JP4523294B2 - Communication device - Google Patents

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本発明は、ディジタル無線通信システムやディジタル放送システムを構成する通信装置に関するものであり、特に、上記システムで用いられるOFDM(直交周波数分割多重:Orthogonal Frequency Division Multiplexing)信号やマルチキャリアCDMA(符号分割多重方式:Code Division Multiple Access)信号に基づいて伝送路推定を行う通信装置に関するものである。   The present invention relates to a communication apparatus constituting a digital wireless communication system or a digital broadcasting system, and in particular, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal or a multicarrier CDMA (Code Division Multiplexing) signal used in the system. (Method: Code Division Multiple Access) The present invention relates to a communication apparatus that performs transmission path estimation based on a signal.

以下、従来の通信装置について説明する。たとえば、OFDM変調方式において、送信側では、サブキャリア毎に、入力信号をBPSK(Binary Phase Shift Keying)やQPSK(Quadrature PSK)やQAM(Quadrature Amplitude Modulation)等の方式で変調し、それにより得られる信号に対して逆高速フーリエ変換(IFFT:Inverse Fast Fourier Transform)を行うことにより、OFDM変調信号を生成する。   Hereinafter, a conventional communication apparatus will be described. For example, in the OFDM modulation scheme, on the transmission side, an input signal is modulated by a scheme such as BPSK (Binary Phase Shift Keying), QPSK (Quadrature PSK), or QAM (Quadrature Amplitude Modulation) for each subcarrier, and thereby obtained. An OFDM modulated signal is generated by performing an inverse fast Fourier transform (IFFT) on the signal.

一方、受信側では、受信したOFDM変調信号に対して高速フーリエ変換(FFT)を行い、FFT処理後の信号を復調する。   On the other hand, the receiving side performs fast Fourier transform (FFT) on the received OFDM modulated signal, and demodulates the signal after the FFT processing.

また、OFDM変調方式では、通常、ガードインターバル(GI)と呼ばれるデータ部分の繰り返し信号が付加されて送信され、これによりマルチパス耐性を向上させている。しかしながら、GI長を越える遅延時間を持った遅延波を受信した場合や、遅延波の遅延時間がGI内に収まっている場合であってもノイズや遅延波の影響でFFTウィンドウタイミングが理想タイミングからずれてしまった場合には、前後のOFDMシンボルがFFTウィンドウ内に漏れこんでくるため、符号間干渉(ISI:Inter Symbol Interference)やキャリア間干渉(ICI:Inter Carrier Interference)が発生し、特性が大きく劣化する。ただし、遅延波の遅延時間がGI内に収まっている場合の理想タイミングは、先頭波のタイミングとなる。   In the OFDM modulation method, a repetitive signal of a data portion called a guard interval (GI) is usually added and transmitted, thereby improving multipath tolerance. However, even when a delayed wave having a delay time exceeding the GI length is received or when the delay time of the delayed wave is within the GI, the FFT window timing is changed from the ideal timing due to the influence of noise and the delayed wave. If they are shifted, the preceding and succeeding OFDM symbols leak into the FFT window, causing intersymbol interference (ISI) and intercarrier interference (ICI). Deteriorates greatly. However, the ideal timing when the delay time of the delay wave is within the GI is the timing of the leading wave.

たとえば、一般的な「先行波と遅延波の2波モデル」において、FFTタイミングが理想シンボルタイミングから後方にずれた場合は、先行波に後続OFDMシンボル成分が漏れ込み、ISIおよびICIが生じる。具体的にいうと、復調対象のOFDMシンボル(希望信号)と、FFTウィンドウ内に漏れこんでくる後続のOFDMシンボル(干渉シンボル:ISI)は、FFTウィンドウ幅のサンプル数を満たさないため、時間軸上でサンプル数分の矩形窓が乗算されることに等しい。したがって、このような信号をFFT処理により周波数軸信号に変換した場合、各シンボル成分には、矩形窓幅によって決まる関数sin(Nx)/sin(x)(N:矩形窓幅)が畳み込まれることになる。   For example, in a general “two-wave model of preceding wave and delayed wave”, when the FFT timing is shifted backward from the ideal symbol timing, the subsequent OFDM symbol component leaks into the preceding wave, and ISI and ICI occur. Specifically, the OFDM symbol (desired signal) to be demodulated and the subsequent OFDM symbol (interference symbol: ISI) leaking into the FFT window do not satisfy the number of samples of the FFT window width. Equivalent to multiplying a rectangular window by the number of samples above. Therefore, when such a signal is converted into a frequency axis signal by FFT processing, a function sin (Nx) / sin (x) (N: rectangular window width) determined by the rectangular window width is convolved with each symbol component. It will be.

この場合、FFTウィンドウ内の復調対象OFDMシンボル成分は、各キャリア位置において、希望信号成分と他キャリアから漏れこんでくるICI成分の和で表されることになる。同様に、干渉シンボル成分は、各キャリア位置において、ISI成分と他キャリアから漏れこんでくるICI成分の和で表されることになる。   In this case, the OFDM symbol component to be demodulated in the FFT window is represented by the sum of the desired signal component and the ICI component leaking from other carriers at each carrier position. Similarly, the interference symbol component is represented by the sum of the ISI component and the ICI component leaking from other carriers at each carrier position.

しかしながら、従来の通信装置においては、希望信号成分に干渉シンボルが漏れ込んだ場合、上記のように、希望信号に矩形窓幅によって決まる関数sin(Nx)/sin(x)が畳み込まれるため、他キャリアからのICI,漏れ込みシンボルによるISI,そのISI成分によるICI、が存在することになり、伝送路推定の際にSNR(Signal to Noise Ratio)が大幅に低下する。そのため、伝送路推定精度が劣化し、受信特性が大きく劣化する、という問題があった。   However, in the conventional communication apparatus, when the interference symbol leaks into the desired signal component, the function sin (Nx) / sin (x) determined by the rectangular window width is convoluted with the desired signal as described above. There are ICI from other carriers, ISI due to leaked symbols, and ICI due to the ISI component, and the SNR (Signal to Noise Ratio) is greatly reduced during transmission path estimation. Therefore, there has been a problem that the transmission path estimation accuracy is degraded and the reception characteristics are greatly degraded.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現可能な通信装置を得ることを目的とする。   The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a communication device that can realize highly accurate transmission path estimation even in a communication environment where intersymbol interference and intercarrier interference exist. To do.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっては、マルチキャリア変復調方式を採用し、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する受信側の通信装置であって、フーリエ変換後の受信信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、前記遅延プロファイルに基づいて、所定のしきい値以下の干渉信号成分(ノイズを含む)を除去する干渉成分除去手段と、前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性(伝送路推定値)を生成する伝送路推定値生成手段と、を備えることを特徴とする。   In order to solve the above-described problems and achieve the object, the communication apparatus according to the present invention employs a multi-carrier modulation / demodulation method and demodulates a reception signal in which a known signal is repeatedly inserted at a constant period. A frequency characteristic calculating means for calculating a frequency characteristic based on the known signal extracted from a received signal after Fourier transform, and generating a delay profile by performing an inverse Fourier transform on the frequency characteristic. A delay profile generating means for performing interference component removal for removing an interference signal component (including noise) below a predetermined threshold based on the delay profile, and a time axis based on the delay profile after removing the interference component By performing Fourier transform on the signal, the transmission path estimation value generator generates the frequency characteristics (transmission path estimation value) after removing the interference components. Characterized in that it comprises a means.

