JP4543059B2 - 無線通信システム、中継局および受信機において無線チャネルを推定する方法およびシステム - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムにおいて無線チャネルを推定する方法およびシステムに関する。さらに本発明は、このようなシステム内の中継局および受信機に関する。より具体的には、本発明は、チャンクリオーダリングを伴うＯＦＤＭ（直交周波数分割多重化）の増幅転送方式（ｃｈｕｎｋ ｒｅｏｒｄｅｒｉｎｇ ＯＦＤＭ ａｍｐｌｉｆｙ−ａｎｄ−ｆｏｒｗａｒｄ）のためのパイロットおよびチャンクの推定に関する。

マルチホップネットワークは、センサネットワークリサーチコミュニティと同様に、モバイル無線リサーチコミュニティにおいて多くの関心を得ている。これらは、将来のモバイル無線通信システム（４Ｇ：第４世代）にて現れる主要な問題、すなわちレンジの問題を解決することが期待されている。予想される中心周波数が５〜１０ＧＨｚのレンジにわたり、最大で１００ＭＨｚという大きな帯域幅に関する要件を伴うことが予想される将来のモバイル無線通信システムに対して、より高い搬送周波数または中心周波数が想定できるため、パスの損失およびノイズの電力レベルが著しく増加することを覚悟する必要があり、このため、基地局がカバーできるエリアが著しく減少する。詳しくは非特許文献１を参照されたい。

より密集したグリッドに基地局を導入することを避けるために、基地局と、この基地局と直接通信することができない遠く離れたモバイルステーションとの間の信号を中継する中継局を導入する。このような中継局は、固定された電源装置を有する付加的な専用のインフラストラクチャである中継局を用いて実現できるか、または他のモバイルステーション内に組み込むことができる。全体的なシナリオは、図７に示されている。図７は、アンテナ１０２を介し第１の無線チャネルＨ ₁を通して中継局（ＲＳ）１１０へと無線信号を送信する送信機１００を示している。中継局１１０は、アンテナ１１２を介して第１の無線チャネルＨ ₁から信号を受信し、別のアンテナ１３２を介し第２の通信チャネルＨ ₂を通して受信アンテナ１４２を備えた受信機１４０へとその信号を転送する。受信機１４０は送信機１００のレンジを超えているため、図７は中継局１１０がどのように送信機の範囲を拡張しているかを示している。

中継処理の主要な２つの原理は、次のシナリオ、すなわち増幅転送方式（Ａｍｐｌｉｆｙ−ａｎｄ−Ｆｏｒｗａｒｄ：ＡＦ）および復号転送方式（Ｄｅｃｏｄｅ−ａｎｄ−ｆｏｒｗａｒｄ：ＤＦ）の中で使用できることが確認されている。ＡＦは、受信した信号のサンプルバージョンを記憶し、デコードを行わずに中継局により再送信されることを意味する。復号転送方式は、中継局が信号をデコードおよびリエンコードすることを意味し、このため、さらに大きな信号処理のための電力が必要とされる。

マルチホップネットワークの様々な態様に関しては、すでに多くの文献が存在する。協調的な中継システムによる基本的な解析は、非特許文献２で行われており、増幅転送方式により十分なダイバーシティの利得が提供されることを示している。また、非特許文献３および非特許文献４は、中継局を使用してダイバーシティを実現することを目指している。

過去に調査されている他の問題は、非特許文献５に記載されている分散時空コーディング（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｓｐａｃｅ−ｔｉｍｅ ｃｏｄｉｎｇ）である。非特許文献６に記載されているように、ＭＩＭＯチャネルと単一アンテナによる中継とのランク改善が使用されている。また、従来の中継処理のキャパシティペナルティファクタを避けるリユーススキームが、非特許文献７に記載されているように使用されている。

図７に示されているような中継局を用いた通信ネットワークにおける一般的な問題点は、受信機におけるチャネル推定である。受信機が送信機と直接通信する場合には、無線信号は単一の無線チャネルのみを通過する。図７に示されているシナリオでは、無線信号は独立した２つの無線チャネルを通過する。受信機においてチャネル推定を適切に行えるようにするために、送信機は既知のパイロットシンボルを送信信号へと挿入する。これら既知のパイロットシンボルに基づいて、受信機は様々なアルゴリズムを利用して複雑なチャネル係数を推定することができる。図７に示されているような送信シナリオでは、送信機は既知のパイロットシンボルを挿入し、その信号を中継局に送信する。中継局は、信号および挿入されたパイロットシンボルを記憶し転送する。次に、受信機は中継局から転送された信号を受信し、転送されたパイロットシンボルに基づいてチャネルを推定することができる。単純な増幅転送方式の場合、受信機は、送信機と中継局との間すなわち第１の無線チャネルＨ ₁と、中継局と受信機との間すなわち第２のチャネルＨ ₂との独立した２つの無線チャネルを区別する手段を有していない。送信機が例えば基地局であり、受信機が例えばモバイルステーションであるような今日の通信システムでは、チャネルの第１の部分すなわち第１の無線チャネルＨ ₁は、基地局および中継局は移動体でないため静的であると仮定することができる一方、チャネルの第２の部分すなわち第２の無線チャネルＨ ₂は、モバイルステーションが移動できると想定できるためレイリーフェージングチャネルと考えることができる。これらの仮定はダウンリンク送信に対して適用できるが、状況はアップリンク送信に変わる。アップリンクでは、無線通信の第１の部分は、送信機（モバイルステーション）と中継局との間であり、この場合は繰り返すがモバイルステーションは移動可能と仮定でき、無線チャネルの第２の部分は中継局と基地局との間であり、静的であると考えることができる。両方向とも、受信機はチャネルを全体として推定することができるに過ぎず、モバイルステーションと中継局との間のチャネルのより関心のある部分を区別または分離することはできない。

周波数領域において中継局が受信したチャンクをリオーダリングすることによって中継する従来のＯＦＤＭと比較して、著しいＳＮＲ（ＳＮＲ＝信号対ノイズ比）についての利得が得られるチャンクベースのＯＦＤＭ−ＡＦスキームが最近導入されている。これは、例えば非特許文献８および特許文献１に記載されている。

このリオーダリング処理により、第１および第２のホップチャネルに関する現在の伝達関数が考慮され、それらの間の接続が最適化される。しかしながら、近傍のチャンク間の相関は、それらがリオーダリングされると壊れるため、チャネル全体のチャネル推定が問題になる。チャンクベースのリオーダリング処理を使用する標準的なＯＦＤＭシステムのブロック図が図８に示されている。図８は、無線信号を第１のマルチパスチャネルＨ ₁を通して中継局１１０へと送信する、例えば基地局である送信機１００を示している。中継局１１０は、受信した信号を第２のマルチパスチャネルＨ ₂を通して、例えばモバイルステーションである受信機１４０へと転送する。一般性を失わずに、例えばダウンリンク送信について検討する。

