JP4666646B2 - 軟判定ビタビ復号装置および方法、復号装置および方法 - Google Patents

Description

本発明は、復号技術、具体的には畳み込み符号を用いて符号化された信号を復号する技術に関する。

デジタル通信の分野において、誤り訂正符号として畳み込み符号がよく用いられる。図１５は、通常用いられる畳み込み符号器３００の一例を示す。畳み込み符号器３００は、拘束長さ７、符号化率１／３の畳み込み符号を得るものであり、複数の加算器３１０と複数の遅延素子３２０（図中Ｄにより示されるＤフリップフロップ）から構成される。送信データ列ＩｎｐｕｔＤは、畳み込み符号器３００によって３つの系列の出力信号ＯｕｔｐｕｔＡ、ＯｕｔｐｕｔＢ、ＯｕｔｐｕｔＣに符号化される。なお、ここでは、畳み込み符号器３００は、ＩｎｐｕｔＤを３つの系列の出力信号に符号化するが、畳み込み符号器の構成によって出力信号の系列数が３以外の数を有しうる。

図１６は、送信データ列ＩｎｐｕｔＤと出力信号ＯｕｔｐｕｔＡ、ＯｕｔｐｕｔＢ、ＯｕｔｐｕｔＣの態様を示す。畳み込み符号器３００は１ビットの入力（たとえばｄ０）に対して、３ビット（たとえばａ０、ｂ０、ｃ０）の出力をする。

畳み込み符号が用いられる通信システムにおいて、送信側は符号器で送信データ列を畳み込み符号に変換し、それによって得られた符号系列を変調して伝送路に変調波として送出する。受信側は、伝送路から受信した変調波を復調して図１６に示すＯｕｔｐｕｔＡ、ＯｕｔｐｕｔＢ、ＯｕｔｐｕｔＣのような符号系列に戻した後さらに復号処理を行う。この復号処理のアルゴリズムの一つとしてビタビアルゴリズムがよく知られている（非特許文献１、非特許文献２）。ビタビアルゴリズムは、受信符号系列と、送信側の符号器で生成された可能性のあるすべての符号系列（以下期待符号系列という）とを比較し、受信した符号系列に最も近い期待符号系列を選択し、これを復号してもとの情報系列を再生する。

ビタビ復号は、受信符号系列と期待符号系列との差分（ブランチメトリック）を求める処理、ＡＣＳ（Ａｄｄ Ｃｏｍｐａｒｅ Ｓｅｌｅｃｔ：加算、比較、選択）を繰り返す処理と、最終的にデータを復号するトレースバック処理の３つによって復号を実現する。ここで、一般的にブランチメトリックをハミング距離により求める方式は硬判定方式と呼ばれ、ユークリッド距離により求める方式は軟判定方式と呼ばれる。硬判定方式は、軟判定方式と比べて演算量が少ないため、省電力化が図れるという利点があるが、誤り訂正能力が軟判定方式より低い。したがって、受信器の性能を向上させる視点から、誤り訂正能力の高い軟判定方式の受信器が通常採用される。

近年、ＰＡＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ａｒｅａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）として普及が予測されているＭＢ−ＯＦＤＭ（Ｍｕｌｔｉ Ｂａｎｄ−Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）方式を採用するＵＷＢ（Ｕｌｔｒａ Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ）通信方式では、微弱な送信電力で高スループット、高誤り訂正能力が要求されている。また、この通信方式は、モバイル端末への実装も想定されており、高誤り訂正能力とともに、電力の消費を抑制することが要求される。

ところで、前述したように、軟判定方式の受信器は、演算量が高いため必然的に電力消費も大きい。硬判定方式の受信器は、演算量が比較的に低いが誤り訂正能力も比較的に低い。

このジレンマを解消するために、さまざまな試みがなされている。

特許文献１には、軟判定方式を用いながら電力消費を抑制する技術が開示されている。図１７はその模式図を示す。畳み込み符号の復号に際し、図１６に示す３つの系列のＯｕｔｐｕｔＡ、ＯｕｔｐｕｔＢ、ＯｕｔｐｕｔＣのような受信信号は、図１７の左側に示す、３つの系列の、軟判定レベルのビット数に応じたビット幅を有するデータに変換される。このデータは、受信信号の振幅を表すデジタル多値データである。特許文献１の技術は、このデジタル多値データを用いてブランチメトリックを求める際に、受信信号の振幅を受信信号の品質の指標として用い、振幅に応じてデジタル多値データのビット幅を変更してからブランチメトリックを求める。ビット幅の変更は、具体的には、振幅が大きいほどビット幅の変更後の有効ビット幅が小さくなるように、デジタル多値データを構成する各系列のビット列を、振幅に応じたｎビットだけ下位にシフトし、上位ｎビットを０に固定する。こうすることによって、図１７の左側に示すデジタル多値データは、図１７の右側に示すデータに変換されるため、振幅が大きい場合すなわち品質が良い場合に、ブランチメトリックを算出するための演算量を軽減し電力消費を抑制することができる。

