JP4550737B2 - 磁気共鳴イメージング装置 - Google Patents
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Description
本発明は、比較的簡単な構成の傾斜磁場電源を用いて、高速撮像や高画質化を可能とした磁気共鳴イメージング装置に関する。
従来の磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場電源としては、スイッチング電源が用いられ、最近の大電流化や高スルーレート化の要求からマルチレベルインバータが使用されている。そして、このマルチレベルインバータとリニアアンプとを直列に接続したものが知られている（例えば、特開平７−３１３４８９号公報）。
なお、マルチレベルインバータとは、出力電流値又は電圧値が、３値以上のインバータである。
なお、マルチレベルインバータとは、出力電流値又は電圧値が、３値以上のインバータである。
磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場電源としては、高調波対策や高スルーレート化のための高出力電圧化と大電流化が求められている。
また、磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場コイル自身の温度が上昇すると、熱膨張により歪む恐れがあるため、傾斜磁場コイルの発生熱量を抑制する観点から、低い巻線数で大電流を流す傾斜磁場コイルが採用されている。このためにも、磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場電源の大電流化が求められている。
特に、垂直磁場方式の磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場コイルの場合は、低い巻線数で大電流の方が好ましい。
つまり、垂直磁場方式の磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場コイルは、平板の銅板にコイルパターンに沿って溝を描くことによって作成される。このような傾斜磁場コイルの場合、１０ターンのコイルに１００Ａ、１０Ｖを印加する場合と、１００ターンのコイルに１０Ａ、１００Ｖを印加する場合とでは、電源の負荷及び発生する傾斜磁場強度は同一であるが、発生するジュール熱が異なってくる。
１００ターンのコイルの場合は、１０ターンのコイルの場合と比較して、隣り合うコイル間に溝が何ターンも形成される分、その断面積は１０分の１以下となる。
このため、コイルの単位長当りの抵抗は、１０ターンのコイルと比較して、１０倍以上（（１０＋α）倍）となり、さらにコイル長は１０倍となるので、合わせて抵抗値は１００倍以上（（１００＋１０α）倍）となる。
上述した抵抗値に基づき、発生するジュール熱を計算すると、１０ターンで１００Ａの場合は、Ｉを電流値、Ｒを抵抗値とすると、（Ｉ２Ｒ∝１０４×Ｒ）となり、１００ターンで１０Ａの場合は、（Ｉ２Ｒ∝１０２×（１００＋１０α）Ｒ）となる。ここで、（Ｉ２Ｒ∝１０４×Ｒ）＜（Ｉ２Ｒ∝１０２×（１００＋１０α）Ｒ）であるため、１０ターンで１００Ａの方が１００ターンで１０Ａより発熱量が少ないことが理解できる。
このようなことから、磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場電源の大電流化が求められている。
しかしながら、大電流化に対応するためには、マルチレベルインバータが使用されるが、従来の技術においては、マルチレベルインバータの出力電流レベル毎に独立制御される複数の直流電源が必要であり、構成が複雑となってしまっていた。
さらに、上述した従来技術のように、マルチレベルインバータとリニアアンプとを直列接続したものでは、絶縁された直流電圧源が複数必要となる。傾斜磁場電源の場合には、３次元方向のそれぞれに個別に電圧源が必要であること、並びに、リニアアンプでの損失および発熱に対する考慮を払う必要があることなどから装置の大型化を招くこととなっていた。
本発明の目的は、比較的簡単な構成の傾斜磁場電源を用いて、高速撮像や高画質化を可能とした磁気共鳴イメージング装置を提供することである。
本発明は、上記目的を達成するため、次のように構成される。
（１）本発明による磁気共鳴イメージング装置は、被検体の置かれる撮影空間の周囲に配置され、前記撮影空間に傾斜磁場を発生する傾斜磁場コイルと、前記傾斜磁場コイルに接続され前記傾斜磁場を発生するための電流を傾斜磁場コイルに供給する傾斜磁場電源と、前記傾斜磁場電源に接続され、前記傾斜磁場コイルに供給する前記電流を制御する制御手段とを備える。
上記磁気共鳴イメージング装置において、前記傾斜磁場電源は、商用交流電源に入力側が接続され、商用交流電源から入力される交流電圧を第１の複数レベルの直流電圧に変換して出力側に出力する直流交流変換手段と、前記直流交流変換手段の出力側に入力側が接続され、前記直流交流変換手段で変換された第１の複数レベルの直流電圧を前記第１の複数レベルより数の多い第２の複数レベルの直流電圧に分割して出力側に出力する電圧分割手段と、前記電圧分割手段の出力側及び前記制御手段に接続され、前記電圧分割手段から入力される第２の複数レベルの直流電圧と前記制御手段より入力される制御信号に基づいて制御された電流を出力する電流増幅器とを備え、前記電流増幅器の出力側は前記傾斜磁場コイルに接続される。
（２）好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される複数の半導体スイッチと、これら複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）と、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数のコンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子とを備え、前記半導体スイッチは、前記制御手段により開閉制御される。
（３）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される複数の半導体スイッチと、これら複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサと、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数のコンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子と、前記平滑コンデンサのそれぞれの両端電圧を検出する電圧検出手段とを備え、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧に基づき、前記半導体スイッチを開閉制御する。
（４）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される第１の複数の半導体スイッチと、これら第１の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される第１の複数の平滑コンデンサと、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第１の電流制限素子と、前記第１の複数の平滑コンデンサのうちの一つの平滑コンデンサと並列接続され、互いに直列接続される第２の複数の半導体スイッチと、これら第２の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記第２の複数の半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される第２の複数の平滑コンデンサと、前記第２の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記第２の複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第２の電流制限素子とを備え、前記第１及び第２の複数の半導体スイッチは、前記制御手段により開閉制御される。
（５）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される３つの半導体スイッチと、これら３つの半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される３つの平滑コンデンサと、前記３つの半導体スイッチの互いの接続点と前記３つの平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子とを備え、前記制御手段は、前記半導体スイッチを開閉制御する。
（６）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される第１の複数の半導体スイッチと、これら第１の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、前記第１の複数の半導体スイッチと並列に接続され、互いに直列接続される第２の複数の半導体スイッチと、これら第２の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、前記第１及び第２の複数の半導体スイッチに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサと、前記第１の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第１のインダクタと、前記第２の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第２のインダクタと、前記第１及び第２のインダクタが巻回される鉄心とを備え、前記半導体スイッチは、前記制御手段により開閉制御される。
（７）また、好ましくは、上記（１）において、前記交流直流変換手段は、マルチレベルコンバータである。
（８）また、好ましくは、上記（１）において、前記交流直流変換手段は、前記交流電源に接続されるダイオードブリッジと、このダイオードブリッジの出力側に並列に接続される平滑キャパシタと、この平滑キャパシタの一方端に、その一方端が接続されるインダクタと、このインダクタの他方端に、その一方端が接続される昇圧部ダイオードと、前記平滑キャパシタの他方端と前記インダクタの他方端との間に接続される半導体スイッチと、この半導体スイッチと逆並列接続されるダイオードと、前記平滑キャパシタの他方端と前記昇圧部ダイオードの他方端との間に接続される昇圧部平滑キャパシタとを備える。
（９）また、好ましくは、上記（１）〜（８）において、磁気共鳴イメージング装置の静磁場発生手段は、垂直方向磁場発生手段であり、前記傾斜磁場コイルは、垂直方向に互いに対向する、一対の上下コイルを備え、前記電流増幅器は、前記制御された電流を前記一対の上下コイルに供給する。
（１０）また、好ましくは、上記（９）において、前記電流増幅器は、２つ備えられ、前記一対の上下コイルのそれぞれに対して、前記制御された電流を供給する。
本発明による磁気共嶋イメージング装置は、比較的簡単な構成の傾斜磁場電源を用いて、高速撮像や高画質化が可能である。
また、磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場コイル自身の温度が上昇すると、熱膨張により歪む恐れがあるため、傾斜磁場コイルの発生熱量を抑制する観点から、低い巻線数で大電流を流す傾斜磁場コイルが採用されている。このためにも、磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場電源の大電流化が求められている。
特に、垂直磁場方式の磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場コイルの場合は、低い巻線数で大電流の方が好ましい。
つまり、垂直磁場方式の磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場コイルは、平板の銅板にコイルパターンに沿って溝を描くことによって作成される。このような傾斜磁場コイルの場合、１０ターンのコイルに１００Ａ、１０Ｖを印加する場合と、１００ターンのコイルに１０Ａ、１００Ｖを印加する場合とでは、電源の負荷及び発生する傾斜磁場強度は同一であるが、発生するジュール熱が異なってくる。
１００ターンのコイルの場合は、１０ターンのコイルの場合と比較して、隣り合うコイル間に溝が何ターンも形成される分、その断面積は１０分の１以下となる。
このため、コイルの単位長当りの抵抗は、１０ターンのコイルと比較して、１０倍以上（（１０＋α）倍）となり、さらにコイル長は１０倍となるので、合わせて抵抗値は１００倍以上（（１００＋１０α）倍）となる。
上述した抵抗値に基づき、発生するジュール熱を計算すると、１０ターンで１００Ａの場合は、Ｉを電流値、Ｒを抵抗値とすると、（Ｉ２Ｒ∝１０４×Ｒ）となり、１００ターンで１０Ａの場合は、（Ｉ２Ｒ∝１０２×（１００＋１０α）Ｒ）となる。ここで、（Ｉ２Ｒ∝１０４×Ｒ）＜（Ｉ２Ｒ∝１０２×（１００＋１０α）Ｒ）であるため、１０ターンで１００Ａの方が１００ターンで１０Ａより発熱量が少ないことが理解できる。
このようなことから、磁気共鳴イメージング装置の傾斜磁場電源の大電流化が求められている。
しかしながら、大電流化に対応するためには、マルチレベルインバータが使用されるが、従来の技術においては、マルチレベルインバータの出力電流レベル毎に独立制御される複数の直流電源が必要であり、構成が複雑となってしまっていた。