図から分かるように、中継局１１０は、加算性ホワイトガウスノイズ（ａｄｄｉｔｉｖｅ ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓｅ）ｎ_n,iにより重畳された（ｓｕｐｅｒｉｍｐｏｓｅｄ）信号ｒ_n,iを受信する。中継局１１０では、信号処理パス内の第１のエンティティがサイクリックプレフィックス８００を除去し、このサイクリックプレフィックスが除去された後で、信号はシリアルパラレル変換器８０２へと進む。次に、パラレルに変換された信号は高速フーリエ変換され（８０４）、変換された信号は記憶転送エンティティ８０６で記憶される。さらに、フーリエ変換された信号からパイロットシンボルが取り除かれて、チャネル推定器８０８へとパラレルに転送される。チャネル推定器の出力、すなわち推定されたチャネル係数Ｈ ₁は、リオーダリング関数ｖ（ｋ）を計算するための処理エンティティ８１０へと入力される第１の信号である。処理エンティティ８１０への第２の入力信号は、第２の無線チャネルについて推定されたチャネル係数Ｈ ₂である。これは最後のインバース送信、すなわち最後のアップリンク送信の間のチャネル推定から得られる。リオーダリング関数ｖ（ｋ）が計算されると（８１０）、リオーダリングエンティティ８１２へと入力される。このリオーダリングエンティティ８１２は、記憶転送エンティティ８０６の出力にも接続されている。記憶されフーリエ変換された信号およびリオーダリング関数ｖ（ｋ）に基づいて、リオーダリングエンティティ８１２はチャンクに基づいてサブキャリアをリオーダリングし、このリオーダリングされたサブキャリアはそれぞれ逆高速フーリエ変換エンティティ８１４へと入力され、時間領域に変換される。次に、出力信号はパラレルシリアル変換され（８１６）、エンティティ８１８にてサイクリックプレフィックスが加えられる。このエンティティ８１８は、増幅された信号を第２の無線チャネルＨ ₂に送信する。

第１のマルチパスチャネルＨ ₁および第２のマルチパスチャネルＨ ₂の伝達関数、およびチャネル全体と周波数とを比較した伝達関数が、図９に示されている。図９は、図８の送信機１００と中継局１１０との間の第１の無線チャネルＨ ₁の伝達関数２００と、図８の中継局１１０と受信機１４０との間の第２の無線チャネルＨ ₂の伝達関数２０２とを示している。チャネル全体の伝達関数は２０４で示されている。伝達関数は、対数目盛りと０〜１００ＭＨｚの周波数レンジとの比較で示されている。さらに、３つの領域２０６は、中継局１１０が第１の無線チャネルＨ ₁の強いサブキャリアを受信するが、これらサブキャリアは第２の無線チャネルＨ ₂では弱いサブキャリアになることを示している。中継局１１０が、第１の無線チャネルＨ ₁に関する強いサブキャリアを第２の無線チャネルＨ ₂に関する弱いサブキャリアへと結合すると、システムのスループットが劣化することになり、システム機能の最適化が低下することになる。この劣化を避けるために、中継局１１０においてリオーダリングが行われる。基本的な考えは、チャンクはサブキャリアのグループであり、受信したチャンクは周波数領域においてリオーダリングされ、周波数領域において受信したチャンクと送信したチャンクとの間の最適な結合を実現することである。ダウンリンクおよびアップリンクにそれぞれ対応するチャンクリオーダリング関数ｖ_DL（ｋ）およびｖ_UL（ｋ）は、ｋ番目の第１のホップチャンクが接続された第２のホップチャンクを与える。基地局における非適応的変調については、最大のＳＮＲを有する第１のホップチャンクが最大のＳＮＲを有する第２のホップチャンクへと結合され、ＳＮＲが２番目に大きい第１のホップチャンクが、ＳＮＲが２番目に大きい第２のホップチャンクへと接続される等というように、ＳＮＲに基づいてチャンクがソートされるときに最適な接続が得られるということがわかる。

非適応的変調については、ほぼ１〜２ｄＢ程度の利得を得ることができる。適応的変調の場合、シミュレーションでは、利得をさらに一層大きくすることができることが示されている。中継局におけるリオーダリングはＳＮＲに対して幾つかの利点を与えるが、そのリオーダリングはチャネル推定に対して問題を引き起こす。ＯＦＤＭのチャネル推定は、パイロットシンボルのグリッドに基づいている。図１０は、ＯＦＤＭ信号の概略的なスペクトルを示している。図１０は、種々のサブキャリア３００₁〜３００_nが周波数領域において等距離間隔でどのように配置されるかを示している。サブキャリアの間隔を△ｆとし、パイロットシンボル３０２が３つのサブキャリアごとにサブキャリアのグリッドへと挿入されている。これは、図１０では、大きなドットが付いた太い線で示されている。さらに図１０は、チャンクの帯域幅３１０を示している。中継局でのリオーダリングはチャンクに基づいて発生する、すなわち送信機によって送信されたときには近傍にあったチャンクは、中継局によって送信されたときにはもはや近傍にはない。これは問題を引き起こすとともに、チャネル推定に関して大きな欠点をもたらす。チャネル推定のアルゴリズムは、受信機で受信した近傍のチャンクに関するチャネル推定の間をもはや補間することはできない。なぜならば、送信機から中継局への送信の間は近傍にチャンクを有していないからである。チャネル推定のアルゴリズムが、中継局でリオーダリングせずにシステムにおいて変化した順序を無視する場合は、推定された無線チャネル全体に波形の不連続性が生じる。

図１１はこの効果を示しており、ＯＦＤＭ無線チャネルの受信機１４０における推定された伝達関数４００を示している。ここで、信号は、チャンクベースのリオーダリングを実行した中継局１１０を通過している。第１のチャネルＨ ₁に関する伝達関数４０２と、リオーダリングされた第１のチャネルに関する伝達関数４０４と、第２のチャネルＨ ₂に関する伝達関数４０６とが示されている。伝達関数４００から分かるように、リオーダリングにより不連続性および位相ジャンプが発生している。拡大されたグラフの中の円４０８は、このような不連続性および生じた位相ジャンプを示している。これらの不連続性および位相ジャンプは、チャネル推定の性能を劣化させる原因になり、かつ信号のＳＮＲの劣化をもたらす。これはさらに、リンクおよびシステム機能の損失につながる。

第２のホップチャネルＨ ₂の伝達関数４０６が、リオーダリング処理のために何らかの形で概算されるということは明らかである。しかしながら、全体的な伝達関数４００は、滑らかではないが複数の不連続点がある。特に、位相の相関は壊れている。中継局で全てのサブキャリアの位相をゼロに設定することにより相関性および位相を容易に回復することができるのに対し、振幅は不可能である。伝達関数の不連続性は広く拡大した電力遅延プロファイルをもたらし、これはチャネル推定を行う場合に難しい問題の原因となる。

上記のリオーダリングスキームによるマルチホップネットワークのチャネル全体を推定する場合の具体的な問題について説明したが、中継局を使用したマルチホップネットワークにおける送信機と受信機との間のチャネル全体の推定は、中継局と受信機、例えばモバイルステーションとを接続する第２のチャネルにおける大きな変化のために信頼性が高くないことに注意されたい。

European patent application 5016694.1 (Application Number), "Method for Relaying Information Received via a First Channel to a Second Channel and Relay Apparatus" Mohr W.; R. Luder; and Karl-Heinz Mohrmann, ？Data Rate Estimates, Range Calculations and Spectrum Demands for New Elements of Systems beyond IMT-2000", 5th International Symposium on Wireless Personal Multimedia Communications, October 2002, vol. 1, pp. 37-46 Laneman J. Nicholas; David N.C. Tse; and Gregory W. Wornell: "Cooperative Diversity in Wireless Networks: Efficient Protocols and Outage Behavior," IEEE Transactions on Information Theory, accepted for publication Sendonaris Andrew; Elza Erkip; and Behnaam Aazhang: "User Cooperation Diversity, Part I, System description," IEEE Transactions on Communications, vol. 15, pages 1927-1938, November 2003 Sendonaris Andrew; Elza Erkip; and Behnaam Aazhang: "User Cooperation Diversity, Part II, Implementation Aspects and Performance Analysis," IEEE Transactions on Communications, vol. 15, pages 1939-1948, November 2003 Hammerstroem Ingmar; Marc Kuhn; and Boris Rankov: "Space-Time Processing for Cooperative Relay Networks," in Proc. IEEE Vehicular Technology Conference, October 2004 Wittneben Armin; and Boris Rankov: "Impact of Cooperative Relays on the Capacity of Rank-Deficient MIMO Channels," in Proceedings of the 12th IST Summit on Mobile and Wireless Communications, Aveiro, Portugal, June 2003, pages 421-425 Hu H.; H. Yanikomeroglu; D.D. Falconer; and S. Periyalwar: "Range extension without capacity penalty in cellular net-works with digital fixed relays," in Proceedings of IEEE Global Telecommunications Conference, Texas, Dallas, Novem-ber 2004 Herdin Markus: "A Chunk-Based OFDM Amplify-and-Forward Relaying Scheme for 4G Mobile Radio Systems," accepted for presentation at ICC 2006

