JP4679433B2 - Oscillator circuit - Google Patents
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Description
本発明は、PMOSトランジスタおよびNMOSトランジスタを含む複数個のインバータがリング状に接続されてなる発振回路に関するものである。 The present invention relates to an oscillation circuit in which a plurality of inverters including a PMOS transistor and an NMOS transistor are connected in a ring shape.
多相クロックを発生することができる回路として、複数個のインバータがリング状に接続された構成を有する発振回路が知られている(特許文献1を参照)。図11は、従来の発振回路9の回路図である。この図に示される発振回路9は、5個のインバータI0〜I4を備えている。各インバータImは、PMOSトランジスタPmのドレイン端子とNMOSトランジスタNmのドレイン端子とが互いに接続された構成となっていて、当該接続点が出力端となっている。ここで、mは0以上4以下の各整数である。
As a circuit capable of generating a multiphase clock, an oscillation circuit having a configuration in which a plurality of inverters are connected in a ring shape is known (see Patent Document 1). FIG. 11 is a circuit diagram of a
インバータI0の出力端は、インバータI1のPMOSトランジスタP1およびNMOSトランジスタN1それぞれのゲート端子に接続されている。インバータI1の出力端は、インバータI2のPMOSトランジスタP2およびNMOSトランジスタN2それぞれのゲート端子に接続されている。インバータI2の出力端は、インバータI3のPMOSトランジスタP3およびNMOSトランジスタN3それぞれのゲート端子に接続されている。インバータI3の出力端は、インバータI4のPMOSトランジスタP4およびNMOSトランジスタN4それぞれのゲート端子に接続されている。また、インバータI5の出力端は、インバータI0のPMOSトランジスタP0およびNMOSトランジスタN0それぞれのゲート端子に接続されている。このように、5個のインバータI0〜I4はリング状に接続されている。 The output terminal of the inverter I 0 is connected to the gate terminals of the PMOS transistor P 1 and the NMOS transistor N 1 of the inverter I 1 . The output terminal of the inverter I 1 is connected to the PMOS transistor P 2 and NMOS transistor N 2 respective gate terminals the inverter I 2. The output terminal of the inverter I 2 is connected to the PMOS transistor P 3 and the gate terminals NMOS transistor N 3 of the inverter I 3. The output terminal of the inverter I 3 is connected to the PMOS transistor P 4 and the gate terminals NMOS transistor N 4 of the inverter I 4. The output terminal of the inverter I 5 is connected to the PMOS transistors P 0 and NMOS transistors N 0 the gate terminals of the inverter I 0. Thus, the five inverters I 0 to I 4 are connected in a ring shape.
そして、各インバータImにおいて、PMOSトランジスタPmのソース端子には高電位の基準電圧が印加されるとともに、NMOSトランジスタNmのソース端子には低電位の基準電圧が印加されて、これにより、PMOSトランジスタPmおよびNMOSトランジスタNmそれぞれのゲート端子に入力された論理信号の論理レベルが反転されて、その反転された論理信号が出力端から出力される。その結果、5個のインバータI0〜I4がリング状に接続されて構成された発振回路9は、図12に示される波形図のように、各インバータImの出力端から出力される論理信号の論理レベルが周期的に反転を繰り返して、或る発振周波数で発振する。図12は、発振回路9の発振動作を説明する波形図である。この図は、シミュレーション結果を示しており、各インバータImの出力端の電圧レベルVmの時間的変化の様子を示している。
In each inverter I m, with a reference voltage of a high potential is applied to the source terminal of the PMOS transistor P m, to the source terminal of the NMOS transistor N m and reference voltage of the low potential is applied, thereby, PMOS transistors P m and the logic level of the NMOS transistor N m logic signals input to the gate terminal is inverted, the inverted logic signal is output from the output terminal. As a result, the
図13は、発振回路9を含むシリアル-パラレル変換回路8の回路図である。この図に示されるシリアル-パラレル変換回路8は、発振回路9に加えて、5個のフリップフロップFF0〜FF4を備えている。フリップフロップFF0は、発振回路9のインバータI0の出力端から出力される電圧レベルV0を、クロック信号CK0としてクロック入力端子に入力する。フリップフロップFF1は、発振回路9のインバータI2の出力端から出力される電圧レベルV0を、クロック信号CK1としてクロック入力端子に入力する。フリップフロップFF2は、発振回路9のインバータI4の出力端から出力される電圧レベルV0を、クロック信号CK2としてクロック入力端子に入力する。フリップフロップFF3は、発振回路9のインバータI1の出力端から出力される電圧レベルV0を、クロック信号CK3としてクロック入力端子に入力する。また、フリップフロップFF4は、発振回路9のインバータI3の出力端から出力される電圧レベルV0を、クロック信号CK4としてクロック入力端子に入力する。
FIG. 13 is a circuit diagram of the serial-
そして、各フリップフロップFFmは、変換対象であるシリアルデータをD入力端子に入力し、クロック入力端子に入力するクロック信号CKmの立上がり時刻にD入力端子に入力されていたデータのレベルを保持し、その保持したデータDmをQ出力端子から出力する。 Each flip-flop FF m inputs serial data to be converted to the D input terminal, and holds the level of the data input to the D input terminal at the rising time of the clock signal CK m input to the clock input terminal. The held data Dm is output from the Q output terminal.
図14は、発振回路9を含むシリアル-パラレル変換回路8の入出力動作の説明図である。この図は、上から順に、変換対象であるシリアルデータ、各フリップフロップFFmのクロック入力端子に入力されるクロック信号CKm、および、各フリップフロップFFmのQ出力端子から出力されるデータDm、それぞれを示している。このように、複数個のインバータがリング状に接続された構成を有する発振回路は、多相クロックを発生することができる回路として、シリアル-パラレル変換回路等において用いられる。
ところで、図13中および図14中に示したように、シリアル-パラレル変換回路における変換動作を高速化するには、シリアル-パラレル変換回路に供給される多相クロックの間隔(2×Tdelay)を小さくすることが重要であり、ひいては、発振回路の各インバータImにおける遅延時間Tdelayを小さくし、発振回路の発振周波数を高くすることが重要である。 By the way, as shown in FIG. 13 and FIG. 14, in order to speed up the conversion operation in the serial-parallel conversion circuit, the interval (2 × Tdelay) of the multiphase clocks supplied to the serial-parallel conversion circuit is set. it is important to reduce, in turn, reduce the delay time Tdelay in each inverter I m of the oscillation circuit, it is important to increase the oscillation frequency of the oscillation circuit.
