JP4644144B2 - 渦電流式導電体検出装置 - Google Patents

Description

本発明は渦電流式導電体検出装置の改良に関する。

ターボチャージャの回転数を検出する方法として従来より各種の方法が提案又は実用されている。その多くは、より低温の遠心コンプレッサの回転数を検出する方法を採用している。特許文献１は、ターボチャージャの遠心コンプレッサのアルミ翼の通過によるケーシング内の圧力周期変動を圧力センサにより検出し、検出した圧力周期変動に基づいて回転数を検出している。その他、ケーシングに設けたコイルに交流電流を通電し、このコイルが形成する磁界を通過する翼部によりコイルのインピーダンスが変化することを検出してターボチャージャの回転数を検出することも公知となっている。ターボチャージャの遠心コンプレッサの翼部は、非磁性のアルミ製であるため、この技術は、コイルの交流磁界が翼部に発生させた渦電流によるコイルインピーダンスの変化を検出する。そこで、この回転数検出法を以下において渦電流式導電体検出装置と称する。この種の渦電流式導電体検出装置を用いて車輪回転数を検出する技術が、下記の特許文献２に記載されている。
特開２００３−２４０７８８号公報 特開２０００−１２１６５５号公報

しかしながら、ターボチャージャはコンプレッサ側と雖も相当な高温となるため、上記した特許文献１の回転数検出方法は、圧力センサの耐熱温度限界と温度変化による検出精度のばらつきが大きな問題となった。一般的な圧力センサが半導体チップに形成されることは周知の事実である。

また、渦電流が流れるアルミ翼の通過によるコイルインピーダンス変化を検出する渦電流式導電体検出装置は、コイルの耐熱温度が圧力センサより良好であるため、ターボチャージャの回転数検出に好適である。しかしながら、既述したようにターボチャージャのコンプレッサ温度の上昇は、コイルインピーダンスを変化させるため、回転数検出精度の低下が問題となることがわかった。また、この問題は、渦電流の変化によるコイルインピーダンスの変化量がもともと比較的小さいために一層深刻となることがわかった。

本発明は、温度変化が大きな環境での回転数検出を高精度に行うことができる渦電流式導電体検出装置を提供することを他の目的としている。

上記課題を解決する第１の発明は、回転する導電体が通過する空間に交流磁界を形成する検出コイルと、前記検出コイルと並列接続されてＬＣ並列接続回路を構成するコンデンサと、前記ＬＣ並列接続回路に所定の発振周波数の交流電流を通電する発振回路と、前記ＬＣ並列接続回路から出力される信号電圧に基づいて前記導電体の回転数を検出する信号処理回路とを備える渦電流式導電体検出装置において、前記発振回路の発振周波数が、前記信号電圧のうち、前記導電体が前記検出コイルより最も遠い位置にある場合の信号電圧値と、前記導電体が前記検出コイルより最も近い位置にある場合の信号電圧値との差である出力差が、所定の高温時と所定の低温時とで一致する２つの周波数値（ｆｏＨ、ｆｏＬ）のどちらかの近傍に設定されることを特徴としている。

発明者らは、ＬＣ並列接続回路のインピーダンスに相関を有する出力の高温時と低温時とにおける渦電流式導電体検出装置の出力差が周波数軸上にて２つの一致点をもつことを見出した。また、解析によれば、これら２つの一致点の周波数では、低温時も高温時も相当に大きな出力差を確保できることが判明した。

したがって、これら２つの一致点のどちらかの周波数をもつ交流電流をこのＬＣ並列接続回路に与えれば、少なくとも上記所定の低温時と上記所定の高温時とで、出力変動をキャンセルすることができ、温度変動による出力誤差を解消でき、温度変化にもかかわらず回転数を高精度に検出することができる。

好適な態様において、前記発振回路の発振周波数は、前記ＬＣ並列接続回路の高温時共振周波数ｆｒＨがその低温時共振周波数ｆｒＬより小さく、かつ、前記高温時共振周波数ｆｒＨにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスが前記低温時共振周波数ｆｒＬにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスよりも小さい場合に、前記２つの周波数値（ｆｏＬ、ｆｏＨ）のうち、低周波数側の周波数値ｆｏＬ近傍に設定される。このようにすれば、温度変化にもかかわらず更に大きな出力差を抽出できるため、回転数検出感度を向上することができる。