本発明の目的は、マルチホップネットワークにおいて改良されたチャネル推定を行うための方法、中継局および受信機を提供することである。

この目的は、請求項１に記載の方法、請求項１２に記載の中継局および請求項１９に記載の受信機によって達成される。

また、本発明は、本発明に係る方法を用いた無線通信システムを提供する。

本発明は、送信機と受信機との間で信号を中継する中継局を含む無線通信システムにおいて無線チャネルを推定する方法であって、前記送信機と前記受信機との間の無線チャネルは、前記送信機と前記中継局との間の第１の無線チャネルと、前記中継局と前記受信機との間の第２の無線チャネルとを含むものであり、前記第１の無線チャネルの推定と前記第２の無線チャネルの推定とに基づいて、前記送信機と前記受信機との間の無線チャネルを推定するステップを含み、前記第１の無線チャネルの推定は、前記送信機によって提供されるパイロットシンボルに基づくものであり、前記第２の無線チャネルの推定は、前記中継局によって提供されるパイロットシンボルに基づくものである、方法を提供する。

また、本発明は、無線通信システムにおいて、第１の無線チャネルを通して受信した複数の信号を第２の無線チャネルへと中継する中継局であって、前記第１の無線チャネルを通して受信した前記複数の信号のそれぞれは、送信機によって提供されるとともに、少なくとも１つのパイロットシンボルを含むものであり、前記第１の無線チャネルを通して受信した前記複数の信号の少なくとも１つへ新たなパイロットシンボルを挿入するパイロット挿入ユニットを備え、前記新たなパイロットシンボルを含む信号と、前記送信機によって提供されたパイロットシンボルを含む信号とを前記第２の無線チャネルへと送信する中継局を提供する。

さらに、本発明は、無線通信システムにおいて、送信機から中継局を介して無線チャネル上の複数の無線信号を受信する受信機であって、前記無線チャネルは、前記送信機と前記中継局との間の第１のチャネルと、前記中継局と前記受信機との間の第２の無線チャネルとを含むものであり、前記複数の信号のそれぞれは、少なくとも１つのパイロットシンボルを含むものであり、前記少なくとも１つのパイロットシンボルは、前記中継局または前記送信機によって提供されるものであって、前記無線チャネルからの信号を受信するとともに、前記第１の無線チャネルの推定と前記第２の無線チャネルの推定とに基づいて、前記送信機と前記受信機との間の無線チャネルを推定する信号処理ユニットを備え、前記第１の無線チャネルの推定は、前記送信機により提供されたパイロットシンボルに基づくものであり、前記第２の無線チャネルの推定は、前記中継局により提供されたパイロットシンボルに基づくものである、受信機を提供する。

本発明によれば、送信機すなわち基地局と中継局とを接続する第１のチャネルの変化と比べて、無線通信ネットワーク内の中継局と受信機、例えばモバイルステーションとの間の第２のチャネルのより大きな変化を考慮する、マルチホップネットワークにおけるチャネル推定に関する新規な概念が提供される。本発明は、無線通信システム内で効率的なチャネル推定を行うことができるパイロットおよびチャネル推定のスキームを提供する。本発明によれば、チャネルの様々な特性から生じるチャネル推定の問題を避けるために、送信機またはそれまでの中継局から受信した信号内の現在のパイロットグリッドに加えて、新たなパイロットグリッドが無線通信システム内の中継局で挿入される。好ましいことに、一時的なパイロット間隔が、一時的な変化の中で恐らく大いに異なる第１および第２のホップチャネルにそれぞれ適応できる。受信機例えばモバイルステーションでは、チャネル推定は２つのステップで実行される。これらのステップで、第２および第１のホップチャネルがそれぞれ推定される。このため、本発明に係るアプローチは、送信機が従来の方法で信号内に取り入れたパイロットシンボルをなおも使用しているが、本発明に係るアプローチは、もはやそのようなパイロットに単に依存しているのではなく、（送信機によって取り入れられた）少なくとも１つ以上のこれらの「オリジナル」パイロットシンボルを中継局において新たなパイロットシンボルへと置き換えている。受信機は、それぞれ、（中継局によって取り入れられた）「新たな」パイロットシンボルに基づいて第２のチャネルを推定し、オリジナルパイロットシンボルに基づいて第１のチャネルを推定する。中継局によって取り入れられた新たなパイロットシンボルは、受信機により、周知であって任意の望ましいシンボルのオーダーにすることができる。別々の推定に基づいて、全体的なチャネルが推定される。別の方法では、新たなパイロットシンボルを中継局で導入するための別のスキームを使用できる。

送信機は、数が減少したパイロットシンボルのみを送信機が提供する信号に導入、すなわち第１のチャネルを推定するために使用されるパイロットシンボルのみを導入した信号を提供することができる。従来のアプローチで提供される残りのパイロットシンボルは削除されるため、送信機によって提供され中継局が受信する信号の中に空の位置ができる。オリジナルパイロットシンボルを置き換える代わりに、中継局はここで単純に新たなパイロット信号を受信した信号の空の位置へと導入する。

別の実施形態によれば、送信機によって提供された信号は、繰り返しになるが、数が減少したパイロットシンボルのみ、すなわち第１のチャネルを推定するために使用されるパイロットシンボルのみしか含まない。その上、その信号には、中継局のみが要求する情報がさらに含まれる。受信機はこの情報を必要としないため、中継局は受信機に転送する必要はない。この場合中継局は、送信機から受信した信号内のさらなる情報に関連したシンボルを新たなパイロットシンボルへと置き換える。

さらに別の実施形態では、送信機によって提供された信号は、この場合もやはり、数が減少したパイロットシンボルのみ、すなわち第１のチャネルを推定するために使用されるパイロットシンボルのみしか含まない。そして中継局は送信機から受信した信号に対して所定のパンクチャリングスキームを適用し、これによりこの信号からデータシンボルを取り除いている。中継局は、取り除かれたデータシンボルを新たなパイロットシンボルへと置き換える。受信機では、中継局から受信した信号からパイロットシンボルを得た後で、適当なデパンクチャリングスキームを信号に適用し、データシンボルを回復する。中継局のパンクチャリング率が５〜１０％を超えないことが好ましい。

本発明によれば、第１および第２のチャネルを別々に推定する場合、マルチホップネットワーク内の完全な無線チャネルをより正確に推定することができる。中継局は「新たな」パイロットシンボルを、送信機から第１の無線チャネルを通して受信した信号内に導入し、受信機は中継局と受信機との間の無線チャネルの第２の部分を推定し、この推定に基づき、送信機が信号の中に挿入し中継局によって転送されたパイロットシンボルに基づいて、中継局がこの送信機からのパイロットシンボルを置き換えない場合は、受信機は無線チャネル全体を推定する。