この発明によれば、フーリエ変換処理後の周波数軸信号から抽出した既知信号(パイロット信号)を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、フーリエ変換のタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉,キャリア間干渉,ノイズ等、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する。   According to the present invention, the frequency characteristic is calculated using a known signal (pilot signal) extracted from the frequency axis signal after the Fourier transform process, the frequency characteristic is converted from the frequency signal to the time axis signal, and then the Fourier transform is performed. By setting appropriate thresholds, intersymbol interference, intercarrier interference, noise, etc. that occur when the timing of the signal is shifted or when a delayed wave with a long delay time exceeding the guard interval length is received Then, the time axis signal is converted into the frequency axis signal again.

本発明によれば、FFT処理後の周波数軸信号から抽出した既知のパイロット信号を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、FFTタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉,キャリア間干渉,ノイズ、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する構成とした。これにより、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現できる、という効果を奏する。   According to the present invention, a frequency characteristic is calculated using a known pilot signal extracted from a frequency axis signal after FFT processing, the frequency characteristic is converted from a frequency signal to a time axis signal, and then the FFT timing is shifted. If a delayed wave with a long delay time exceeding the guard interval length is received, the intersymbol interference, intercarrier interference, and noise generated by setting an appropriate threshold value are removed, and the time axis is again displayed. The signal is converted into a frequency axis signal. Thereby, even in a communication environment where intersymbol interference and intercarrier interference exist, there is an effect that transmission path estimation with high accuracy can be realized.

以下に、本発明にかかる通信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。   Embodiments of a communication apparatus according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

実施の形態1.
図1は、本発明にかかる通信装置の実施の形態1の構成を示す図である。この通信装置は、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換するFFT(Fast Fourier Transform)部1と、受信信号を用いてシンボルタイミングを検出するシンボルタイミング検出部2と、上記周波数軸信号を用いて伝送路推定を行う伝送路推定部3と、当該伝送路推定結果に基づいて周波数軸信号を復調する復調部4から構成される。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a communication apparatus according to the present invention. This communication apparatus includes an FFT (Fast Fourier Transform) unit 1 that converts a received signal that is a time axis signal into a frequency axis signal, a symbol timing detection unit 2 that detects a symbol timing using the received signal, and the frequency axis signal. Is composed of a transmission path estimation section 3 that performs transmission path estimation using a signal and a demodulation section 4 that demodulates a frequency axis signal based on the transmission path estimation result.

ここで、上記通信装置における伝送路推定処理について説明する。まず、受信信号は、FFT部1へ入力されると同時にシンボルタイミング検出部2へ入力される。シンボルタイミング検出部2では、受信信号を用いてシンボル同期を確立し、FFT部1では、上記シンボルタイミング検出部2にて確立した同期タイミングに基づいて、受信信号からプリアンブルを抽出してFFT処理を行い、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換する。そして、伝送路推定部3が、上記周波数軸信号を用いた伝送路推定を行い、復調部4が、その推定値に基づいて受信周波数軸信号を復調する。   Here, the transmission path estimation process in the communication apparatus will be described. First, the received signal is input to the FFT timing unit 1 and simultaneously to the symbol timing detection unit 2. The symbol timing detection unit 2 establishes symbol synchronization using the received signal, and the FFT unit 1 extracts a preamble from the received signal based on the synchronization timing established by the symbol timing detection unit 2 and performs FFT processing. The received signal, which is a time axis signal, is converted into a frequency axis signal. Then, the transmission path estimation unit 3 performs transmission path estimation using the frequency axis signal, and the demodulation unit 4 demodulates the reception frequency axis signal based on the estimated value.

図2は、上記伝送路推定部3の実施の形態1の構成を示す図であり、パイロット信号発生部5と周波数特性算出部6とIFFT(Inverse FFT:逆高速フーリエ変換)部7と干渉除去部8としきい値設定部9とFFT部10から構成される。   FIG. 2 is a diagram illustrating the configuration of the transmission path estimation unit 3 according to the first embodiment. The pilot signal generation unit 5, the frequency characteristic calculation unit 6, the IFFT (Inverse FFT) unit 7, and the interference cancellation. A unit 8, a threshold setting unit 9, and an FFT unit 10 are included.

上記FFT処理後の周波数軸信号を受け取った周波数特性算出部6では、パイロット信号発生部5から通知される予め既知のパイロット信号(既知シンボルが時間軸上で一定の周期で繰り返し挿入された信号)を用いて周波数特性を求める。受信信号の周波数成分をY(z)、送信信号(パイロット信号)の周波数成分をX(z)とすると、伝達関数H(z)は、下記(1)により求められる。
H(z)=Y(z)/X(z) …(1)
In the frequency characteristic calculation unit 6 that has received the frequency axis signal after the FFT processing, a known pilot signal (a signal in which a known symbol is repeatedly inserted at a constant period on the time axis) notified from the pilot signal generation unit 5 To obtain the frequency characteristics. When the frequency component of the received signal is Y (z) and the frequency component of the transmission signal (pilot signal) is X (z), the transfer function H (z) is obtained by the following (1).
H (z) = Y (z) / X (z) (1)

IFFT部7では、上記周波数特性を周波数軸信号から時間軸信号へ変換し、遅延プロファイルを求める。求めた遅延プロファイルにおいて、希望信号成分は、インパルス列として現れ、また、ISIやICIの干渉成分は、遅延プロファイル上に散らばり、平均信号レベルの低い状態で存在する(電子情報通信学会ソサイエティ大会2002、B−5−11“OFDM用シンボルタイミング検出方式における閾値設定に関する検討”参照)。   The IFFT unit 7 converts the frequency characteristic from a frequency axis signal to a time axis signal to obtain a delay profile. In the obtained delay profile, the desired signal component appears as an impulse train, and interference components of ISI and ICI are scattered on the delay profile and exist in a state where the average signal level is low (Electronic Information and Communication Society Society Conference 2002, B-5-11 "Refer to threshold setting in OFDM symbol timing detection method").

図3は、上記IFFT部7の具体的な処理を示す図である。ここでは、周波数軸信号として、希望信号成分,ISI成分,ICI成分、がほぼ同一のレベルで存在する場合を想定する。パイロット信号にスクランブル処理が施されている条件下では、パイロット復調後の干渉信号成分はランダムな系列となり、周波数特性算出部6では、希望信号成分のみの周波数特性を正しく求めることができる。そして、IFFT部7では、受け取った周波数特性をIFFT処理により周波数軸信号から時間軸信号に変換する。これにより、希望信号成分はインパルス列で現れ、一方で、干渉信号成分は遅延プロファイル上に散らばるため平均信号レベルが小さくなる。このとき、希望信号と干渉信号とのレベル差は、FFTサイズによって決められる。   FIG. 3 is a diagram showing specific processing of the IFFT unit 7. Here, it is assumed that the desired signal component, the ISI component, and the ICI component exist at substantially the same level as the frequency axis signal. Under the condition that the pilot signal is scrambled, the interference signal component after the pilot demodulation is a random series, and the frequency characteristic calculation unit 6 can correctly obtain the frequency characteristic of only the desired signal component. Then, the IFFT unit 7 converts the received frequency characteristic from a frequency axis signal to a time axis signal by IFFT processing. As a result, the desired signal component appears in the impulse train, while the interference signal component is scattered on the delay profile, so that the average signal level is reduced. At this time, the level difference between the desired signal and the interference signal is determined by the FFT size.