好適な態様において、前記発振回路の発振周波数は、前記出力差が、低周波数側の周波数値ｆｏＬにおける前記出力差の値から前記所定の高温時と所定の低温時と両方において出力差が少なくとも１０％以上減少乃至増大しない範囲の周波数に設定される。このようにすれば、回路定数のばらつきなどにより発振周波数と出力差一致周波数とがずれても、大きな出力差を検出することができるので、温度変化にもかかわらず回転数検出を高精度に行うことができる。

好適な態様において、前記コンデンサの容量又は前記検出コイルのインダクタンスは、温度上昇とともに増加する。このようにすれば、ＬＣ並列接続回路のインピーダンスに必要な周波数特性を容易に得ることができる。

好適な態様において、前記発振回路の発振周波数は、前記ＬＣ並列接続回路の高温時共振周波数ｆｒＨがその低温時共振周波数ｆｒＬより大きく、かつ、前記高温時共振周波数ｆｒＨにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスが前記低温時共振周波数ｆｒＬにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスよりも小さい場合に、前記２つの周波数値（ｆｏＬ、ｆｏＨ）のうち、高周波数側の周波数値ｆｏＨ近傍に設定される。このようにすれば、温度変化にもかかわらず更に大きな出力差を抽出できるため、回転数検出感度を向上することができる。

好適な態様において、前記発振回路の発振周波数は、前記出力差が、高周波数側の周波数値ｆｏＨにおける前記出力差の値から前記所定の高温時と所定の低温時と両方において出力差が少なくとも１０％以上減少乃至増大しない範囲の周波数に設定される。このようにすれば、回路定数のばらつきなどにより発振周波数と出力差一致周波数とがずれても、大きな出力差を検出することができるので、温度変化にもかかわらず回転数検出を高精度に行うことができる。

好適な態様において、前記コンデンサの容量又は前記検出コイルのインダクタンスは、温度上昇とともに減少する。このようにすれば、ＬＣ並列接続回路のインピーダンスに必要な周波数特性を容易に得ることができる。

好適な態様において、前記回転する導電体は、ターボチャージャの遠心コンプレッサの翼部からなる。このようにすれば、温度変化が激しいターボチャージャの回転数を精度良く検出することができる。

好適な態様において、前記コンデンサは、前記検出コイルより離れて配置されて前記検出コイルよりも前記遠心コンプレッサのハウジングから強力に断熱されている。これにより、温度変化によるＬＣ並列接続回路の出力変動を更に良好に低減することができる。

以下、本発明の渦電流式導電体検出装置の好適な実施形態を説明する。なお、本発明は下記の実施形態に限定されるものではなく、本発明の技術思想を他の技術を組み合わせて実施してもよい。

（実施形態１）
ターボチャージャ回転数検出に採用した渦電流式導電体検出装置の好適な実施形態を以下に説明する。

（ＬＣ並列接続回路）
このターボチャージャ回転数検出装置の要部回路を図１に示す。１は検出コイル、２は所定の発振周波数ｆｏで発振する発振回路、３は検出コイル１とＬＣ並列接続回路を構成するコンデンサ、４は信号電圧検出用の抵抗素子である。発振回路２の発振周波数ｆｏは、このＬＣ並列接続回路の共振周波数近傍に設定されている。Ｖｏは出力電圧である。

検出コイル１は、図２に示すターボチャージャの遠心コンプレッサ５のケーシング６に設けたコイル収容孔７に設けられており、コイル収容孔７は、遠心コンプレッサ５の遠心翼部８の径方向外側に位置してケーシング６の内周面に設けられている。これにより、発振回路２から検出コイル１に交流電流を通電すると、交流磁界がケーシングの径方向内側に形成され、遠心コンプレッサ５の遠心翼部８がこの交流磁界を周方向へ横切って回転することになる。各遠心翼部８は非磁性のアルミ合金により成形されているので、各遠心翼部８には交流磁界の横断により渦電流が流れ、この渦電流と鎖交して検出コイル１の磁界を弱める方向へ交流磁界が誘導される。この渦電流は、遠心翼部８が検出コイル１に最も近接した状態にて最大となり、遠心翼部８が検出コイル１から最も離れた状態にて最小となる。この渦電流の変化は、検出コイル１のインピーダンスの変化を招く。