一般的に、本発明は中継局を使用したマルチホップネットワークに適用できるが、好ましい実施形態によれば、中継局で受信した信号内の信号ブロック（例えばチャンク）間の相関性が信号を受信機に転送する前に中継局によってキャンセルされる方式に対して、本発明のパイロットおよびチャネル推定方式が使用できる。このような方式の１つの実施例は、中継局でチャンクベースのサブキャリアまたはサブチャネルのリオーダリングを伴う適応的なＯＦＤＭ増幅転送方式である。基本的な考え方は、モバイルステーションが第１および第２のホップチャネルを別々に推定できるように、新たなパイロットグリッドを中継された各ＯＦＤＭパイロットへと挿入することである。これにより、チャンクベースのサブキャリアリオーダリングを中継局で使用する場合は、モバイルステーションにおいて無相関となったパイロットシンボルを有するという問題が回避される。本発明に係るスキームは、検討する適応的なＯＦＤＭ増幅転送中継スキームの利得が、チャネル推定を考慮する場合はなおも維持できることを示している。非適応的な変調に対しては、この利得はほぼ１ｄＢ程度であり、適応的な変調に対しては最大で３ｄＢである。第１および第２のホップチャネルに対する様々なチャネル変化を考慮する場合、中継局で挿入されたパイロットによる付加的なオーバーヘッドおよびモバイルステーションにおいて必要な信号処理能力の増加は、小さい状態に抑えることができる。

中継局で受信した信号内の信号ブロック間の相関性が、信号を受信機に転送する前に中継局によりキャンセルされるような前述した好ましい実施形態によれば、従来のチャネル推定およびマルチホップネットワークに対して、より大きなリンク容量およびシステム機能に直接結びつくかなり大きなＳＮＲの利得を得ることができるという点で、本発明は特に好都合である。

好ましい実施形態によれば、第１の無線チャネルおよび第２の無線チャネルは複数のサブチャネルを有し、第１の無線チャネルのサブチャネルの信号は、中継局において所定のスキームに基づいて第２の無線チャネルのサブチャネルへとマッピングされ、受信機の信号処理ユニットは中継局によって提供されたパイロットシンボルに基づいて第２のチャネルを推定し、インバースマッピングを行うことにより中継局からの推定されたチャネルのデマッピングを行い、中継局から受信機へと送信された信号を推定し、推定された信号内の関連するパイロットシンボルに基づいて第１のチャネルを推定し、推定された第１および第２のチャネルに基づいて無線チャネルを推定する。

本発明の好ましい実施形態を、添付の図面を参照して以下に説明する。

図１は、本発明に係るネットワークの実施形態を示している。上述した図７に関連して説明した従来のネットワークと同様に、本発明に係るネットワークも、第１の無線チャネルＨ ₁を通して中継局１１０へと送信されるパイロットシンボルを含んだ信号を発生する送信機１００を備えている。この送信機１００は従来の送信機であり、送信する信号を受信し、さらに、例えばパイロットシンボルを導入することによりアンテナ１０２を介して送信するための信号を生成する。中継局１１０は、送信機１００が送信した信号を第１のチャネルＨ ₁からアンテナ１１２を介して受信する。受信した信号は、中継局１１０の信号処理ユニット１１４へと入力される。この信号処理ユニット１１４は、記憶転送ユニット１２０とパイロット挿入ユニット１３０とを備えている。パイロット挿入ユニット１３０では、送信機１００から受信した信号の中にパイロットシンボルが導入される。信号処理ユニット１１４によって処理された信号は、アンテナ１３２へと出力され、第２のチャネルＨ ₂を経由しアンテナ１４２を介して信号を受信する受信機１４０へと送られる。受信機１４０は、中継局１１０によって挿入された「新たな」パイロットシンボルに基づいて、中継局１１０と受信機１４０との間の第２のチャネルＨ ₂を推定する。第２のチャネルＨ ₂が受信機１４０によって推定されると、受信機１４０は、送信機１００と中継局１１０との間の第１のチャネルＨ ₁と、中継局１１０と受信機１４０との間の第２のチャネルＨ ₂とから成る全体的な無線チャネルの推定を行うことができる。チャネルの推定は、中継局１１０および受信機１４０にて周知のパイロット挿入スキームに基づいて行われる。中継局が送信機１００から受信した信号へとパイロットシンボルを挿入するかまたはそれと置き換えるたびに、受信機１４０は無線チャネルＨ ₂を推定する。中継局１１０におけるパイロットシンボルの挿入または交換は、所定の方式、例えば１０回のうち９回、または受信機１４０と中継局１１０との間の信号方式などに基づいて行うことができる。

図２は、本発明の好ましい実施形態のブロック図である。この好ましい実施形態によれば、本発明に係るアプローチは、中継局にてチャンクベースのサブキャリアまたはサブチャネルのリオーダリングを有する適応的なＯＦＤＭ増幅転送方式である。図２は、記憶転送ユニット１２０とパイロット挿入ユニット１３０とを備えた中継局１１０を概略的に示している。図１ですでに説明した送信機は、パイロットシンボルを含んだ信号Ｘ_BS（ｋ）を提供する基地局１００により構成されている。信号Ｘ_BS（ｋ）は、第１のチャネルＨ ₁を介して中継局１１０へと送信される。記憶転送ユニット１２０は信号Ｒ_RS（ｋ）を受信し、サブキャリア（サブチャネル）をマッピングし、信号Ｘ_RS（Ｋ）を出力するためにこの信号を提供する。パイロット挿入ユニット１３０は信号Ｘ_RS（Ｋ）を受信し、後でさらに詳細に説明するように、受信した信号Ｘ_RS（Ｋ）の中に新たなパイロットシンボルを導入するために受信した信号を提供する。第２のホップチャネルＨ ₂を介して、中継局１１０が出力した信号は受信機１４０へと送信される。

信号Ｘ_BS（ｋ）は第１のホップチャネルＨ ₁を通して伝搬するため、その信号はノイズの影響を受けて、中継局（ＲＳ）１１０で受信した信号Ｒ_RS（ｋ）の中に生ずる加算性ホワイトガウスノイズＮ_RS（ｋ）により重畳される。中継局１１０では、適応的なサブキャリアのマッピングが行われる一方、信号は記憶および転送される。リオーダリングされた信号Ｘ_RS（Ｋ）が転送される前に、新たなパイロットシンボルが信号へと挿入される。次に、その信号は、第２のホップチャネルＨ ₂を介してモバイルステーション（ＭＳ）１４０へと転送される。モバイルステーションで受信した信号Ｒ_MS（ｋ）は、この場合もやはりノイズの影響を受けて、加算性ホワイトガウスノイズＮ_MS（ｋ）により重畳される。モバイルステーション１４０は、中継局１１０によって挿入された「新たな」パイロットシンボルに基づいて第２のホップチャネルＨ ₂を推定する。第１のホップチャネルＨ ₁は、基地局１００によって信号に含められるものの中継局１１０によって置き換えられないパイロットシンボルから推定される。

中継局１１０は新たなパイロットシンボルを挿入するため、モバイルステーション１４０が受信した信号は、中継局によって挿入されたパイロットシンボルと基地局１００によって挿入されたパイロットシンボルとを含んでいる。次に、モバイルステーション１４０はいかなるときでも、第１のホップチャネルＨ ₁だけでなく第２のホップチャネルＨ ₂および無線チャネル全体を推定する。中継局１１０は、基地局のパイロットグリッドを（Ｎ＋１）回のうちＮ回置き換えるか、または基地局のパイロットシンボルを１／Ｎのパイロット間隔でのみ送信できるようにするかのいずれかを行う。前者の場合、一実施例によれば、中継局１１０は「オリジナル」パイロットシンボルを、固定的なスキームに基づいて、例えば１０回のうち９回置き換える。この場合、モバイルステーション１４０は第２のホップチャネルＨ ₂を１０回のうち９回推定する一方、第１のホップチャネルＨ ₁および無線チャネル全体を１０回に１回推定する。実際には、基地局１００と中継局１１０との間の第１のホップチャネルＨ ₁は、ほぼ静的であると見なすことができる。しかしながら、中継局１１０とモバイルステーション１４０との間の第２のホップチャネルＨ ₂は、きわめてクリティカルである。このため、上記のスキームにより、モバイルステーションは重要なチャネルＨ ₂を１０回のうち９回推定することができ、一方で無線チャネルの静的な部分Ｈ ₁を１０回ごとに推定することになる。

