JP4647199B2 - PLL circuit - Google Patents
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本発明は、PLL(Phase Locked Loop)回路に関する。 The present invention relates to a PLL (Phase Locked Loop) circuit.
近年LSIの動作速度が高速化し、これに伴ってLSIの内部にPLL回路が組み込まれることが多くなっている。PLL回路のクロック生成には、CMOSトランジスタのリングオッシレータを使用し、その電流値を制御することにより周波数の調整を行なっている。
この種のPLL回路は、後記する特許文献1や特許文献2に開示されており、図7に示すように、チャージポンプ2が、位相比較回路1からの位相差信号に基づく充放電を行なうことによって静電容量信号が作成され、この静電容量信号がローパスィルタ3に入力され、ローパスフィルタ3で平滑化処理され、制御信号として電圧制御発振器5に入力され、電圧制御発振器5の発振周波数が制御されている。
電圧制御発振器5には、図9に示すV−I変換回路10と電圧制御発振回路20が設けられ、V−I変換回路10の出力信号PC、NCによって、電圧制御発振回路20の発振周波数が制御される。
この種の従来のPLL回路によると、電圧制御発振器5の発振信号Foの発振周波数は、制御電圧に対して、図10に示すような特性が得られる。
この種の従来のPLL回路では、製造プロセスや温度による発振周波数のばらつきが比較的多く認められ、コントロールバイアスに対する周波数変化が大きいので、コントロールバイアスにノイズが重畳するとPLL回路のジッタが増大する。
In recent years, the operation speed of LSIs has been increased, and accordingly, PLL circuits are often incorporated in LSIs. For clock generation of the PLL circuit, a CMOS transistor ring oscillator is used, and the frequency is adjusted by controlling the current value.
This type of PLL circuit is disclosed in
The voltage controlled
According to this type of conventional PLL circuit, the oscillation frequency of the oscillation signal Fo of the voltage controlled
In this type of conventional PLL circuit, there is a relatively large variation in oscillation frequency due to the manufacturing process and temperature, and the frequency change with respect to the control bias is large. Therefore, when noise is superimposed on the control bias, the jitter of the PLL circuit increases.
このジッタの低減を狙って、特許文献2には、電圧制御回路として、図8に示すように、周波数を制御する周波数可変インバータ17と、インバータ17に直列に接続される複数段のインバータ18とが、複数段マルチプレクサ16に接続されたリングオッシレータが使用されている。
しかし、図8に示すリングオッシレータでは、異なる段数ごとにバッファラインを設けているので、回路規模が大きく複雑になると共に、バッファの段数を連続的に調整しているために、切換時にジッタが発生するという問題がある。
However, since the ring oscillator shown in FIG. 8 is provided with a buffer line for each different number of stages, the circuit scale becomes large and complicated, and the number of buffer stages is continuously adjusted. There is a problem that occurs.
本発明は、前述したようなこの種のPLL回路の現状に鑑みてなされたものであり、その目的は、外部から混入するノイズによる誤動作を防止し、レイアウト実装面積を狭くし、安定した高精度の発振動作を行なう小型化されたPLL回路を提供することにある。 The present invention has been made in view of the present situation of this type of PLL circuit as described above, and its purpose is to prevent malfunction due to externally mixed noise, to reduce the layout mounting area, and to achieve stable high accuracy. It is an object of the present invention to provide a downsized PLL circuit that performs the oscillation operation.