特許文献２には、硬判定方式と軟判定方式を受信信号の品質に応じて選択的に用いる技術を開示している。この技術は、受信信号の品質が良いときに硬判定方式を用いて復号し、品質良くないときに軟判定方式を用いて復号する。こうすることによって、受信信号の品質が良いときに、演算量を軽減し電力消費を抑制することができる。

この２つの技術とも、受信信号の品質に応じて演算量の調整をしている。受信信号の品質の評価を適切に行わないと、電力消費の抑制ができなかったり、受信信号の誤り訂正を十分にできなかったりしかねないので、受信信号の品質を適切に評価することが要求される。
特開２００３−２４９８０６号公報 特開２００６−０８６７６１号公報 "Ｔｈｅ Ｖｉｔｅｒｂｉ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ"，Ｆｏｒｎｅｙ，Ｇ．Ｄ，Ｊｒ，ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ＩＥＥＥ，ｖｏｌ．６１，ｉｓｓｕｅ３， ｐｐ２６８−２７８ "畳み込み符号とＶｉｔｅｒｂｉ復号"，八嶋 弘幸，トリケップス

しかしながら、特許文献２には、受信信号の品質の評価方法について具体的な開示が無い。

また、特許文献１の技術は、受信信号の振幅が大きいときには品質が良いとし、振幅が小さいときには品質が良くないとして、振幅を受信信号の品質の指標に用いる。品質の優劣に関わらず受信信号の振幅が変動的であるので、この方法は必ずしも適切とはいえない。

また、特許文献１の技術は、デジタル多値データの各系列に対して、それのビット列をシフトすることによってビット幅を狭め演算量を軽減しているので、ビット列をシフトする回路を追加する必要がある。シフト回路も電力を消費するため、演算量の軽減によって得られる電力消費の抑制効果が弱まってしまう。

さらに、特許文献２の技術は、２つの異なる方式の復号器を設ける必要があるため、実装面積が大きくなる。特にモバイル端末の場合において不利である。

本発明の一つの態様は、軟判定ビタビ復号方法である。この軟判定ビタビ方法は、畳み込み符号であって、複数の系列を有する受信信号を復号する際に、受信信号の品質を評価し、この品質が所定のレベルより低いときに受信信号の振幅を表すデジタル多値データからブランチメトリックを算出する一方、品質が所定のレベル以上であるときにデジタル多値データに対して系列単位の間引きをしてからブランチメトリックを算出する。

本発明の別の態様は、復号方法である。この方法は、畳み込み符号であって、複数の系列を有する受信信号を復号する際に、受信信号の振幅の大きさの標準偏差を算出し、該標準偏差を基に受信信号の品質を評価する。そして、受信信号の品質に応じて、復号のための演算量が異なる複数の復号工程のうちの１つを選択的に用いて復号を行う。

なお、上記２つの方法を装置、システムに置き換えたものも、本発明の態様としては有効である。

本発明にかかる復号技術によれば、畳み込み符号で符号化された受信信号を復号する際に、誤り訂正能力を維持しながら確実に電力消費を抑制すること、あるいは実装面積を増大せずに電力消費を抑制することができる。

図１は、本発明の実施の形態にかかるビタビ復号器１００の構成を示す。ビタビ復号器１００は軟判定方式のビタビ復号器であり、受信信号の振幅を表すデジタル多値データＳ１を用いてブランチメトリック算出用のデータを得るブランチメトリック算出用データ取得部２０と、デジタル多値データＳ１を用いて受信信号の品質を評価するとともに、評価の結果に基づいて制御信号Ｍを生成してブランチメトリック算出用データ取得部２０に供する評価制御部３０と、ブランチメトリック算出用データ取得部２０により得られたブランチメトリック算出用データＳ２を用いて復号し、復号データを得る復号実行部９０を有する。復号実行部９０は、ブランチメトリック算出部５２と、閾値判定正規化指示部５４と、ＡＣＳ演算部５６と、パスメトリック保持部５８と、尤最ステート判定部６２と、サバイバルパスメモリ６４と、トレースバック制御部６６と、後入れ先出しメモリ（Ｌａｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ Ｍｅｍｏｒｙ：ＬＩＦＯ）６８を有する。デジタル多値データＳ１は、畳み込み符号化された送信データ列の変調波の復調後に、デジタル変換を行うことによって得られたものである。なお、ここで例として、デジタル多値データＳ１は、図１６に示すような３系列（ＰｕｔｐｕｔＡ、ＯｕｔｐｕｔＢ、ＯｕｔｐｕｔＣ）を有する受信信号から変換して得たものであり、図８の左部に示すようにａ系列、ｂ系列、ｃ系列の３系列を有し、各系列は軟判定レベルに応じたビット幅例えば３ビットを有する。