図３は本発明のさらに好ましい実施形態のブロック図であり、ダウンリンク送信の場合に本発明に係る周波数チャンクスケジューリング中継（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｃｈｕｎｋ ｓｃｈｅｄｕｌｉｎｇ ｒｅｌａｙ）を使用している。図３のブロック図は、受信機１４０が第１のチャネルＨ ₁および第２のチャネルＨ ₂を別々に推定するという本発明による機能性を有することと、中継局１１０がパイロットグリッドジェネレータ３５０をさらに備えていることとを除いて、図８に示されているブロック図に似ている。図３に示されている別の要素は、図８に関連して説明した要素に対応しており、ほぼ同じ機能の周波数チャンクスケジューリング機能を有している。図３に示されている好ましい実施形態に基づいて、本発明をさらに詳細に説明する。

図３の実施形態は、ＯＦＤＭ ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ:時分割複信）のシナリオであり、この場合は基地局１００が１つの中継局１１０を使用してモバイルステーション１４０と通信すると仮定する。モバイルステーション１４０は基地局１００の到達レンジの外であり、これは中継局１１０のみが基地局１００から信号を受信し、モバイルステーション１４０へと信号を送信できるということを意味する。一般性を失わずに簡略化するため、帯域幅全体がモバイルステーション１４０へと割り当てられると仮定する。中継局１１０は、増幅転送モードで動作する。これは実際には、基地局１００と中継局１１０との間の通信は２つのタイムスロットを対象とすることを意味する。転送リンク方向（ダウンリンク）に関しては、基地局１００は、ＯＦＤＭパケットを第１のタイムスロットの間に送信し、中継局１１０はその信号を受信および記憶する。第２のタイムスロットの間に、中継局１１０は、処理したバージョンについて記憶した信号をモバイルステーション１４０へと再送信する。処理には、デコーディングおよびリコードは含まれない。アップリンク送信に関しては、基地局１００およびモバイルステーション１４０の役割が入れ替わる。

以下、本発明に係る方法についてダウンリンク方向に関連して説明するが、本発明がそのような実施例に限定されないことは、当業者は容易に認識できるであろう。本発明の原理は、アップリンク方向にも等しく適用することができる。

チャネルの最大遅延はサイクリックプレフィックスの長さ以下であり、また無線チャネルは１つのＯＦＤＭシンボルを送信する間は一定のままであることがさらに仮定でき、これにより１つのサブキャリアｋを考えると、システムモデルは以下のように表すことができる。
Ｙ_k＝Ｈ_2,kｇＨ_1,v(k)Ｘ_v(k)＋Ｈ_2,kｇＮ_1,v(k)＋Ｎ_2,k
ここで、
・Ｙ_kは、受信した信号
・Ｈ_2,kは、第２のホップチャネル係数
・ｇは利得係数であり、それにより信号が中継局１１０で増幅される
・Ｈ_1,v(k)は、第１のホップチャネル係数
・Ｘ_v(k)は、送信シンボル
・Ｎ_1,V(k)は、中継局１１０が受信したノイズ
・Ｎ_2,kは、宛先が受信したノイズ
である。ダウンリンク送信の場合
・Ｈ_1,kは、ＢＳ−ＲＳチャネルＨ ₁（基地局から中継局へのチャネル）
・Ｈ_2,kは、ＲＳ−ＭＳチャネルＨ ₂（中継局からモバイルステーションへのチャネル）
・Ｎ_2,kは、モバイルステーションが受信したノイズであり、ｖ（ｋ）＝ｖ_DL（ｋ）
である。アップリンク送信の場合、
・Ｈ_1,kは、ＭＳ−ＲＳチャネルＨ ₂（中継局からモバイルステーションへのチャネル）
・Ｈ_2,kは、ＲＳ−ＢＳチャネルＨ ₁（基地局から中継局へのチャネル）
・Ｎ_2,kは、基地局が受信したノイズであり、ｖ（ｋ）＝ｖ_UL（ｋ）
である。

ノイズ電力密度はサブキャリア全体にわたって一定であると仮定でき、受信した全体のノイズ電力は、中継局１１０および宛先（基地局１００またはモバイルステーション１４０）に対してσ² _n,1およびσ² _n,2によって与えられる。さらに、基地局の全送信電力Ｐ_t,BSは、Ｎ_f,usedサブキャリアに対して等しく分散されると仮定できる。中継局１１０の最大送信電力Ｐ_t,RSを超えないようにするために、中継局１１０は

を満たすように、利得係数ｇを選択する必要がある。前述したように、リオーダリングに起因する本質的な問題は、チャネル全体の近傍のチャンク間の相関性が壊れることである。リオーダリングにより、伝達関数は滑らかではなくなり、多数の不連続点が生じる。特に、位相における相関性が壊れ、図１１に示されているように、伝達関数の振幅にジャンプが発生する。伝達関数における不連続点は広く拡大した電力遅延プロファイルをもたらし、これはチャネル推定を行う場合に難しい問題の原因になる。

この問題は、リオーダリングの後に、中継局１１０で新たなパイロットグリッドをＯＦＤＭパケットへと挿入することによって解決される。これによりモバイルステーション１４０は、パイロットシンボルが無相関になるという問題に直面することなく、第２のホップチャネル

を推定することができる。また、中継局における送信信号

をモバイルステーション１４０で推定することができる。

次に、中継局でバックオーダリングされた送信信号

を使用して第１のホップチャネル

を推定すると、推定された全体の伝達関数が次式のように与えられる。

前述したように、パイロット挿入は種々の方法で行うことができる。効率的な方法は、基地局によって送信されたパイロットシンボルを、中継局で単純に（Ｎ＋１）回のうちＮ回だけ新たなパイロットグリッドへ置き換えることであろう。これにより、モバイルステーションは第２のホップ無線チャネルを高速に推定することができると同時に、さらに第１のホップ無線チャネルを推定することができ、これによりチャネル全体を推定することができる。インフラの中継局に関しては、第１のホップ無線チャネルは通常時間的変化が小さいため、チャネル推定の周期を小さい比率にすることができる。しかしながら、第２のホップ無線チャネルの時間的な変化は通常早いため、本発明に係るスキームはチャネル推定の周期を大きい比率で行うことができる。

本発明によるパイロット挿入スキームのさらなる利点は、付加的なオーバーヘッドが小さいことである。（Ｎ＋１）／Ｎ倍の追加のパイロットシンボルのみ必要とされ、モバイルステーションでさらに必要な処理能力は、同じ割合で増加するだけである。

以下、本発明の利点について、システムレベルのシミュレーションとそれらの結果とによって実証する。ここで検討するシステムパラメータは、ショートレンジＴＤＤモードに対する現在のＩＳＴ−ＷＩＮＮＥＲ（ｗｗｗ．ＩＳＴ−ｗｉｎｎｅｒ．ｏｒｇ）パラメータに基づく。送信元の周波数は５ＧＨｚである。システムの帯域幅は１００ＭＨｚであり、２０４８個のサブキャリアを有する。ここで、Ｎ_f＝１６６４を使用する。これは、実際の信号の帯域幅が８１．２５ＭＨｚであることを意味している。ＯＦＤＭシンボルの長さは２０．４８μsであり、サブキャリアの間隔は４８８２８Ｈｚである。１．２８μｓのサイクリックプレフィックスをシステムで使用し、また最大のチャネル遅延がサイクリックプレフィックスの長さ以下であると想定でき、さらにチャネルは１つのＯＦＤＭシンボルの持続時間に対して一定であると仮定できるため、シミュレーションは周波数領域において行われる。チャネル推定はウィーナーフィルタを用いて行われる。このウィーナーフィルタは、所定の最大遅延を有し、電力遅延プロファイルが均一であるという仮定に基づいて設計されている。中継局におけるチャネル推定については、基地局から中継局へのチャネルの最大遅延は周知であり、またモバイルステーションにおいて、ガードインターバルの長さ、すなわちサイクリックプレフィックスの長さはフィルタ設計のための最大遅延として使用できると仮定する。１６個のサブキャリアのチャンクサイズを使用する。適応的変調がチャンクベースで行われる。リソースの割当てはチャンクベースであり、この場合、１つのチャンクは１６個のサブキャリアと時間的に５個のＯＦＤＭシンボル、すなわち合計で８０個のＯＦＤＭシンボルから構成される。