しかしながら、一般的に、NMOSトランジスタと比較して、PMOSトランジスタは、駆動能力が低く、動作速度が遅い。すなわち、図12中に示したように、例えば、インバータI1の出力端の電圧レベルV1(すなわち、インバータI2に入力される電圧レベル)がハイレベルからローレベルに転じる時刻T1に対して、インバータI2の出力端の電圧レベルV2がローレベルからハイレベルに転じる時刻は、時間Tdlだけ遅れる。この時間Tdlの遅れは、時刻T1において、インバータI2のNMOSトランジスタN2が弱いオン状態にあり、PMOSトランジスタP2の駆動能力がまだ弱いことに因る。それ故、上記の従来の発振回路9は、PMOSトランジスタにより律速されて、発振周波数を高くすることができない。
However, in general, compared with an NMOS transistor, a PMOS transistor has a low driving capability and a low operating speed. That is, as shown in FIG. 12, for example, the voltage level V 1 of the output terminal of the inverter I 1 (i.e., the voltage level input to the inverter I 2) relative to the time T1 when switches from high level to low level , the time the voltage level V 2 of the output terminal of the inverter I 2 turns from a low level to a high level is delayed by the time Tdl. This time delay Tdl at time T1, is in the NMOS transistor N 2 is weak on-state of the inverter I 2, due to the still weak drive capability PMOS transistor P 2. Therefore, the
本発明は、上記問題点を解消する為になされたものであり、発振周波数を高くすることができる発振回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide an oscillation circuit capable of increasing the oscillation frequency.
第1の発明に係る発振回路は、各々のドレイン端子が互いに接続されたPMOSトランジスタおよびNMOSトランジスタを含み当該接続点を出力端とする2M個のインバータIA,0〜IA,M−1,IB,0〜IB,M−1を備え、インバータIA,mの出力端が、インバータIA,m1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されており、インバータIB,mの出力端が、インバータIB,m1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴とする。ただし、Mは3以上の奇数であり、mは0以上(M−1)以下の各整数であり、m1は(m+1)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数であり、m2は(m+meven)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数であり、mevenは2以上(M−1)以下の偶数である。 The oscillation circuit according to the first invention includes a PMOS transistor and an NMOS transistor each having a drain terminal connected to each other, and includes 2M inverters IA , 0 to IA , M-1 , I B, 0 to I B, M−1 , the output terminal of the inverter IA , m is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter IA , m1 , and the PMOS transistor of the inverter IB, m2 is connected to the gate terminal, an inverter I B, the output terminal of the m, is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter I B, m1, is connected to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I a, m @ 2 It is characterized by being. However, M is an odd number of 3 or more, m is an integer of 0 or more and (M−1) or less, m1 is a remainder when (m + 1) is divided by M, and is 0 or more (M−1). M2 is a remainder when (m + m even ) is divided by M, and is an integer of 0 or more (M−1), and m even is an even number of 2 or more (M−1) or less. is there.
この第1の発明に係る発振回路においては、M個のインバータIA,0〜IA,M−1は、各インバータの出力端とNMOSトランジスタのゲート端子との接続に関してはリング状に接続されている。また、M個のインバータIB,0〜IB,M−1も、各インバータの出力端とNMOSトランジスタのゲート端子との接続に関してはリング状に接続されている。しかし、各インバータIA,mの出力端は、インバータIB,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されており、各インバータIB,mの出力端は、インバータIA,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されている。このように構成されることで、各インバータIB,mの出力端電圧の遷移のタイミングを早めることができるので、この発振回路は発振周波数を高くすることができる。 In the oscillation circuit according to the first aspect of the invention, the M inverters IA , 0 to IA , M-1 are connected in a ring shape with respect to the connection between the output terminal of each inverter and the gate terminal of the NMOS transistor. ing. The M inverters IB , 0 to IB , M-1 are also connected in a ring with respect to the connection between the output terminal of each inverter and the gate terminal of the NMOS transistor. However, each of the inverters I A, the output terminal of the m is connected to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I B, m @ 2, each of the inverters I B, the output terminal of the m is, the PMOS transistor of the inverter I A, m @ 2 Connected to the gate terminal. With this configuration, the transition timing of the output terminal voltage of each inverter IB , m can be advanced, so that this oscillation circuit can increase the oscillation frequency.
第2の発明に係る発振回路は、各々のドレイン端子が互いに接続されたPMOSトランジスタおよびNMOSトランジスタを含み当該接続点を出力端とするM個のインバータI0〜IM−1を備え、インバータImの出力端が、インバータIm1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIm3のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されていることを特徴とする。ただし、Mは5以上の奇数であり、mは0以上(M−1)以下の各整数であり、m1は(m+1)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数であり、m3は(m+modd)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数であり、moddは3以上(M−2)以下の奇数である。 An oscillation circuit according to a second aspect of the present invention includes M inverters I 0 to I M−1 including a PMOS transistor and an NMOS transistor each having a drain terminal connected to each other and having the connection point as an output terminal. The output terminal of m is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter I m1 and to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I m3 . However, M is an odd number of 5 or more, m is an integer of 0 or more and (M−1) or less, m1 is a remainder when (m + 1) is divided by M, and is 0 or more (M−1). M3 is a remainder when (m + m odd ) is divided by M, and is an integer of 0 to (M−1), and m odd is an odd number of 3 to (M−2). is there.
