅと、グランドワイヤ６の寄生インダクタンスＬｗｉｒｅの和になる。
上述したように、干渉によるアンバランスは、発振器２のグランド点３のインピーダンスに依存し、そのインピーダンスが低くなれば、結合した干渉電圧が小さくなるため、干渉によるアンバランスを抑圧することができる。
Here, FIG. 12 is an explanatory diagram showing the parasitic inductance between the
The parasitic inductance Ltotal between the
As described above, the imbalance due to the interference depends on the impedance of the
この実施の形態４では、図１１に示すように、グランドパッド４とグランドワイヤ６を複数個設けているため、グランドワイヤ６の寄生インダクタンスＬｗｉｒｅが小さくなり、発振器２におけるグランド点３とグランド７との間の寄生インダクタンスＬｔｏｔａｌが小さくなる。
その結果、上記実施の形態１〜３よりも、干渉によるアンバランスを抑えることができる効果を奏する。
In the fourth embodiment, as shown in FIG. 11, since a plurality of
As a result, it is possible to suppress an imbalance due to interference, as compared with the first to third embodiments.
実施の形態５．
上記実施の形態４では、グランドパッド４とグランドワイヤ６を複数個設けることにより、グランドワイヤ６の寄生インダクタンスＬｗｉｒｅを小さくするものについて示したが、図１３に示すように、更に、発振器２のグランド点３をＳｉ基板１の縁部に形成するようにしてもよい。
この場合、引き出し線５を短くすることができるため、引き出し線８の寄生インダクタンスＬｌｉｎｅが小さくなり、発振器２におけるグランド点３とグランド７との間の寄生インダクタンスＬｔｏｔａｌが小さくなる。
その結果、上記実施の形態１〜４よりも、干渉によるアンバランスを抑えることができる効果を奏する。
Embodiment 5 FIG.
In the above-described fourth embodiment, the case where the
In this case, since the lead line 5 can be shortened, the parasitic inductance Lline of the
As a result, it is possible to suppress an imbalance due to interference, as compared with the first to fourth embodiments.
実施の形態６．
上記実施の形態４では、グランドパッド４とグランドワイヤ６を複数個設けることにより、グランドワイヤ６の寄生インダクタンスＬｗｉｒｅを小さくするものについて示したが、図１４に示すように、発振器２のグランド点３をヴィアホール２４を介してグランド７に接続するようにしてもよい。
この場合、引き出し線８やグランドワイヤ６を用いずに、発振器２のグランド点３を接地することができるため、発振器２におけるグランド点３とグランド７との間の寄生インダクタンスＬｔｏｔａｌがヴィアホール２４の寄生インダクタンスＬｖｉａのみとなり、大幅に低減することができる。
これにより、上記実施の形態１〜５よりも、干渉によるアンバランスを抑えることができる効果を奏する。
In the above-described fourth embodiment, the case where the
In this case, since the
Thereby, the effect which can suppress the imbalance by interference is show | played rather than the said Embodiment 1-5.
なお、実施の形態１〜６の高周波集積回路を別の基板に実装する場合には、別の基板上の高周波集積回路の裏面が接する部分は、ヴィアホール、スルーホールなどで接地されたグランド面になっている必要がある。さらに基板上の高周波集積回路の裏面と基板上の前記グランド面とは、半田、導電性接着材、導電性シートなど、導電性のあるもので接着されている必要がある。前記基板上の高周波集積回路の裏面が接する部分がグランドでない、もしくは、さらに基板上の高周波集積回路の裏面と基板上の前記グランド面が導電性のないもので接着されている場合には、高周波集積回路基板が接地されないことによって、送信増幅器の出力とＶＣＯのグランド点との間の結合量が増大してしまい、結果として、干渉による周波数のアンバランスが増大してしまう。したがって、実施の形態１〜６の高周波集積回路を別の基板に実装する場合には、基板上の高周波集積回路基板の裏面が接する部分は、ヴィアホール、スルーホールなどで接地されたグランド面とし、かつ、基板上の高周波集積回路基板の裏面と前記基板上の前記グランド面とは、半田、導電性接着材、導電性シートなど、導電性のあるもので接着することにより十分な接地を得られ、干渉による周波数のアンバランスを抑圧することができる。 When the high-frequency integrated circuit according to any of the first to sixth embodiments is mounted on another substrate, the portion of the high-frequency integrated circuit on another substrate that is in contact with the back surface is a ground plane grounded by a via hole, a through hole, or the like. It is necessary to become. Furthermore, the back surface of the high-frequency integrated circuit on the substrate and the ground surface on the substrate need to be bonded with a conductive material such as solder, a conductive adhesive, or a conductive sheet. If the back surface of the high-frequency integrated circuit on the substrate is not in contact with the ground, or if the back surface of the high-frequency integrated circuit on the substrate and the ground surface on the substrate are bonded with non-conductive material, Since the integrated circuit board is not grounded, the amount of coupling between the output of the transmission amplifier and the ground point of the VCO increases, and as a result, frequency imbalance due to interference increases. Therefore, when the high-frequency integrated circuit according to any of the first to sixth embodiments is mounted on another substrate, the portion of the substrate that contacts the back surface of the high-frequency integrated circuit substrate is a ground plane that is grounded by a via hole, a through hole, or the like. In addition, the back surface of the high-frequency integrated circuit substrate on the substrate and the ground surface on the substrate are bonded with a conductive material such as solder, a conductive adhesive, or a conductive sheet to obtain sufficient grounding. Thus, frequency imbalance due to interference can be suppressed.
１ Ｓｉ基板（シリコン基板）、２ 発振器、３ グランド点、４ グランドパッド、５ 引き出し線、６ グランドワイヤ、７ グランド、８ 変調回路、９ 入力パッド、１０ 送信増幅器、１１ 出力パッド、２１ ２逓倍器、２２ ＬＯアンプ、２３ 変調器、２４ ヴィアホール。
1 Si substrate (silicon substrate), 2 oscillator, 3 ground point, 4 ground pad, 5 lead wire, 6 ground wire, 7 ground, 8 modulation circuit, 9 input pad, 10 transmission amplifier, 11 output pad, 21 2 multiplier , 22 LO amplifier, 23 modulator, 24 via hole.
Claims (5)
上記シリコン基板の基板厚は、上記送信増幅器から出力される高周波信号のアンバランスが所定値以下になるように規定されており、
さらに、上記シリコン基板の基板厚は、送信増幅器から出力される高周波信号の平均電力と、その高周波信号のピークファクタと、その高周波信号の搬送周波数と、その高周波信号のベースバンド変調周波数と、その送信増幅器における出力点と発振器におけるグランド点間の距離と、その発振器のグランド点とグランド間における寄生インダクタンスとから規定されていることを特徴とする高周波集積回路。 A silicon substrate having a substrate thickness of a predetermined value or less, an oscillator formed on the silicon substrate and generating a local oscillation signal, and a local oscillation signal formed on the silicon substrate and oscillated from the oscillator are modulated. A high frequency integrated circuit comprising a transmission amplifier for amplifying the high frequency signal ,
The substrate thickness of the silicon substrate is defined so that the unbalance of the high-frequency signal output from the transmission amplifier is a predetermined value or less,
Further, the substrate thickness of the silicon substrate includes the average power of the high-frequency signal output from the transmission amplifier, the peak factor of the high-frequency signal, the carrier frequency of the high-frequency signal, the baseband modulation frequency of the high-frequency signal, A high-frequency integrated circuit characterized by being defined by a distance between an output point in a transmission amplifier and a ground point in an oscillator and a parasitic inductance between the ground point of the oscillator and the ground .
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