図２は、評価制御部３０の構成を示す。評価制御部３０は、デジタル多値データＳ１を用いて受信信号の標準偏差σを算出する標準偏差算出部３１と、標準偏差算出部３１が算出した標準偏差σに応じて制御信号Ｍを生成してブランチメトリック算出用データ取得部２０に出力する制御信号出力部３８を備える。

受信信号の品質は、ビット当たりの信号と雑音の比（Ｅｂ／Ｎｏ、Ｅｂ：Ｅｎｅｒｇｙ ｐｅｒ ｂｉｔ、Ｎｏ：Ｓｐｅｃｔｒａｌ Ｎｏｉｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ）により表すことができる。このＥｂ／Ｎｏが大きいほど受信信号の品質が良いと言える。

一般に、畳み込み符号化された受信信号（復調後）は、図３に示すようなヒストグラムになっている。このような受信信号の振幅の大さの標準偏差σを算出してＥｂ／Ｎｏと比較すると図４に示す関係が得られる。図４から分かるように、受信信号の振幅の大きさの標準偏差σが大きいほどＥｂ／Ｎｏが小さくなりすなわち受信信号の品質が悪い。

本実施の形態のビタビ復号器１００において、このような関係に着目して受信信号の標準偏差σを用いて受信信号の品質を評価する。ここで、ビタビ復号器１００の標準偏差算出部３１は品質評価部として機能する。

受信信号の標準偏差σは、下記の式（１）により表すことができる。

式（１）を変形すると、標準偏差σは下記の式（２）により表すことができる。

標準偏差算出部３１は、上記式（２）に基づいて標準偏差σを求めるものであり、図５は、その構成を示す。

図５に示すように、標準偏差算出部３１は、デジタル多値データＳ１に対して絶対値を取る絶対値取得部３２と、式（２）右辺の括弧内の左部分を算出する回路（乗算器３３ａと、加算器３３ｂと、遅延素子Ｄ−ＦＦ３３ｃから構成された、図中上部の点線により囲まれた回路。以下第１の回路という）と、式（２）右辺の括弧内の右部分を算出する回路（加算器３４ａと、遅延素子Ｄ−ＦＦ３４ｂと、乗算器３４ｃと、乗算器３４ｄから構成された、図中下部の点線により囲まれた回路。以下第２の回路という）と、第１の回路の出力から第２の回路の出力を減算する減算器３３ｄと、第２の回路および後述する乗算器３６に供する係数（１／ｎ）（ｎ：サンプル数）を供する係数発生器３５と、減算器３３ｄの出力に対して、係数発生器３５からの係数を乗算して標準偏差σを得る乗算器３６を備える。

標準偏差算出部３１は、このようにして得た標準偏差σを制御信号出力部３８に出力する。

制御信号出力部３８は、予め設定された閾値と、標準偏差算出部３１から出力された標準偏差σとを比較して、比較結果に応じた制御信号Ｍを生成してブランチメトリック算出用データ取得部２０に出力する。具体的に、標準偏差σが閾値より大きいときすなわち受信信号の品質が良くないときには、デジタル多値データＳ１を間引きせずにそのままブランチメトリック算出用データＳ２として出力する制御信号を出力する一方、標準偏差σが閾値以下であるときすなわち受信信号の品質が良好であるときには、デジタル多値データＳ１の３系列のうちの所定の系列を間引きする制御信号を出力する。

制御信号Ｍの詳細を説明する前にブランチメトリック算出用データ取得部２０の構成を説明する。

図６は、ブランチメトリック算出用データ取得部２０を示す。本実施の形態のビタビ復号器１００において、例として、デジタル多値データＳ１は、その各系列のビット幅に対応して系列毎３ビットずつのパラレル伝送でブランチメトリック算出用データ取得部２０に入力される。

図６に示すように、ブランチメトリック算出用データ取得部２０は、３つの論理積ゲート２２、論理積ゲート２４、論理積ゲート２６を備える。ブランチメトリック算出用データ取得部２０によって、入力ＩＮ２、ＩＮ１、ＩＮ０は、制御信号Ｍとそれぞれ論理積演算され、出力ＯＵＴ２、ＯＵＴ１、ＯＵＴ０となる。

図７は、ブランチメトリック算出用データ取得部２０の作用を示す。図示のように、制御信号Ｍが０であるとき、ブランチメトリック算出用データ取得部２０に入力されたデータはそのまま出力される。一方、制御信号Ｍが１であるとき、ブランチメトリック算出用データ取得部２０に入力されたデータは０化されて出力される。