この第2の発明に係る発振回路においては、M個のインバータI0〜IM−1は、各インバータの出力端とNMOSトランジスタのゲート端子との接続に関してはリング状に接続されている。しかし、各インバータImの出力端は、インバータIm3のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されている。このように構成されることで、各インバータImの出力端電圧の遷移のタイミングを早めることができるので、この発振回路は発振周波数を高くすることができる。 In the oscillation circuit according to the second aspect of the invention, the M inverters I 0 to I M-1 are connected in a ring shape with respect to the connection between the output terminal of each inverter and the gate terminal of the NMOS transistor. However, the output terminal of the inverter I m is connected to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I m3. By such a configuration, it is possible to advance the timing of the transition of the output voltage of each inverter I m, the oscillation circuit can increase the oscillation frequency.
本発明によれば、発振周波数を高くすることができる発振回路を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the oscillation circuit which can make an oscillation frequency high can be provided.
以下、添付図面を参照して、本発明を実施するための最良の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 The best mode for carrying out the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings. In the description of the drawings, the same elements are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted.
(第1実施形態)
先ず、本発明に係る発振回路の第1実施形態について説明する。図1は、第1実施形態に係る発振回路1の回路図である。この図に示される発振回路1は、共通の構成を有する10個のインバータIA,0〜IA,4,IB,0〜IB,4を備える。
(First embodiment)
First, a first embodiment of an oscillation circuit according to the present invention will be described. FIG. 1 is a circuit diagram of an
各インバータIA,mは、PMOSトランジスタPA,mおよびNMOSトランジスタNA,mを含み、これらPMOSトランジスタPA,mおよびNMOSトランジスタNA,mそれぞれのドレイン端子が互いに接続されていて、当該接続点が出力端となっている。同様に、各インバータIB,mは、PMOSトランジスタPB,mおよびNMOSトランジスタNB,mを含み、これらPMOSトランジスタPB,mおよびNMOSトランジスタNB,mそれぞれのドレイン端子が互いに接続されていて、当該接続点が出力端となっている。ここで、mは0以上4以下の各整数である。 Each inverter I A, m includes PMOS transistors P A, m and NMOS transistors N A, the m, with the PMOS transistors P A, m and NMOS transistors N A, m respective drain terminals are connected to each other, the The connection point is the output end. Similarly, each of the inverters I B, m is, PMOS transistors P B, m and NMOS transistors N B, wherein the m, the PMOS transistors P B, m and NMOS transistors N B, m is the respective drain terminals are connected to each other The connection point is the output end. Here, m is an integer of 0 or more and 4 or less.
各インバータIA,mの出力端は、インバータIA,m1のNMOSトランジスタNA,m1のゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,m2のPMOSトランジスタPB,m2のゲート端子に接続されている。同様に、各インバータIB,mの出力端は、インバータIB,m1のNMOSトランジスタNB,m1のゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,m2のPMOSトランジスタPA,m2のゲート端子に接続されている。ここで、m1は、(m+1)を5で除算したときの剰余であって、0以上4以下の整数である。また、m2は、(m+2)を5で除算したときの剰余であって、0以上4以下の整数である。 The output terminal of each inverter IA , m is connected to the gate terminal of the NMOS transistor NA, m1 of the inverter IA , m1 , and to the gate terminal of the PMOS transistor PB, m2 of the inverter IB , m2. ing. Similarly, each of the inverters I B, the output terminal of the m is, the inverter I B, m1 of NMOS transistors N B, m1 is connected to the gate terminal of the gate terminal of the inverter I A, m @ 2 of PMOS transistor P A, m @ 2 It is connected to the. Here, m1 is a remainder when (m + 1) is divided by 5, and is an integer from 0 to 4. M2 is a remainder when (m + 2) is divided by 5, and is an integer of 0 or more and 4 or less.
すなわち、インバータIA,0の出力端は、インバータIA,1のNMOSトランジスタNA,1のゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,2のPMOSトランジスタPB,2のゲート端子に接続されている。インバータIA,1の出力端は、インバータIA,2のNMOSトランジスタNA,2のゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,3のPMOSトランジスタPB,3のゲート端子に接続されている。インバータIA,2の出力端は、インバータIA,3のNMOSトランジスタNA,3のゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,4のPMOSトランジスタPB,4のゲート端子に接続されている。インバータIA,3の出力端は、インバータIA,4のNMOSトランジスタNA,4のゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,0のPMOSトランジスタPB,0のゲート端子に接続されている。インバータIA,4の出力端は、インバータIA,0のNMOSトランジスタNA,0のゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,1のPMOSトランジスタPB,1のゲート端子に接続されている。 That is, the output terminal of the inverter IA , 0 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor NA , 1 of the inverter IA , 1 and to the gate terminal of the PMOS transistor PB , 2 of the inverter IB , 2. Has been. The output terminal of the inverter I A, 1 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N A, 2 of the inverter I A, 2 and to the gate terminal of the PMOS transistor P B, 3 of the inverter I B, 3. Yes. The output terminal of the inverter I A, 2 is connected to the gate terminal of the inverter I A, 3 of the NMOS transistor N A, 3, is connected to the gate terminal of the inverter I B, 4 of the PMOS transistor P B, 4 Yes. The output terminal of the inverter I A, 3 is connected to the gate terminal of the inverter I A, 4 of the NMOS transistor N A, 4, is connected to the gate terminal of the inverter I B, PMOS transistor P B, 0 0 Yes. The output terminal of the inverter I A, 4 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N A, 0 of the inverter I A, 0 and to the gate terminal of the PMOS transistor P B, 1 of the inverter IB , 1. Yes.