モバイルステーションが基地局のレンジ外にある場合の、屋外の小型セルラーのシナリオを検討する。これは、モバイルステーションが中継局からの信号しか受信できないということを意味する。ここではダウンリンクの場合のみを検討する。ライス（ｌｉｎｅ ｏｆ ｓｉｇｈｔ）フェージングタップまたはレイリー（ｎｏｎ−ｌｉｎｅ ｏｆ ｓｉｇｈｔ）フェージングタップを伴う単純なタップ遅延線モデルを、周波数選択チャネルのシミュレーションに使用する。伝達関数は１つのＯＦＤＭシンボルの持続時間に対して一定であり、シンボルからシンボルへと無相関になり衰えると仮定する。電力遅延プロファイルは、ＷＩＮＮＥＲ Ｂ１−ＬＯＳ（Ｌｉｎｅ Ｏｆ Ｓｉｇｈｔ）とＢ１−ＮＬＯＳ（Ｎｏｎ−ＬＯＳ）との暫定的なチャネルモデルに基づいている（ＩＳＴ−１００３−５０７５８１， ＷＩＮＮＥＲ Ｄ５．４ ｖｅｒ １．００ ？ ｆｉｎａｌ ｒｅｐｏｒｔ ｏｎ ｌｉｎｋ ｌｅｖｅｌ ａｎｄ ｓｙｓｔｅｍ ｌｅｖｅｌ ｃｈａｎｎｅｌ ｍｏｄｅｌｓ， ｗｗｗ．ＩＳＴ−ｗｉｎｎｅｒ．ｏｒｇ参照）。各タップに対する電力遅延プロファイルおよび係数ｋは、図４に示されている。

チャンクベースのリオーダリング中継に関しては、受信したパイロットグリッドは中継局で新たなパイロットグリッドへ置き換えられる。Ｎ番目おきにのみ、パイロットグリッドは置き換えられる。このとき、モバイルステーションは第１のホップ無線チャネルを推定することができる。Ｎは、基地局から中継局へ、また中継局からモバイルステーションへの無線チャネルの様々な変化に適合していると想定する。これは、新たなパイロットシンボルの挿入に伴う付加的なオーバーヘッドは中継局では考慮されないということを意味する。周波数方向のパイロット間隔として△ｆ＝４を使用する。

さらに、１つのＯＦＤＭシンボルは２４９６個のコードビットを含むと仮定する。基地局において瞬間的なチャンクＳＮＲの情報に基づき、「Ｒｏｂｅｒｔ Ｆ．Ｈ． Ｆｉｓｃｈｅｒ； ａｎｄ Ｊｏｈａｎｎｅｓ Ｂ． Ｈｕｂｅｒ： “Ａ ｎｅｗ ｌｏａｄ
ｉｎｇ ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ ｄｉｓｃｒｅｔｅ ｍｕｌｔｉｔｏｎｅ ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ，” ｉｎ Ｐｒｏ−ｃｅｅｄｉｎｇｓ ｏｆ ｔｈｅ Ｇｌｏｂａ
ｌ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｃｏｎｆｅｒｅｎｃｅ， Ｎｏ−ｖｅｍｂｅｒ １９９６， ｖｏｌ． １， ｐａｇｅｓ ７２４−７２８」に照らして適応的変調について検討する。可能な変調方式は、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭおよび６４ＱＡＭに限定される。適応的変調に関して、全てのサブキャリアを使用することはないということに注意されたい。これは、使用するサブキャリア間で電力を等しく分散するため、ＳＮＲの利得が中継局およびモバイルステーションで得られるということを意味する。

ジェネレータ、レート１／２、メモリ４およびランダムインタリーブを用いた畳込みコーディングを、フレーム長がＯＦＤＭのパケット長に等しい各ＯＦＤＭシンボルに適用する。コードは終端となり、これは、送信された情報ビットの数は、コードビットの数の１／２からメモリ長を引いた数に等しいということを意味する。受信機では、各コードビットに対して対数尤度比が計算され、ＯＦＤＭパケットをデコードするためにＶｉｔｅｒｂｉデコーダを使用する。

基地局において非適応変調を使用する場合、中継局における平均受信ＳＮＲは１０ｄＢに固定される。適応的変調の場合は、ここで検討するように、送信電力をより少なくかつ強いサブキャリアへ分散させることができるため、中継局における実際の受信ＳＮＲはより大きくなる。モバイルステーションのＳＮＲは０〜１５ｄＢまで変化するため、サブキャリア当たりの電力が等しい非適応的変調であると仮定する。適応的変調に関しては、サブキャリア当たりの送信電力は、第１のホップチャネルと、送信するために使用するサブキャリアの数とに依存する。中継局の全送信電力は一定であるため、モバイルステーションにおける受信電力およびその結果生じる平均受信ＳＮＲは一般により大きくなる。中継局は、サブキャリアが信号を含むかどうかに関係なく、全てのサブキャリアを再送信する。再送信を、実際に信号を搬送するこれらのサブキャリアに限定することは、モバイルステーションにおいてＳＮＲのわずかな改善を行うに過ぎない。受信したノイズ電力およびサブキャリアが極めて小さいためである。

以下に、チャネル推定を考慮する場合のチャンクリオーダリングＯＦＤＭ−ＡＦを有する畳込みＯＦＤＭ−ＡＦを比較する。

図５は、従来のＯＲＦＭ中継（オーダリングなし）と、中継局でパイロットグリッドが挿入されるチャンクベースのリオーダリングＯＦＤＭ中継（チャンク）とに対して得られたＢＥＲ（ＢＥＲ＝ビットエラーレート）を示している。結果は、ＵＮＩ（ＵＮＩ＝ｕｎｉｆｏｒｍｌｙ）およびＵＮＩＰＭ（ＵＮＩＰＭ＝（最大のチャネル遅延に関して）ｕｎｉｆｏｒｍｌｙ ｐｅｒｆｅｃｔｌｙ ｍａｔｃｈｅｄ）チャネル推定と、非適応的変調（ｎｏｎ−ａｄａｐｔｉｖｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ:ＮｏＡＭ）および適応的変調（ａｄａｐｔｉｖｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＡＭ）のシミュレーション結果とに対して与えられている。実線はＵＮＩ、点線はＵＮＩＰＭのチャネル推定に対応している。チャネル推定は、最小平均２乗誤差（ＭＭＳＥ）基準に基づいている。ウィーナーフィルタを決定するためには、チャネルの統計に関する情報が必要である。ここで、最悪の場合のシナリオ、すなわち予想される最大のチャネル遅延および均一な電力遅延プロファイルを考える。ＵＮＩチャネル推定の場合は、最悪の場合の最大チャネル遅延、すなわちサイクリックプレフィックスの長さに等しい最大チャネル遅延を考える。ＵＮＩＰＭチャネル推定に関しては、想定されるチャネル遅延は、チャネルのモデルによって与えられるように実際の最大チャネル遅延に適合する。図５では、マーカなしの線とマーカ「ｏ」が付いた線とは、チャンクリオーダリングなしの従来のＯＦＤＭ−ＡＦの結果を示しており、マーカ「ｘ」が付いた線と正方形のマーカが付いた線とは、中継局でパイロットグリッドを挿入したチャンクベースのリオーダリングの結果を示している。非適応的変調（マーカなしおよびマーカ「ｘ」）に関して、中継局でパイロットグリッドを挿入したチャンクをリオーダリングする方式は、従来のＯＦＤＭ−ＡＦと比較すると、１ｄＢの利得を得ることができる。適応的変調（マーカ「ｏ」および正方形のマーカ）に関して、ＵＮＩチャネル推定に対して利得は１．６ｄＢ、ＵＮＩＰＭチャネル推定に対しては３ｄＢ増加している。さらに、中継局のノイズから生じるＢＥＲのフロアは、中継局ですでに現れているＳＮＲ利得のために、著しく低下していることが分かる。