干渉除去部8では、しきい値設定部9から送られてくる適切なしきい値を設定し、上記遅延プロファイルにおけるしきい値以下のサンプル点の値を強制的に0値とすることによって、干渉信号成分を除去する。そして、希望信号成分のインパルス列のみを求める。なお、ノイズ(熱雑音)についても、ガウス分布に従って信号成分が遅延プロファイル上で散らばるため、干渉除去部8において同様に除去できる。また、上記で設定するしきい値は、FFTサイズや伝搬環境,受信時のノイズレベルなどによって決定され、たとえば、受信機にて算出することとしてもよいし、予めROMテーブルなどに記憶させておいてもよい。   The interference removal unit 8 sets an appropriate threshold value sent from the threshold value setting unit 9, and forcibly sets the value of the sample point below the threshold value in the delay profile to zero, thereby reducing the interference. Remove signal components. Only the impulse train of the desired signal component is obtained. Note that noise (thermal noise) can be similarly removed by the interference removal unit 8 because signal components are scattered on the delay profile according to the Gaussian distribution. The threshold value set above is determined by the FFT size, propagation environment, noise level at the time of reception, etc., for example, may be calculated by a receiver, or stored in advance in a ROM table or the like. May be.

最後に、FFT部10では、干渉信号成分除去後の遅延プロファイルに基づいて、再び時間軸信号を周波数軸信号へ変換し、高精度な伝送路推定値を得る。   Finally, the FFT unit 10 converts the time axis signal into the frequency axis signal again based on the delay profile after removing the interference signal component, and obtains a highly accurate transmission path estimation value.

このように、本実施の形態においては、FFT処理後の周波数軸信号から抽出した既知のパイロット信号を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、FFTタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉,キャリア間干渉,ノイズ、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する構成とした。これにより、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現できる。   Thus, in the present embodiment, the frequency characteristic is calculated using a known pilot signal extracted from the frequency axis signal after the FFT processing, the frequency characteristic is converted from the frequency signal to the time axis signal, and then Inter-symbol interference, inter-carrier interference, and noise generated when the FFT timing is shifted or when a delayed wave with a long delay time exceeding the guard interval length is received can be eliminated by setting appropriate thresholds. Again, the time axis signal is converted to the frequency axis signal. Thereby, even in a communication environment where intersymbol interference and intercarrier interference exist, highly accurate transmission path estimation can be realized.

実施の形態2.
図4は、伝送路推定部3の実施の形態2の構成を示す図であり、実施の形態1の構成に加えて、パイロット抽出部11を含む構成とした。なお、先に説明した実施の形態1の図1および図2と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態1と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 2. FIG.
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of the transmission path estimation unit 3 according to the second embodiment, and includes a pilot extraction unit 11 in addition to the configuration of the first embodiment. In addition, about the structure similar to FIG. 1 and FIG. 2 of Embodiment 1 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the first embodiment will be described.

本実施の形態では、とたえば、地上波ディジタル放送のスキャッタードパイロット(SP:Scattered Pilot)を用いた伝送路推定方法について説明する。なお、このスキャッタードパイロットは、予め各サブキャリアに既知の振幅/位相特性を有するパイロット信号が、周波数軸上や時間軸上において一定の周期で繰り返し挿入されている信号である。図5は、スキャッタードパイロットの一例を示す図である。   In this embodiment, for example, a transmission path estimation method using a scattered pilot (SP) of digital terrestrial broadcasting will be described. The scattered pilot is a signal in which a pilot signal having a known amplitude / phase characteristic is previously inserted in each subcarrier repeatedly at a constant period on the frequency axis or the time axis. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a scattered pilot.

パイロット抽出部11では、FFT部1にてFFT処理後の周波数軸信号から、予め決められた規則に従って配置されたパイロット信号を抽出する。パイロット抽出部11にて抽出されたパイロット信号は、以後、前述の実施の形態1と同様に処理され、伝送路推定部3では、最終的に伝送路推定値を出力する。   The pilot extraction unit 11 extracts a pilot signal arranged according to a predetermined rule from the frequency axis signal after FFT processing in the FFT unit 1. The pilot signal extracted by the pilot extraction unit 11 is thereafter processed in the same manner as in the first embodiment, and the transmission path estimation unit 3 finally outputs a transmission path estimation value.

このように、本実施の形態においては、FFT処理後の周波数軸信号から抽出した「予め決められた規則に従って配置された既知のパイロット信号(周波数軸上や時間軸上において一定の周期で繰り返し挿入されているパイロット信号)」を用いて周波数特性を算出し、その周波数特性を周波数信号から時間軸信号に変換し、その後、FFTタイミングがずれた場合やガードインターバル長を越える長い遅延時間を持った遅延波が受信される場合に発生する符号間干渉,キャリア間干渉,ノイズ、を適当なしきい値を設定することで除去し、再度、時間軸信号を周波数軸信号に変換する構成とした。これにより、符号間干渉およびキャリア間干渉が存在する通信環境であっても、高精度な伝送路推定を実現できる。   As described above, in the present embodiment, “a known pilot signal arranged according to a predetermined rule (repeatedly inserted at a constant cycle on the frequency axis or the time axis) extracted from the frequency axis signal after FFT processing. Frequency characteristic is calculated using the pilot signal), and the frequency characteristic is converted from a frequency signal to a time axis signal. After that, when the FFT timing is deviated or has a long delay time exceeding the guard interval length Intersymbol interference, intercarrier interference, and noise that occur when a delayed wave is received are removed by setting appropriate threshold values, and the time axis signal is converted to the frequency axis signal again. Thereby, even in a communication environment where intersymbol interference and intercarrier interference exist, highly accurate transmission path estimation can be realized.

なお、本実施の形態の処理は、地上波ディジタル放送のSP方式に限定されるものではなく、たとえば、周波数軸上や時間軸上においてパイロット信号が一定周期で繰り返し挿入される伝送方式であれば、適用可能である。   The processing of the present embodiment is not limited to the SP method for terrestrial digital broadcasting. For example, any transmission method in which pilot signals are repeatedly inserted at a constant period on the frequency axis or the time axis. Applicable.

実施の形態3.
図6は、伝送路推定部3の実施の形態3の構成を示す図であり、実施の形態2の構成に加えて、さらに周波数特性補間部12を含む構成とした。なお、先に説明した図1および図4と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態2と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the transmission path estimation unit 3 according to the third embodiment. In addition to the configuration according to the second embodiment, the frequency characteristic interpolation unit 12 is further included. In addition, about the structure similar to FIG. 1 and FIG. 4 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the second embodiment will be described.

本実施の形態では、たとえば、先に説明した実施の形態2で示したような、時間軸上や周波数軸上において一定周期で繰り返し挿入されているパイロット信号(たとえば、スキャッタードパイロット信号)を用いた場合を想定し、さらに、周波数特性補間部12が、周波数特性算出部6出力の周波数特性に対して補間処理を施すことにより、全信号帯域の周波数特性を求める。   In the present embodiment, for example, a pilot signal (for example, a scattered pilot signal) inserted repeatedly at a constant period on the time axis or the frequency axis as shown in the second embodiment described above is used. Assuming that the frequency characteristic is used, the frequency characteristic interpolating unit 12 further interpolates the frequency characteristic output from the frequency characteristic calculating unit 6 to obtain the frequency characteristic of the entire signal band.

周波数特性補間部12における補間処理では、1次補間や2次補間のほか、理想sinc関数の周波数軸上での畳み込みによる補間などを用いる。   In the interpolation processing in the frequency characteristic interpolation unit 12, in addition to primary interpolation and secondary interpolation, interpolation by convolution of the ideal sinc function on the frequency axis is used.

このように、本実施の形態においては、周波数特性算出部で求めた周波数特性に対して補間処理を施し、全信号帯域の周波数特性を求める構成としたため、実施の形態1および2と比較して、さらに高精度な伝送路推定を実現できる。   As described above, in the present embodiment, since the frequency characteristic obtained by the frequency characteristic calculation unit is subjected to the interpolation process to obtain the frequency characteristic of the entire signal band, compared with the first and second embodiments. Further, it is possible to realize transmission path estimation with higher accuracy.