同様に、インバータIB,0の出力端は、インバータIB,1のNMOSトランジスタNB,1のゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,2のPMOSトランジスタPA,2のゲート端子に接続されている。インバータIB,1の出力端は、インバータIB,2のNMOSトランジスタNB,2のゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,3のPMOSトランジスタPA,3のゲート端子に接続されている。インバータIB,2の出力端は、インバータIB,3のNMOSトランジスタNB,3のゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,4のPMOSトランジスタPA,4のゲート端子に接続されている。インバータIB,3の出力端は、インバータIB,4のNMOSトランジスタNB,4のゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,0のPMOSトランジスタPA,0のゲート端子に接続されている。インバータIB,4の出力端は、インバータIB,0のNMOSトランジスタNB,0のゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,1のPMOSトランジスタPA,1のゲート端子に接続されている。 Similarly, the output terminal of the inverter I B, 0 is connected to the gate terminal of the inverter I B, 1 of the NMOS transistor N B, 1, to the inverter I A, 2 of PMOS transistor P A, 2 gate terminal It is connected. The output terminal of the inverter I B, 1 is connected to the inverter I B, 2 of the NMOS transistor N B, 2 of the gate terminal, connected to the gate terminal of the inverter I A, 3 of PMOS transistor P A, 3 Yes. The output terminal of the inverter I B, 2 is connected to the gate terminal of the inverter I B, 3 of the NMOS transistor N B, 3, is connected to the gate terminal of the inverter I A, 4 of the PMOS transistor P A, 4 Yes. The output terminal of the inverter I B, 3 is connected to the gate terminal of the inverter I B, 4 of the NMOS transistor N B, 4, is connected to the gate terminal of the inverter I A, PMOS transistor P A, 0 0 Yes. The output terminal of the inverter I B, 4 is connected to the gate terminal of the inverter I B, NMOS transistors N B, 0 0, is connected to the gate terminal of the inverter I A, 1 of the PMOS transistor P A, 1 Yes.
各インバータIA,mのPMOSトランジスタPA,mおよび各インバータIB,mのPMOSトランジスタPB,mそれぞれのソース端子には、高電位の基準電圧が印加される。また、各インバータIA,mのNMOSトランジスタNA,mおよび各インバータIB,mのNMOSトランジスタNB,mそれぞれのソース端子には、低電位の基準電圧が印加される。これにより、発振回路1は発振動作する。
A high potential reference voltage is applied to the source terminals of the PMOS transistors P A, m of each inverter I A, m and the PMOS transistors P B, m of each inverter I B, m . Moreover, each inverter I A, NMOS transistors N A of m, m and each inverter I B, NMOS transistors N B of m, m in each of the source terminal, the reference voltage of the low potential is applied. As a result, the
図2は、第1実施形態に係る発振回路1の発振動作を説明する波形図である。この図は、シミュレーション結果を示しており、上から順に、インバータIA,0,IB,0の出力端の電圧レベルVA,0,VB,0、インバータIA,1の出力端の電圧レベルVA,1、インバータIA,2の出力端の電圧レベルVA,2、インバータIA,3の出力端の電圧レベルVA,3、インバータIA,4の出力端の電圧レベルVA,4、それぞれの時間的変化の様子を示している。なお、インバータIA,mの出力端の電圧レベルVA,mと、インバータIB,mの出力端の電圧レベルVB,mとは、ちょうど半周期だけ互いにシフトして時間的に変化する。
FIG. 2 is a waveform diagram for explaining the oscillation operation of the
この図2を用いて、第1実施形態に係る発振回路1の発振動作について、インバータIA,2の動作を中心にして説明すると、以下のとおりである。インバータIA,2のPMOSトランジスタPA,2のゲート端子には、インバータIB,0の出力端の電圧レベルVB,0が入力される。インバータIA,2のNMOSトランジスタNA,2のゲート端子には、インバータIA,1の出力端の電圧レベルVA,1が入力される。
The oscillation operation of the
図2中において、インバータIA,0の出力端の電圧レベルVA,0は、時刻T1aにローレベルからハイレベルに転じ、時刻T2aにハイレベルからローレベルに転じる。インバータIB,0の出力端の電圧レベルVB,0は、時刻T1aにハイレベルからローレベルに転じ、時刻T2aにローレベルからハイレベルに転じる。インバータIA,1の出力端の電圧レベルVA,1は、時刻T1にハイレベルからローレベルに転じ、時刻T2にローレベルからハイレベルに転じる。なお、レベルが閾値を越える時を、レベルが転じる時とする。また、時刻T1a,T1,T2a,T2は、「T1a<T1<T2a<T2」なる関係があり、発振の1周期内に含まれる。 In FIG. 2, the voltage level V A, 0 at the output terminal of the inverter I A, 0 changes from the low level to the high level at time T1a, and changes from the high level to the low level at time T2a. Voltage level V B, 0 at the output terminal of the inverter I B, 0 is time T1a turned from the high level to the low level, changes from low level to high level at time T2a. The voltage level V A, 1 at the output terminal of the inverter IA , 1 changes from high level to low level at time T1, and changes from low level to high level at time T2. The time when the level exceeds the threshold is the time when the level changes. Further, the times T1a, T1, T2a, and T2 have a relationship of “T1a <T1 <T2a <T2” and are included in one cycle of oscillation.
時刻T1aから時刻T1までの期間は、インバータIA,2のPMOSトランジスタPA,2およびNMOSトランジスタNA,2の双方がオン状態となっているので、インバータIA,2の出力欄の電圧レベルVA,2は、ゆっくりと高くなっていく。時刻T1において、NMOSトランジスタNA,2は弱いオン状態にあるが、PMOSトランジスタPA,2は完全にオン状態になっていることから、インバータIA,2の出力欄の電圧レベルVA,2は急速に高くなっていく。時刻T2aにおいて、PMOSトランジスタPA,2およびNMOSトランジスタNA,2の双方がオフ状態となっているので、インバータIA,2の出力欄の電圧レベルVA,2の上昇は止まる。そして、時刻T2においては、NMOSトランジスタNA,2がオン状態となっているので、インバータIA,2の出力欄の電圧レベルVA,2は急速に低くなっていく。 During the period from the time T1a to the time T1 , since both the PMOS transistor P A, 2 and the NMOS transistor N A, 2 of the inverter IA , 2 are in the on state, the voltage in the output column of the inverter IA , 2 Level V A, 2 increases slowly. At time T1, the NMOS transistor N A, 2 is weakly turned on, but the PMOS transistor P A, 2 is completely turned on, so that the voltage level V A, 2 in the output column of the inverter I A, 2 is 2 gets higher rapidly. At time T2a, since both the PMOS transistor P A, 2 and the NMOS transistor N A, 2 are in the off state, the voltage level V A, 2 in the output column of the inverter I A, 2 stops increasing. At time T2, since the NMOS transistor N A, 2 is in the on state, the voltage level V A, 2 in the output column of the inverter I A, 2 rapidly decreases.