さらに、上述した従来技術のように、マルチレベルインバータとリニアアンプとを直列接続したものでは、絶縁された直流電圧源が複数必要となる。傾斜磁場電源の場合には、３次元方向のそれぞれに個別に電圧源が必要であること、並びに、リニアアンプでの損失および発熱に対する考慮を払う必要があることなどから装置の大型化を招くこととなっていた。
本発明の目的は、比較的簡単な構成の傾斜磁場電源を用いて、高速撮像や高画質化を可能とした磁気共鳴イメージング装置を提供することである。
本発明は、上記目的を達成するため、次のように構成される。
（１）本発明による磁気共鳴イメージング装置は、被検体の置かれる撮影空間の周囲に配置され、前記撮影空間に傾斜磁場を発生する傾斜磁場コイルと、前記傾斜磁場コイルに接続され前記傾斜磁場を発生するための電流を傾斜磁場コイルに供給する傾斜磁場電源と、前記傾斜磁場電源に接続され、前記傾斜磁場コイルに供給する前記電流を制御する制御手段とを備える。
上記磁気共鳴イメージング装置において、前記傾斜磁場電源は、商用交流電源に入力側が接続され、商用交流電源から入力される交流電圧を第１の複数レベルの直流電圧に変換して出力側に出力する直流交流変換手段と、前記直流交流変換手段の出力側に入力側が接続され、前記直流交流変換手段で変換された第１の複数レベルの直流電圧を前記第１の複数レベルより数の多い第２の複数レベルの直流電圧に分割して出力側に出力する電圧分割手段と、前記電圧分割手段の出力側及び前記制御手段に接続され、前記電圧分割手段から入力される第２の複数レベルの直流電圧と前記制御手段より入力される制御信号に基づいて制御された電流を出力する電流増幅器とを備え、前記電流増幅器の出力側は前記傾斜磁場コイルに接続される。
（２）好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される複数の半導体スイッチと、これら複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）と、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数のコンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子とを備え、前記半導体スイッチは、前記制御手段により開閉制御される。
（３）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される複数の半導体スイッチと、これら複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサと、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数のコンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子と、前記平滑コンデンサのそれぞれの両端電圧を検出する電圧検出手段とを備え、前記制御手段は、前記電圧検出手段により検出された電圧に基づき、前記半導体スイッチを開閉制御する。
（４）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される第１の複数の半導体スイッチと、これら第１の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される第１の複数の平滑コンデンサと、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第１の電流制限素子と、前記第１の複数の平滑コンデンサのうちの一つの平滑コンデンサと並列接続され、互いに直列接続される第２の複数の半導体スイッチと、これら第２の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記第２の複数の半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される第２の複数の平滑コンデンサと、前記第２の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記第２の複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第２の電流制限素子とを備え、前記第１及び第２の複数の半導体スイッチは、前記制御手段により開閉制御される。
（５）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される３つの半導体スイッチと、これら３つの半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオードのそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される３つの平滑コンデンサと、前記３つの半導体スイッチの互いの接続点と前記３つの平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子とを備え、前記制御手段は、前記半導体スイッチを開閉制御する。
（６）また、好ましくは、上記（１）において、前記電圧分割手段は、互いに直列接続される第１の複数の半導体スイッチと、これら第１の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、前記第１の複数の半導体スイッチと並列に接続され、互いに直列接続される第２の複数の半導体スイッチと、これら第２の複数の半導体スイッチのそれぞれに並列に接続されるダイオードと、前記第１及び第２の複数の半導体スイッチに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサと、前記第１の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第１のインダクタと、前記第２の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第２のインダクタと、前記第１及び第２のインダクタが巻回される鉄心とを備え、前記半導体スイッチは、前記制御手段により開閉制御される。
（７）また、好ましくは、上記（１）において、前記交流直流変換手段は、マルチレベルコンバータである。
（８）また、好ましくは、上記（１）において、前記交流直流変換手段は、前記交流電源に接続されるダイオードブリッジと、このダイオードブリッジの出力側に並列に接続される平滑キャパシタと、この平滑キャパシタの一方端に、その一方端が接続されるインダクタと、このインダクタの他方端に、その一方端が接続される昇圧部ダイオードと、前記平滑キャパシタの他方端と前記インダクタの他方端との間に接続される半導体スイッチと、この半導体スイッチと逆並列接続されるダイオードと、前記平滑キャパシタの他方端と前記昇圧部ダイオードの他方端との間に接続される昇圧部平滑キャパシタとを備える。
（９）また、好ましくは、上記（１）〜（８）において、磁気共鳴イメージング装置の静磁場発生手段は、垂直方向磁場発生手段であり、前記傾斜磁場コイルは、垂直方向に互いに対向する、一対の上下コイルを備え、前記電流増幅器は、前記制御された電流を前記一対の上下コイルに供給する。
（１０）また、好ましくは、上記（９）において、前記電流増幅器は、２つ備えられ、前記一対の上下コイルのそれぞれに対して、前記制御された電流を供給する。
本発明による磁気共嶋イメージング装置は、比較的簡単な構成の傾斜磁場電源を用いて、高速撮像や高画質化が可能である。
図１は、本発明が適用される磁気共鳴イメージング装置の全体概略構成図である。
図２は、磁気共鳴イメージング装置における静磁場発生部の説明図である。
図３は、本発明の第１の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の構成図である。
図４は、図３に示した磁気共鳴イメージング装置用電源装置のマルチレベルコンバータの回路図である。
図５は、図３に示した磁気共嶋イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図６は、図３に示した磁気共鳴イメージング装置用電源装置のマルチレベルインバータの回路図である。
図７は、本発明の第２の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図８は、本発明の第３の実施形態である磁気共嶋イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図９は、本発明の第４の実施形態である磁気共嶋イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図１０は、本発明の第５の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図１１は、本発明の第６の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図１２は、本発明の第６の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の交流直流変換器の回路図である。
図１３は、図１２に示した交流直流変換器の動作特性図である。
図２は、磁気共鳴イメージング装置における静磁場発生部の説明図である。
図３は、本発明の第１の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の構成図である。
図４は、図３に示した磁気共鳴イメージング装置用電源装置のマルチレベルコンバータの回路図である。
図５は、図３に示した磁気共嶋イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図６は、図３に示した磁気共鳴イメージング装置用電源装置のマルチレベルインバータの回路図である。
図７は、本発明の第２の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図８は、本発明の第３の実施形態である磁気共嶋イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図９は、本発明の第４の実施形態である磁気共嶋イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図１０は、本発明の第５の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図１１は、本発明の第６の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の電圧分割手段の回路図である。
図１２は、本発明の第６の実施形態である磁気共鳴イメージング装置用電源装置の交流直流変換器の回路図である。
図１３は、図１２に示した交流直流変換器の動作特性図である。
以下、本発明の実施形態について、添付図面を参照して説明する。
図１は、本発明が適用される磁気共鳴イメージング装置（ＭＲＩ装置）の全体概略構成図である。
図１において、ＭＲＩ装置は、静磁場発生部３１、傾斜磁場発生系３２と、送信系３４と、受信系３５と、信号処理系３６と、中央処理装置（ＣＰＵ）３７とを備えている。
静磁場発生部３１は、被検体３０の周りにその体軸方向又は体軸と直交する方向に均一な静磁場を発生させるもので、永久磁石方式又は常電導方式あるいは超伝導方式の磁場発生手段から成る。
この静磁場発生部３１に囲まれる磁場空間内に、傾斜磁場発生系３２の傾斜磁場コイル３、送信系３４の高周波コイル４１、受信系３５の高周波コイル４１が設置される。
傾斜磁場発生系３２は、Ｘ，Ｙ，Ｚの３軸方向に巻かれた傾斜磁場コイル３と、それぞれの傾斜磁場コイル３を駆動する傾斜磁場電源装置１とを有している。そして、傾斜磁場発生系３２は、シーケンサ３３からの命令に従って、それぞれの傾斜磁場コイルの傾斜磁場電源装置１を駆動することにより、Ｘ，Ｙ，Ｚの３軸方向の傾斜磁場Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを被検体３０に印加する。
この傾斜磁場の加え方により被検体３０に対するスライス面を設定することができる。
シーケンサ３３は、上記被検体３０の生体組織を構成する原子の原子核に核磁気共鳴を起こさせる高周波磁場パルス信号を、ある所定のパルスシーケンスで繰り返し印加する。
また、シーケンサ３３は、ＣＰＵ３７の制御により動作し、被検体３０の断層像のデータ収集に必要な種々の命令を、送信系３４、傾斜磁場発生系３２及び受信系３５に送る。
送信系３４は、シーケンサ３３の制御により被検体３０の生体組織を構成する原子の原子核にＮＭＲを起こさせるために高周波磁場を照射する。
この送信系３４は、高周波発振器３８と、変調器３９と、高周波増幅器４０と、送信側の高周波コイル４１とを備える。
送信系３４において、高周波発振器３８から出力された高周波パルスは、シーケンサ３３の命令にしたがって変調器３９により振幅変調され、この振幅変調された高周波パルスが高周波増幅器４０で増幅される。そして、増幅された高周波パルスが、被検体３０に近接して配置された高周波コイル４１に供給されることにより、電磁波が被検体３０に照射される。
受信系３５は、被検体３０に生体組織の原子核のＮＭＲにより放出されるエコー信号（ＮＭＲ信号）を検出する。この受信系３５は、被検体３０に近接して配置された受信側の高周波コイル４１と、増幅器４２と、直交位相検波器４３と、Ａ／Ｄ変換器４４とを備える。
受信側の高周波コイル４１が検出したエコー信号は、増幅器４２及び直交位相検波器４３を介してＡ／Ｄ変換器４４に入力され、ディジタル信号に変換され、更にシーケンサ３３からの命令によるタイミングで直交位相検波器４３によりサンプリングされた二系列の収集データとされる。そして、この収集データが信号処理系３６に送られる。