制御信号出力部３８は、標準偏差σが閾値より大きいときすなわち受信信号の品質が良くないときには、デジタル多値データＳ１を間引きせずにそのままブランチメトリック算出用データＳ２として出力するための制御信号０を出力する。一方、標準偏差σが閾値以下であるときすなわち受信信号の品質が良好であるときには、制御信号出力部３８は、デジタル多値データＳ１の３系列のうちの所定の系列例えばｂ系列を間引きするように、ａ系列とｂ系列のデータに対しては０である信号を、ｂ系列のデータに対しては１であるマスク信号をブランチメトリック算出用データ取得部２０に出力する。これによってａまたはｃ系列のデータたとえば（ａ０（１），ａ０（２）、ａ０（３））、（ｃ０（１），ｃ０（２）、ｃ０（３））はブランチメトリック算出用データ取得部２０からそのまま出力され、ｂ系列のデータたとえば（ｂ０（１），ｂ０（２）、ｂ０（３））は（０，０，０）になって出力される。

図８の右側は、ｂ系列に対する間引きが実行された際に、ブランチメトリック算出用データ取得部２０により、図８の左側に示すデジタル多値データＳ１から得られたブランチメトリック算出用データＳ２を示す。図示のように、ブランチメトリック算出用データＳ２は、デジタル多値データＳ１からｂ系列のデータが間引きされ、デジタル多値データＳ１よりビット数が減少されている。

ブランチメトリック算出用データ取得部２０は、ブランチメトリック算出用データＳ２を復号実行部９０に出力し、ブランチメトリック算出部５２によるブランチメトリックの算出に供する。

復号実行部９０におけるブランチメトリック算出部５２は、ブランチメトリック算出用データ取得部２０から供されるブランチメトリック算出用データＳ２を用いてブランチメトリックを算出してＡＣＳ演算部５６に供する。ＡＣＳ演算部５６は、パスメトリックを算出してパスメトリック保持部５８とサバイバルパスメモリ６４に出力する。閾値判定正規化指示部５４は、パスメトリック保持部５８に正規化指示をし、それに応じて閾値判定正規化指示部５４は、パスメトリックを正規化して保持する。

尤最ステート判定部６２と、トレースバック制御部６６と、サバイバルパスメモリ６４と、ＬＩＦＯ６８とは、ＡＣＳ演算部５６により得られたパスメトリックと、パスメトリック保持部５８からの正規化されたパスメトリックとを用いて復号データを得る。

本実施の形態において、復号実行部９０は、ブランチメトリック算出部５２を算出する際に、デジタル多値データＳ１の代わりにブランチメトリック算出用データ取得部２０により得られたブランチメトリック算出用データＳ２を用いる点を除いて、従来知られている軟判定ビタビ復号装置と同じ動作をするので、ここで詳細な説明を省き、以上の概要のみを説明する。

本実施の形態のビタビ復号器１００によれば、軟判定ビタビ復号する際に、受信信号の品質が良くないときに受信信号の振幅を表すデジタル多値データＳ１をそのままブランチメトリック算出用データＳ２として用いる一方、受信信号の品質が良好であるときにデジタル多値データＳ１を間引きしてビット数を減らしてからブランチメトリックの算出に用いる。こうすることによって、受信信号の品質が良好なときすなわち高い誤り訂正能力が必要とされないときには消費電力を抑制することができるとともに、受信信号の品質が良くないときすなわち高い誤り訂正能力が必要とされるときには高い誤り訂正能力を維持することができる。

また、本実施の形態のビタビ復号器１００において、受信信号の品質に関わらずブランチメトリック算出用データＳ２に対して軟判定ビタビ復号を行うようにしているので、軟判定ビタビ復号を実行する復号実行部９０のみを実装すればよいので、小さな実装面積で電力消費の抑制を図ることができる。

また、本実施の形態のビタビ復号器１００において、受信信号の振幅の大きさの標準偏差σと受信信号の品質間の関係に着目し、受信信号の振幅の大きさの標準偏差σを取得して受信信号の品質を評価しているので、適切な評価ができる。

本実施の形態において、受信信号の振幅の大きさの標準偏差σが閾値より大きいときときには、デジタル多値データＳ１を間引きせずにそのままブランチメトリック算出に用いる一方、標準偏差σが閾値以下であるときには、デジタル多値データＳ１の３系列のうちの１系列を間引きしてブランチメトリックの算出に用いる。ここでデジタル多値データＳ１を間引きするか否かを決めるための閾値について考える。