インバータIA,1の出力端の電圧レベルVA,1が閾値を越える時刻T1に対して、インバータIA,2の出力端の電圧レベルVA,2が閾値を越える時刻T2は、時間Tdlだけ遅れる。しかし、図12に示された従来の発振回路9の発振動作と比較すると、本実施形態に係る発振回路1において、各インバータの遅延時間を律速していたPMOSトランジスタは、インバータの遅延時間分早いタイミングの信号をゲート端子に受けて動作するため、ハイレベルからローレベル及びローレベルからハイレベルに転じるタイミングが早くなる。したがって、各インバータIB,mの出力端電圧の遷移のタイミングが早まり、上記の時間Tdlが短いので、本実施形態に係る発振回路1の発振周波数は高くなる。
The time T2 at which the voltage level V A, 2 at the output end of the inverter I A, 2 exceeds the threshold is compared to the time T1 when the voltage level V A, 1 at the output end of the inverter I A, 1 exceeds the threshold. Only late. However, in comparison with the oscillation operation of the
(第1実施形態の変形例)
次に、上述した第1実施形態に係る発振回路1の変形例の構成について説明する。以下に説明する変形例の発振回路1A〜1Dそれぞれは、図1に示された構成に加えて、制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタを備えていて、制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、発振周波数が制御されるものである。
(Modification of the first embodiment)
Next, a configuration of a modified example of the
図3は、第1変形例の発振回路1Aの回路図である。この図に示される発振回路1Aは、図1に示された構成に加えて、1個の制御用PMOSトランジスタPCを更に備える。制御用PMOSトランジスタPCのドレイン端子は、10個のインバータIA,0〜IA,4,IB,0〜IB,4のPMOSトランジスタPA,0〜PA,4,PB,0〜PB,4それぞれのソース端子と共通に接続されている。制御用PMOSトランジスタPCのソース端子には、高電位の基準電圧が印加される。また、制御用PMOSトランジスタPCのゲート端子には、制御電圧が印加される。この第1変形例では、制御用PMOSトランジスタPCのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、各インバータIA,mおよび各インバータIB,mの動作速度が制御されて、発振回路1Aの発振周波数が制御される。
FIG. 3 is a circuit diagram of an
図4は、第2変形例の発振回路1Bの回路図である。この図に示される発振回路1Bは、図1に示された構成に加えて、5個の制御用PMOSトランジスタPC,0〜PC,4を更に備える。なお、この変形例2における10個のインバータIA,0〜IA,4,IB,0〜IB,4それぞれの構成、および、これらの間の接続関係については、図1に示されたものと同様である。各制御用PMOSトランジスタPC,mのドレイン端子は、インバータIA,m,IB,mのPMOSトランジスタPA,m,PB,mそれぞれのソース端子と共通に接続されている。各制御用PMOSトランジスタPC,mのソース端子には、高電位の基準電圧が印加される。また、各制御用PMOSトランジスタPC,mのゲート端子には、制御電圧が印加される。この第2変形例では、制御用PMOSトランジスタPC,0〜PC,4それぞれのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、各インバータIA,mおよび各インバータIB,mの動作速度が制御されて、発振回路1Bの発振周波数が制御される。
FIG. 4 is a circuit diagram of an
図5は、第3変形例の発振回路1Cの回路図である。この図に示される発振回路1Cは、図1に示された構成に加えて、5個の制御用NMOSトランジスタNC,0〜NC,4を更に備える。なお、この変形例3における10個のインバータIA,0〜IA,4,IB,0〜IB,4それぞれの構成、および、これらの間の接続関係については、図1に示されたものと同様である。各制御用NMOSトランジスタNC,mのドレイン端子は、インバータIA,m,IB,mのNMOSトランジスタNA,m,NB,mそれぞれのソース端子と共通に接続されている。各制御用NMOSトランジスタNC,mのソース端子には、低電位の基準電圧が印加される。また、各制御用NMOSトランジスタNC,mのゲート端子には、制御電圧が印加される。この第3変形例では、制御用NMOSトランジスタNC,0〜NC,4それぞれのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、各インバータIA,mおよび各インバータIB,mの動作速度が制御されて、発振回路1Cの発振周波数が制御される。
FIG. 5 is a circuit diagram of an
図6は、第4変形例の発振回路1Dの回路図である。この図に示される発振回路1Dは、図1に示された構成に加えて、5個の制御用PMOSトランジスタPC,0〜PC,4および5個の制御用NMOSトランジスタNC,0〜NC,4を更に備える。なお、この変形例4における10個のインバータIA,0〜IA,4,IB,0〜IB,4それぞれの構成、および、これらの間の接続関係については、図1に示されたものと同様である。この変形例4における制御用PMOSトランジスタPC,0〜PC,4については、第2変形例と同様である。この変形例4における制御用NMOSトランジスタNC,0〜NC,4については、第3変形例と同様である。この第4変形例では、制御用PMOSトランジスタPC,0〜PC,4それぞれのゲート端子に印加される制御電圧のレベル、および、制御用NMOSトランジスタNC,0〜NC,4それぞれのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、各インバータIA,mおよび各インバータIB,mの動作速度が制御されて、発振回路1Dの発振周波数が制御される。
FIG. 6 is a circuit diagram of an
その他、図1に示された構成に加えて制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタを設ける態様は種々あり得る。何れの場合にも、制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、発振回路の発振周波数が制御される。 In addition to the configuration shown in FIG. 1, there may be various modes in which a control PMOS transistor or a control NMOS transistor is provided. In any case, the oscillation frequency of the oscillation circuit is controlled according to the level of the control voltage applied to the gate terminal of the control PMOS transistor or the control NMOS transistor.