信号処理系３６は、ＣＰＵ３７と、磁気ディスク４５及び磁気テープ４６等の記録装置と、ＣＲＴ等のディスプレイ４７とを備える。信号処理系３６は、受信系３５からの信号をＣＰＵでフーリエ変換、補正係数計算、画像再構成の処理を行い、任意断面の信号強度分布や複数の信号に適当な演算を行って得られる分布を画像化してディスプレイ４７に表示する。
また、信号処理系３６は、ＣＰＵ３７の機能として画像データに対し差分処理及び重み付けを行う機能を備えている。これらの処理は、ＭＲＩ装置において計測を行うことにより得られたデータに対してなされる。これらの処理選択及び設定のための手段が、ＣＰＵ３７の入力手段として設けられている。
また、ディスプレイ４７は、この信号処理系３６の機能に対応して、通常の画像に代わって或いは通常の画像に加えて差分画像或いは累積加算画像を表示する機能を備えている。
操作部４８は、各種パラメータや撮像断面の設定等の操作を行うキーボード４９及びマウス５０を備えている。
図２は、磁気共鳴イメージング装置における静磁場発生部の説明図である。図２において、被検体３０が配置される撮影領域を間にして、上下に互いに対向して、磁場発生部３１の磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂが配置される。そして、これら磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂより上記撮影領域側に、上下方向に互いに対向する一対の傾斜磁場コイル３が配置される。また、傾斜磁場コイル３より上記撮影領域側に、上下方向に互いに対向する一対の高周波コイル（ＲＦコイル）４１が配置される。
これら磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂ、傾斜磁場コイル３、ＲＦコイル４１は、継鉄により支持される。磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂは、図２の矢印で示すように、上下方向、つまり、垂直方向に磁場を発生させている。
図３は、図１に示したＭＲＩ装置用の傾斜磁場電源装置１のブロック図である。
図３において、傾斜磁場電源装置１は、三相交流電源２に接続され三相交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換器４と、この交流直流変換器４の出力側に接続され直流電圧を受電し、受電した直流電圧を所望の割合の分割数に分割する電圧分割手段５と、この電圧分割手段５によって分割された直流電圧を受電し傾斜磁場コイル３のＸ軸コイル３Ａ、Ｙ軸コイル３Ｂ、Ｚ軸コイル３Ｃのそれぞれに電流を供給する電流増幅器６Ａ、６Ｂ、６Ｃと、傾斜磁場コイル３を形成するＸ軸コイル３Ａ、Ｙ軸コイル３Ｂ及びＺ軸コイル３Ｃとを備える。
そして、傾斜磁場電源装置１は、三相交流電源２から電力が供給され、負荷である傾斜磁場コイル３に電流を供給する。
交流直流変換器４は、マルチレベルコンバータ７を備える。マルチレベルコンバータとは、出力電流値又は電圧値が、３値以上のコンバータである。
次に、このマルチレベルコンバータ７の一例として３レベルコンバータの回路構成について図４を参照して説明する。
図４において、マルチレベルコンバータ７は、図３に示した三相交流電源２の電圧源Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと接続された電流制限素子、ここではリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗと、アーム１０Ａ〜１０Ｆとを備える。リアクトルＬｕは、アーム１１０Ａ、１０Ｂと接続され、リアクトルＬｖは、アーム１０Ｃ、１０Ｄと接続され、リアクトルＬｗは、アーム１０Ｅ、１０Ｆと接続される。
各アーム１０Ａ〜１０Ｆは、互いに直列接続されたＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチＳＡ、ＳＢと、これら半導体スイッチＳＡ、ＳＢのそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤＡ、ＤＢとを備える。そして、アーム１０Ａ〜１０Ｆはフルブリッジ接続され、互いに直列接続されたアーム１０Ａと１０Ｂと、互いに直列接続されたアーム１０Ｃと１０Ｄと、互いに直列接続されたアーム１０Ｅと１０Ｆとは、並列に接続されている。また、互いに直列接続された平滑コンデンサ１１Ａ及び１１Ｂがアームアーム１０Ａと１０Ｂと並列に接続される。
アーム１０Ａの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点と、アーム１０Ｂの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点との間には、互いに直列されたダイオード１２Ａ及び１２Ｂが接続される。同様に、アーム１０Ｃの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点と、アーム１０Ｄの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点との間には、互いに直列されたダイオード１２Ｃ及び１２Ｄが接続され、アーム１０Ｅの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点と、アーム１０Ｆの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点との間には、互いに直列されたダイオード１２Ｅ及び１２Ｆが接続される。
そして、ダイオード１２Ａと１２Ｂの接続中点と、ダイオード１２Ｃと１２Ｄの接続中点と、ダイオード１２Ｅと１２Ｆの接続中点と、平滑コンデンサ１１Ａと１１Ｂの接続中点とが互いに接続される。コンデンサ１１Ａと１１Ｂと直列回路の両端電位及び、コンデンサ１１Ａ、１１Ｂそれぞれの両端電位がマルチレベルコンバータ７の出力電圧となる。
ここで、アーム１０Ａの半導体スイッチＳＡ、ＳＢを、コントローラ（ＣＰＵ３７、シーケンサ３３）からの指令信号に従って、導通させることにより、アーム１０Ａ、１０Ｂ間の電位Ｅｕａが、図４におけるマルチレベルコンバータ７の上方の出力端に＋Ｅｃの電圧を出力している。また、アーム１０Ａの半導体スイッチＳＢおよびアーム１０Ｂの半導体スイッチＳＡを導通させることによって、マルチレベルコンバータ７の中間の出力端にＥｃ０＝０の電圧を出力する。
さらに、アーム１０Ｂの半導体スイッチＳＡ、ＳＢを導通させることによって、マルチレベルコンバータ７の下方の出力端に−Ｅｃの電圧を出力する。こうして、マルチレベルコンバータ７は、３レベルの電圧出力を得ている。
なお、アーム１０Ｃ、１０Ｄの間の電位Ｅｖａ、アーム１０Ｅ、１０Ｆ間の電位Ｅｗａについても、電位Ｅｕａと同様である。
さらに、これら半導体スイッチＳＡ、ＳＢを、コントローラ（ＣＰＵ３７、シーケンサ３３）からのオンオフ指令信号に従って、ＰＷＭ変調することによって、上下アーム間の平均電圧Ｅｕａ、Ｅｖａ、Ｅｗａを＋Ｅｃから−Ｅｃの間で任意の電圧として出力することができる。
すなわち、上下アーム間の平均電位Ｅｕａ、Ｅｖａ、Ｅｗａと三相交流電源２の電位Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗとの差がリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加され、この電圧の積分値が、リアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに比例する。
これらの一方方向の電流の和が出力電流Ｉａとなって平滑コンデンサ１１Ａ、１１Ｂに流れ込み、この電流の積分値に比例した電圧が平滑コンデンサ１１Ａ、１１Ｂの両端に印加される。
従って、各上下アームの動作デューティー比を変化させることによって上下アーム間の平均電位を制御し、これによってリアクトルに印加する電圧および電流を制御して、出力電流および電圧を制御することが可能である。
このようなマルチレベルコンバータ７は、出力する直流電圧を平滑コンデンサ１１Ａ、１１Ｂによって分割し、各アーム間をダイオード１２Ａ〜１２Ｆで接続することによって、各アーム１０Ａ〜１０Ｆの半導体スイッチＳＡ、ＳＢには分割した直流電圧分の直流電圧しか印加されない。したがって、各半導体スイッチＳＡ、ＳＢとしては耐電圧の低いものを用いても大きな出力電圧が得られる。
なお、図３に示した電流増幅器６Ａ〜６Ｃは、それぞれ図６に示したマルチレベルインバータ８を含んだ回路構成となっている。
次に、このマルチレベルインバータ８の一例として、５レベルインバータについて図６を参照して説明する。
図６において、マルチレベルインバータ８は、互いに直列接続された半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤと、これら半導体スイッチＳＡ〜ＳＤのそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤＡ、ＤＢ、ＤＣ、ＤＤからなるアーム１３Ａ〜１３Ｄを備え、これらアーム１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ、１３Ｄはフルブリッジ接続されている。そして、マルチレベルインバータ８の入力端に４つの直流電圧源Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４が接続され、出力端Ａ、Ｂに任意の電圧波形を出力する。
さらに、各アーム１３Ａ〜１３Ｄにおける逆並列接続した半導体スイッチＳＡおよびダイオードＤＡと、逆並列接続した半導体スイッチＳＢとダイオードＤＢとの中点接続部と、直流電圧源Ｖ１と直流電圧源Ｖ２の中点との間に、ダイオード１４Ａ〜１４Ｄをそれぞれ接続している。
また、各アーム１３Ａ〜１３Ｄにおける逆並列接続した半導体スイッチＳＢおよびダイオードＤＢと、逆並列接続した半導体スイッチＳＣとダイオードＤＣとの中点接続部と、直流電圧源Ｖ２と直流電圧源Ｖ３の中点との間に、ダイオード１５Ａ〜１５Ｄをそれぞれ接続している。
さらに、各アーム１３Ａ〜１３Ｄにおける逆並列接続した半導体スイッチＳＣおよびダイオードＤＣと、逆並列接続した半導体スイッチＳＤとダイオードＤＤとの中点接続部と、直流電圧源Ｖ３と直流電圧源Ｖ４の中点との間に、ダイオード１６Ａ〜１６Ｄをそれぞれ接続している。
ここで、アーム１３Ａの各半導体スイッチＳＡ〜ＳＤを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して、４Ｅの電圧を出力することができる。また、アーム１３Ａの各半導体スイッチＳＢ〜ＳＤおよびアーム１３Ｂの半導体スイッチＳＡを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して３Ｅの電圧を出力することができる。また、アーム１３Ａの各半導体スイッチＳＣ、ＳＤおよびアーム１３Ｂの各半導体スイッチＳＡ、ＳＢを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して２Ｅの電圧を出力することができる。
さらに、アーム１３Ａの半導体スイッチＳＤおよびアーム１３Ｂの各半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対してＥの電圧を出力し、アーム１３Ｂの各半導体スイッチＳＡ〜ＳＤを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して０の電圧を出力することができる。このようにして、出力端Ａに５レベルの電圧を出力することができる。
出力端Ｂについても同様であり、こうして出力端Ａ、Ｂ間の電圧としては、−４Ｅから＋４Ｅまでの９通りの電圧を出力することができる。さらに、これら半導体スイッチＳＡ〜ＳＤをＰＷＭ変調することによって、−４Ｅから＋４Ｅの間で任意の電圧を出力することができる。
このようなマルチレベルインバータ８は、分割した直流電圧源Ｖ１〜Ｖ４のそれぞれをダイオード１４Ａ〜１４Ｄ、１５Ａ〜１５Ｄ、１６Ａ〜１６Ｄを介して接続することによって、各半導体スイッチＳＡ〜ＳＤには分割した直流電圧分の直流電圧しか印加されない。このため、各半導体スイッチＳＡ、ＳＢとしては耐電圧の低いものを用いても大きな出力電圧が得られる。
マルチレベルインバータ８には、分割した直流電圧源が必要であり、特にＭＲＩ装置用電源装置としては、各直流電圧源の電圧を高精度に制御する必要がある。
そこで、図３に示した交流直流変換器４であるマルチレベルコンバータ７と、電流増幅器６Ａ〜６Ｃであるマルチレベルインバータ８の間に、マルチレベルコンバータ７からの入力に対してマルチレベルインバータ８への出力のレベル数を増す電圧分割手段５を用いて分割した直流電圧源を生成している。
ところで、図３に示した傾斜磁場電源装置１では、交流直流変換器４に３レベルのマルチレベルコンバータ７を用いて、交流直流変換器４の出力直流電圧を２等分するようになっており、電流増幅器６Ａ〜６Ｃでは５レベルのマルチレベルインバータ８を採用しているため、４分割された直流電圧源が必要となる。従って、マルチレベルコンバータ７とマルチレベルインバータ８との間に接続した電圧分割手段５としては、図３に示すように入力側のレベル数が３（Ｅｃ、０、−Ｅｃ）で出力側のレベル数が５（４Ｅ、３Ｅ、２Ｅ、Ｅ、０）となる。
図３から分かるように、電圧分割手段５は、同一構成の回路を上下二段に接続しているが、ここではその一段についてのみ説明する。
図５は、電圧分割手段５の一例を示す回路図である。図５において、電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０に接続され、出力端に電圧源Ｖ０の電圧Ｅｄと、その半分の電圧１／２・Ｅｄと、０の電圧Ｅｄ０を出力する。このような構成の回路を上下二段に接続することによってマルチレベルコンバータからの入力レベル数３に対してマルチレベルインバータへの出力のレベル数を５に増加している。