図９は、ＭＢ−ＯＦＤＭで用いられる拘束長７、符号化率１／３の畳み込み符号に対して間引きせずに復号した場合のＢＥＲ（ビット誤り率：ビットエラー数と総伝送ビット数の比）特性と、本実施の形態のビタビ復号器１００のようにデジタル多値データＳ１を１系列間引きして復号した場合のＢＥＲ特性を示す。図中横軸はＥｂ／Ｎｏであり、縦軸はＢＥＲである。なお、図中ＢＥＲ＝１．０ｅ^−５付近の点線は、ＭＢ−ＯＦＤＭで規定されているＢＥＲ特性のスペックである。

受信信号の品質は、送信器と受信器間の距離に依存する。図１０は、伝送距離と受信信号のＥｂ／Ｎｏ間の関係を示す。図示のように、送信器と受信器間の距離が大きいほど、Ｅｂ／Ｎｏが小さくなりすなわち受信信号の品質が低下する。なお、ＭＢ−ＯＦＤＭのスペックは、１０６．７Ｍｂｐｓの伝送レートに対して１０ｍの伝送距離が規定されている。

図９に示すように、ＢＥＲ＝１．０ｅ^−５付近において、本実施の形態のビタビ復号器１００の場合は、間引きしないビタビ復号器より約２ｄＢ劣化する。一般的な二乗則ベースの伝播則で考えると、ＭＢ−ＯＦＤＭのＢＥＲ特性のスペックから逸脱しないために、ビタビ復号器１００を用いる場合の最大伝播距離は、間引きしないビタビ復号器の最大伝播距離の１０^{（−２／２０）}すなわち約０．８倍となる。本実施の形態のビタビ復号器１００は、１０６．７Ｍｂｐｓの伝送レートに対して伝送距離が８ｍ（マージンを見込んでも５ｍ）以内であれば、ＭＢ−ＯＦＤＭのＢＥＲ特性のスペックを逸脱せずに電力の消費を抑制することができる。

この点に着目して、本実施の形態のビタビ復号器１００に対して、間引きするかしないかを決めるための閾値を送信器との距離に応じて設定することが好ましい。具体的には、復号時に間引き処理をしてもＭＢ−ＯＦＤＭのＢＥＲ特性から逸脱しない伝播距離（上述した８ｍまたはマージンを見込んだ距離）外であれば、制御信号出力部３８から、常に間引き処理をしない制御信号Ｍを出力するように閾値を設定する一方、間引き処理をしてもＭＢ−ＯＦＤＭのＢＥＲ特性から逸脱しない伝播距離以内であれば、受信信号の品質に応じて間引き処理が施されるように閾値を設定する。こうすることによって、スペックが要求するＢＥＲ特性を満たしながらも電力の消費を抑制することができる。

本実施の形態のビタビ復号器１００において、デジタル多値データＳ１を系列単位に間引きすることによってビット数を軽減しているので、ビット数を軽減する処理は、デジタル多値データＳ１と制御信号Ｍとの論理積演算のみで実現することができる。そのため、ブランチメトリック算出用データ取得部２０を小規模な単純回路で構成することができ、デジタル多値データＳ１のビット数を減少させるための消費電力を抑制することができる。

ここで特許文献１の技術によりデジタル多値データのビット数を減少させるための回路について考える。特許文献１の技術は、デジタル多値データの各系列に対してビットシフトをすることによってビット数の減少を図る。図１８は、２系列のデジタル多値データに対してこのようなビットシフトをする回路の構成例を示す。図１８に示すシフタ１５０は、３ビットのビット幅を有する１系列の入力データ（ＩＮＴ２，ＩＮＴ１，ＩＮＴ０）に対してビットのシフトをするものであり、図１９に示す機能を実現する。図１９に示すように、シフト指示（Ｑ１，Ｑ０）が（０，０）のとき、シフタ１５０は入力データに対してシフトせずにそのまま出力する。一方、シフト指示（Ｑ１，Ｑ０）が（０，１）のときは、入力データ（ＩＮＴ２，ＩＮＴ１，ＩＮＴ０）を１ビット下位にシフトすることによって（０，ＩＮＴ２，ＩＮＴ１）にし、シフト指示（Ｑ１，Ｑ０）が（１，１）のときは、入力データを２ビット下位にシフトすることによって（０，０，ＩＮＴ２）にする。

図１８から分かるように、このようなシフト動作を実現するために、９個の論理積ゲート１５１と３つの論理和ゲート１５３が必要である。これに対して、図１に示す実施の形態におけるブランチメトリック算出用データ取得部２０は、同じ軟判定レベルのデジタル多値データＳ１のビット数を減少させるために３つの論理積ゲートのみ用いるため、ビット数の減少に費やす電力は、シフタ１５０のおおよそ（３／１２）である。