また、上記の第1実施形態および変形例それぞれの発振回路は10個のインバータを備えるものであったが、一般に、3以上の奇数をMとして、各々のドレイン端子が互いに接続されたPMOSトランジスタおよびNMOSトランジスタを含み当該接続点を出力端とする2M個のインバータIA,0〜IA,M−1,IB,0〜IB,M−1を備える発振回路の構成としてもよい。 Each of the oscillation circuits of the first embodiment and the modification includes 10 inverters. Generally, a PMOS transistor in which each drain terminal is connected to each other, where M is an odd number of 3 or more and 2M number of inverters I a to output the connection point comprises a NMOS transistor, 0 ~I a, M-1 , I B, 0 ~I B, may be configured of an oscillator circuit comprising a M-1.
この場合には、0以上(M−1)以下の各整数をmとし、2以上(M−1)以下の偶数をmevenとしたときに、(m+1)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数をm1とし、(m+meven)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数をm2として、インバータIA,mの出力端は、インバータIA,m1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続され、また、インバータIB,mの出力端は、インバータIB,m1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続される。 In this case, each integer from 0 to (M−1) is m, and an even number from 2 to (M−1) is m even, and (m + 1) is the remainder when dividing by M. An integer between 0 and (M−1) is m1, and (m + m even ) is a remainder when dividing by M, and an integer between 0 and (M−1) is m2, and the inverter I A, m the output end is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter I a, m1, is connected to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I B, m @ 2, the inverter I B, the output terminal of the m is, the inverter It is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of IB, m1 and to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter IA , m2 .
(第2実施形態)
次に、本発明に係る発振回路の第2実施形態について説明する。図7は、第2実施形態に係る発振回路2の回路図である。この図に示される発振回路2は、共通の構成を有する5個のインバータI0〜I4を備える。
(Second Embodiment)
Next, a second embodiment of the oscillation circuit according to the present invention will be described. FIG. 7 is a circuit diagram of the
各インバータImは、PMOSトランジスタPmおよびNMOSトランジスタNmを含み、これらPMOSトランジスタPmおよびNMOSトランジスタNmそれぞれのドレイン端子が互いに接続されていて、当該接続点が出力端となっている。ここで、mは0以上4以下の各整数である。 Each inverter I m includes PMOS transistors P m and an NMOS transistor N m, the PMOS transistors P m and an NMOS transistor N m respective drain terminals are connected to each other, the connection point is an output terminal. Here, m is an integer of 0 or more and 4 or less.
各インバータImの出力端は、インバータIm1のNMOSトランジスタNm1のゲート端子に接続されるとともに、インバータIm3のPMOSトランジスタPm3のゲート端子に接続されている。ここで、m1は、(m+1)を5で除算したときの剰余であって、0以上4以下の整数である。また、m3は、(m+3)を5で除算したときの剰余であって、0以上4以下の整数である。 The output terminal of each inverter I m is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N m1 of the inverter I m1 and to the gate terminal of the PMOS transistor P m3 of the inverter I m3 . Here, m1 is a remainder when (m + 1) is divided by 5, and is an integer from 0 to 4. M3 is a remainder when (m + 3) is divided by 5, and is an integer of 0 or more and 4 or less.
すなわち、インバータI0の出力端は、インバータI1のNMOSトランジスタN1のゲート端子に接続されるとともに、インバータI3のPMOSトランジスタP3のゲート端子に接続されている。インバータI1の出力端は、インバータI2のNMOSトランジスタN2のゲート端子に接続されるとともに、インバータI4のPMOSトランジスタP4のゲート端子に接続されている。インバータI2の出力端は、インバータI3のNMOSトランジスタN3のゲート端子に接続されるとともに、インバータI0のPMOSトランジスタP0のゲート端子に接続されている。インバータI3の出力端は、インバータI4のNMOSトランジスタN4のゲート端子に接続されるとともに、インバータI1のPMOSトランジスタP1のゲート端子に接続されている。インバータI4の出力端は、インバータI0のNMOSトランジスタN0のゲート端子に接続されるとともに、インバータI2のPMOSトランジスタP2のゲート端子に接続されている。 That is, the output terminal of the inverter I 0 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N 1 of the inverter I 1 and to the gate terminal of the PMOS transistor P 3 of the inverter I 3 . The output terminal of the inverter I 1 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N 2 of the inverter I 2 and to the gate terminal of the PMOS transistor P 4 of the inverter I 4 . The output terminal of the inverter I 2 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N 3 of the inverter I 3, is connected to the gate terminal of the PMOS transistor P 0 of the inverter I 0. The output terminal of the inverter I 3 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N 4 of the inverter I 4, is connected to the gate terminal of the PMOS transistor P 1 of the inverter I 1. The output terminal of the inverter I 4 is connected to the gate terminal of the NMOS transistor N 0 of the inverter I 0 and to the gate terminal of the PMOS transistor P 2 of the inverter I 2 .
各インバータImのPMOSトランジスタPmそれぞれのソース端子には、高電位の基準電圧が印加される。また、各インバータImのNMOSトランジスタNmそれぞれのソース端子には、低電位の基準電圧が印加される。これにより、発振回路2は発振動作する。
The PMOS transistor P m respective source terminals of the inverter I m, the reference voltage of the high potential is applied. Further, the NMOS transistor N m respective source terminals of the inverter I m, the reference voltage of the low potential is applied. Thereby, the
図8は、第2実施形態に係る発振回路2の発振動作を説明する波形図である。この図は、シミュレーション結果を示しており、上から順に、インバータI0の出力端の電圧レベルV0、インバータI1の出力端の電圧レベルV1、インバータI2の出力端の電圧レベルV2、インバータI3の出力端の電圧レベルV3、インバータI4の出力端の電圧レベルV4、それぞれの時間的変化の様子を示している。
FIG. 8 is a waveform diagram for explaining the oscillation operation of the
この図8を用いて、第2実施形態に係る発振回路2の発振動作について、インバータI3の動作を中心にして説明すると、以下のとおりである。インバータI3のPMOSトランジスタP3のゲート端子には、インバータI0の出力端の電圧レベルV0が入力される。インバータI3のNMOSトランジスタN3のゲート端子には、インバータI2の出力端の電圧レベルV2が入力される。
With reference to FIG. 8, the oscillation operation of the
図8中において、インバータI0の出力端の電圧レベルV0は、時刻T1aにハイレベルからローレベルに転じ、時刻T2aにローレベルからハイレベルに転じる。インバータI2の出力端の電圧レベルV2は、時刻T1にハイレベルからローレベルに転じ、時刻T2にローレベルからハイレベルに転じる。なお、レベルが閾値を越える時を、レベルが転じる時とする。また、時刻T1a,T1,T2a,T2は、「T1a<T1<T2a<T2」なる関係があり、発振の1周期内に含まれる。 In FIG. 8, the voltage level V 0 at the output terminal of the inverter I 0 changes from the high level to the low level at time T1a, and changes from the low level to the high level at time T2a. The voltage level V 2 of the output end of the inverter I 2 is turned to the time T1 from the high level to the low level at time T2 changes from the low level to the high level. The time when the level exceeds the threshold is the time when the level changes. Further, the times T1a, T1, T2a, and T2 have a relationship of “T1a <T1 <T2a <T2” and are included in one cycle of oscillation.