実施の形態4.
図7は、伝送路推定部3の実施の形態4の構成を示す図であり、実施の形態3の構成に加えて、さらに平均化部13を含む構成とした。なお、先に説明した図1および図6と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。また、本実施の形態では、説明の便宜上、上記平均化部13を実施の形態3の構成に適用しているが、これに限らず、上記平均化部13は、実施の形態1または2の構成に対しても適用(周波数特性算出部6の後段に配置)可能である。ここでは、実施の形態3と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 7 is a diagram illustrating the configuration of the transmission path estimation unit 3 according to the fourth embodiment. In addition to the configuration of the third embodiment, the transmission path estimation unit 3 further includes an averaging unit 13. In addition, about the structure similar to FIG. 1 and FIG. 6 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Further, in the present embodiment, for convenience of explanation, the averaging unit 13 is applied to the configuration of the third embodiment. However, the present invention is not limited to this, and the averaging unit 13 is the same as that of the first or second embodiment. The present invention can also be applied to the configuration (arranged after the frequency characteristic calculation unit 6). Here, only operations different from those of the third embodiment will be described.

本実施の形態の伝送路推定方法では、周波数特性補間部12出力(または周波数特性算出部6出力)の周波数特性を、平均化部13が時間的に平均化し、その後、時間軸応答の遅延プロファイルを求める構成とした。なお、平均化の手法としては、たとえば、FIRフィルタによる移動平均を用いてもよいし、IIRフィルタによる平均化を用いてもよい。これにより、ノイズの影響を低減できるので、より精度の高い伝送路推定を実現できる。   In the transmission path estimation method according to the present embodiment, the frequency characteristic of the frequency characteristic interpolation unit 12 output (or the frequency characteristic calculation unit 6 output) is averaged by the averaging unit 13 and then the time axis response delay profile is obtained. It was set as the structure which asks. As an averaging method, for example, a moving average using an FIR filter may be used, or averaging using an IIR filter may be used. Thereby, since the influence of noise can be reduced, more accurate transmission path estimation can be realized.

実施の形態5.
図8は、伝送路推定部3の実施の形態5の構成を示す図であり、実施の形態4のIFFT部7に代えて、波形整形部14を含む構成とした。なお、先に説明した図1および図7と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。また、本実施の形態では、説明の便宜上、上記波形整形部14を実施の形態4の構成に適用しているが、これに限らず、上記波形整形部14は、実施の形態1、2または3の構成に対しても適用可能である。ここでは、実施の形態4と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 5 FIG.
FIG. 8 is a diagram illustrating a configuration of the transmission path estimation unit 3 according to the fifth embodiment, and includes a waveform shaping unit 14 instead of the IFFT unit 7 according to the fourth embodiment. In addition, about the structure similar to FIG. 1 and FIG. 7 which were demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. In the present embodiment, the waveform shaping unit 14 is applied to the configuration of the fourth embodiment for convenience of explanation. However, the present invention is not limited to this, and the waveform shaping unit 14 is not limited to the first, second, or second embodiment. The present invention can also be applied to the third configuration. Here, only operations different from those of the fourth embodiment will be described.

本実施の形態の伝送路推定方法では、FFTサイズとキャリア数が異なる場合に発生する波形歪みを除去して伝送路推定を行う。   In the transmission path estimation method of the present embodiment, transmission path estimation is performed by removing waveform distortion that occurs when the FFT size and the number of carriers are different.

ここで、上記FFTサイズとキャリア数が異なる場合に発生する波形歪みについて説明する。図9は、2波モデルを想定した場合の一例を示す図であり、図10は、FFTサイズとキャリア数が異なる場合の周波数特性を示す図であり、図11は、IFFT処理によって周波数軸信号から時間軸信号へ変換した場合に得られる時間軸応答を示す図である。   Here, waveform distortion that occurs when the FFT size and the number of carriers are different will be described. FIG. 9 is a diagram illustrating an example when a two-wave model is assumed, FIG. 10 is a diagram illustrating frequency characteristics when the FFT size and the number of carriers are different, and FIG. 11 is a diagram illustrating frequency axis signals by IFFT processing. It is a figure which shows the time-axis response obtained when converting into a time-axis signal.

図10においては、キャリア数とFFTサイズが異なるため、周波数軸上で矩形窓が乗算されたことと等価となり、図11の時間軸応答では、乗算された矩形窓に相当する関数sin(Nx)/sin(x)(Nは矩形窓幅を表す)が畳みこまれた波形が出力されることになる。このように、本来であれば、インパルスの波形のみが存在することになるが、他のサンプル点に関数sin(Nx)/sin(x)の波形が出力され、波形歪みが生じる。本実施の形態では、上記波形歪みが発生した場合に、波形整形を行うことにより良好な時間軸応答を得る。   In FIG. 10, since the number of carriers and the FFT size are different, this is equivalent to multiplication of a rectangular window on the frequency axis. In the time axis response of FIG. 11, a function sin (Nx) corresponding to the multiplied rectangular window. A waveform in which / sin (x) (N represents a rectangular window width) is convoluted is output. In this way, originally, only the impulse waveform exists, but the waveform of the function sin (Nx) / sin (x) is output to other sample points, resulting in waveform distortion. In the present embodiment, when the waveform distortion occurs, a good time axis response is obtained by performing waveform shaping.

つづいて、本実施の形態の波形整形部14の処理について説明する。図12は、実施の形態5の波形整形部14の構成を示す図であり、波形整形部14は、平均化部13の出力する周波数特性を記憶する周波数特性メモリ部31と、周波数特性メモリ部31の出力信号を周波数軸信号から時間軸信号に変換するIFFT部32と、当該時間軸信号を波形整形する歪み除去部33と、歪み除去後の信号を判定する判定部34と、歪み除去後の信号を時間軸信号から周波数軸信号に変換するFFT部35と、周波数特性メモリ部31の出力信号とFFT部35出力の周波数軸信号とを用いて更新後の周波数特性を算出する周波数特性更新部36から構成される。   Next, processing of the waveform shaping unit 14 according to the present embodiment will be described. FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of the waveform shaping unit 14 according to the fifth embodiment. The waveform shaping unit 14 includes a frequency characteristic memory unit 31 that stores a frequency characteristic output from the averaging unit 13 and a frequency characteristic memory unit. IFFT unit 32 that converts the output signal 31 from a frequency axis signal to a time axis signal, a distortion removal unit 33 that shapes the time axis signal, a determination unit 34 that determines a signal after distortion removal, and after distortion removal Frequency characteristic update for calculating an updated frequency characteristic using the FFT unit 35 for converting the time signal from the time axis signal to the frequency axis signal, the output signal of the frequency characteristic memory unit 31 and the frequency axis signal output from the FFT unit 35 The unit 36 is configured.

なお、判定部34の一方の出力信号は、IFFT部32へ入力する信号を選択(周波数特性メモリ部31の出力信号か周波数特性更新部36の出力信号かを選択する)するスイッチaと、歪み除去部33の出力信号の送信先を選択(FFT部35に出力するか遅延プロファイルとして出力するかを選択)するスイッチbと、を制御する信号(図示の制御信号)となる。   One output signal of the determination unit 34 is a switch a that selects a signal to be input to the IFFT unit 32 (selects an output signal of the frequency characteristic memory unit 31 or an output signal of the frequency characteristic update unit 36), and distortion. This is a signal (control signal shown) for controlling the switch b that selects the transmission destination of the output signal of the removal unit 33 (selects whether to output to the FFT unit 35 or output as a delay profile).

まず、平均化部13によって得られた周波数特性は、周波数特性メモリ部31に記憶されると同時に、IFFT部32に送られ、IFFT部32が、受け取った信号を周波数軸信号から時間軸信号へ変換する。   First, the frequency characteristic obtained by the averaging unit 13 is stored in the frequency characteristic memory unit 31 and simultaneously sent to the IFFT unit 32. The IFFT unit 32 converts the received signal from the frequency axis signal to the time axis signal. Convert.