渦電流回路を含めた場合の図１のＬＣ並列接続回路の基本的な等価回路を図３に示す。

図３において、Ｒは検出コイル１の抵抗、Ｌは検出コイル１のインダクタンス、Ｃはコンデンサ３の静電容量、ＺＬはコイルインピーダンス、ＺＣはコンデンサ３のインピーダンス、ＺはＬＣ並列接続回路の合成インピーダンスである。

（信号処理回路）
ＬＣ並列接続回路の出力電圧を処理して遠心翼部８の通過を判定する信号処理回路９を図４を参照して説明する。

出力電圧Ｖｏは、電圧増幅回路９１により増幅された後、検波回路９２で包絡線検波されて信号電圧が発振周波数電圧から分離され、その後、コンパレータ９３によりパルス電圧に変換される。信号処理回路９の各部電圧波形を図５に示す。

なお、図４において、ＳＮ比向上のために電圧増幅回路９１と検波回路９２との間に発振周波数を中心周波数とする狭帯域の帯域フィルタ又は共振フィルタを介在させてもよい。

（検出原理）
このＬＣ並列接続回路において、遠心翼部８が検出コイル１に近接すると、渦電流が形成する磁界の影響により検出コイル１のインダクタンスが減少し、その結果としてこのＬＣ並列接続回路の共振周波数ｆｒは高くなる。つまり、ＬＣ並列接続回路の合成インピーダンスの周波数特性は遠心翼部８の位置により変化する。したがって、発振回路２からある発振周波数の交流電流をＬＣ並列接続回路に通電した場合、ＬＣ並列接続回路の電圧降下は、遠心翼部８の位置により変化する。これが、この渦電流式導電体検出装置の検出原理である。

発振回路２の発振周波数は、遠心翼部８の位置変化によるＬＣ並列接続回路の電圧降下（出力電圧）の変動（以下、出力差とも言う）がなるべく大きくなるように設定するとＳＮ比を向上することができる。ＬＣ並列接続回路の合成インピーダンスＺの周波数特性は、共振周波数近傍にてピークとなるカーブであるため、発振回路２の発振周波数は、この共振周波数近傍に設定すると遠心翼部８の位置変化による出力差を大きくできる筈である。

（温度変化の影響）
次に、このＬＣ並列接続回路の合成インピーダンスの周波数特性に対する温度変化の影響を考える。

まず、ＬＣ並列接続回路の共振周波数ｆｒに対する温度変化の影響を考える。検出コイル１のインダクタンスＬと、コンデンサ３の静電容量Ｃは、温度上昇によって増加するものと、減少するものとが知られているが、一般的には増加するもののほうが一般的である。したがって、温度上昇によってＬまたはＣが増加すると共振周波数は低下することになる。

共振回路のQは次式のように表される。
Ｑ＝ωＬ／Ｒ
温度が上昇すると、コイル抵抗Ｒが増大するため、図３において、コイルインダクタンスＬと直列接続されるコイル抵抗Ｒが増大し、その結果、Ｑが低下する。結局、温度上昇により共振周波数のシフトとＱの低下とが生じる。このことは、ＬＣ並列接続回路の合成インピーダンスＺの周波数特性が温度上昇により変化することを意味する。この温度変化による合成インピーダンスＺの周波数特性の変化は、上記出力差に大きな影響を与えるため、温度変化が生じても、十分な出力差が得られる周波数範囲に発振回路２の発振周波数を設定することが非常に重要である。

（発振周波数選定例１）
好適な発振周波数選定例の一つを実測図である図６を参照して以下に説明する。なお、図６の実験条件は、常温時においてコイルのインダクタンス１μH、コンデンサの静電容量２２０pF、コイル抵抗３Ωとして温度及び周波数を変更して測定したものである。