前記目的を達成するために、請求項1記載のPLL回路は、基準クロック信号と分周クロック信号との位相比較を行う位相比較器と、該位相比較器からの位相差信号に基づく充放電を行うことにより静電容量信号を作成するチャージポンプと、該静電容量信号を平滑化処理し、アナログ制御信号を出力するローパスフィルタと、該アナログ制御信号を電圧電流変換する電圧電流変換回路と、該電圧電流変換回路からの出力に基づき制御されるリングオシレータとから構成される電圧制御発振器と、前記電圧制御発振器により出力される発振信号を逓倍して前記分周クロック信号を出力する分周回路と、前記基準クロック信号と前記分周クロック信号との周波数の比較結果に基づいて、前記ディジタル制御信号を出力する前記周波数比較器と、周波数検出を行う周波数検出回路とを備え、前記位相比較器の入力端子、前記周波数比較器の入力端子及び前記周波数検出回路の入力端子が互いに接続され、これら入力端子と前記電圧制御発振器の出力端子間に、前記分周回路が接続され、かつ、前記周波数検出回路の出力端子が、前記周波数比較器と前記位相比較器とに接続され、前記リングオシレータは、前記電圧電流変換回路からの出力信号に基づいて制御され、自身の遅延時間を調整するバッファと、差動型のバッファが複数段直列に接続され、前記周波数比較器からのディジタル制御信号に基づいて差動型のバッファ段数の選択制御がされるディジタル制御バッファ部とから構成され、周波数引き込み時に、前記周波数検出回路の出力信号の論理値を“0”として前記周波数比較器をイネーブル、前記位相比較器をディセーブルに設定し、前記アナログ制御信号を所定電圧に設定し、該所定電圧に基づいて前記バッファの遅延時間が調整し、前記周波数比較器からの前記ディジタル制御信号が前記電圧制御発振器に入力され、前記差動型のバッファのうち選択された段数位置の差動型のバッファをイネーブルに設定することで、前記差動型のバッファの段数の選択が設定される前記リングオシレータにより電圧制御される前記電圧制御発振器から前記発振信号を出力し、該発振信号に基づいて前記分周回路により前記分周クロック信号が出力され、前記周波数検出回路により、前記分周クロック信号が、前記基準クロック信号の周波数に対して、予め設定した所定周波数範囲内にあると検出された場合、前記周波数検出回路の出力信号の論理値を“1”として前記周波数比較器をディセーブル、前記位相比較器をイネーブルとし、前記差動型のバッファ段数の選択が設定された前記リングオシレータにより電圧制御される前記電圧制御発振器から前記発振信号を出力し、前記所定周波数範囲内にないと検出された場合、前記周波数検出回路の出力信号の論理値を“0”としたまま、新たなディジタル制御信号による前記差動型のバッファ段数の選択を行って、前記所定周波数範囲内にあると検出されるまで、該差動型のバッファ段数の選択を繰り返すものである。
In order to achieve the above object, a PLL circuit according to
したがって、リングオッシレータのバッファの遅延制御の殆どが、ディジタル的に制御され、外部ノイズが電源端子、アース端子、サブストレートなどから混入することが抑制され、ノイズの影響によるジッタの発生が防止されると共に、アナログ制御信号を初期値に設定することで、周波数引き込み直後に、リングオッシレータにマージンのある動作点が設定され、その後の温度変動や電圧変動に対応して、高精度で安定した発振周波数の出力が行なわれる。
Therefore , most of the delay control of the ring oscillator buffer is controlled digitally, and external noise is prevented from entering from the power supply terminal, ground terminal, substrate, etc., and jitter due to the influence of noise is prevented. In addition, by setting the analog control signal to the initial value, an operating point with a margin is set for the ring oscillator immediately after pulling in the frequency, and stable and highly accurate in response to subsequent temperature fluctuations and voltage fluctuations. The oscillation frequency is output.
請求項2記載の発明は、請求項1記載のPLL回路において、ディジタル制御バッファ部における差動型のバッファはインバータ型のバッファであり、該インバータ型のバッファに接続されたセレクタに入力されるディジタル制御信号に基づいてセレクタの段数を選択するものである。 According to a second aspect of the present invention, in the PLL circuit according to the first aspect, the differential buffer in the digital control buffer unit is an inverter type buffer, and the digital signal input to the selector connected to the inverter type buffer. The number of selector stages is selected based on the control signal.
請求項1に記載の発明によれば、リングオッシレータのバッファの遅延制御の殆どが、ディジタル的に制御され、外部ノイズが電源端子、アース端子、サブストレートなどから混入することが抑制され、ノイズの影響によるジッタの発生が防止されると共に、アナログ制御信号を初期値に設定することで、周波数引き込み直後に、リングオッシレータにマージンのある動作点を設定し、その後の温度変動や電圧変動に対応して、高精度で安定した発振周波数の出力を行なわせることが可能になる。According to the first aspect of the present invention, most of the delay control of the ring oscillator buffer is digitally controlled, and external noise is prevented from entering from the power supply terminal, the ground terminal, the substrate, and the like. Jitter generation due to the influence of noise is prevented, and by setting the analog control signal to the initial value, an operating point with a margin is set in the ring oscillator immediately after pulling in the frequency, and subsequent fluctuations in temperature and voltage Correspondingly, it is possible to output a highly accurate and stable oscillation frequency.
請求項2に記載の発明によれば、全体の構成を簡単にし製造コストを低減することが可能になる。
According to the second aspect of the present invention, it is possible to simplify the overall configuration and reduce the manufacturing cost.