時刻T1aから時刻T1までの期間は、インバータI3のPMOSトランジスタP3およびNMOSトランジスタN3の双方がオン状態となっているので、インバータI3の出力欄の電圧レベルV3は、ゆっくりと高くなっていく。時刻T1において、NMOSトランジスタN3は弱いオン状態にあるが、PMOSトランジスタP3は完全にオン状態になっていることから、インバータI3の出力欄の電圧レベルV3は急速に高くなっていく。時刻T2aにおいて、PMOSトランジスタP3およびNMOSトランジスタN3の双方がオフ状態となっているので、インバータI3の出力欄の電圧レベルV3の上昇は止まる。そして、時刻T2においては、NMOSトランジスタN3がオン状態となっているので、インバータI3の出力欄の電圧レベルV3は急速に低くなっていく。 Period from time T1a to time T1, since both of the PMOS transistor P 3 and the NMOS transistor N 3 of the inverter I 3 is in an ON state, the voltage level V 3 of the output section of the inverter I 3 is slowly increased It will become. At time T1, although NMOS transistor N 3 is in the weak ON state, since the PMOS transistor P 3 is turned fully on, the voltage level V 3 of the output section of the inverter I 3 is gradually becoming rapidly high . At time T2a, since both of the PMOS transistor P 3 and the NMOS transistor N 3 are turned off, the increase of the voltage level V 3 of the output section of the inverter I 3 stops. Then, at time T2, the NMOS transistor N 3 is turned on, the voltage level V 3 of the output section of the inverter I 3 is gradually becoming rapidly lowered.
インバータI2の出力端の電圧レベルV2が閾値を越える時刻T1に対して、インバータI3の出力端の電圧レベルV3が閾値を越える時刻T2は、時間Tdlだけ遅れる。しかし、図12に示された従来の発振回路9の発振動作と比較すると、本実施形態に係る発振回路2において、各インバータの遅延時間を律速していたPMOSトランジスタは、インバータの遅延時間の2倍だけ早いタイミングの信号をゲート端子に受けて動作するため、ハイレベルからローレベル及びローレベルからハイレベルに転じるタイミングが早くなる。したがって、各インバータIB,mの出力端電圧の遷移のタイミングが早まり、上記の時間Tdlが短いので、本実施形態に係る発振回路2の発振周波数は高くなる。
Against time T1 when the voltage level V 2 of the output terminal of the inverter I 2 exceeds the threshold value, the time T2 the voltage level V 3 of the output terminal of the inverter I 3 exceeds the threshold is delayed by the time Tdl. However, when compared with the oscillation operation of the
(第2実施形態の変形例)
次に、上述した第2実施形態に係る発振回路2の変形例の構成について説明する。以下に説明する変形例の発振回路2A,2Bそれぞれは、図7に示された構成に加えて、制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタを備えていて、制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、発振周波数が制御されるものである。
(Modification of the second embodiment)
Next, a configuration of a modification of the
図9は、第1変形例の発振回路2Aの回路図である。この図に示される発振回路2Aは、図7に示された構成に加えて、1個の制御用PMOSトランジスタPCを更に備える。制御用PMOSトランジスタPCのドレイン端子は、5個のインバータI0〜I4のPMOSトランジスタP0〜P4それぞれのソース端子と共通に接続されている。制御用PMOSトランジスタPCのソース端子には、高電位の基準電圧が印加される。また、制御用PMOSトランジスタPCのゲート端子には、制御電圧が印加される。この第1変形例では、制御用PMOSトランジスタPCのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、各インバータImの動作速度が制御されて、発振回路2Aの発振周波数が制御される。
FIG. 9 is a circuit diagram of an
図10は、第2変形例の発振回路2Bの回路図である。この図に示される発振回路2Bは、図7に示された構成に加えて、1個の制御用NMOSトランジスタNCを更に備える。制御用NMOSトランジスタNCのドレイン端子は、5個のインバータI0〜I4のNMOSトランジスタN0〜N4それぞれのソース端子と共通に接続されている。制御用NMOSトランジスタNCのソース端子には、低電位の基準電圧が印加される。また、制御用NMOSトランジスタNCのゲート端子には、制御電圧が印加される。この第2変形例では、制御用NMOSトランジスタNCのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、各インバータImの動作速度が制御されて、発振回路2Bの発振周波数が制御される。
FIG. 10 is a circuit diagram of an
その他、図7に示された構成に加えて制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタを設ける態様は種々あり得る。何れの場合にも、制御用PMOSトランジスタまたは制御用NMOSトランジスタのゲート端子に印加される制御電圧のレベルに応じて、発振回路の発振周波数が制御される。 In addition to the configuration shown in FIG. 7, there may be various modes in which a control PMOS transistor or a control NMOS transistor is provided. In any case, the oscillation frequency of the oscillation circuit is controlled according to the level of the control voltage applied to the gate terminal of the control PMOS transistor or the control NMOS transistor.