つぎに、歪み除去部33では、IFFT部32出力の時間軸信号を所定の手順で波形整形する。   Next, the distortion removing unit 33 shapes the waveform of the time axis signal output from the IFFT unit 32 according to a predetermined procedure.

ここで、上記歪み除去部33の処理を詳細に説明する。図13は、実施の形態5の歪み除去部33の構成を示す図であり、歪み除去部33は、レベル算出部41と、最大値検出部42と、しきい値規定部43と、比較部44と、ゲート回路45と、波形加算部46と、メモリ部47とから構成される。なお、ここでは、IFFT部32からの出力信号をm(t、i)とし、このときのtは時刻を表し、iは時刻tのi番目の時間波形を表す。   Here, the processing of the distortion removing unit 33 will be described in detail. FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration of the distortion removing unit 33 according to the fifth embodiment. The distortion removing unit 33 includes a level calculating unit 41, a maximum value detecting unit 42, a threshold value defining unit 43, and a comparing unit. 44, a gate circuit 45, a waveform adding unit 46, and a memory unit 47. Here, the output signal from the IFFT unit 32 is m (t, i), where t represents time and i represents the i-th time waveform at time t.

上記m(t、i)は、ゲート回路45に送られると同時に、レベル算出部41に送られ、レベル算出部41が、各サンプルでの時間軸応答のレベルを算出する。つぎに、最大値検出部42が、上記時間軸応答のレベルから観測区間内における最大値を検出し、しきい値規定部43が、当該最大値から歪み除去のための第1のしきい値th(1)を決定し、その第1のしきい値th(1)を判定部34へ通知する。なお、時間軸応答のレベルは、絶対値でも電力値でもよく、しきい値規定部43では、それぞれに合わせたしきい値を決定する。   The m (t, i) is sent to the gate circuit 45 and simultaneously sent to the level calculation unit 41, and the level calculation unit 41 calculates the level of the time axis response in each sample. Next, the maximum value detection unit 42 detects the maximum value in the observation interval from the level of the time axis response, and the threshold value definition unit 43 uses the first threshold value for removing distortion from the maximum value. Th (1) is determined, and the first threshold th (1) is notified to the determination unit 34. The level of the time axis response may be an absolute value or a power value, and the threshold value defining unit 43 determines a threshold value according to each level.

つぎに、比較部44が、上記時間軸応答のレベルと第1のしきい値th(1)とを比較し、ゲート回路45が、比較部44による比較結果に基づいて、たとえば、そのサンプルの時間応答の絶対値が第1のしきい値th(1)よりも大きい場合に、時間軸信号(時間軸応答の信号)をそのままの状態で出力し、一方で小さい場合に、強制的に0として出力する。   Next, the comparison unit 44 compares the level of the time axis response with the first threshold th (1), and the gate circuit 45 determines, for example, the sample based on the comparison result by the comparison unit 44. When the absolute value of the time response is larger than the first threshold th (1), the time axis signal (time axis response signal) is output as it is, and when it is small, it is forcibly set to 0. Output as.

つぎに、波形加算部46が、受け取った時間軸信号とメモリ部47の出力信号とを加算し、遅延プロファイルまたはFFT部35への信号として出力する。同時に、この信号をメモリ部47に記憶する。波形加算部46の出力信号は、下記(2)式のように表すことができる。
m(t、i)=m(t、i)+m(t、i−1) …(2)
なお、IFFT部32の初回出力時は、メモリ部47がリセットされ初期値が0をなっているため、初回の波形加算部46の加算結果としては、ゲート回路45の出力信号が出力されることになる。
Next, the waveform adding unit 46 adds the received time axis signal and the output signal of the memory unit 47 and outputs the result as a signal to the delay profile or the FFT unit 35. At the same time, this signal is stored in the memory unit 47. The output signal of the waveform adder 46 can be expressed as the following equation (2).
m (t, i) = m (t, i) + m (t, i−1) (2)
Note that when the IFFT unit 32 is output for the first time, the memory unit 47 is reset and the initial value is 0, so that the output signal of the gate circuit 45 is output as the addition result of the initial waveform addition unit 46. become.

つぎに、上記しきい値規定部43の処理によって、第1のしきい値th(1)を受け取った判定部34では、当該第1のしきい値th(1)が予め設定されていた所定のしきい値THよりも大きいか小さいかを判定する。たとえば、所定のしきい値THよりも大きい場合には、スイッチaを周波数特性更新部36へ接続し、スイッチbをFFT部35へ接続するように、制御信号を出力する。一方、所定のしきい値THよりも小さい場合には、スイッチaを周波数特性メモリ部31へ接続するように、また、歪み除去部33の出力信号が遅延プロファイルとして出力されるように、制御信号を出力する。また、上記で設定するしきい値THは、FFTサイズやキャリア数、伝搬環境、受信時のノイズレベル等によって決定され、たとえば、受信機にて算出することとしてもよいし、予めROMテーブル等に記載させておいてもよい。   Next, in the determination unit 34 that has received the first threshold th (1) by the processing of the threshold value defining unit 43, the first threshold th (1) has been set in advance. It is determined whether it is larger or smaller than the threshold value TH. For example, when it is larger than the predetermined threshold value TH, the control signal is output so that the switch a is connected to the frequency characteristic updating unit 36 and the switch b is connected to the FFT unit 35. On the other hand, when it is smaller than the predetermined threshold TH, the control signal is connected so that the switch a is connected to the frequency characteristic memory unit 31 and the output signal of the distortion removing unit 33 is output as a delay profile. Is output. Further, the threshold value TH set above is determined by the FFT size, the number of carriers, the propagation environment, the noise level at the time of reception, etc., for example, may be calculated by the receiver, It may be described.

つぎに、上記判定部34の処理によって、たとえば、歪み除去部33の出力信号がFFT部35に入力された場合、FFT部35では、受け取った時間軸信号を周波数軸信号へ変換する。   Next, for example, when the output signal of the distortion removing unit 33 is input to the FFT unit 35 by the processing of the determination unit 34, the FFT unit 35 converts the received time axis signal into a frequency axis signal.

つぎに、周波数特性更新部36では、周波数特性メモリ部31の出力信号とFFT部35出力の周波数軸信号とを用いて、所定の手順で周波数特性を更新する。   Next, the frequency characteristic updating unit 36 uses the output signal of the frequency characteristic memory unit 31 and the frequency axis signal output from the FFT unit 35 to update the frequency characteristic in a predetermined procedure.

ここで、上記周波数特性更新部36の処理を詳細に説明する。図14は、実施の形態5の周波数特性更新部36の構成を示す図であり、周波数特性更新部36は、周波数特性差分算出部51から構成される。周波数特性差分算出部51では、FFT部35から受け取った周波数特性(周波数軸信号)と周波数特性メモリ部31から受け取った周波数特性(周波数軸信号)との信号帯域内の差分を取ることにより、信号帯域内の周波数特性を更新し、その更新結果を、再びIFFT部32へ送出する。周波数特性更新部36の処理は、下記(3)式で表すことができる。
H´(z)=H(z)−H´(z) …(3)
なお、上式右辺のH´(z)は、歪みが除去された後の周波数特性を表し、H(z)は、周波数特性メモリ部31に入力される周波数特性を表し、左辺のH´(z)は更新後の周波数特性を表す。
Here, the processing of the frequency characteristic updating unit 36 will be described in detail. FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the frequency characteristic update unit 36 according to the fifth embodiment, and the frequency characteristic update unit 36 includes a frequency characteristic difference calculation unit 51. The frequency characteristic difference calculation unit 51 obtains a signal by taking a difference in the signal band between the frequency characteristic (frequency axis signal) received from the FFT unit 35 and the frequency characteristic (frequency axis signal) received from the frequency characteristic memory unit 31. The frequency characteristic in the band is updated, and the update result is sent to the IFFT unit 32 again. The processing of the frequency characteristic update unit 36 can be expressed by the following equation (3).
H ′ (z) = H (z) −H ′ (z) (3)
Note that H ′ (z) on the right side of the above expression represents the frequency characteristic after distortion is removed, H (z) represents the frequency characteristic input to the frequency characteristic memory unit 31, and H ′ ( z) represents the updated frequency characteristics.