図６において、ｆｒＬはＬＣ並列接続回路の低温時の共振周波数、ｆｒＨはＬＣ並列接続回路の高温時の共振周波数である。なお、以降の各図において、実線は遠心翼部８が検出コイル１から最も遠い位置にある場合のインピーダンス特性であり、破線は遠心翼部８が検出コイル１に最も近い位置にある場合のインピーダンス特性である。以下において、高温時は１２０℃を意味し、低温時は−３０℃を意味する。

図６から、高温時の共振周波数ｆｒＨが低温時の共振周波数ｆｒＬよりも低周波数側にシフトし、かつ、高温時のＱが低温時のＱよりも減少していることがわかる。図６において、実線と破線との差が出力差（実質的な信号振幅）となる。

図６に示す高温時と低温時の出力差の周波数特性を図７に示す。図７から次のことが判明する。

すなわち、図７に示す出力差を示すカーブは、２つの周波数値ｆｏＬとｆｏＨにおいて交差することがわかる。つまり、ｆｏＬとｆｏＨの二つの周波数値にて低温時の出力差と高温時とが等しくなる。このことは、このｆｏＬ又はｆｏＨを発振回路２の発振周波数として採用すると、低温時の出力差と高温時の出力差とが一致するため、温度変動における出力ばらつきを低減できることを意味する。

更に、低周波数側の周波数値ｆｏＬにおける出力差の大きさは、高周波数側の周波数値ｆｏＨにおける出力差の大きさより大きい。このことは、ＬＣ並列接続回路のインピーダンスＺＬが図６に示す周波数特性をもつ場合には、ｆｏＬとｆｏＨ（以下、これらを出力差一致周波数とも称する）のうち、低周波数側の出力差一致周波数値ｆｏＬを採用することが好ましいことがわかった。

（発振周波数選定例２）
好適な発振周波数選定例の一つを図８を参照して以下に説明する。この選定例は、温度上昇によって検出コイル１のインダクタンスＬまたはコンデンサ３の静電容量Ｃが減少して共振周波数が上昇した場合の発振周波数選定例である。図６の場合と同様に、ｆｒＬはＬＣ並列接続回路の低温時の共振周波数、ｆｒＨはＬＣ並列接続回路の高温時の共振周波数である。

図８から、高温時の共振周波数ｆｒＨが低温時の共振周波数ｆｒＬよりも高周波数側にシフトし、かつ、高温時のＱが低温時のＱよりも減少していることがわかる。図８に示す高温時と低温時の出力差の周波数特性を図９に示す。図９から次のことが判明する。

すなわち、図９に示す出力差を示すカーブは、図７の場合と同じく、２つの周波数値ｆｏＬとｆｏＨにおいて交差することがわかる。つまり、ｆｏＬとｆｏＨの二つの周波数値にて低温時の出力差と高温時とが等しくなる。このことは、このｆｏＬ又はｆｏＨを発振回路２の発振周波数として採用すると、低温時の出力差と高温時の出力差とが一致するため、温度変動における出力ばらつきを低減できることを意味する。

ただし、図９では、低周波数側の周波数値ｆｏＬは、低温時の出力差が０となる周波数値ｆｘに非常に近接し、その結果、発振周波数の変動により出力差が大きく変動することと、低温時（−３０℃）と高温時（１２０℃）の間の中間温度、特に低温時に近い中間温度において出力差の変動が大きいこととがわかる。

発振周波数の精密な制御は、回路素子のばらつきなどにより高価となり、更にＬＣ並列接続回路の低周波数側の出力差一致周波数ｆｏＬを発振回路２の発振周波数に良好に一致させることはＬＣ並列接続回路の回路定数のばらつきから容易でないため、発振回路２の発振周波数としてこの低周波数側の出力差一致周波数ｆｏＬを選択することは得策ではない。そこで、ＬＣ並列接続回路の合成インピーダンスＺが図８の周波数特性をもつ場合には、二つの出力差一致周波数ｆｏＬ、ｆｏＨのうち、高周波数側の出力差一致周波数ｆｏＨを選択する。