以上の比較は、軟判定レベルのビット数を３ビットとした場合の例である。軟判定レベルのビット数が増えると、図１８に示すような構成のシフタに必要な論理積ゲート及び論理和ゲートがさらに増え、図６に示すような構成のブランチメトリック算出用データ取得部との消費電力の差がさらに大きくなる。

本実施の形態において、例として、デジタル多値データＳ１が３ビットずつすなわち１系列ずつブランチメトリック算出用データ取得部２０に入力され、ブランチメトリック算出用データ取得部２０は３つの論理積ゲートを備える構成である。ブランチメトリック算出用データ取得部２０に入力されるデータと制御信号Ｍとの論理積演算によって、間引き系列のデータが０化されることができれば、デジタル多値データＳ１がブランチメトリック算出用データ取得部２０に入力される態様、ブランチメトリック算出用データ取得部２０に備えられた論理積ゲートの数など、ここの例示に限定されることがない。

また、本実施の形態において、間引き系列に対して１であるマスク信号を用い、各論理積ゲートでは、制御信号Ｍのビットを反転してから論理積演算に用いるようにしているが、制御信号Ｍとデジタル多値データＳ１との論理積演算によって間引き系列を０化にすることができ、他の系列をそのまま出力することができれば、必ずしもこの構成に限定されることがない。例えば、図１１に示すような、制御信号Ｍを反転しない論理積ゲート２２ａ、２４ａ、２６ａを備えたブランチメトリック算出用データ取得部２０ａを用いてもよい。この場合、図１２に示すように、制御信号Ｍａとして、間引き系列に対しては０、間引き系列以外の系列に対しては１を用いるようにすれば、図６および図７に示すブランチメトリック算出用データ取得部２０と制御信号Ｍとの組合せと同じ機能をなすことができる。

また、本実施の形態は、３系列を有するデジタル多値データＳ１に対して１系列を間引きする例であるが、本発明は、３以外の系列数のデジタル多値データに対しても適用することができ、間引きする系列も１系列に限定されることがない。たとえば、４系列のデジタル多値データに適用し、１系列や、２系列を間引きするようにしてもよい。

さらに、本実施の形態では、受信信号の品質を所定のレベル以上か所定のレベルより低いかの２段階のみに分けているが、品質のレベルを２より大きい複数の段階に分けるようにしてもよい。その場合、品質のレベルが高いほど間引きする系列を増やすようにしてもよい。

図１３は、本発明の他の実施の形態にかかるビタビ復号器１２０を示す。なお、ビタビ復号器１２０に対して、ビタビ復号器１００と同じ機能を担う要素については同じ符号を付与し、それらの詳細な説明を省略する。

ビタビ復号器１２０も軟判定方式のビタビ復号器である、受信信号の振幅を表すデデジタル多値データＳ１を用いてブランチメトリック算出用のデータを得るブランチメトリック算出用データ取得部２０と、デジタル多値データＳ１を用いて受信信号の品質を評価するとともに、評価の結果に基づいて制御信号Ｍを生成してブランチメトリック算出用データ取得部２０に供する評価制御部１１０と、ブランチメトリック算出用データ取得部２０により得られたブランチメトリック算出用データＳ２を用いて復号し、復号データを得る復号実行部９０を有する。復号実行部９０は、ブランチメトリック算出部５２と、閾値判定正規化指示部５４と、ＡＣＳ演算部５６と、パスメトリック保持部５８と、尤最ステート判定部６２と、サバイバルパスメモリ６４と、トレースバック制御部６６と、後入れ先出しメモリ（Ｌａｓｔ Ｉｎ Ｆｉｒｓｔ Ｏｕｔ Ｍｅｍｏｒｙ：ＬＩＦＯ）６８を有する。

図１４は、評価制御部１１０を示す。評価制御部１１０は、標準偏差算出部１１１と、制御信号出力部１１２と、評価期間制御部１１５を備える。制御信号出力部１１２には、保持回路１１３が設けられている。

評価期間制御部１１５は、評価期間たとえばビタビ復号の開始時を起点とする所定の長さの期間においてのみ標準偏差算出部１１１を動作させる。これはたとえば図示しない時間カウンタによって実現する。評価期間制御部１１５は、評価期間の終了時に標準偏差算出部１１１の動作を停止させるとともに、制御信号出力部１１２に対して保持回路１１３を動作させる指示を出力する。

標準偏差算出部１１１は、評価期間において標準偏差σを算出して制御信号出力部１１２に出力し、評価期間の終了にともなって動作が停止させられる。

制御信号出力部１１２の保持回路１１３は、評価期間制御部１１５からの指示に応じて、標準偏差算出部１１１が動作停止直前に出力されてきた標準偏差σを保持する。

制御信号出力部１１２は、評価期間においては標準偏差算出部１１１から出力された標準偏差σに応じた制御信号Ｍを復号実行部９０に出力し、評価期間終了後においては保持回路１１３に保持された標準偏差σに応じた制御信号Ｍを復号実行部９０に出力する。