また、上記の第2実施形態および変形例それぞれの発振回路は5個のインバータを備えるものであったが、一般に、5以上の奇数をMとして、各々のドレイン端子が互いに接続されたPMOSトランジスタおよびNMOSトランジスタを含み当該接続点を出力端とするM個のインバータI0〜IM−1を備える発振回路の構成としてもよい。 Each of the oscillation circuits of the second embodiment and the modification includes five inverters. Generally, a PMOS transistor in which each drain terminal is connected to each other, where M is an odd number of 5 or more and The oscillation circuit may include an M number of inverters I 0 to I M−1 including an NMOS transistor and having the connection point as an output end.
この場合には、0以上(M−1)以下の各整数をmとし、3以上(M−2)以下の奇数をmoddとしたときに、(m+1)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数をm1とし、(m+modd)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数をm3として、インバータImの出力端は、インバータIm1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIm3のPMOSトランジスタのゲート端子に接続される。 In this case, each integer from 0 to (M−1) is m, and an odd number from 3 to (M−2) is m odd, and the remainder when (m + 1) is divided by M. there are 0 or (M-1) following integers and m1, (m + m odd) of a with 0 or the remainder when divided by M (M-1) following an integer as m3, the output of the inverter I m The end is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter I m1 and to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I m3 .
1,1A,1B,1C,1D,2、2A,2B…発振回路、IA,0〜IA,M−1,IB,0〜IB,M−1,I0〜IM−1…インバータ、PA,0〜PA,M−1,PB,0〜PB,M−1,P0〜PM−1…PMOSトランジスタ、NA,0〜NA,M−1,NB,0〜NB,M−1,N0〜NM−1…NMOSトランジスタ、PC,PC,0〜PC,4…制御用PMOSトランジスタ、NC,NC,0〜NC,4…制御用NMOSトランジスタ。
1,1A, 1B, 1C, 1D, 2,2A, 2B ... oscillation circuit, I A, 0 ~I A, M-1, I B, 0 ~I B, M-1, I 0 ~I M-1 ... Inverter, P A, 0 to P A, M-1 , P B, 0 to P B, M-1 , P 0 to P M-1 ... PMOS transistor, N A, 0 to N A, M-1 , N B, 0 to N B, M−1 , N 0 to N M−1 ... NMOS transistor, P C , P C, 0 to P C, 4 ... Control PMOS transistor, N C , N C, 0 to N C, 4 ... NMOS transistors for control.
Claims (2)
インバータIA,mの出力端が、インバータIA,m1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIB,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されており、
インバータIB,mの出力端が、インバータIB,m1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIA,m2のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されている、
ことを特徴とする発振回路
(ただし、
Mは3以上の奇数、
mは0以上(M−1)以下の各整数、
m1は(m+1)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数、
m2は(m+meven)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数、
mevenは2以上(M−1)以下の偶数)。 2M inverters IA , 0 to IA , M-1 , IB , 0 to IB , M- , each including a PMOS transistor and an NMOS transistor whose drain terminals are connected to each other and having the connection point as an output end. With 1
Inverter I A, the output terminal of the m, is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter I A, m1, is connected to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I B, m2,
Inverter I B, the output terminal of the m is, is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter I B, m1, is connected to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I A, m @ 2,
An oscillation circuit characterized by
M is an odd number of 3 or more,
m is an integer of 0 or more and (M−1) or less,
m1 is a remainder when (m + 1) is divided by M, and is an integer of 0 or more and (M−1) or less,
m2 is a remainder when (m + m even ) is divided by M, and is an integer of 0 or more and (M−1) or less,
m even is an even number between 2 and (M-1).
インバータImの出力端が、インバータIm1のNMOSトランジスタのゲート端子に接続されるとともに、インバータIm3のPMOSトランジスタのゲート端子に接続されている、
ことを特徴とする発振回路
(ただし、
Mは5以上の奇数、
mは0以上(M−1)以下の各整数、
m1は(m+1)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数、
m3は(m+modd)をMで除算したときの剰余であって0以上(M−1)以下の整数、
moddは3以上(M−2)以下の奇数)。
M drains each including a PMOS transistor and an NMOS transistor connected to each other and having the connection point as an output terminal are provided as M inverters I 0 to I M−1 .
The output terminal of the inverter I m is is connected to the gate terminal of the NMOS transistor of the inverter I m1, is connected to the gate terminal of the PMOS transistor of the inverter I m3,
An oscillation circuit characterized by
M is an odd number greater than 5,
m is an integer of 0 or more and (M−1) or less,
m1 is a remainder when (m + 1) is divided by M, and is an integer of 0 or more and (M−1) or less,
m3 is a remainder obtained by dividing (m + m odd ) by M, and is an integer of 0 or more and (M−1) or less,
m odd is an odd number from 3 to (M-2).
Priority Applications (2)
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---|---|---|---|---|
JPS61206308A (en) * | 1985-03-11 | 1986-09-12 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Voltage controlled oscillator |
JPS6438834U (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-08 | ||
US5592126A (en) * | 1992-08-20 | 1997-01-07 | U.S. Philips Corporation | Multiphase output oscillator |
JPH11177390A (en) * | 1997-12-08 | 1999-07-02 | New Japan Radio Co Ltd | Ring oscillation circuit and cmos logic circuit |
US6075419A (en) * | 1999-01-29 | 2000-06-13 | Pmc-Sierra Ltd. | High speed wide tuning range multi-phase output ring oscillator |
JP2002185290A (en) * | 2000-12-08 | 2002-06-28 | Seiko Epson Corp | Ring oscillator |
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Patent Citations (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS61206308A (en) * | 1985-03-11 | 1986-09-12 | Seiko Instr & Electronics Ltd | Voltage controlled oscillator |
JPS6438834U (en) * | 1987-08-31 | 1989-03-08 | ||
US5592126A (en) * | 1992-08-20 | 1997-01-07 | U.S. Philips Corporation | Multiphase output oscillator |
JPH11177390A (en) * | 1997-12-08 | 1999-07-02 | New Japan Radio Co Ltd | Ring oscillation circuit and cmos logic circuit |
US6075419A (en) * | 1999-01-29 | 2000-06-13 | Pmc-Sierra Ltd. | High speed wide tuning range multi-phase output ring oscillator |
JP2002185290A (en) * | 2000-12-08 | 2002-06-28 | Seiko Epson Corp | Ring oscillator |
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