[第1の実施の形態]
本発明の第1の実施の形態を、図1ないし図5を参照して説明する。
図1は本実施の形態の構成を示すブロック図、図2は同実施の形態の電圧制御発振器のリングオッシレータの構成を示す回路説明図、図3は図2の要部の構成を示す回路図、図4は図2のディジタル制御型の段数選択バッファの構成を示す回路図、図5は本実施の形態の動作を示す特性図である。
[First Embodiment]
A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the present embodiment, FIG. 2 is a circuit explanatory diagram showing the configuration of the ring oscillator of the voltage controlled oscillator of the same embodiment, and FIG. 3 is a circuit showing the configuration of the main part of FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of the digital control type stage number selection buffer of FIG. 2, and FIG. 5 is a characteristic diagram showing the operation of this embodiment.
本実施の形態は、図1に示すような構成となっていて、位相比較を行なう位相比較器(PFD)1に、充放電を行い静電容量信号を出力するチャージポンプ(CP)2が接続され、CP2は、静電容量信号を平滑化するローパスフィルタ(LPF)3を介して、電圧制御発振器(VCO)5の第1の制御端子に接続されている。
また、周波数の比較を行なう周波数比較器(FD)6と、周波数検出を行なう周波数検出回路7とが設けられ、FD6の出力端子はVCO5の第2の制御端子に接続され、PFD1の第1の入力端子、FD6の第1の入力端子及び周波数検出器7の第1の入力端子が互いに接続され、互いに接続されたこれら第1の入力端子に基準クロック信号Frが入力されるように構成されている。
さらに、PFD1の第2の入力端子、FD6の第2の入力端子及び周波数検出器7の第2の入力端子が互いに接続され、互いに接続されたこれら第2の入力端子と、VCO5の出力端子間に、VCO5の発振信号Foを逓倍して分周クロック信号Fvを出力する分周回路8が接続され、周波数検出回路7の出力端子が、FD6のディセーブル端子とPFD1のイネーブル端子とに接続されている。
The present embodiment has a configuration as shown in FIG. 1, and a charge pump (CP) 2 that charges and discharges and outputs a capacitance signal is connected to a phase comparator (PFD) 1 that performs phase comparison. CP2 is connected to a first control terminal of a voltage controlled oscillator (VCO) 5 via a low pass filter (LPF) 3 that smoothes the capacitance signal.
A frequency comparator (FD) 6 that performs frequency comparison and a
Further, the second input terminal of PFD1, the second input terminal of FD6, and the second input terminal of
本実施の形態のリングオッシレータ13は、図2に示すように、差動型のバッファが複数段直列に接続された構成となっていて、段数の選択が行なわれるディジタル制御バッファ部12が設けられており、このディジタル制御バッファ部12には、イネーブル、ディセーブルの選択がディジタル的に制御される複数のバッファBdが配設され、各段数に対応して2個のバッファBdが直列に接続され、接続端部のバッファBdの出力ノードには、段数選択バッファBdoがそれぞれ接続されており、ディジタル制御バッファ部12に配設される段数選択バッファBdoにより、リングオットレータ13の段数選択が行なわれるように構成されている。
As shown in FIG. 2, the
ところで、VCO5には、図3に示すように、LPF3からのアナログ制御信号Faが入力され、このアナログ制御信号FaをV−I変換するV−I変換回路10と、このV−I変換回路10に接続される前述したリングオッシレータ13とが設けられ、アナログ制御されるバッファBaには、PチャネルトランジスタPCTrとNチャネルトランジスタNCTrが設けられ、LPF3からVCO5に入力されるアナログ制御信号Faに基づいて、V−I変換回路10から出力されるPC信号でPCTrが、NC信号でNCTrがそれぞれ制御されることにより、バッファBaはアナログ制御され、バッファの遅延時間が調整されるように構成されている。
また、ディジタル制御バッファ部12のバッファBdは、FD6から出力されるディジタル制御信号Fdによって、イネーブル時には、PチャネルトランジスタPCTrがアースされ、NチャネルトランジスタNCTrがVCC電位に固定されて、所定の差動出力信号が設定され、ディセーブル時には差動出力信号の論理値が“0”に設定されるように制御される。
このようにして、バッファBdが、図2に示すように複数段に接続配設され、各段に対応するバッファBdの出力ノードには、図4に示すように差動入力部を備えた段数選択バッファBdoが接続され、FD6からのディジタル制御信号Fdで段数選択バッファBdoのラインが指定選択されることによって、最適なバッファ段数の選択が行なわれるように構成されている。
By the way, as shown in FIG. 3, the
In addition, the buffer Bd of the digital
In this way, the buffer Bd is connected and arranged in a plurality of stages as shown in FIG. 2, and the output node of the buffer Bd corresponding to each stage has the number of stages provided with a differential input section as shown in FIG. The selection buffer Bdo is connected, and the line number of the stage number selection buffer Bdo is designated and selected by the digital control signal Fd from the FD 6 so that the optimum number of buffer stages is selected.