以降、歪み除去部33の出力する第iのしきい値th(i)(iは繰り返し回数)が判定部34にて上記所定のしきい値THよりも小さいと判定され、歪み除去部33の出力信号が遅延プロファイルとして出力されるまで、上記処理を繰り返し実行する。そして、歪み除去部33の出力信号が遅延プロファイルとして出力された段階で、歪み除去部33内のメモリ部47の値をリセットする。その後、平均化部13から新たな周波数特性が出力された場合に、再び上記波形整形部14による波形整形動作が行われる。   Thereafter, the determination unit 34 determines that the i-th threshold th (i) (i is the number of repetitions) output from the distortion removal unit 33 is smaller than the predetermined threshold value TH. The above process is repeated until the output signal is output as a delay profile. Then, when the output signal of the distortion removing unit 33 is output as a delay profile, the value of the memory unit 47 in the distortion removing unit 33 is reset. Thereafter, when a new frequency characteristic is output from the averaging unit 13, the waveform shaping operation by the waveform shaping unit 14 is performed again.

つづいて、上記波形整形部14の動作を、図面を用いて詳細に説明する。なお、ここでも、図9に示す2波モデルを想定する。また、周波数特性メモリ部31に入力される周波数特性は、図10のように表され、さらに、IFFT部32によって周波数軸信号から時間軸信号へ変換されて歪み除去部33に入力される時間応答は、図11のように表される。   Next, the operation of the waveform shaping unit 14 will be described in detail with reference to the drawings. Here again, the two-wave model shown in FIG. 9 is assumed. Further, the frequency characteristic input to the frequency characteristic memory unit 31 is expressed as shown in FIG. 10, and further, the time response converted from the frequency axis signal to the time axis signal by the IFFT unit 32 and input to the distortion removing unit 33. Is expressed as shown in FIG.

この時間軸応答の観測範囲において、レベル算出部41が各サンプル点における振幅値を求め、最大値検出部42が最大値を検出し、しきい値規定部43が最適な第1のしきい値th(1)を決定する。そして、比較部44およびゲート回路45が、上記第1のしきい値th(1)以下の時間応答を強制的に0とする。図15は、比較部44およびゲート回路45の処理結果を示す図である。ここでは、1波目のみが出力されている。   In this time axis response observation range, the level calculating unit 41 obtains the amplitude value at each sample point, the maximum value detecting unit 42 detects the maximum value, and the threshold value defining unit 43 is the optimum first threshold value. Th (1) is determined. Then, the comparison unit 44 and the gate circuit 45 forcibly set the time response equal to or less than the first threshold th (1) to zero. FIG. 15 is a diagram illustrating processing results of the comparison unit 44 and the gate circuit 45. Here, only the first wave is output.

なお、上記第1のしきい値th(1)は、FFTサイズとキャリア数が既知であり、畳み込まれる関数sin(Nx)/sin(x)の形状も既知となるため、それらに基づいて設定する。上記関数において最大のサイドローブは、たとえば、メインローブから約13dB小さいので、第1のしきい値th(1)は、ノイズ等による誤差を考慮し、最大値とその値から13dBダウンしたレベルの間に設定することが望ましい。   The first threshold th (1) has a known FFT size and the number of carriers, and the shape of the function sin (Nx) / sin (x) to be convolved is also known. Set. In the above function, for example, the maximum side lobe is about 13 dB smaller than the main lobe. Therefore, the first threshold th (1) takes into account the error due to noise or the like, and takes a maximum value and a level 13 dB down from that value. It is desirable to set between.

そして、判定部34にて第1のしきい値th(1)がTHよりも大きいと判定された場合、波形整形後の出力信号は、メモリ部47に記憶されると同時に、FFT部35が、時間軸信号から周波数軸信号へ変換し、その結果を周波数特性更新部36へ出力する。図16は、FFT部35の処理結果を示す図である。ここでは、関数sin(Nx)/sin(x)の畳み込みの影響を除去することにより、1波のみの周波数特性が得られ、さらに、信号帯域外の周波数特性も外挿される。   When the determination unit 34 determines that the first threshold th (1) is greater than TH, the output signal after waveform shaping is stored in the memory unit 47 and at the same time the FFT unit 35 The time axis signal is converted into the frequency axis signal, and the result is output to the frequency characteristic update unit 36. FIG. 16 is a diagram illustrating a processing result of the FFT unit 35. Here, by removing the influence of the convolution of the function sin (Nx) / sin (x), the frequency characteristic of only one wave is obtained, and the frequency characteristic outside the signal band is also extrapolated.

図16に示す周波数軸信号を受け取った周波数特性更新部36では、当該周波数軸信号と周波数特性メモリ部31の出力信号との信号帯域内の差分を取り、信号帯域内の周波数特性を更新する。これにより、たとえば、1回目の波形整形で削除された2波目の周波数特性が得られる。図17は、周波数特性更新部36の処理結果を示す図である。   The frequency characteristic updating unit 36 that has received the frequency axis signal shown in FIG. 16 takes the difference in the signal band between the frequency axis signal and the output signal of the frequency characteristic memory unit 31 and updates the frequency characteristic in the signal band. Thereby, for example, the frequency characteristic of the second wave deleted by the first waveform shaping is obtained. FIG. 17 is a diagram illustrating a processing result of the frequency characteristic update unit 36.

図17に示す周波数特性を受け取ったIFFT部32では、受け取った信号を再度周波数軸信号から時間軸信号へ変換し、歪み除去部33に入力する。このときの時間応答は、前回の波形整形で切り捨てられた信号成分のみが、関数sin(Nx)/sin(x)が畳み込まれた状態で現れることになる。図18は、IFFT部32の処理結果を示す図である。   The IFFT unit 32 that has received the frequency characteristics shown in FIG. 17 converts the received signal from the frequency axis signal to the time axis signal again and inputs it to the distortion removing unit 33. The time response at this time appears only in the state in which the function sin (Nx) / sin (x) is convoluted only for the signal component that was discarded in the previous waveform shaping. FIG. 18 is a diagram illustrating a processing result of the IFFT unit 32.

図18に示す時間応答を受け取った歪み除去部33では、再度上記と同様の処理を行って第2のしきい値th(2)を決定し、この第2のしきい値th(2)以下の時間応答を強制的に0とする。図19は、ゲート回路45の処理結果を示す図である。   The distortion removing unit 33 that has received the time response shown in FIG. 18 performs the same process as described above again to determine the second threshold th (2), and the second threshold th (2) or less. The time response is forcibly set to zero. FIG. 19 is a diagram illustrating a processing result of the gate circuit 45.