図６は、従来のＯＲＦＭ中継（オーダリングなし）と、中継局でパイロットグリッドが挿入されるチャンクベースのリオーダリングＯＦＤＭ中継（チャンク）とに対して得られたＭＳＥ（ＭＳＥ＝平均二乗誤差）チャネル推定エラーを示している。結果は、ＵＮＩおよびＵＮＩＰＭチャネル推定と、非適応的変調（ＮｏＡＭ）および適応的変調（ＡＭ）とに対して与えられている。非適応的変調に対する結果を適応的変調（ＡＭ）に対する結果と比較すると、常に明らかなほぼ一定の利得が存在することが分かる。その理由は、適応的変調では、電力は強いサブキャリアのみに分散され、これは中継局およびモバイルステーションでより大きい受信電力を与えるため、チャネル推定エラーがより小さくなるためである。ＵＮＩとＵＮＩＰＭチャネル推定方法とを比較すると、ＵＮＩＰＭの場合は大きな利得を得ることができる。この理由は、ＵＮＩＰＭはチャネルのインパルス応答の長さまでチャネル推定フィルタに適合する一方、ＵＮＩの方式はサイクリックプレフィックスの長さに等しい、想定される最大のチャネル遅延を使用しているだけであるからである。

シミュレーションの結果から明らかとなった本発明の利点は、検討した適応的ＯＦＤＭ−ＡＦ中継方式の静的な利得が、チャネル推定を考慮する場合は保持することができるということである。非適応的変調ではほぼ１ｄＢ程度の利得、適応的変調の場合は最大３ｄＢの利得を得ることができる。中継局で挿入されたパイロットシンボルによる付加的なオーバーヘッドと、モバイルステーションで必要な信号処理能力との増加は、第１および第２のホップチャネルの様々なチャネル変化を考慮すれば、小さく抑えることができる。

ダウンリンク送信の場合の周波数チャンクスケジューリング中継に関連して好ましい実施形態を説明したが、本発明はこの実施形態に限定されないということに注意されたい。前述したように、チャンクベースであろうとなかろうと、またチャンクリオーダリングがあろうとなかろうと、本発明に係るアプローチは全体的に全ての無線マルチホップ通信ネットワークのチャネル推定に適用できる。

本発明によるマルチホップネットワークのブロック図である。 本発明の好ましい実施形態のブロック図である。 ダウンリンク送信の場合に本発明に係る周波数チャンクスケジューリング中継を使用した本発明のさらに好ましい実施形態のブロック図である。 シミュレーションに使用した係数Ｋおよび遅延の表である。 従来のＯＲＦＭ中継（オーダリングなし）と、中継局でパイロットグリッドが挿入されるチャンクベースのリオーダリングＯＦＤＭ中継（チャンク）とに対して得られたＢＥＲ（ＢＥＲ＝ビットエラーレート）を示す図である。結果は、ＵＮＩおよびＵＮＩＰＭチャネル推定と、非適応的変調（ＮｏＡＭ）および適応的変調（ＡＭ）のシミュレーション結果とに対して与えられている。 従来のＯＲＦＭ中継（オーダリングなし）と、中継局でパイロットグリッドが挿入されるチャンクベースのリオーダリングＯＦＤＭ中継（チャンク）とに対して得られたＭＳＥ（ＭＳＥ＝平均二乗誤差）チャネル推定エラーを示す図である。結果は、ＵＮＩおよびＵＮＩＰＭチャネル推定と、非適応的変調（ＮｏＡＭ）および適応的変調（ＡＭ）とに対して与えられている。 従来のマルチホップネットワークを示す図である。 チャンクに関するリオーダリング処理を使用した従来のＯＦＤＭマルチホップシステムのブロック図である。 送信機と中継局との間の第１の無線チャネルと、中継局と受信機との間の第２の無線チャネルとの典型的なチャネルの伝達関数を示す図である。 図８のＯＦＤＭシステムにおける典型的なパイロットグリッドを示す図である。 図８に示されているような第１および第２のホップチャネルの伝達関数と、中継局におけるチャンクリオーダリングに対して得られた伝達関数とを示す図であり、中継局におけるチャンクベースのリオーダリングによって生じた不連続点と位相ジャンプとを示している。

Claims (18)