制御信号Ｍは、ビタビ復号器１００における制御信号出力部３８から出力される制御信号と同じである。

この実施の形態のビタビ復号器１２０は、図１に示すビタビ復号器１００と同じ効果を発揮することができると共に、デジタル多値データＳ１のビット数を減少させるための処理に費やす電力をさらに抑制することができる。

通常、受信信号の品質は送信器と受信器の位置関係によって決まるものであり、携帯電話機などのような移動体通信でない限り通信中に回線状況すなわち受信信号の品質が劇的に変化することはごく稀である。本実施の形態のビタビ復号器１２０は、この点に着目してなされたものであり、ビタビ復号開始時からの所定の期間においてのみ、品質評価部として機能する標準偏差算出部１１１を動作させ、その後、保持回路１１３により受信信号の品質評価結果を保持し、それに応じた制御信号を出力する。こうすることによって、評価期間後において標準偏差算出部１１１による電力消費をカットすることにできる。

以上、実施の形態をもとに本発明を説明した。実施の形態は例示であり、本発明の主旨から逸脱しない限り、さまざまな変更、増減を加えてもよい。これらの変更、増減が加えられた変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

例えば、上述した２つの実施の形態において、品質評価部として機能する標準偏差算出部３１および標準偏差算出部１１１は、標準偏差σそのものを受信信号の品質として出力し、制御信号出力部３８と制御信号出力部１１２において標準偏差σと閾値の比較をしている。標準偏差を算出する機能に加え、標準偏差と閾値とを比較してその比較結果（標準偏差が閾値より大きいか閾値以下か）を品質として出力する機能を備えるように品質評価部を構成するようにしてもよい。この場合、制御信号出力部は、品質評価部からの比較結果に応じて制御信号を生成して出力すればよい。さらに、ビタビ復号器１２０における保持回路は、標準偏差σの代わりに比較結果を保持するため、より単純に構成可能である。

また、上述した２つの実施の形態のビタビ復号器は、受信信号の振幅の大きさの標準偏差σを基に品質の評価をしているが、特許文献１に記載された品質の評価方法など従来知られている他の品質評価方法を用いてもよい。この場合において、デジタル多値データを系列単位に間引きすることによって単純な回路構成でビット数を軽減しているので、特許文献１に記載のビットシフト手法より電力の消費を抑制することができる。

また、上述した２つの実施の形態のビタビ復号器は、受信信号の品質に応じてデジタル多値データをそのまま、あるいは系列単位に間引きしてから軟判定ビタビ復号しているが、受信信号の振幅の標準偏差σを用いて受信信号の品質を評価し、その評価結果に応じて演算量の異なる方式の復号工程を選択的に実行するようにしてもよい。たとえば、品質が良いときには、硬判定ビタビ復号のような誤り訂正能力が軟判定ビタビ復号のそれほど高くないが演算量が少ない復号工程で復号する一方、品質が良くないときには軟判定ビタビ復号のような誤り訂正能力が高い復号工程で復号するようにしてもよい。この場合、標準偏差σを基に品質の評価をしているので、適切な評価により、復号時に電力消費量と誤り訂正能力のバランスを正確にとることができる。なお、選択的に用いられるこれらの復号工程の種類はビタビ復号に限定されることがなく、ここでいう誤り訂正能力の高さおよび演算量の多さは、これらの復号工程間で比較した場合の相対的なものである。

本発明の実施の形態にかかるビタビ復号器の構成を示すブロック図である。 図１に示すビタビ復号器における評価制御部の構成を示すブロック図である。 受信信号の振幅のヒストグラムである。 受信信号の振幅の大きさの標準偏差とＥｂ／Ｎｏの関係を示す図である。 図２に示す評価制御部における標準偏差算出部の構成を示すブロック図である。 図１に示すビタビ復号器におけるブランチメトリック算出用データ取得部の構成を示すブロック図である。 図６に示すブランチメトリック算出用データ取得部の動作を説明するための図である（その１）。 図６に示すブランチメトリック算出用データ取得部の動作を説明するための図である（その２）。 図１に示すビタビ復号器のＢＥＲ特性を説明するための図である。 受信器と送信器間の距離と、受信信号のＥｂ／Ｎｏとの関係を示す図である。 図１に示すビタビ復号器に適用可能な他のブランチメトリック算出用データ取得部の構成を示すブロック図である。 図１１に示すブランチメトリック算出用データ取得部の動作を説明するための図である。 本発明の他の実施の形態にかかるビタビ復号器の構成を示すブロック図である。 図１に示すビタビ復号器における評価制御部の構成を示すブロック図である。 畳み込み符号器の例を示すブロック図である。 図１５に示す畳み込み符号器の入力データと出力データの態様を示す図である。 従来技術によるビットシフトの処理を示す図である。 従来技術によるビットシフトの処理を実現する回路の構成例を示す図である。 図１８に示す回路の作用を説明するための図である。