さらに、図19に示す時間軸信号を受け取った波形加算部46では、当該時間軸信号をメモリ部47に記憶されている信号と加算する。図20は、波形加算部46の処理結果を示す図である。この処理で、1波目と2波目の理想的な波形が求められることになる。以降、波形整形部14では、上記図面に示す処理を、第iのしきい値th(i)が予め設定されたしきい値THよりも小さくなるまで繰り返し行う。   Further, the waveform adder 46 that receives the time axis signal shown in FIG. 19 adds the time axis signal to the signal stored in the memory unit 47. FIG. 20 is a diagram illustrating a processing result of the waveform adding unit 46. With this process, ideal waveforms of the first wave and the second wave are obtained. Thereafter, the waveform shaping unit 14 repeats the process shown in the above drawing until the i-th threshold value th (i) is smaller than a preset threshold value TH.

このように、本実施の形態においては、最適な値に決定された第1のしきい値を用いて時間応答の波形整形(初回)を行い、当該波形整形後の時間応答の周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と元の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新する構成とした。そして、新たに決定された第2のしきい値を用いて再び時間応答の波形整形(2回目)を行い、当該時間応答を初回の処理で波形整形した時間応答と合成する構成とした。以降、上記波形整形(i回目)および合成処理を、第iのしきい値が予め設定された所定のしきい値よりも小さくなるまで繰り返し行う構成とした。これにより、FFTサイズとキャリア数が異なる場合においても、高精度な伝送路推定を実現できる。   Thus, in the present embodiment, time response waveform shaping (first time) is performed using the first threshold value determined to be an optimal value, and the frequency response of the time response after the waveform shaping is obtained. Furthermore, the frequency characteristic is updated using the difference between the frequency characteristic and the original frequency characteristic. Then, the time response waveform shaping (second time) is performed again using the newly determined second threshold value, and the time response is combined with the time response shaped in the first processing. Thereafter, the waveform shaping (i-th time) and the synthesis process are repeated until the i-th threshold value becomes smaller than a predetermined threshold value set in advance. Thereby, even when the FFT size and the number of carriers are different, high-accuracy transmission path estimation can be realized.

なお、本実施の形態の処理は、FFT処理やIFFT処理により伝送路推定を行い、かつFFTサイズとキャリア数が異なる場合、が想定される全ての伝送方式に適用可能であり、マルチキャリア伝送やシングルキャリア伝送等の伝送方式によって制限されるものでない。   Note that the processing of the present embodiment is applicable to all transmission schemes in which transmission path estimation is performed by FFT processing or IFFT processing, and the FFT size and the number of carriers are different. It is not limited by a transmission method such as single carrier transmission.

実施の形態6.
図21は、伝送路推定部3の実施の形態6の構成を示す図であり、実施の形態5に示す周波数特性補間部12の後段の平均化部13を削除し、干渉除去部8の後段に平均化部15を挿入する構成とした。なお、先に説明した図1および図8と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。また、本実施の形態では、説明の便宜上、上記平均化部15を実施の形態5の構成に適用しているが、これに限らず、上記平均化部15は、実施の形態1〜4の構成に対しても適用可能である。ここでは、実施の形態5と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 6 FIG.
FIG. 21 is a diagram illustrating the configuration of the transmission path estimation unit 3 according to the sixth embodiment, in which the averaging unit 13 subsequent to the frequency characteristic interpolation unit 12 illustrated in the fifth embodiment is deleted, and the subsequent stage of the interference cancellation unit 8 is deleted. The averaging unit 15 is inserted in the configuration. In addition, about the structure similar to FIG. 1 and FIG. 8 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Further, in the present embodiment, for convenience of explanation, the averaging unit 15 is applied to the configuration of the fifth embodiment. However, the present invention is not limited to this, and the averaging unit 15 is the same as that of the first to fourth embodiments. It can also be applied to configurations. Here, only operations different from those of the fifth embodiment will be described.

本実施の形態の伝送路推定方法では、干渉除去部8が出力する時間応答を、平均化部15が時間的に平均化し、平均化後の時間応答から伝送路推定値を求める構成とした。なお、平均化の手法としては、平均化部13と同様に、たとえば、FIRフィルタによる移動平均を用いてもよいし、IIRフィルタによる平均化を用いてもよい。これにより、さらにノイズの影響を低減でき、より精度良く伝送路推定を行うことができる。   In the transmission path estimation method of the present embodiment, the time response output from the interference removal unit 8 is averaged by the averaging unit 15 and the transmission path estimation value is obtained from the averaged time response. As an averaging method, for example, a moving average using an FIR filter or an averaging using an IIR filter may be used as in the averaging unit 13. Thereby, the influence of noise can be further reduced, and transmission path estimation can be performed with higher accuracy.

実施の形態7.
図22は、本発明にかかる通信装置の実施の形態7の構成を示す図である。この通信装置は、実施の形態1にて示した通信装置の構成に加えて、キャンセラ部21を含む構成とし、たとえば、実施の形態2〜6の構成に適用可能である。なお、先に説明した実施の形態1〜6と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態1〜6と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 7 FIG.
FIG. 22 is a diagram showing the configuration of the communication apparatus according to the seventh embodiment of the present invention. This communication device includes a canceller unit 21 in addition to the configuration of the communication device shown in the first embodiment, and can be applied to the configurations of the second to sixth embodiments, for example. In addition, about the structure similar to Embodiment 1-6 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from the first to sixth embodiments will be described.

本実施の形態では、時間軸上の受信信号をFFT処理(FFT部1の処理)により周波数軸信号に変換し、キャンセラ部21が、当該周波数軸信号と伝送路推定部3から出力される伝送路推定値とを用いてISIとICIを除去し、その結果を復調部4へ出力する。   In the present embodiment, the received signal on the time axis is converted into a frequency axis signal by FFT processing (processing of the FFT unit 1), and the canceller unit 21 transmits the frequency axis signal and the transmission output from the transmission path estimation unit 3. The ISI and ICI are removed using the path estimation value, and the result is output to the demodulator 4.

ここで、本実施の形態の特徴であるキャンセラ部21の処理について説明する。図23は、実施の形態7のキャンセラ部21の構成を示す図であり、キャンセラ部21は、再変調部61と、減算部62と、周波数信号補間部63と、減算部64とから構成される。   Here, the processing of the canceller unit 21, which is a feature of the present embodiment, will be described. FIG. 23 is a diagram illustrating a configuration of the canceller unit 21 according to the seventh embodiment. The canceller unit 21 includes a remodulation unit 61, a subtraction unit 62, a frequency signal interpolation unit 63, and a subtraction unit 64. The

FFT部1の出力する周波数軸信号は、減算部62,64へ入力されると同時に、伝送路推定部3に入力され、伝送路推定部3が、当該周波数軸信号を用いて実施の形態2〜6の処理により伝送路推定値を求める。   The frequency axis signal output from the FFT unit 1 is input to the subtraction units 62 and 64 and simultaneously to the transmission path estimation unit 3, and the transmission path estimation unit 3 uses the frequency axis signal according to the second embodiment. The transmission path estimation value is obtained by the processes of ˜6.

伝送路推定部3から出力された伝送路推定値を受け取った再変調部61では、当該伝送路推定値の再変調(再スクランブル)を行い、パイロットキャリア位置において干渉成分のない希望信号成分(再変調信号)を生成する。   The remodulation unit 61 that has received the transmission channel estimation value output from the transmission channel estimation unit 3 remodulates (re-scrambles) the transmission channel estimation value, and regenerates the desired signal component (re-synchronization) at the pilot carrier position. Modulation signal).