このような構成の本実施の形態の動作を説明する。
本実施の形態によると、周波数引き込み時には、周波数検出回路7の出力信号PFDENの論理値が“0”に設定され、PFD1がディセーブルに、FD6がイネーブルにそれぞれ設定され、この状態では、VCO5のアナログ制御値が所定電圧に設定され、この所定電圧に基づいてV−I変換回路10から出力されるPC信号とNC信号とによって、バッファBaはアナログ制御され、遅延時間が調整される。
この状態で、FD6からディジタル制御信号FdがVOC5の第2の制御端子に入力され、ディジタル制御バッファ部12のバッファBdが、ディジタル制御され、選択された段数位置のバッファBdのみがイネーブル設定され、その他のバッファBdはディセーブル設定される。そして、イネーブル設定されたバッファBdの出力信号が、該バッファBdに接続される段数選択バッファBdoに入力される。
The operation of the present embodiment having such a configuration will be described.
According to the present embodiment, at the time of frequency pull-in, the logical value of the output signal PFDEN of the
In this state, the digital control signal Fd is input from the FD 6 to the second control terminal of the VOC 5, the buffer Bd of the digital
このようにして、バッファの段数選択が設定されるリングオッシレータ13によって、電圧制御されるVCO5から発振信号Foが出力されるが、この発振信号Foが分周回路8で分周され、周波数検出回路7によって、分周回路8から入力された分周クロック信号Fvが、外部からの基準クロック信号Frの周波数に対して、予め設定した所定周波数範囲内にあるか否かが検出される。周波数検出回路7によって、分周クロック信号Fvが、所定周波数範囲内にないと検出されると、周波数検出回路7の出力信号PFDENの論理値は“0”を維持し、新たなディジタル制御信号Fdによる段数選択動作が行なわれ、周波数検出回路7によって、分周クロック信号Fvが、所定周波数範囲内にあると検出されるまで、ディジタル制御信号Fdによる段数選択動作が繰り返される。
In this way, the oscillation signal Fo is output from the voltage-controlled
そして、周波数検出回路7によって、分周クロック信号Fvが、所定周波数範囲内にあると検出されると、周波数検出回路7の出力信号PFDENの論理値が“1”となり、FD6がディセーブル設定されてて、リングオッシレータ13の段数が固定設定され、PFD1がイネーブル設定されて、段数が選択固定されたリングオッシレータ13が、バッファBaのアナログ制御により駆動して、選択段数に対応する周波数の発振を行なう。
この場合の動作は、図5に示すように、所定のVCO制御電圧に対応して、所定の周波数の発振を行なう最適なバッファ段数を選択することによって、所望の周波数の発振が行なわれる。また、この場合、その後の温度変動や電圧変動に対する発振周波数の調整を行なわせることも可能である。
When the
As shown in FIG. 5, the operation in this case is performed by selecting an optimum number of buffer stages for oscillating at a predetermined frequency corresponding to a predetermined VCO control voltage. In this case, the oscillation frequency can be adjusted with respect to subsequent temperature fluctuations and voltage fluctuations.