1. 無線通信システムにおいて無線チャネルを推定する方法であって、
   該無線通信システム内の送信機（１００）と受信機（１４０）との間で中継局（１１０）が信号を中継するステップであって、該信号は複数のチャンクを含むものであり、該チャンクはサブキャリアのグループである、ステップを含み、
   前記送信機（１００）と前記受信機（１４０）との間の無線チャネルは、前記送信機（１００）と前記中継局（１１０）との間の第１の無線チャネル（Ｈ_１）と、前記中継局（１１０）と前記受信機（１４０）との間の第２の無線チャネル（Ｈ_２）とを含むものであり、
   前記方法は、前記中継局（１１０）が前記信号内のチャンクをリオーダリングするステップと、
   前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）の推定と前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の推定とに基づいて、前記送信機（１００）と前記受信機（１４０）との間の無線チャネルを推定するステップとを含み、
   前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）の推定は、前記送信機（１００）によって提供されるパイロットシンボルに基づくものであり、
   前記中継局（１１０）は、前記リオーダリングの後にパイロットシンボルを前記信号へ挿入するものであり、前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の推定は、前記中継局（１１０）によって前記信号へ挿入されたパイロットシンボルに基づくものである、方法。
2. 前記送信機（１００）が第１の比率によりパイロットシンボルを挿入するステップと、
   前記中継局（１１０）が第２の比率によりパイロットシンボルを挿入するステップと
   を含み、ここで、前記第１の比率および前記第２の比率は、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）および前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の時間的変化に適応したものである、請求項１に記載の方法。
3. 前記送信機（１００）と前記受信機（１４０）との間の無線チャネルを推定する前記ステップは、
   前記中継局（１１０）から前記受信機（１４０）へと送信された信号を推定するステップと、
   前記推定された信号内の関連付けられたパイロットシンボルに基づいて前記第１のチャネル（Ｈ_１）を推定するステップと
   を含むものである、請求項１または２に記載の方法。
4. （ａ）それぞれが少なくとも１つのパイロットシンボルを含んだ複数のチャンクを、前記送信機（１００）と前記中継局（１１０）との間の前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）を通して送信するステップと、
   （ｂ）前記中継局（１１０）が前記複数のチャンクを受信するステップと、
   （ｃ）前記受信したチャンクの少なくとも１つへ新たなパイロットシンボルを前記第２の比率により挿入するステップと、
   （ｄ）前記中継局（１１０）と前記受信機（１４０）との間の前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）を通して前記複数のチャンクを送信するステップと、
   （ｅ）前記受信機（１４０）が前記複数のチャンクを受信するステップと
   をさらに含み、ここで、前記第１の比率および前記第２の比率は、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）および前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の時間的変化に適応したものである、請求項２に記載の方法。
5. 前記ステップ（ａ）は、（Ｎ＋１）個のチャンクを送信するステップを含むものであって、Ｎ≧２であり、
   前記ステップ（ｃ）は、受信したＮ個のチャンクへ前記パイロットシンボルを挿入するステップを含むものである、請求項４に記載の方法。
6. 前記送信機（１００）によって提供された信号は、互いに相関関係にあるチャンクを含むものであり、
   前記中継局（１１０）は、前記チャンクがリオーダリングされたチャンク間の相関関係をキャンセルするものであり、
   前記中継局（１１０）が挿入するパイロットシンボルは、さらに、チャンクのリオーダリングに適応したものである、
   請求項１〜５のいずれか一項に記載の方法。
7. 前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）のサブチャネルは、それ自体のＳＮＲに基づいてソートされるものであり、
   前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）のサブチャネルは、それ自体のＳＮＲに基づいてソートされるものであり、
   前記リオーダリングは、最大のＳＮＲを有するサブチャネルを互いに関連付けるものである、
   請求項１〜６のいずれか一項に記載の方法。
8. 前記信号内のチャンクをリオーダリングする前記ステップは、所定のスキームに基づいて、前記第１の無線チャネル（Ｈ _１ ）のサブチャネルを前記第２の無線チャネル（Ｈ _２ ）のサブチャネルへとマッピングするステップを含むものであり、
   前記中継局（１１０）から前記受信機（１４０）へと送信された信号を推定する前記ステップは、インバースマッピングを行うステップを含むものである、請求項３〜７のいずれか一項に記載の方法。
9. 無線通信システムにおいて、第１の無線チャネル（Ｈ_１）を通して受信した信号を第２の無線チャネル（Ｈ_２）へと中継する中継局（１１０）であって、
   前記信号は複数のチャンクを含むものであり、該チャンクはサブキャリアのグループであり、
   前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）を通して受信した前記信号は、送信機（１００）によって提供されるとともに、パイロットシンボルを含むものであり、
   前記中継局（１１０）は、前記チャンクをリオーダリングするものであり、
   リオーダリングされたチャンクを含んだ信号へ複数のパイロットシンボルを挿入するパイロット挿入ユニット（１３０）を備えており、
   前記パイロットシンボルを含む信号と、前記送信機（１００）によって提供されたパイロットシンボルを含む信号とを前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）へ送信する中継局。
10. 前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）を通して受信した前記複数のチャンクは、第１の比率によるパイロットシンボルを含むものであり、
    前記パイロット挿入ユニット（１３０）は、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）を通して受信した前記複数のチャンクの少なくとも１つに対して、第２の比率によりパイロットシンボルを挿入するものであり、
    前記第１の比率および前記第２の比率は、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）および前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の時間的変化に適応したものである、請求項９に記載の中継局。
11. 前記パイロット挿入ユニット（１３０）は、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）を介して（Ｎ＋１）個の信号を受信するとともに、受信したＮ個の無線信号へ新たなパイロットシンボルを挿入するものであって、Ｎ≧２である、請求項９または１０に記載の中継局。
12. 前記送信機（１００）によって提供された前記複数のチャンクは、互いに相関関係にある複数のチャンクを含むものであり、
    前記中継局（１１０）は、前記チャンクをリオーダリングすることにより、該チャンク間の相関関係をキャンセルするものであり、
    前記パイロット挿入ユニット（１３０）は、さらに、チャンクのリオーダリングに基づいてパイロットシンボルを挿入するものである、請求項９〜１１のいずれか一項に記載の中継局。
13. 前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）と前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）とは、複数のチャンクを有するものであり、
    前記複数のチャンクをリオーダリングするとともに、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）の前記複数のチャンクのうちのチャンクを、所定のスキームに基づいて前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）のチャンクへとマッピングするマッピングユニット（１２０）をさらに備える請求項１２に記載の中継局。
14. 前記マッピングユニット（１２０）は、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）のチャンクをそれ自体のＳＮＲに基づいてソートするとともに、前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）のチャンクをそれ自体のＳＮＲに基づいてソートするものであり、
    前記マッピングは、最大のＳＮＲを有するチャンクを互いに関連付けるものである、請求項１３に記載の中継局。
15. 無線通信システムにおいて、送信機（１００）から中継局（１１０）を介して無線チャネル上の複数のチャンクを含んだ信号を受信する受信機（１４０）であって、該チャンクはサブキャリアのグループであり、
    前記無線チャネルは、前記送信機（１００）と前記中継局（１１０）との間の第１の無線チャネル（Ｈ_１）と、前記中継局（１１０）と前記受信機（１４０）との間の第２の無線チャネル（Ｈ_２）とを含むものであり、
    前記チャンクのそれぞれは、少なくとも１つのパイロットシンボルを含むものであり、
    前記少なくとも１つのパイロットシンボルは、前記中継局（１１０）または前記送信機（１００）によって提供されるものであって、
    前記無線チャネルからの前記複数のチャンクを受信するとともに、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）の推定と前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の推定とに基づいて、前記送信機（１００）と前記受信機（１４０）との間の無線チャネルを推定する信号処理ユニットを備え、
    前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）の推定は、前記送信機（１００）により挿入されたパイロットシンボルに基づくものであり、
    前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の推定は、あるパイロット挿入スキームに基づいて前記中継局（１１０）により挿入されたパイロットシンボルに基づくものであり、
    前記中継局（１１０）は、前記送信機（１００）から受信した前記複数のチャンクをリオーダリングし、その後、パイロットシンボルを挿入するものであり、
    前記チャンクをリオーダリングする処理は、所定のスキームに基づいて、前記第１の無線チャネル（Ｈ _１ ）のサブチャネルを前記第２の無線チャネル（Ｈ _２ ）のサブチャネルへとマッピングする処理を含むものであり、
    前記受信機（１４０）はインバースマッピングを実行するものである、受信機。
16. 前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）は、前記送信機（１００）により第１の比率に基づいて提供されるパイロットシンボルに基づくものであり、
    前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）は、前記中継局（１１０）により第２の比率に基づいて提供されるパイロットシンボルに基づくものであり、
    前記第１の比率および前記第２の比率は、前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）および前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）の時間的変化に適応したものである、請求項１５に記載の受信機。
17. 前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）と前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）とは、複数のチャンクを有するものであり、
    前記第１の無線チャネル（Ｈ_１）のチャンクは、前記中継局（１１０）により前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）のチャンクへとリオーダリングされるものであり、
    前記信号処理ユニットは、
    前記中継局（１１０）によって提供されたパイロットシンボルに基づいて前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）を推定し、
    前記中継局（１１０）からの推定されたチャネルに対してインバースマッピングを行い、
    前記中継局（１１０）から前記受信機（１４０）へと送信された信号を推定し、
    推定された信号において関連付けられたパイロットシンボルに基づいて前記第１のチャネル（Ｈ_１）を推定し、
    推定された前記第１のチャネル（Ｈ_１）と前記第２のチャネル（Ｈ_２）とに基づいて前記無線チャネルを推定するものである、
    請求項１５または１６に記載の受信機。
18. 複数のチャンクを含んだ信号を提供するとともに、第１の無線チャネル（Ｈ_１）を介して前記信号を送信する送信機（１００）であって、前記チャンクはサブキャリアのグループであり、前記複数のチャンクは第１の比率によりパイロットシンボルを含むものである、送信機（１００）と、
    前記第１のチャネル（Ｈ_１）を介して前記信号を受信し、前記複数のチャンクをリオーダリングし、その後、第２の比率によりパイロットシンボルを挿入して、第２のチャネル（Ｈ_２）を介して、リオーダリングされた複数のチャンクを送信する請求項９〜１４のいずれか一項に記載の中継局（１１０）と、
    前記第２の無線チャネル（Ｈ_２）を介して前記信号を受信するとともに、前記送信機（１００）と受信機（１４０）との間のチャネルを推定する請求項１５〜１７のいずれか一項に記載の受信機（１４０）と
    を含む無線通信システム。

Images