この電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０の上下端子間に二つの直列接続した半導体スイッチＳＡ、ＳＢと、これにそれぞれ逆並列接続したダイオードＤＡ、ＤＢを設ける。また、二つの半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と直流電圧源Ｖ０の上下端子間に出力電圧を分割するように接続した分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂを接続している。さらに、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との問に電流制限素子、例えばインダクタ１８を接続している。
この電圧分割手段５を上下二段に接続することによって、出力側には直列接続した直流電圧源Ｖ０の２倍の電圧２Ｅｄと、電圧３／２・Ｅｄと、電圧Ｅｄと、電圧１／２・Ｅｄとを正確に分圧して出力することができる。しかも、このような電圧分割手段５は、半導体スイッチＳＡ、ＳＢを交互にオンさせ、その導通比を５０％とすることによって、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点の平均電圧は、直流電圧源Ｖ０の５０％電位になる。
電流制限手段１８に発生する電位差を無視できるならば、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの電圧も直流電圧源Ｖ０の５０％電位とすることができる。こうして、交流直流変換器４とマルチレベルインバータ８との間に接続した電圧分割手段５によって、高精度に分圧した電圧をマルチレベルインバータ８に与えることができる。
図７は、本発明の第２の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。なお、この図７の例においては、図５に示した電圧分割手段と同等のものには同一符号を付し、詳細な説明を省略し、その相違部分について説明する。
図７において、出力電圧を検出するために分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂに電圧検出器１８Ａ、１８Ｂがそれぞれ設けられている。また、制御回路１９が設けられている。この制御回路１９は、電圧検出器１８Ａ、１８Ｂからの検出電圧値を入力して、それぞれの電圧が等しくなるように半導体スイッチＳＡ、ＳＢの導通比を決定して半導体スイッチＳＡ、ＳＢを駆動する。
図７に示したような構成の電圧分割手段５によれば、図５に示した電圧分割手段に比較して、出力電圧をさらに高精度に分割することが可能である。
なお、この第２の実施形態では、二つの出力電圧を、電圧検出器１８Ａ、１８Ｂにより検出しているが、入力電圧と一つの出力電圧とを検出し、出力電圧の一つが入力電圧の５０％になるように制御したり、一つの出力電圧と、目標となる電圧値を入力して、出力電圧の一つが目標の電圧と等しくなるように制御することもできる。
また、上述した第１及び第２の実施形態では、出力電圧が入力電圧の５０％となるようにしたが、出力電圧が入力電圧の１／３や１／４、その他の分割比を目標に動作させることも可能である。
さらに、制御回路１９は、ＭＲＩ装置のＣＰＵ３７が兼用してもよいし、ＣＰＵ３７とは別個設けられても良い。
図８は、本発明の第３の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。なお、この図８の例においては、図５に示した電圧分割手段との同等のものには同一符号を付し、詳細な説明を省略し、その相違部分について説明する。
図８において、第３の実施形態における電圧分割手段は、図５に示した電圧分割手段の構成に加えて、半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａと、これら半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａに、ダイオードＤＡａ、ＤＢａが、それぞれ逆並列接続されている。
つまり、図５の例と同様に、直流電圧源Ｖ０の電圧値Ｅｄを２／３・Ｅｄと１／３・Ｅｄとに分割するような容量比を持った分割コンデンサ１７Ａと１７Ｂとを直列接続し、さらに、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間に電流制限素子、例えばインダクタ１８を接続している。
また、分圧コンデンサ１７Ａの両端間に、半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａと、これに逆並列接続したダイオードＤＡａ、ＤＢａを直列に接続し、コンデンサ１７Ａの両端電圧を二分割するように直列接続した分圧コンデンサ１７Ａａ、１７Ｂａが接続される。
さらに、半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａの中点と、分圧コンデンサ１７Ａａ、１７Ｂａの中点との間に電流制限素子であるインダクタ１８ａが接続されている。
図８に示した電圧分割手段５を、上下二段に接続すると、電圧分割手段５は全体として３レベルのマルチレベルコンバータ７に対してレベル数を７にしたマルチレベルインバータ８に接続することができ、その出力を正確に７分割することができる。
図９は、本発明の第４の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。
図９において、電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０に接続され、出力端に電圧源Ｖ０の電圧Ｅｄと、電圧２／３・Ｅｄと、電圧１／３・Ｅｄと、０の電圧Ｅｄ０を出力する。そして、この［電圧分割手段５を上下二段に接続することによってマルチレベルコンバータ７からの入力レベル数３に対してマルチレベルインバータ８への出力のレベル数を７に増加している。
この電圧分割手段５は、半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣと、半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣのそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤＡ、ＤＢ、ＤＣとを備え、並列接続されたスイッチＳＡとダイオードＤＡと、並列接続されたスイッチＳＢとダイオードＤＢと、並列接続されたスイッチＳＣとダイオードＤＣとは互いに直列に接続される。
そして、互いに直列接続された半導体スイッチＳＡ〜ＳＣの両端に直流電圧源Ｖ０が接続されている。また、直流電圧源Ｖ０を分割するように、互いに直列接続され分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃが接続されている。さらに、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間に電流制限素子であるリアクトル１８ａが接続される。また、半導体スイッチＳＢ、ＳＣの中点と、分圧コンデンサ１７Ｂ、１７Ｃの中点との間に電流制限素子であるリアクトル１８ｂが接続される。
図９に示した電圧分割手段５を上下二段に接続することによって、出力側には直列接続した直流電圧源Ｖ０の２倍の電圧２Ｅｄを７等分に正確に分割することができ、上述した第１〜第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。
図１０は、本発明の第５の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。この図１０に示した電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０の上下端子間に二つの直列接続した半導体スイッチＳＡ１、ＳＢ１と、これにそれぞれ逆並列接続したダイオードＤＡ１、ＤＢ１を設ける。
また、直流電圧源Ｖ０の両端間に二つの直列接続した半導体スイッチＳＡ２、ＳＢ２と、これらのそれぞれ逆並列接続したダイオードＤＡ２、ＤＢ２を設ける。さらに、直流電圧源Ｖ０の両端電圧を分割するように接続した分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂが配置されている。
二つの半導体スイッチＳＡ１、ＳＢ１の中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間は電流制限素子、例えばインダクタ１８Ａを介して接続し、また二つの半導体スイッチＳＡ２、ＳＢ２の中点と分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間は電流制限秦子、例えばインダクタ１８Ｂを介して接続している。これらのインダクタ１８Ａおよびインダクタ１８Ｂは一つの鉄心１８Ｃに巻回したものである。
この図１０に示した実施形態における特徴は、同一の鉄心１８Ｃに巻回した二つのインダクタ１８Ａ、１８Ｂを用いていることである。すなわち、図５に示した分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂにそれぞれ並列に負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２を接続したとき、これらの負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２抵抗値が互いに等しくないとする。このとき、インダクタ１８に流れる電流には直流成分が含まれているために、鉄心のあるインダクタ１８を用いると、その鉄心が偏磁を起こしインダクタ１８としての性質を失ってしまう。
これを防ぐためには、相当量の鉄心を用意するか、あるいは鉄心に十分なギャップを設ける必要がある。いずれにしてもインダクタ１８の重量が大きくなってしまうので、電圧分割手段５を設計する場合には実用上は空心のリアクトルを採用することになる。
しかし、空心のリアクトルで必要なインダクタ１８を得るには、コイルの直径を大きくしたり、その巻数を増やさねばならず、巻線の損失が増加するばかりか周囲に電磁ノイズを発散してしまう。
これに対して、図１０に示した電圧分割手段５のように、同一の鉄心１８Ｃに巻回した二つのインダクタ１８Ａ、１８Ｂとを用いて構成すると、インダクタ１８Ａ、１８Ｂの直列接続体に供給される電圧は正負対称の波形となり偏磁を起こすことはない。
従って、上述したように巻線の損失や周囲へ電磁ノイズを発散する心配がないので、より高出力の電圧分割手段５を容易に実現することができる。なお、電流制限素子としては、同一の鉄心１８Ｃに巻回したインダクタ１８Ａ、１８Ｂとの間の漏れインダクタンスを利用できるものであればよい。
上述した各実施形態の説明からも分かるように、図５に示した電圧分割手段５の基本的な構成要素を様々に組み合わせたり、図５示した電圧分割手段５における逆並列接続した半導体スイッチおよびダイオードの直列段数を、図９に示したように増減することもできる。また、図１０に示したように電圧分割手段５における逆並列接続した半導体スイッチおよびダイオードの並列段数を増減したりすることによって、電圧分割手段５を構成することができる。
このようにＭＲＩ装置用電源装置として、電流増幅器６Ａ〜６Ｃにマルチレベルインバータ８を用い、交流直流変換器４であるマルチレベルコンバータ７と、電流増幅器６Ａ〜６Ｃであるマルチレベルインバータ８との間に、マルチレベルコンバータ７からの入力に対してマルチレベルインバータ８への出力のレベノル数を増加させる電圧分割手段５を用いて分割した直流電圧を生成するようにした。
したがって、高電圧、大電流出力を低ノイズ、低リップルで実現することができると共に、高電圧出力、高電圧精度および電流を止める際の電力の回生が可能という直流電圧源への要求を満たすことができる。
しかも、従来技術のように、リニアアンプを用いる必要がないため、リニアアンプでの損矢や発熱に対して考慮する必要がなく、装置の大型化を回避することができる。
図１１は、本発明の第６の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置の回路図であり、図３に示した実施形態と同等のものには同一符号を付している。
図１１において、傾斜磁場電源装置１は、三相交流電源２に接続して三相交流電圧を直流電圧に変換し、かつ、この直流電圧を昇圧する機能を持った交流直流変換器２０を用いる。この交流直流変換器２０の出力側に電圧分割手段５を接続して直流電圧を所望のレベル数に分割し、電圧分割手段５によって分割された直流電圧を電流増幅器６Ａ〜６Ｃに入力する。
交流直流変換器２０は、図１２に示すように、入力側で三相交流電源２に接続した電流制限素子、ここではリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗと、全波整流ダイオードブリッジ２２と、この全波整流ダイオードブリッジ２２の出力側に並列に接続した平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂと、この平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂのそれぞれに並列に接続した分圧抵抗２４Ａ、２４Ｂと、全波整流ダイオードブリッジ２２の正側および負側にそれぞれ接続した昇圧コンバータ２５Ａ、２５Ｂが対称の構成となるように接続されている。
この昇圧コンバータ２５Ａは、インダクタ２６Ａと、互いに並列接続されたダイオードＤＡ及び半導体スイッチＳＡと、昇圧部ダイオード２８Ａと、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａとを備える。