このようにして、本実施の形態によると、周波数引き込み時には、周波数検出回路7の出力信号PFDENの論理値が“0”に設定され、PFD1がディセーブルに、FD6がイネーブルに設定され、VCO5のアナログ制御値が所定電圧に設定され、FD6からディジタル制御信号Fdによって、ディジタル制御バッファ部12の選択された段数位置のバッファBdがイネーブルに設定され、VCO5から出力される発振信号Foが分周回路8で分周され、周波数検出回路7により、分周クロック信号Fvが、基準クロック信号Frの周波数に対して、予め設定した所定周波数範囲内にあるか否かが検出される。この場合、周波数検出回路7によって、分周クロック信号Fvが、所定周波数範囲内にあると検出されるまで、周波数検出回路7の出力信号PFDENの論理値は“0”を維持し、新たなディジタル制御信号Fdによる段数選択動作が行なわれる。
Thus, according to the present embodiment, at the time of frequency pull-in, the logical value of the output signal PFDEN of the
そして、周波数検出回路7によって、分周クロック信号Fvが、所定周波数範囲内にあると検出されると、周波数検出回路7の出力信号PFDENの論理値が“1”となり、FD6がディセーブルになって、リングオッシレータ13の段数が固定設定され、PFD1がイネーブルに設定されて、段数が選択固定されたリングオッシレータ13に基づき、VCO5が電圧制御され選択段数に対応する周波数の発振が行なわれる。
このようにして、本実施の形態によると、リングオッシレータ13のバッファの遅延制御の殆どが、ディジタル的に行なわれるので、外部ノイズが電源端子、アース端子、サブストレートから混入することが抑制され、ノイズの影響によるジッタの発生が防止されると共に、アナログ制御信号を初期値に設定することで、周波数引き込み直後に、リングオッシレータにマージンのある動作点を設定し、その後の温度変動や電圧変動に対応して、高精度で安定した発振周波数の出力を行なわせることが可能になる。
When the
In this manner, according to the present embodiment, most of the delay control of the buffer of the
[第2の実施の形態]
本発明の第2の実施の形態を図6を参照して説明する。
図6は本実施の形態のリングオッシレータの構成を示す回路説明図である。
[Second Embodiment]
A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.
FIG. 6 is a circuit explanatory diagram showing the configuration of the ring oscillator of the present embodiment.
本実施の形態では、リングオッシレータ13Aが、図6に示すように、インバータ型のバッファが複数段直列に接続された構成となっていて、ディジタル制御バッファ部12Aには、アナログ制御されるバッファBa1に、段数の選択がディジタル的に制御される複数のバッファBd1が配設されており、これらのバッファBd1の各出力ノードは、段数を選択するセレクタ15にそれぞれ接続され、セレクタ15の段数を選択するFD6からのディジタル制御信号Fdが、セレクタ15に入力されるように構成されている。
本実施の形態のその他の部分の構成は、すでに説明した第1の実施の形態と同一なので、重複する説明は行なわない。
In this embodiment, as shown in FIG. 6, the
Since the configuration of the other parts of the present embodiment is the same as that of the first embodiment already described, duplicate description will not be given.
このような構成の本実施の形態では、図1を流用して説明すると、図1に示す周波数検出回路7からのディジタル制御信号Fdにより、所定段数のバッファBd1の段数選択が行なわれて、VCO5の発振動作が電圧制御される。
本実施の形態のその他の動作は、すでに説明した第1の実施の形態の動作と同一なので、重複する説明は行なわない。
本実施の形態によると、第1の実施の形態で得られる効果に加えて、インバータ型のバッファを使用しており、セレクタ15の構成も簡単となって、全体の構成を簡単にすることが可能になる。
In this embodiment having such a configuration, the description will be made with reference to FIG. 1. The number of stages of the buffer Bd1 having a predetermined number of stages is selected by the digital control signal Fd from the
The other operations in the present embodiment are the same as those in the first embodiment already described, and therefore will not be described repeatedly.
According to the present embodiment, in addition to the effects obtained in the first embodiment, an inverter type buffer is used, the configuration of the
1 PRD
2 CP
3 LPF
5 VCO
7 周波数検出回路
8 分周器
13 リングオッシレータ
1 PRD
2 CP
3 LPF
5 VCO
7 Frequency detection circuit 8
Claims (2)
該位相比較器からの位相差信号に基づく充放電を行うことにより静電容量信号を作成するチャージポンプと、
該静電容量信号を平滑化処理し、アナログ制御信号を出力するローパスフィルタと、
該アナログ制御信号を電圧電流変換する電圧電流変換回路と、該電圧電流変換回路からの出力に基づき制御されるリングオシレータとから構成される電圧制御発振器と、
前記電圧制御発振器により出力される発振信号を逓倍して前記分周クロック信号を出力する分周回路と、
前記基準クロック信号と前記分周クロック信号との周波数の比較結果に基づいて、前記ディジタル制御信号を出力する前記周波数比較器と、
周波数検出を行う周波数検出回路とを備え、
前記位相比較器の入力端子、前記周波数比較器の入力端子及び前記周波数検出回路の入力端子が互いに接続され、これら入力端子と前記電圧制御発振器の出力端子間に、前記分周回路が接続され、かつ、前記周波数検出回路の出力端子が、前記周波数比較器と前記位相比較器とに接続され、
前記リングオシレータは、前記電圧電流変換回路からの出力信号に基づいて制御され、自身の遅延時間を調整するバッファと、差動型のバッファが複数段直列に接続され、前記周波数比較器からのディジタル制御信号に基づいて差動型のバッファ段数の選択制御がされるディジタル制御バッファ部とから構成され、
周波数引き込み時に、前記周波数検出回路の出力信号の論理値を“0”として前記周波数比較器をイネーブル、前記位相比較器をディセーブルに設定し、前記アナログ制御信号を所定電圧に設定し、該所定電圧に基づいて前記バッファの遅延時間が調整し、
前記周波数比較器からの前記ディジタル制御信号が前記電圧制御発振器に入力され、前記差動型のバッファのうち選択された段数位置の差動型のバッファをイネーブルに設定することで、前記差動型のバッファの段数の選択が設定される前記リングオシレータにより電圧制御される前記電圧制御発振器から前記発振信号を出力し、該発振信号に基づいて前記分周回路により前記分周クロック信号が出力され、
前記周波数検出回路により、前記分周クロック信号が、前記基準クロック信号の周波数に対して、予め設定した所定周波数範囲内にあると検出された場合、前記周波数検出回路の出力信号の論理値を“1”として前記周波数比較器をディセーブル、前記位相比較器をイネーブルとし、前記差動型のバッファ段数の選択が設定された前記リングオシレータにより電圧制御される前記電圧制御発振器から前記発振信号を出力し、