符号の説明

２０ ブランチメトリック算出用データ取得部、 ２２ 論理積ゲート、
２４ 論理積ゲート、 ２６ 論理積ゲート、
３０ 評価制御部、 ３１ 標準偏差算出部、
３２ 絶対値取得部、 ３８ 制御信号出力部、
５２ ブランチメトリック算出部、 ５４ 閾値判定正規化指示部、
５６ ＡＣＳ演算部、 ５８ パスメトリック保持部、
６２ 尤最ステート判定部、 ６４ サバイバルパスメモリ、
６６ トレースバック制御部、 ６８ ＬＩＦＯ、
９０ 復号実行部、 １００ ビタビ復号器、
１１０ 評価制御部、 １１１ 標準偏差算出部、
１１２ 制御信号出力部、 １１３ 保持回路、
１１５ 評価期間制御部、 １２０ ビタビ復号器、
１５０ シフタ、 １５１ 論理積ゲート、
１５２ インバータ、 １５３ 論理和ゲート、
３００ 畳み込み符号器、 ３１０ 加算器、
３２０ 遅延素子。

Claims (9)

1. 畳み込み符号であって、複数の系列を有する受信信号を復号する軟判定ビタビ復号方法において、
   前記受信信号の品質を評価し、
   前記品質が所定のレベルより低いときに前記受信信号の振幅を表すデジタル多値データからブランチメトリックを算出し、
   前記品質が所定のレベル以上であるときに前記デジタル多値データに対して系列単位の間引きをしてからブランチメトリックを算出することを特徴とする軟判定ビタビ復号方法。
2. 前記間引きの対象となる間引き系列に対してマスク信号を生成し、
   該マスク信号と、前記デジタル多値データのうちの前記間引き系列に対して論理積演算を行うことによって前記間引きを行うことを特徴とする請求項１に記載の軟判定ビタビ復号方法。
3. 前記受信信号の振幅の大きさの標準偏差を算出し、該標準偏差を基に前記受信信号の品質を評価することを特徴とする請求項１または２に記載の軟判定ビタビ復号方法。
4. 前記畳み込み符号の送信器と、復号が行われる受信器との距離に応じて前記所定のレベルの値を設定することを特徴とする請求項１から３のいずれか１項に記載の復号方法。
5. 畳み込み符号であって、複数の系列を有する受信信号を復号する軟判定ビタビ復号装置において、
   前記受信信号の品質を評価する品質評価部と、
   該品質評価部により評価された前記品質が所定のレベルより低いときに前記受信信号の振幅を表すデジタル多値データを間引きしない指示を出力し、前記品質が前記所定のレベル以上であるときに前記デジタル多値データを間引きする指示を出力する制御信号出力部と、
   該制御信号出力部からの指示に従って前記デジタル多値データをブランチメトリック算出用データとして出力するか、前記デジタル多値データに対して系列単位の間引きをしてブランチメトリック算出用データを得て出力するブランチメトリック算出用データ取得部とを備えることを特徴とする軟判定ビタビ復号装置。
6. 前記制御信号出力部は、間引きする指示として、前記間引き対象となる間引き系列に対してマスク信号を出力し、
   前記ブランチメトリック算出用データ取得部は、前記制御信号出力部からの前記マスク信号と前記間引き系列に対して論理積演算を行うことによって前記ブランチメトリック算出用データを取得することを特徴とする請求項５に記載の軟判定ビタビ復号装置。
7. 前記品質評価部は、前記受信信号の振幅の大きさの標準偏差を算出し、該標準偏差を基に前記受信信号の品質を評価することを特徴とする請求項５または６に記載の軟判定ビタビ復号装置。
8. 所定の評価期間においてのみ前記品質評価部を動作させる評価期間制御部と、
   前記品質評価部の停止直前の評価結果を保持する保持回路とをさらに備え、
   前記制御信号出力部は、前記品質評価部の動作停止後において、前記保持回路に保持された前記評価結果に基づいて制御信号を出力することを特徴とする請求項５から７のいずれか１項に記載の軟判定ビタビ復号装置。
9. 前記所定のレベルの値は、畳み込み符号の送信器との距離に応じて設定されたものであることを特徴とする請求項５から７のいずれか１項に記載の軟判定ビタビ復号装置。

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