これにより、温度変化や回路定数のばらつきにかかわらず常に大きな出力差を得ることができる。

（変形例）
上記二つの発振周波数選定例では、コンデンサ３も検出コイル１の近傍に配置されて、ターボチャージャの温度上昇の影響を強く受けるものとしたが、コンデンサ３はターボチャージャから遠くはなしてその温度上昇の影響を抑止することも可能であり、また、コンデンサ３をなんらかの冷却手段によりその温度上昇を抑止してもよい。これにより、一層、温度変化による出力変化を低減することができる。

更に、コンデンサ３をターボチャージャのハウジングから検出コイルよりも強力に断熱してもよい。この場合、コンデンサ３と検出コイル１とを接続するケーブルが長くなってしまうが、ツイストケーブルを用いたり、ケーブルを導電体や磁性体により電磁シールドすることにより、外部電磁ノイズを拾うのを低減することができる。

（渦電流を加味したＬＣ並列接続回路の解析）
温度が変動すると、渦電流が流れるＬＣ並列接続回路においてコイルインダクタンスが変化する点を、渦電流回路を含めた場合のＬＣ並列接続回路の簡易等価回路を示す図１０を参照して説明する。

図１０において、Ｒ１は検出コイル１の抵抗、Ｌ１は検出コイル１のリークインダクタンス、Ｌｏは検出コイル１の励磁インダクタンス、Ｒ２は渦電流回路の抵抗、Ｌ２は渦電流回路のリークインダクタンスである。ただし、Ｒ２、Ｌ２は検出コイル１の両端から見た値である。寄生容量やコイルのターン間分布容量などは無視している。リークインダクタンスＬ１は渦電流回路と鎖交しないインダクタンスを言うものとし、リークインダクタンスＬ２は検出コイル１と鎖交しないインダクタンスを言うものとする。

ここで、
Ｚ１＝Ｒ１＋ｊωＬ１
Ｚ２＝Ｒ２＋ｊωＬ２
Ｚｏ＝ｊωＬｏ
と定義すると、検出コイル１のインピーダンスＺＬは、次式で表される。

ＺＬ＝Ｚ１＋（（Ｚ２＋ΔＺ２）Ｚｏ）／（Ｚｏ＋（Ｚ２＋ΔＺ２））
＝（Ｚ２Ｚｏ＋Ｚ１Ｚｏ＋Ｚ１Ｚ２＋ΔＺ２（Ｚｏ＋Ｚ１）／（Ｚｏ＋Ｚ２＋ΔＺ２）
ΔＺ２は、漏れ電流回路のインピーダンスの変化量であり、具体的には、検出コイル１に遠心翼部８に最近接した状態でのＺ２の値と、検出コイル１から遠心翼部８が最も離れた状態でのＺ２の値との差である。ここで、
Ｋ＝Ｚ２Ｚｏ＋Ｚ１Ｚｏ＋Ｚ１Ｚ２とすると、
ＺＬ＝（Ｋ＋ΔＺ２（Ｚｏ＋Ｚ１））／（Ｚｏ＋Ｚ２＋ΔＺ２）
となる。次に、上式の分母項（Ｚｏ＋Ｚ２＋ΔＺ２）においてΔＺ２は小さいため省略すると、
ＺＬ＝（Ｋ＋ΔＺ２（Ｚｏ＋Ｚ１））／（Ｚｏ＋Ｚ２）
が成立する。Ｋ／（Ｚｏ＋Ｚ２）をＳとすると、
ＺＬ＝Ｓ＋（ΔＺ２・（Ｚｏ＋Ｚ１）／（Ｚｏ＋Ｚ２））
＝Ｓ＋（ΔＺ２・（１＋Ｚ１／Ｚｏ）／（１＋Ｚ２／Ｚｏ））
となる。（１＋Ｚ１／Ｚｏ）／（１＋Ｚ２／Ｚｏ）をＴとすると、
ＺＬ＝Ｓ＋Ｔ・ΔＺ２
となる。ここで、インピーダンスＳをＲｓ＋ｊωＬｓと仮定すると、
ＺＬ＝（Ｒｓ＋ＴΔＲ２）＋ｊω（Ｌｓ＋Ｔ・ΔＬ２）
＝Ｒｘ＋ｊωＬｘ
ここで、Ｒｘ＝Ｒｓ＋ＴΔＲ２とし、Ｌｘ＝Ｌｓ＋Ｔ・ΔＬ２とすると、
ＺＬ＝Ｒｘ＋ｊωＬｘ
となる。すなわち、検出コイル１の等価インダクタンスＬｘは温度変化により変化するインダクタンス成分ΔＬ２を有することがわかる。なお、実際は、検出コイルのターン間の分布容量も温度変化特性をもつ。