インダクタ２６Ａは、全波整流ダイオードブリッジ２２の正側に接続される。また、互いに並列接続されたダイオードＤＡ及び半導体スイッチＳＡの一端は、インダクタ２６Ａと昇圧部ダイオード２８Ａとの中点に接続され、他端は、平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂの中点に接続される。
また、昇圧部ダイオード２８Ａは、インダクタ２６Ａと出力端＋Ｅｃ間に接続されると共に、そのアノードはインダクタ２６Ａ側に接続され、そのカソードは出力端＋Ｅｃに接続される。
また、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａは、出力端＋Ｅｃと出力端Ｅｃ０との間に接続される。
また、昇圧コンバータ２５Ｂは、インダクタ２６Ｂと、互いに並列接続されたダイオードＤＢ及び半導体スイッチＳＢと、昇圧部ダイオード２８Ｂと、昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂとを備える。
インダクタ２６Ｂは、全波整流ダイオードブリッジ２２の負側に接続される。また、互いに並列接続されたダイオードＤＢ及び半導体スイッチＳＢの一端は、インダクタ２６Ｂと昇圧部ダイオード２８Ｂとの中点に接続され、他端は、平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂの中点に接続される。
また、昇圧部ダイオード２８Ｂは、インダクタ２６Ｂと出力端−Ｅｃ間に接続されると共に、そのカソードはインダクタ２６Ｂ側に接続され、そのアノードは出力端−Ｅｃに接続される。
また、昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂは、出力端−Ｅｃと出力端Ｅｃ０との間に接続される。
上述した昇圧コンパータ２５Ａの動作を図１３に示す。
図１３において、ＭＯＤＥ１の時刻ｔ２において半導体スイッチＳＡを導通させると、平滑キャパシタ２３Ａからインダクタ２６Ａ、インダクタ２６Ａから半導体スイッチＳＡ、半導体スイッチＳＡから平滑キャパシタ２３Ａのループで単調増加の電流が流れ、インダクタ２６Ａにエネルギーが蓄積される。
任意の時刻ｔ３に、半導体スイッチＳＡを遮断すると、電流は平滑キャパシタ２３Ａからインダクタ２６Ａ、インダクタ２６Ａから昇圧部ダイオード２８Ａ、昇圧部ダイオード２８Ａから昇圧部平滑キャパシタ２７Ａ、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａから平滑キャパシタ２３Ａに流れる。
この時刻ｔ３から、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａに電流が流れることにより、ＭＯＤＥ２に示すように昇圧部平滑キャパシタ２７Ａが充電されてその電圧が上昇する。このとき、電流は単調減少となり、この電流が時刻ｔ４でゼロになると、昇圧部ダイオード２８Ａがオフ状態になることから電流が流れなくなり、ＭＯＤＥ３に示すように平滑キャパシタ２７Ａの充電が終了する。
昇圧部平滑キャパシタ２７Ａの充電量は、半導体スイッチＳＡのオン時間に比例するので、半導体スイッチＳＡのオン時間を制御しながら動作を周期的に繰り返すことにより、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａの電圧を制御することができる。
図１２に示した昇圧コンバータ２５Ｂも、昇圧コンバータ２５Ａと同様の動作を行い、半導体スイッチＳＡと独立に半導体スイッチＳＢを制御することにより、昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂの電圧を昇圧部平滑キャパシタ２７Ａと独立に制御することができる。
平滑キャパシタ２３Ａと平滑キャパシタ２３Ｂと電圧分担は、それぞれのキャパシタや分圧抵抗２４Ａ、２４Ｂのインピーダンス比によって概ね決まるが、負荷の状態によっても変動する。
しかし、上述したように、インダクタ２６Ａ、２６Ｂと、半導体スイッチＳＡ、ＳＢと、昇圧部ダイオード２８Ａ、２８Ｂなどを備える昇圧コンパータ２５Ａ、２５Ｂを設けることにより、分圧比が変動しても昇圧コンバータ２５Ａ、２５Ｂの制御動作により、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａと昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂの電圧変動を抑えることができる。その結果、分割された直流電源を一定に保つことができる。
なお、上述した各実施形態におけるＭＲＩ装置用電源装置は、図３に示した電流増幅器６Ａ〜６Ｃとしてのマルチレベルインバータ８を５レベルのものとして説明し、直流変換器４としてのマルチチレベルコンバータ７を３レベルのものとして説明したが、これに限定するものではない。
電流増幅器６Ａ〜６Ｃとしてのマルチレベルインバータ８は３レベル以上であれば良く、レベル数が多いほど高電圧出力化および低ノイズ化が可能となるが、半導体素子数が増加し大型化する傾向になる。
また、半導体スイッチＳＡ、ＳＢに、ＭＯＳＦＦＴを用いたが、これに限らず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、サイリスタなどを用いても良い。さらに、交流直流変換器４としては、マルチレベルのものや図１２に示した昇圧コンバータ２５Ａ、２５Ｂを用いることが望ましいが、これらに限るものではない。また、上述した実施形態では、マルチレベルコンバータ７を三相交流電源２に接続したものを説明したが、単相交流電源に接続される場合であっても本発明を適用することができる。
また、図２に示したように、本願発明を、垂直磁場発生方式のＭＲＩ装置に適用する場合には、図３及び図１１に示した例において、傾斜磁場コイル３を上下方向それぞれに配置するか、マルチレベルインバータ８及び傾斜磁場コイル３を上下方向それぞれに配置する必要がある。
図１は、本発明が適用される磁気共鳴イメージング装置（ＭＲＩ装置）の全体概略構成図である。
図１において、ＭＲＩ装置は、静磁場発生部３１、傾斜磁場発生系３２と、送信系３４と、受信系３５と、信号処理系３６と、中央処理装置（ＣＰＵ）３７とを備えている。
静磁場発生部３１は、被検体３０の周りにその体軸方向又は体軸と直交する方向に均一な静磁場を発生させるもので、永久磁石方式又は常電導方式あるいは超伝導方式の磁場発生手段から成る。
この静磁場発生部３１に囲まれる磁場空間内に、傾斜磁場発生系３２の傾斜磁場コイル３、送信系３４の高周波コイル４１、受信系３５の高周波コイル４１が設置される。
傾斜磁場発生系３２は、Ｘ，Ｙ，Ｚの３軸方向に巻かれた傾斜磁場コイル３と、それぞれの傾斜磁場コイル３を駆動する傾斜磁場電源装置１とを有している。そして、傾斜磁場発生系３２は、シーケンサ３３からの命令に従って、それぞれの傾斜磁場コイルの傾斜磁場電源装置１を駆動することにより、Ｘ，Ｙ，Ｚの３軸方向の傾斜磁場Ｇｘ，Ｇｙ，Ｇｚを被検体３０に印加する。
この傾斜磁場の加え方により被検体３０に対するスライス面を設定することができる。
シーケンサ３３は、上記被検体３０の生体組織を構成する原子の原子核に核磁気共鳴を起こさせる高周波磁場パルス信号を、ある所定のパルスシーケンスで繰り返し印加する。
また、シーケンサ３３は、ＣＰＵ３７の制御により動作し、被検体３０の断層像のデータ収集に必要な種々の命令を、送信系３４、傾斜磁場発生系３２及び受信系３５に送る。
送信系３４は、シーケンサ３３の制御により被検体３０の生体組織を構成する原子の原子核にＮＭＲを起こさせるために高周波磁場を照射する。
この送信系３４は、高周波発振器３８と、変調器３９と、高周波増幅器４０と、送信側の高周波コイル４１とを備える。
送信系３４において、高周波発振器３８から出力された高周波パルスは、シーケンサ３３の命令にしたがって変調器３９により振幅変調され、この振幅変調された高周波パルスが高周波増幅器４０で増幅される。そして、増幅された高周波パルスが、被検体３０に近接して配置された高周波コイル４１に供給されることにより、電磁波が被検体３０に照射される。
受信系３５は、被検体３０に生体組織の原子核のＮＭＲにより放出されるエコー信号（ＮＭＲ信号）を検出する。この受信系３５は、被検体３０に近接して配置された受信側の高周波コイル４１と、増幅器４２と、直交位相検波器４３と、Ａ／Ｄ変換器４４とを備える。
受信側の高周波コイル４１が検出したエコー信号は、増幅器４２及び直交位相検波器４３を介してＡ／Ｄ変換器４４に入力され、ディジタル信号に変換され、更にシーケンサ３３からの命令によるタイミングで直交位相検波器４３によりサンプリングされた二系列の収集データとされる。そして、この収集データが信号処理系３６に送られる。
信号処理系３６は、ＣＰＵ３７と、磁気ディスク４５及び磁気テープ４６等の記録装置と、ＣＲＴ等のディスプレイ４７とを備える。信号処理系３６は、受信系３５からの信号をＣＰＵでフーリエ変換、補正係数計算、画像再構成の処理を行い、任意断面の信号強度分布や複数の信号に適当な演算を行って得られる分布を画像化してディスプレイ４７に表示する。
また、信号処理系３６は、ＣＰＵ３７の機能として画像データに対し差分処理及び重み付けを行う機能を備えている。これらの処理は、ＭＲＩ装置において計測を行うことにより得られたデータに対してなされる。これらの処理選択及び設定のための手段が、ＣＰＵ３７の入力手段として設けられている。
また、ディスプレイ４７は、この信号処理系３６の機能に対応して、通常の画像に代わって或いは通常の画像に加えて差分画像或いは累積加算画像を表示する機能を備えている。
操作部４８は、各種パラメータや撮像断面の設定等の操作を行うキーボード４９及びマウス５０を備えている。
図２は、磁気共鳴イメージング装置における静磁場発生部の説明図である。図２において、被検体３０が配置される撮影領域を間にして、上下に互いに対向して、磁場発生部３１の磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂが配置される。そして、これら磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂより上記撮影領域側に、上下方向に互いに対向する一対の傾斜磁場コイル３が配置される。また、傾斜磁場コイル３より上記撮影領域側に、上下方向に互いに対向する一対の高周波コイル（ＲＦコイル）４１が配置される。
これら磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂ、傾斜磁場コイル３、ＲＦコイル４１は、継鉄により支持される。磁場発生用コイル３１ａ、３１ｂは、図２の矢印で示すように、上下方向、つまり、垂直方向に磁場を発生させている。
図３は、図１に示したＭＲＩ装置用の傾斜磁場電源装置１のブロック図である。
図３において、傾斜磁場電源装置１は、三相交流電源２に接続され三相交流電圧を直流電圧に変換する交流直流変換器４と、この交流直流変換器４の出力側に接続され直流電圧を受電し、受電した直流電圧を所望の割合の分割数に分割する電圧分割手段５と、この電圧分割手段５によって分割された直流電圧を受電し傾斜磁場コイル３のＸ軸コイル３Ａ、Ｙ軸コイル３Ｂ、Ｚ軸コイル３Ｃのそれぞれに電流を供給する電流増幅器６Ａ、６Ｂ、６Ｃと、傾斜磁場コイル３を形成するＸ軸コイル３Ａ、Ｙ軸コイル３Ｂ及びＺ軸コイル３Ｃとを備える。
そして、傾斜磁場電源装置１は、三相交流電源２から電力が供給され、負荷である傾斜磁場コイル３に電流を供給する。
交流直流変換器４は、マルチレベルコンバータ７を備える。マルチレベルコンバータとは、出力電流値又は電圧値が、３値以上のコンバータである。
次に、このマルチレベルコンバータ７の一例として３レベルコンバータの回路構成について図４を参照して説明する。
図４において、マルチレベルコンバータ７は、図３に示した三相交流電源２の電圧源Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗと接続された電流制限素子、ここではリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗと、アーム１０Ａ〜１０Ｆとを備える。リアクトルＬｕは、アーム１１０Ａ、１０Ｂと接続され、リアクトルＬｖは、アーム１０Ｃ、１０Ｄと接続され、リアクトルＬｗは、アーム１０Ｅ、１０Ｆと接続される。
各アーム１０Ａ〜１０Ｆは、互いに直列接続されたＭＯＳＦＥＴからなる半導体スイッチＳＡ、ＳＢと、これら半導体スイッチＳＡ、ＳＢのそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤＡ、ＤＢとを備える。そして、アーム１０Ａ〜１０Ｆはフルブリッジ接続され、互いに直列接続されたアーム１０Ａと１０Ｂと、互いに直列接続されたアーム１０Ｃと１０Ｄと、互いに直列接続されたアーム１０Ｅと１０Ｆとは、並列に接続されている。また、互いに直列接続された平滑コンデンサ１１Ａ及び１１Ｂがアームアーム１０Ａと１０Ｂと並列に接続される。
アーム１０Ａの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点と、アーム１０Ｂの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点との間には、互いに直列されたダイオード１２Ａ及び１２Ｂが接続される。同様に、アーム１０Ｃの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点と、アーム１０Ｄの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点との間には、互いに直列されたダイオード１２Ｃ及び１２Ｄが接続され、アーム１０Ｅの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点と、アーム１０Ｆの半導体スイッチＳＡとＳＢとの接続中点との間には、互いに直列されたダイオード１２Ｅ及び１２Ｆが接続される。