前記所定周波数範囲内にないと検出された場合、前記周波数検出回路の出力信号の論理値を“0”としたまま、新たなディジタル制御信号による前記差動型のバッファ段数の選択を行って、前記所定周波数範囲内にあると検出されるまで、該差動型のバッファ段数の選択を繰り返す
ことを特徴とするPLL回路。 A phase comparator that compares the phase of the reference clock signal and the divided clock signal;
A charge pump that creates a capacitance signal by charging and discharging based on the phase difference signal from the phase comparator;
A low-pass filter that smoothes the capacitance signal and outputs an analog control signal;
A voltage-controlled oscillator comprising a voltage-current conversion circuit for converting the analog control signal into voltage-current, and a ring oscillator controlled based on an output from the voltage-current conversion circuit;
A frequency dividing circuit for multiplying an oscillation signal output by the voltage controlled oscillator and outputting the divided clock signal;
The frequency comparator that outputs the digital control signal based on a frequency comparison result between the reference clock signal and the divided clock signal;
A frequency detection circuit for performing frequency detection,
The input terminal of the phase comparator, the input terminal of the frequency comparator and the input terminal of the frequency detection circuit are connected to each other, and the frequency divider circuit is connected between these input terminals and the output terminal of the voltage controlled oscillator, And the output terminal of the frequency detection circuit is connected to the frequency comparator and the phase comparator,
The ring oscillator is controlled based on an output signal from the voltage-current conversion circuit, and a buffer for adjusting its own delay time and a differential buffer are connected in series in a plurality of stages, and a digital signal from the frequency comparator is provided. The digital control buffer unit is configured to select and control the number of differential buffer stages based on the control signal,
During frequency acquisition, enabling said frequency comparator as the logic value "0" of the output signal of said frequency detecting circuit, the phase comparator is disabled, setting the analog control signal at a predetermined voltage, the predetermined Adjusting the delay time of the buffer based on the voltage;
The digital control signal from the frequency comparator is input to the voltage controlled oscillator, and the differential type buffer at the selected number of stages among the differential type buffers is set to enable, so that the differential type The oscillation signal is output from the voltage-controlled oscillator that is voltage-controlled by the ring oscillator in which selection of the number of stages of the buffer is set, and the divided clock signal is output by the divider circuit based on the oscillation signal,
When the frequency detection circuit detects that the divided clock signal is within a predetermined frequency range set in advance with respect to the frequency of the reference clock signal, the logic value of the output signal of the frequency detection circuit is changed to “ 1 ”disables the frequency comparator, enables the phase comparator, and outputs the oscillation signal from the voltage controlled oscillator that is voltage controlled by the ring oscillator in which the selection of the number of differential buffer stages is set And
When it is detected that it is not within the predetermined frequency range, the logic value of the output signal of the frequency detection circuit is set to “0”, and the number of differential buffer stages is selected by a new digital control signal, A PLL circuit that repeats selection of the number of differential buffer stages until it is detected that the frequency is within the predetermined frequency range .
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