渦電流回路（二次回路）のインピーダンスΔＺ２が増加すると検出コイル１のコイルインピーダンスＺＬが増加し、渦電流回路（二次回路）のインピーダンスΔＺ２が減少すると検出コイル１のコイルインピーダンスＺＬが減少することがわかる。

定性的に説明すると、遠心翼部８が検出コイル１に接近した状態では渦電流が増加することから、インピーダンスＺ２の抵抗成分Ｒ２が減少するとみなすことがわかる。すると、渦電流磁界が強大となるため、コイルインダクタンスを減少させる。したがって、遠心翼部８が検出コイル１に接近することにより、検出コイル１のコイルインピーダンスＺＬが減少する。このことは、遠心翼部８の接近により共振周波数が高周波数側に多少シフトすることを意味する。

また、高温となると、検出コイル１の渦電流抵抗Ｒ２が増加するため渦電流が減少し、渦電流磁界が減少し、その結果、渦電流磁界による妨害が減少するため、単位コイル電流あたりのコイル磁束が増加すること、言い換えればコイルインダクタンスが増加することを意味する。このことは、高温となることによりコイルインピーダンスＺＬのインダクタンス成分が増加するとＬＣ並列接続回路の共振周波数ｆｒが低下することがわかる。

（実施形態２）
歩行者検出に採用した渦電流式導電体検出装置の好適な実施形態を図１１に示すブロック図を参照して説明する。

１０は渦電流式近接センサ、２０は衝突荷重検知センサ−３０はバンパアブソーバ、４０はコントローラ、５０は車輪速センサ、６０は車体、７０はバンパリーンフォース、８０は歩行者保護装置（歩行者保護エアバッグ）である。

渦電流式近接センサ１０は、図１に示すターボチャージャ回転数検出装置と同一回路である。図１に示すコイル１に金属柱などの低抵抗導電体が接近すると、低抵抗導電体に誘起される大きな渦電流の影響によりコイル１のインダクタンスが減少し、ＬＣ並列接続回路のインピーダンスが低下する。これに対して人体や絶縁体がコイル１に接近してもこのようなインピーダンスの低下はほとんど生じない。したがって、金属体の接近と歩行者とを良好に分別することができる。

衝突荷重検知センサ２０は、衝突が生じたとき、衝突荷重に応じた好適には比例した出力電圧を出力する。この出力電圧は、コントローラ４０に内蔵された図示しないマイコンに送られる。コントローラ４は、渦電流センサ１０及び衝突荷重検知センサ２０の出力をデジタル信号に変換するA/Dコンバータ及びこれらデジタル信号を演算して歩行者の衝突を検出し、歩行者衝突検出時に歩行者保護装置８０に作動を指令する前述のマイクロコンピュータを含む。この種のコントローラの構成及び車輪速センサ５０の構成自体は従来から知られているので、説明を省略する。

この実施形態においても、実施形態１と同様の理由により、金属体が所定の遠近２位置にある場合の出力差が所定の第１温度度と所定の第２温度とで一致する発振周波数が存在するため、この一致周波数近傍、特に好適にはこの一致周波数で発振回路を発振させることにより、温度変化による出力変化を低減して、高精度の金属体と歩行者との判別精度を向上することができる。