そして、ダイオード１２Ａと１２Ｂの接続中点と、ダイオード１２Ｃと１２Ｄの接続中点と、ダイオード１２Ｅと１２Ｆの接続中点と、平滑コンデンサ１１Ａと１１Ｂの接続中点とが互いに接続される。コンデンサ１１Ａと１１Ｂと直列回路の両端電位及び、コンデンサ１１Ａ、１１Ｂそれぞれの両端電位がマルチレベルコンバータ７の出力電圧となる。
ここで、アーム１０Ａの半導体スイッチＳＡ、ＳＢを、コントローラ（ＣＰＵ３７、シーケンサ３３）からの指令信号に従って、導通させることにより、アーム１０Ａ、１０Ｂ間の電位Ｅｕａが、図４におけるマルチレベルコンバータ７の上方の出力端に＋Ｅｃの電圧を出力している。また、アーム１０Ａの半導体スイッチＳＢおよびアーム１０Ｂの半導体スイッチＳＡを導通させることによって、マルチレベルコンバータ７の中間の出力端にＥｃ０＝０の電圧を出力する。
さらに、アーム１０Ｂの半導体スイッチＳＡ、ＳＢを導通させることによって、マルチレベルコンバータ７の下方の出力端に−Ｅｃの電圧を出力する。こうして、マルチレベルコンバータ７は、３レベルの電圧出力を得ている。
なお、アーム１０Ｃ、１０Ｄの間の電位Ｅｖａ、アーム１０Ｅ、１０Ｆ間の電位Ｅｗａについても、電位Ｅｕａと同様である。
さらに、これら半導体スイッチＳＡ、ＳＢを、コントローラ（ＣＰＵ３７、シーケンサ３３）からのオンオフ指令信号に従って、ＰＷＭ変調することによって、上下アーム間の平均電圧Ｅｕａ、Ｅｖａ、Ｅｗａを＋Ｅｃから−Ｅｃの間で任意の電圧として出力することができる。
すなわち、上下アーム間の平均電位Ｅｕａ、Ｅｖａ、Ｅｗａと三相交流電源２の電位Ｅｕ、Ｅｖ、Ｅｗとの差がリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに印加され、この電圧の積分値が、リアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗに流れる電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに比例する。
これらの一方方向の電流の和が出力電流Ｉａとなって平滑コンデンサ１１Ａ、１１Ｂに流れ込み、この電流の積分値に比例した電圧が平滑コンデンサ１１Ａ、１１Ｂの両端に印加される。
従って、各上下アームの動作デューティー比を変化させることによって上下アーム間の平均電位を制御し、これによってリアクトルに印加する電圧および電流を制御して、出力電流および電圧を制御することが可能である。
このようなマルチレベルコンバータ７は、出力する直流電圧を平滑コンデンサ１１Ａ、１１Ｂによって分割し、各アーム間をダイオード１２Ａ〜１２Ｆで接続することによって、各アーム１０Ａ〜１０Ｆの半導体スイッチＳＡ、ＳＢには分割した直流電圧分の直流電圧しか印加されない。したがって、各半導体スイッチＳＡ、ＳＢとしては耐電圧の低いものを用いても大きな出力電圧が得られる。
なお、図３に示した電流増幅器６Ａ〜６Ｃは、それぞれ図６に示したマルチレベルインバータ８を含んだ回路構成となっている。
次に、このマルチレベルインバータ８の一例として、５レベルインバータについて図６を参照して説明する。
図６において、マルチレベルインバータ８は、互いに直列接続された半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤと、これら半導体スイッチＳＡ〜ＳＤのそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤＡ、ＤＢ、ＤＣ、ＤＤからなるアーム１３Ａ〜１３Ｄを備え、これらアーム１３Ａ、１３Ｂ、１３Ｃ、１３Ｄはフルブリッジ接続されている。そして、マルチレベルインバータ８の入力端に４つの直流電圧源Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３、Ｖ４が接続され、出力端Ａ、Ｂに任意の電圧波形を出力する。
さらに、各アーム１３Ａ〜１３Ｄにおける逆並列接続した半導体スイッチＳＡおよびダイオードＤＡと、逆並列接続した半導体スイッチＳＢとダイオードＤＢとの中点接続部と、直流電圧源Ｖ１と直流電圧源Ｖ２の中点との間に、ダイオード１４Ａ〜１４Ｄをそれぞれ接続している。
また、各アーム１３Ａ〜１３Ｄにおける逆並列接続した半導体スイッチＳＢおよびダイオードＤＢと、逆並列接続した半導体スイッチＳＣとダイオードＤＣとの中点接続部と、直流電圧源Ｖ２と直流電圧源Ｖ３の中点との間に、ダイオード１５Ａ〜１５Ｄをそれぞれ接続している。
さらに、各アーム１３Ａ〜１３Ｄにおける逆並列接続した半導体スイッチＳＣおよびダイオードＤＣと、逆並列接続した半導体スイッチＳＤとダイオードＤＤとの中点接続部と、直流電圧源Ｖ３と直流電圧源Ｖ４の中点との間に、ダイオード１６Ａ〜１６Ｄをそれぞれ接続している。
ここで、アーム１３Ａの各半導体スイッチＳＡ〜ＳＤを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して、４Ｅの電圧を出力することができる。また、アーム１３Ａの各半導体スイッチＳＢ〜ＳＤおよびアーム１３Ｂの半導体スイッチＳＡを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して３Ｅの電圧を出力することができる。また、アーム１３Ａの各半導体スイッチＳＣ、ＳＤおよびアーム１３Ｂの各半導体スイッチＳＡ、ＳＢを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して２Ｅの電圧を出力することができる。
さらに、アーム１３Ａの半導体スイッチＳＤおよびアーム１３Ｂの各半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対してＥの電圧を出力し、アーム１３Ｂの各半導体スイッチＳＡ〜ＳＤを導通させることによって、出力端Ａに入力端Ｅ０に対して０の電圧を出力することができる。このようにして、出力端Ａに５レベルの電圧を出力することができる。
出力端Ｂについても同様であり、こうして出力端Ａ、Ｂ間の電圧としては、−４Ｅから＋４Ｅまでの９通りの電圧を出力することができる。さらに、これら半導体スイッチＳＡ〜ＳＤをＰＷＭ変調することによって、−４Ｅから＋４Ｅの間で任意の電圧を出力することができる。
このようなマルチレベルインバータ８は、分割した直流電圧源Ｖ１〜Ｖ４のそれぞれをダイオード１４Ａ〜１４Ｄ、１５Ａ〜１５Ｄ、１６Ａ〜１６Ｄを介して接続することによって、各半導体スイッチＳＡ〜ＳＤには分割した直流電圧分の直流電圧しか印加されない。このため、各半導体スイッチＳＡ、ＳＢとしては耐電圧の低いものを用いても大きな出力電圧が得られる。
マルチレベルインバータ８には、分割した直流電圧源が必要であり、特にＭＲＩ装置用電源装置としては、各直流電圧源の電圧を高精度に制御する必要がある。
そこで、図３に示した交流直流変換器４であるマルチレベルコンバータ７と、電流増幅器６Ａ〜６Ｃであるマルチレベルインバータ８の間に、マルチレベルコンバータ７からの入力に対してマルチレベルインバータ８への出力のレベル数を増す電圧分割手段５を用いて分割した直流電圧源を生成している。
ところで、図３に示した傾斜磁場電源装置１では、交流直流変換器４に３レベルのマルチレベルコンバータ７を用いて、交流直流変換器４の出力直流電圧を２等分するようになっており、電流増幅器６Ａ〜６Ｃでは５レベルのマルチレベルインバータ８を採用しているため、４分割された直流電圧源が必要となる。従って、マルチレベルコンバータ７とマルチレベルインバータ８との間に接続した電圧分割手段５としては、図３に示すように入力側のレベル数が３（Ｅｃ、０、−Ｅｃ）で出力側のレベル数が５（４Ｅ、３Ｅ、２Ｅ、Ｅ、０）となる。
図３から分かるように、電圧分割手段５は、同一構成の回路を上下二段に接続しているが、ここではその一段についてのみ説明する。
図５は、電圧分割手段５の一例を示す回路図である。図５において、電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０に接続され、出力端に電圧源Ｖ０の電圧Ｅｄと、その半分の電圧１／２・Ｅｄと、０の電圧Ｅｄ０を出力する。このような構成の回路を上下二段に接続することによってマルチレベルコンバータからの入力レベル数３に対してマルチレベルインバータへの出力のレベル数を５に増加している。
この電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０の上下端子間に二つの直列接続した半導体スイッチＳＡ、ＳＢと、これにそれぞれ逆並列接続したダイオードＤＡ、ＤＢを設ける。また、二つの半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と直流電圧源Ｖ０の上下端子間に出力電圧を分割するように接続した分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂを接続している。さらに、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との問に電流制限素子、例えばインダクタ１８を接続している。
この電圧分割手段５を上下二段に接続することによって、出力側には直列接続した直流電圧源Ｖ０の２倍の電圧２Ｅｄと、電圧３／２・Ｅｄと、電圧Ｅｄと、電圧１／２・Ｅｄとを正確に分圧して出力することができる。しかも、このような電圧分割手段５は、半導体スイッチＳＡ、ＳＢを交互にオンさせ、その導通比を５０％とすることによって、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点の平均電圧は、直流電圧源Ｖ０の５０％電位になる。
電流制限手段１８に発生する電位差を無視できるならば、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの電圧も直流電圧源Ｖ０の５０％電位とすることができる。こうして、交流直流変換器４とマルチレベルインバータ８との間に接続した電圧分割手段５によって、高精度に分圧した電圧をマルチレベルインバータ８に与えることができる。
図７は、本発明の第２の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。なお、この図７の例においては、図５に示した電圧分割手段と同等のものには同一符号を付し、詳細な説明を省略し、その相違部分について説明する。
図７において、出力電圧を検出するために分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂに電圧検出器１８Ａ、１８Ｂがそれぞれ設けられている。また、制御回路１９が設けられている。この制御回路１９は、電圧検出器１８Ａ、１８Ｂからの検出電圧値を入力して、それぞれの電圧が等しくなるように半導体スイッチＳＡ、ＳＢの導通比を決定して半導体スイッチＳＡ、ＳＢを駆動する。
図７に示したような構成の電圧分割手段５によれば、図５に示した電圧分割手段に比較して、出力電圧をさらに高精度に分割することが可能である。
なお、この第２の実施形態では、二つの出力電圧を、電圧検出器１８Ａ、１８Ｂにより検出しているが、入力電圧と一つの出力電圧とを検出し、出力電圧の一つが入力電圧の５０％になるように制御したり、一つの出力電圧と、目標となる電圧値を入力して、出力電圧の一つが目標の電圧と等しくなるように制御することもできる。
また、上述した第１及び第２の実施形態では、出力電圧が入力電圧の５０％となるようにしたが、出力電圧が入力電圧の１／３や１／４、その他の分割比を目標に動作させることも可能である。
さらに、制御回路１９は、ＭＲＩ装置のＣＰＵ３７が兼用してもよいし、ＣＰＵ３７とは別個設けられても良い。
図８は、本発明の第３の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。なお、この図８の例においては、図５に示した電圧分割手段との同等のものには同一符号を付し、詳細な説明を省略し、その相違部分について説明する。
図８において、第３の実施形態における電圧分割手段は、図５に示した電圧分割手段の構成に加えて、半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａと、これら半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａに、ダイオードＤＡａ、ＤＢａが、それぞれ逆並列接続されている。
つまり、図５の例と同様に、直流電圧源Ｖ０の電圧値Ｅｄを２／３・Ｅｄと１／３・Ｅｄとに分割するような容量比を持った分割コンデンサ１７Ａと１７Ｂとを直列接続し、さらに、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間に電流制限素子、例えばインダクタ１８を接続している。
また、分圧コンデンサ１７Ａの両端間に、半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａと、これに逆並列接続したダイオードＤＡａ、ＤＢａを直列に接続し、コンデンサ１７Ａの両端電圧を二分割するように直列接続した分圧コンデンサ１７Ａａ、１７Ｂａが接続される。
さらに、半導体スイッチＳＡａ、ＳＢａの中点と、分圧コンデンサ１７Ａａ、１７Ｂａの中点との間に電流制限素子であるインダクタ１８ａが接続されている。
図８に示した電圧分割手段５を、上下二段に接続すると、電圧分割手段５は全体として３レベルのマルチレベルコンバータ７に対してレベル数を７にしたマルチレベルインバータ８に接続することができ、その出力を正確に７分割することができる。
図９は、本発明の第４の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。
図９において、電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０に接続され、出力端に電圧源Ｖ０の電圧Ｅｄと、電圧２／３・Ｅｄと、電圧１／３・Ｅｄと、０の電圧Ｅｄ０を出力する。そして、この［電圧分割手段５を上下二段に接続することによってマルチレベルコンバータ７からの入力レベル数３に対してマルチレベルインバータ８への出力のレベル数を７に増加している。
この電圧分割手段５は、半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣと、半導体スイッチＳＡ、ＳＢ、ＳＣのそれぞれに逆並列接続されたダイオードＤＡ、ＤＢ、ＤＣとを備え、並列接続されたスイッチＳＡとダイオードＤＡと、並列接続されたスイッチＳＢとダイオードＤＢと、並列接続されたスイッチＳＣとダイオードＤＣとは互いに直列に接続される。
そして、互いに直列接続された半導体スイッチＳＡ〜ＳＣの両端に直流電圧源Ｖ０が接続されている。また、直流電圧源Ｖ０を分割するように、互いに直列接続され分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃが接続されている。さらに、半導体スイッチＳＡ、ＳＢの中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間に電流制限素子であるリアクトル１８ａが接続される。また、半導体スイッチＳＢ、ＳＣの中点と、分圧コンデンサ１７Ｂ、１７Ｃの中点との間に電流制限素子であるリアクトル１８ｂが接続される。
図９に示した電圧分割手段５を上下二段に接続することによって、出力側には直列接続した直流電圧源Ｖ０の２倍の電圧２Ｅｄを７等分に正確に分割することができ、上述した第１〜第３の実施形態と同様の効果を得ることができる。
図１０は、本発明の第５の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置における電圧分割手段５の回路図である。この図１０に示した電圧分割手段５は、直流電圧源Ｖ０の上下端子間に二つの直列接続した半導体スイッチＳＡ１、ＳＢ１と、これにそれぞれ逆並列接続したダイオードＤＡ１、ＤＢ１を設ける。
また、直流電圧源Ｖ０の両端間に二つの直列接続した半導体スイッチＳＡ２、ＳＢ２と、これらのそれぞれ逆並列接続したダイオードＤＡ２、ＤＢ２を設ける。さらに、直流電圧源Ｖ０の両端電圧を分割するように接続した分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂが配置されている。
二つの半導体スイッチＳＡ１、ＳＢ１の中点と、分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間は電流制限素子、例えばインダクタ１８Ａを介して接続し、また二つの半導体スイッチＳＡ２、ＳＢ２の中点と分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂの中点との間は電流制限秦子、例えばインダクタ１８Ｂを介して接続している。これらのインダクタ１８Ａおよびインダクタ１８Ｂは一つの鉄心１８Ｃに巻回したものである。
この図１０に示した実施形態における特徴は、同一の鉄心１８Ｃに巻回した二つのインダクタ１８Ａ、１８Ｂを用いていることである。すなわち、図５に示した分圧コンデンサ１７Ａ、１７Ｂにそれぞれ並列に負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２を接続したとき、これらの負荷抵抗Ｒ１、Ｒ２抵抗値が互いに等しくないとする。このとき、インダクタ１８に流れる電流には直流成分が含まれているために、鉄心のあるインダクタ１８を用いると、その鉄心が偏磁を起こしインダクタ１８としての性質を失ってしまう。
これを防ぐためには、相当量の鉄心を用意するか、あるいは鉄心に十分なギャップを設ける必要がある。いずれにしてもインダクタ１８の重量が大きくなってしまうので、電圧分割手段５を設計する場合には実用上は空心のリアクトルを採用することになる。
しかし、空心のリアクトルで必要なインダクタ１８を得るには、コイルの直径を大きくしたり、その巻数を増やさねばならず、巻線の損失が増加するばかりか周囲に電磁ノイズを発散してしまう。
これに対して、図１０に示した電圧分割手段５のように、同一の鉄心１８Ｃに巻回した二つのインダクタ１８Ａ、１８Ｂとを用いて構成すると、インダクタ１８Ａ、１８Ｂの直列接続体に供給される電圧は正負対称の波形となり偏磁を起こすことはない。
従って、上述したように巻線の損失や周囲へ電磁ノイズを発散する心配がないので、より高出力の電圧分割手段５を容易に実現することができる。なお、電流制限素子としては、同一の鉄心１８Ｃに巻回したインダクタ１８Ａ、１８Ｂとの間の漏れインダクタンスを利用できるものであればよい。
上述した各実施形態の説明からも分かるように、図５に示した電圧分割手段５の基本的な構成要素を様々に組み合わせたり、図５示した電圧分割手段５における逆並列接続した半導体スイッチおよびダイオードの直列段数を、図９に示したように増減することもできる。また、図１０に示したように電圧分割手段５における逆並列接続した半導体スイッチおよびダイオードの並列段数を増減したりすることによって、電圧分割手段５を構成することができる。
このようにＭＲＩ装置用電源装置として、電流増幅器６Ａ〜６Ｃにマルチレベルインバータ８を用い、交流直流変換器４であるマルチレベルコンバータ７と、電流増幅器６Ａ〜６Ｃであるマルチレベルインバータ８との間に、マルチレベルコンバータ７からの入力に対してマルチレベルインバータ８への出力のレベノル数を増加させる電圧分割手段５を用いて分割した直流電圧を生成するようにした。
したがって、高電圧、大電流出力を低ノイズ、低リップルで実現することができると共に、高電圧出力、高電圧精度および電流を止める際の電力の回生が可能という直流電圧源への要求を満たすことができる。
しかも、従来技術のように、リニアアンプを用いる必要がないため、リニアアンプでの損矢や発熱に対して考慮する必要がなく、装置の大型化を回避することができる。
図１１は、本発明の第６の実施形態であるＭＲＩ装置用電源装置の回路図であり、図３に示した実施形態と同等のものには同一符号を付している。
図１１において、傾斜磁場電源装置１は、三相交流電源２に接続して三相交流電圧を直流電圧に変換し、かつ、この直流電圧を昇圧する機能を持った交流直流変換器２０を用いる。この交流直流変換器２０の出力側に電圧分割手段５を接続して直流電圧を所望のレベル数に分割し、電圧分割手段５によって分割された直流電圧を電流増幅器６Ａ〜６Ｃに入力する。
交流直流変換器２０は、図１２に示すように、入力側で三相交流電源２に接続した電流制限素子、ここではリアクトルＬｕ、Ｌｖ、Ｌｗと、全波整流ダイオードブリッジ２２と、この全波整流ダイオードブリッジ２２の出力側に並列に接続した平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂと、この平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂのそれぞれに並列に接続した分圧抵抗２４Ａ、２４Ｂと、全波整流ダイオードブリッジ２２の正側および負側にそれぞれ接続した昇圧コンバータ２５Ａ、２５Ｂが対称の構成となるように接続されている。
この昇圧コンバータ２５Ａは、インダクタ２６Ａと、互いに並列接続されたダイオードＤＡ及び半導体スイッチＳＡと、昇圧部ダイオード２８Ａと、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａとを備える。
インダクタ２６Ａは、全波整流ダイオードブリッジ２２の正側に接続される。また、互いに並列接続されたダイオードＤＡ及び半導体スイッチＳＡの一端は、インダクタ２６Ａと昇圧部ダイオード２８Ａとの中点に接続され、他端は、平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂの中点に接続される。
また、昇圧部ダイオード２８Ａは、インダクタ２６Ａと出力端＋Ｅｃ間に接続されると共に、そのアノードはインダクタ２６Ａ側に接続され、そのカソードは出力端＋Ｅｃに接続される。
また、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａは、出力端＋Ｅｃと出力端Ｅｃ０との間に接続される。
また、昇圧コンバータ２５Ｂは、インダクタ２６Ｂと、互いに並列接続されたダイオードＤＢ及び半導体スイッチＳＢと、昇圧部ダイオード２８Ｂと、昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂとを備える。
インダクタ２６Ｂは、全波整流ダイオードブリッジ２２の負側に接続される。また、互いに並列接続されたダイオードＤＢ及び半導体スイッチＳＢの一端は、インダクタ２６Ｂと昇圧部ダイオード２８Ｂとの中点に接続され、他端は、平滑キャパシタ２３Ａ、２３Ｂの中点に接続される。
また、昇圧部ダイオード２８Ｂは、インダクタ２６Ｂと出力端−Ｅｃ間に接続されると共に、そのカソードはインダクタ２６Ｂ側に接続され、そのアノードは出力端−Ｅｃに接続される。
また、昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂは、出力端−Ｅｃと出力端Ｅｃ０との間に接続される。
上述した昇圧コンパータ２５Ａの動作を図１３に示す。
図１３において、ＭＯＤＥ１の時刻ｔ２において半導体スイッチＳＡを導通させると、平滑キャパシタ２３Ａからインダクタ２６Ａ、インダクタ２６Ａから半導体スイッチＳＡ、半導体スイッチＳＡから平滑キャパシタ２３Ａのループで単調増加の電流が流れ、インダクタ２６Ａにエネルギーが蓄積される。
任意の時刻ｔ３に、半導体スイッチＳＡを遮断すると、電流は平滑キャパシタ２３Ａからインダクタ２６Ａ、インダクタ２６Ａから昇圧部ダイオード２８Ａ、昇圧部ダイオード２８Ａから昇圧部平滑キャパシタ２７Ａ、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａから平滑キャパシタ２３Ａに流れる。
この時刻ｔ３から、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａに電流が流れることにより、ＭＯＤＥ２に示すように昇圧部平滑キャパシタ２７Ａが充電されてその電圧が上昇する。このとき、電流は単調減少となり、この電流が時刻ｔ４でゼロになると、昇圧部ダイオード２８Ａがオフ状態になることから電流が流れなくなり、ＭＯＤＥ３に示すように平滑キャパシタ２７Ａの充電が終了する。
昇圧部平滑キャパシタ２７Ａの充電量は、半導体スイッチＳＡのオン時間に比例するので、半導体スイッチＳＡのオン時間を制御しながら動作を周期的に繰り返すことにより、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａの電圧を制御することができる。
図１２に示した昇圧コンバータ２５Ｂも、昇圧コンバータ２５Ａと同様の動作を行い、半導体スイッチＳＡと独立に半導体スイッチＳＢを制御することにより、昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂの電圧を昇圧部平滑キャパシタ２７Ａと独立に制御することができる。
平滑キャパシタ２３Ａと平滑キャパシタ２３Ｂと電圧分担は、それぞれのキャパシタや分圧抵抗２４Ａ、２４Ｂのインピーダンス比によって概ね決まるが、負荷の状態によっても変動する。
しかし、上述したように、インダクタ２６Ａ、２６Ｂと、半導体スイッチＳＡ、ＳＢと、昇圧部ダイオード２８Ａ、２８Ｂなどを備える昇圧コンパータ２５Ａ、２５Ｂを設けることにより、分圧比が変動しても昇圧コンバータ２５Ａ、２５Ｂの制御動作により、昇圧部平滑キャパシタ２７Ａと昇圧部平滑キャパシタ２７Ｂの電圧変動を抑えることができる。その結果、分割された直流電源を一定に保つことができる。
なお、上述した各実施形態におけるＭＲＩ装置用電源装置は、図３に示した電流増幅器６Ａ〜６Ｃとしてのマルチレベルインバータ８を５レベルのものとして説明し、直流変換器４としてのマルチチレベルコンバータ７を３レベルのものとして説明したが、これに限定するものではない。
電流増幅器６Ａ〜６Ｃとしてのマルチレベルインバータ８は３レベル以上であれば良く、レベル数が多いほど高電圧出力化および低ノイズ化が可能となるが、半導体素子数が増加し大型化する傾向になる。
また、半導体スイッチＳＡ、ＳＢに、ＭＯＳＦＦＴを用いたが、これに限らず、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ、サイリスタなどを用いても良い。さらに、交流直流変換器４としては、マルチレベルのものや図１２に示した昇圧コンバータ２５Ａ、２５Ｂを用いることが望ましいが、これらに限るものではない。また、上述した実施形態では、マルチレベルコンバータ７を三相交流電源２に接続したものを説明したが、単相交流電源に接続される場合であっても本発明を適用することができる。
また、図２に示したように、本願発明を、垂直磁場発生方式のＭＲＩ装置に適用する場合には、図３及び図１１に示した例において、傾斜磁場コイル３を上下方向それぞれに配置するか、マルチレベルインバータ８及び傾斜磁場コイル３を上下方向それぞれに配置する必要がある。
以上説明したように、本発明の磁気共鳴イメージング装置によれば、比較的簡単な構成の傾斜磁場電源を用いて、高速撮像や高画質化が可能である。
Claims (10)