実施形態１の渦電流式導電体検出装置を装備するターボチャージャの模式軸方向断面図である。 図１の渦電流式導電体検出装置の要部回路図である。 図２のＬＣ並列接続回路の簡易等価回路図である。 図１の渦電流式導電体検出装置の信号処理回路の回路図である。 図４の回路の各部電圧波形を示すタイミングチャートである。 ＬＣ並列接続回路のインピーダンスの周波数選定例１を示す特性図である。 図６の周波数特性例１における出力差の周波数特性図である。 ＬＣ並列接続回路のインピーダンスの周波数選定例２を示す特性図である。 図８の周波数特性例１における出力差の周波数特性図である。 図２のＬＣ並列接続回路の渦電流回路を加味した簡易等価回路図である。 実施形態２１の渦電流式導電体検出装置を装備する歩行者検出回路を示すブロック回路図である。

符号の説明

１ 検出コイル
２ 発振回路
３ コンデンサ
５ 遠心コンプレッサ
６ ケーシング
７ コイル収容孔
８ 遠心翼部
９ 信号処理回路
９１ 電圧増幅回路
９２ 検波回路
９３ コンパレータ

Claims (9)

1. 導電体が存在する空間に交流磁界を形成する検出コイルと、前記検出コイルと並列接続されてＬＣ並列接続回路を構成するコンデンサと、前記ＬＣ並列接続回路に所定の発振周波数の交流電流を通電する発振回路と、前記ＬＣ並列接続回路から出力される信号電圧に基づいて前記コイルに対する前記導電体の位置情報を検出する信号処理回路とを備える渦電流式導電体検出装置において、
   前記発振回路の発振周波数は、
   前記信号電圧のうち、前記導電体が前記検出コイルより遠い所定位置にある場合の信号電圧値と、前記導電体が前記検出コイルに近い所定位置にある場合の信号電圧値との差である出力差が、所定の高温時と所定の低温時とで一致する２つの周波数値（ｆｏＨ、ｆｏＬ）のどちらかの近傍に設定されることを特徴とする渦電流式導電体検出装置。
2. 請求項１記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記発振回路の発振周波数は、
   前記ＬＣ並列接続回路の高温時共振周波数ｆｒＨがその低温時共振周波数ｆｒＬより小さく、かつ、前記高温時共振周波数ｆｒＨにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスが前記低温時共振周波数ｆｒＬにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスよりも小さい場合に、前記２つの周波数値（ｆｏＬ、ｆｏＨ）のうち、低周波数側の周波数値ｆｏＬ近傍に設定される渦電流式導電体検出装置。
3. 請求項２記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記発振回路の発振周波数は、
   低周波数側の周波数値ｆｏＬにおける前記出力差の値から前記所定の高温時と所定の低温時と両方において前記出力差が少なくとも１０％以上減少乃至増大しない範囲の周波数に設定される渦電流式導電体検出装置。
4. 請求項２又は３記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記コンデンサの容量又は前記検出コイルのインダクタンスは、温度上昇とともに増加する渦電流式導電体検出装置。
5. 請求項１記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記発振回路の発振周波数は、
   前記ＬＣ並列接続回路の高温時共振周波数ｆｒＨがその低温時共振周波数ｆｒＬより大きく、かつ、前記高温時共振周波数ｆｒＨにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスが前記低温時共振周波数ｆｒＬにおけるＬＣ並列接続回路のインピーダンスよりも小さい場合に、前記２つの周波数値（ｆｏＬ、ｆｏＨ）のうち、高周波数側の周波数値ｆｏＨ近傍に設定される渦電流式導電体検出装置。
6. 請求項５記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記発振回路の発振周波数は、
   高周波数側の周波数値ｆｏＨにおける前記出力差の値から前記所定の高温時と所定の低温時と両方において前記出力差が少なくとも１０％以上減少乃至増大しない範囲の周波数に設定される渦電流式導電体検出装置。
7. 請求項５又は６記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記コンデンサの容量又は前記検出コイルのインダクタンスは、温度上昇とともに減少する渦電流式導電体検出装置。
8. 請求項１乃至７のいずれか記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記導電体は、ターボチャージャの遠心コンプレッサの翼部からなる渦電流式導電体検出装置。
9. 請求項８記載の渦電流式導電体検出装置において、
   前記コンデンサは、前記検出コイルより離れて配置されて前記検出コイルよりも前記遠心コンプレッサのハウジングから断熱されている渦電流式導電体検出装置。

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