- 被検体（３０）の置かれる撮影空間の周囲に配置され、前記撮影空間に傾斜磁場を発生する傾斜磁場コイル（３）と、前記傾斜磁場コイル（３）に接続され前記傾斜磁場を発生するための電流を傾斜磁場コイル（３）に供給する傾斜磁場電源（１）と、前記傾斜磁場電源（１）に接続され、前記傾斜磁場コイル（３）に供給する前記電流を制御する制御手段（３３）を備えた磁気共鳴イメージング装置において、
前記傾斜磁場電源（１）は、
商用交流電源（２）に入力側が接続され、商用交流電源から入力される交流電圧を、電圧値がそれぞれ異なる複数レベルの直流電圧に変換して出力側に出力する直流交流変換手段（４、２０）と、
前記直流交流変換手段（４、２０）の出力側に入力側が接続され、前記直流交流変換手段（４、２０）で変換された前記複数レベルの直流電圧を、これら複数の直流電圧より電圧値の数が多い複数レベルの直流電圧に分割して出力側に出力する電圧分割手段（５）と、
前記電圧分割手段（５）の出力側及び前記制御手段（３３）に接続され、前記電圧分割手段（５）から出力された前記複数レベルの直流電圧と前記制御手段（３３）から出力された制御信号に基づいて制御された電流を出力する電流増幅器（８）と、
を備え、前記電流増幅器（８）の出力側は前記傾斜磁場コイル（３）に接続されることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。 - 請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記電圧分割手段（５）は、互いに直列接続される複数の半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）と、これら複数の半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）のそれぞれに並列に接続されるダイオード（ＤＡ、ＤＢ）と、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオード（（ＳＡ、ＤＡ）、（ＳＢ、ＤＢ））のそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）と、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数のコンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子（１８）とを備え、前記半導体スイッチは、前記制御手段（１９、３３）により開閉制御されることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
- 請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記電圧分割手段（５）は、互いに直列接続される複数の半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）と、これら複数の半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）のそれぞれに並列に接続されるダイオード（ＤＡ、ＤＢ）と、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオード（（ＳＡ、ＤＡ）、（ＳＢ、ＤＢ））のそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）と、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数のコンデンサの互いの接続点との間に接続される電流制限素子（１８）と、前記平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）のそれぞれの両端電圧を検出する電圧検出手段（１８Ａ、１８Ｂ）とを備え、前記制御手段（１９、３３）は、前記電圧検出手段（１８Ａ、１８Ｂ）により検出された電圧に基づき、前記半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）を開閉制御することを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
- 請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、
前記電圧分割手段（５）は、
互いに直列接続される第１の複数の半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）と、これら第１の複数の半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）のそれぞれに並列に接続されるダイオード（ＤＡ、ＤＢ）と、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオード（（ＳＡ、ＤＡ）、（ＳＢ、ＤＢ））のそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される第１の複数の平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）と、前記複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第１の電流制限素子（１８）と、
上記第１の複数の平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）のうちの一つの平滑コンデンサ（１７Ａ）と並列接続され、互いに直列接続される第２の複数の半導体スイッチ（ＳＡａ、ＳＢａ）と、
これら第２の複数の半導体スイッチ（ＳＡａ、ＳＢａ）のそれぞれに並列に接続されるダイオード（ＤＡａ、ＤＢａ）と、互いに並列に接続された前記第２の複数の半導体スイッチ及びダイオード（（ＳＡａ、ＤＡａ）、（ＳＢａ、ＤＢａ））のそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される第２の複数の平滑コンデンサ（１７Ａａ、１７Ｂａ）と、前記第２の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記第２の複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第２の電流制限素子（１８ａ）と、
を備え、前記第１及び第２の複数の半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ、ＳＡａ、ＳＢａ）は、前記制御手段（１９、３３）により開閉制御されることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。 - 請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記電圧分割手段（５）は、互いに直列接続される３つの半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ）と、これら３つの半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ）のそれぞれに並列に接続されるダイオード（ＤＡ、ＤＢ、ＤＣ）と、互いに並列に接続された前記半導体スイッチ及びダイオード（（ＳＡ、ＤＡ）、（ＳＢ、ＤＢ）、（ＳＣ、ＤＣ））のそれぞれに並列に接続されるとともに互いに直列に接続される３つの平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ）と、前記３つの半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ）の互いの接続点と前記３つの平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ、１７Ｃ）の互いの接続点との間に接続される電流制限素子（１８Ａ、１８Ｂ）とを備え、前記制御手段（１９、３３）は、前記半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ）を開閉制御することを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
- 請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、
前記電圧分割手段（５）は、
互いに直列接続される第１の複数の半導体スイッチ（ＳＡ１、ＳＢ１）と、これら第１の複数の半導体スイッチ（ＳＡ１、ＳＢ１）のそれぞれに並列に接続されるダイオード（ＤＡ１、ＤＢ１）と、
前記第１の複数の半導体スイッチ（ＳＡ１、ＳＢ１）と並列に接続され、互いに直列接続される第２の複数の半導体スイッチ（ＳＡ２、ＳＢ２）と、これら第２の複数の半導体スイッチ（ＳＡ２、ＳＢ２）のそれぞれに並列に接続されるダイオード（ＤＡ２、ＤＢ２）と、
前記第１及び第２の複数の半導体スイッチ（ＳＡ１、ＳＢ１、ＳＡ２、ＳＢ２）に並列に接続されるとともに互いに直列に接続される複数の平滑コンデンサ（１７Ａ、１７Ｂ）と、
前記第１の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第１のインダクタ（１８Ａ）と、
前記第２の複数の半導体スイッチの互いの接続点と前記複数の平滑コンデンサの互いの接続点との間に接続される第２のインダクタ（１８Ｂ）と、
前記第１及び第２のインダクタ（１８Ａ、１８Ｂ）が巻回される鉄心（１８Ｃ）と、
を備え、前記半導体スイッチ（（ＳＡ１、ＳＢ１、ＳＡ２、ＳＢ２））は、前記制御手段（１９、３３）により開閉制御されることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。 - 請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記交流直流変換手段（４、２０）は、マルチレベルコンバータ（７）であることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
- 請求項１記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記交流直流変換手段（４、２０）は、前記交流電源に接続されるダイオードブリッジ（２２）と、このダイオードブリッジ（２２）の出力側に並列に接続される平滑キャパシタ（２３Ａ、２３Ｂ）と、この平滑キャパシタ（２３Ａ、２３Ｂ）の一方端に、その一方端が接続されるインダクタ（２６Ａ、２６Ｂ）と、このインダクタ（２６Ａ、２６Ｂ）の他方端に、その一方端が接続される昇圧部ダイオード（２８Ａ、２８Ｂ）と、前記平滑キャパシタ（２３Ａ、２３Ｂ）の他方端と前記インダクタの他方端との間に接続される半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）と、この半導体スイッチ（ＳＡ、ＳＢ）と逆並列接続されるダイオード（ＤＡ、ＤＢ）と、前記平滑キャパシタ（２３Ａ、２３Ｂ）の他方端と前記昇圧部ダイオード（２８Ａ、２８Ｂ）の他方端との間に接続される昇圧部平滑キャパシタ（２７Ａ、２７Ｂ）とを備えることを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
- 請求項１〜８のうちのいずれか一項記載の磁気共鳴イメージング装置において、磁気共鳴イメージング装置の静磁場発生手段は、垂直方向磁場発生手段であり、前記傾斜磁場コイルは、垂直方向に互いに対向する、一対の上下コイルを備え、前記電流増幅器（８）は、前記制御された電流を前記一対の上下コイルに供給することを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
- 請求項９記載の磁気共鳴イメージング装置において、前記電流増幅器（８）は、２つ備えられ、前記一対の上下コイルのそれぞれに対して、前記制御された電流を供給することを特徴とする磁気共鳴イメージング装置。
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Citations (4)
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|---|---|---|---|---|
| JPH04229599A (ja) * | 1990-12-26 | 1992-08-19 | Toshiba Corp | Ｘ線発生装置 |
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Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH04229599A (ja) * | 1990-12-26 | 1992-08-19 | Toshiba Corp | Ｘ線発生装置 |
| JPH07313489A (ja) * | 1994-05-30 | 1995-12-05 | Toshiba Corp | 傾斜磁場電源装置 |
| JPH105189A (ja) * | 1996-06-25 | 1998-01-13 | Hitachi Medical Corp | 磁気共鳴イメージング装置用電源装置 |
| JPH11253419A (ja) * | 1998-03-11 | 1999-09-21 | Toshiba Corp | 磁気共鳴イメージング装置 |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019054625A (ja) * | 2017-09-14 | 2019-04-04 | パナソニック株式会社 | 電力変換装置及びランキンサイクルシステム |
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