減算部62では、FFT部1の出力する周波数軸信号から再変調部61の出力する再変調信号を減算する。この差分が、パイロットキャリア位置における干渉成分となる。図24は、パイロットキャリア位置における干渉信号成分を示す図である。図24では、説明の便宜上、1キャリアに関数sin(Nx)/sin(x)が畳み込まれてISIによりICIが発生する図を示しており、周波数軸方向において2キャリアに1つの割合でパイロット信号が挿入された系を想定している。この場合、パイロットキャリア位置には、希望信号成分の除去された干渉信号成分のみが現れる。   The subtractor 62 subtracts the remodulated signal output from the remodulator 61 from the frequency axis signal output from the FFT unit 1. This difference becomes an interference component at the pilot carrier position. FIG. 24 is a diagram illustrating an interference signal component at the pilot carrier position. In FIG. 24, for convenience of explanation, a function sin (Nx) / sin (x) is convolved with one carrier and ICI is generated by ISI, and pilots are generated at a rate of one for every two carriers in the frequency axis direction. A system in which a signal is inserted is assumed. In this case, only the interference signal component from which the desired signal component is removed appears at the pilot carrier position.

パイロットキャリア位置の干渉信号成分を受け取った周波数信号補間部63では、パイロットキャリア位置以外のデータキャリア位置の干渉信号成分を補間処理によって求める。この補間処理により全信号帯域のISIおよびICI成分が求められる。なお、干渉信号成分の補間処理としては、1次補間や2次補間のほか、たとえば、理想sinc関数の周波数軸上における畳み込みによる補間を用いることとしてもよい。   The frequency signal interpolation unit 63 that has received the interference signal component at the pilot carrier position obtains the interference signal component at the data carrier position other than the pilot carrier position by interpolation processing. By this interpolation processing, ISI and ICI components of the entire signal band are obtained. In addition to the primary interpolation and the secondary interpolation, for example, interpolation by convolution on the frequency axis of the ideal sinc function may be used as the interference signal component interpolation processing.

補間処理後の信号(補間後信号)を受け取った減算部64では、FFT部1から出力される周波数軸信号から当該補間後信号を減算し、干渉信号成分除去後の希望信号成分を出力する。復調部4では、この希望信号成分を用いて所定の復調処理を行う。   The subtracting unit 64 that has received the signal after interpolation processing (post-interpolation signal) subtracts the interpolated signal from the frequency axis signal output from the FFT unit 1, and outputs the desired signal component after removing the interference signal component. The demodulator 4 performs a predetermined demodulation process using the desired signal component.

このように、本実施の形態において、FFT部1の出力する周波数軸信号から伝送路推定部3の出力する伝送路推定値の再変調信号を減算し、パイロットキャリア位置における干渉信号成分を生成する。その後、パイロットキャリア位置の干渉信号成分に対して補間処理を行うことによりデータキャリア位置の干渉信号成分を求める。そして、FFT部1から出力される周波数軸信号から当該干渉信号成分を除去後、希望信号成分のみを用いて復調処理を行う。これにより、高精度にISI,ICIを除去できるので、良好な復調結果を得ることができる。   Thus, in the present embodiment, the remodulation signal of the transmission path estimation value output from transmission path estimation section 3 is subtracted from the frequency axis signal output from FFT section 1 to generate an interference signal component at the pilot carrier position. . Thereafter, the interference signal component at the data carrier position is obtained by performing interpolation processing on the interference signal component at the pilot carrier position. Then, after removing the interference signal component from the frequency axis signal output from the FFT unit 1, demodulation processing is performed using only the desired signal component. Thereby, since ISI and ICI can be removed with high accuracy, a good demodulation result can be obtained.

実施の形態8.
図25は、本発明にかかる通信装置の実施の形態8の構成を示す図である。この通信装置では、伝送路推定部3が、先に説明した実施の形態2〜6の処理に加えて、さらに、求めた遅延プロファイルに基づいてFFT部1のFFTウィンドウタイミングを制御する信号を生成し、その信号をFFT部1に対して出力する構成とした。なお、先に説明した実施の形態1〜7と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態7と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 8 FIG.
FIG. 25 is a diagram showing the configuration of the eighth embodiment of the communication apparatus according to the present invention. In this communication apparatus, the transmission path estimation unit 3 generates a signal for controlling the FFT window timing of the FFT unit 1 based on the obtained delay profile in addition to the processing of the second to sixth embodiments described above. The signal is output to the FFT unit 1. In addition, about the structure similar to Embodiment 1-7 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the seventh embodiment will be described.

本実施の形態で行われる補間処理については、パイロット信号の挿入間隔によってその補間可能範囲が決められる。たとえば、全信号帯域が全てパイロット信号であった場合、補間可能範囲は、−FFTサイズ/2〜+FFTサイズ/2の合計FFTサイズの範囲となる。また、全信号帯域に1つおきにパイロット信号が挿入されている場合、補間可能範囲は、−FFTサイズ/4〜+FFTサイズ/4の合計FFTサイズ/2の範囲となり、パイロット挿入間隔をNpとすると、補間可能範囲は、−FFTサイズ/2Np〜+FFTサイズ/2Npの合計FFTサイズ/Npの範囲となる。   For the interpolation processing performed in the present embodiment, the interpolation possible range is determined by the pilot signal insertion interval. For example, when all the signal bands are pilot signals, the interpolation possible range is a range of a total FFT size of −FFT size / 2 to + FFT size / 2. When every other pilot signal is inserted in the entire signal band, the interpolation possible range is a range of the total FFT size / 2 of −FFT size / 4 to + FFT size / 4, and the pilot insertion interval is Np. Then, the interpolation possible range is a range of a total FFT size / Np of −FFT size / 2Np to + FFT size / 2Np.

たとえば、上記補間範囲を越える漏れ込みサンプル数が発生する場合には、ISI,ICIの補間精度が劣化し、特性が劣化する。これを、図26を用いて説明する。図26は、先行波と遅延波のタイミングの一例を示す図である。ここでは、遅延波(1)のタイミングに合わせてFFTウィンドウを設定している。この場合、図示のとおり、後続のOFDMシンボルがFFTウィンドウ内に漏れ込んでくるため、ISI,ICIが発生する。そして、この漏れ込みサンプル数(矩形窓幅)は、パイロット信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲を越えているため、ISI,ICI成分の補間精度が劣化し、干渉信号が残留し、その結果、復調特性が劣化する。   For example, when the number of leaking samples exceeding the interpolation range occurs, ISI and ICI interpolation accuracy deteriorates and characteristics deteriorate. This will be described with reference to FIG. FIG. 26 is a diagram illustrating an example of the timing of the preceding wave and the delayed wave. Here, the FFT window is set in accordance with the timing of the delayed wave (1). In this case, as shown in the figure, subsequent OFDM symbols leak into the FFT window, so that ISI and ICI occur. Since the number of leaked samples (rectangular window width) exceeds the interpolable range determined by the pilot signal insertion interval, the interpolation accuracy of the ISI and ICI components deteriorates, and the interference signal remains. As a result, the demodulation characteristics deteriorate.

そこで、本実施の形態では、伝送路推定部3による制御で、FFT部1におけるFFTウィンドウタイミングを前方にずらし、先行波に対する後続のOFDMシンボルの漏れ込みサンプル数を上記補間可能範囲内に収める。図27は、本実施の形態の伝送路推定部3の制御を示す図である。これにより、上記図26の場合よりも補間精度が向上し、先行波に対する後続のOFDMシンボルの漏れ込みによるISI,ICIを高精度にキャンセルできる。   Therefore, in the present embodiment, the FFT window timing in the FFT unit 1 is shifted forward by the control by the transmission path estimation unit 3 so that the number of leaked samples of the subsequent OFDM symbol with respect to the preceding wave falls within the above interpolation range. FIG. 27 is a diagram illustrating control of the transmission path estimation unit 3 according to the present embodiment. Thereby, the interpolation accuracy is improved as compared with the case of FIG. 26, and ISI and ICI due to leakage of the subsequent OFDM symbol with respect to the preceding wave can be canceled with high accuracy.

また、図27の場合は、FFTウィンドウタイミングを前方にずらしたため、遅延波(2)のOFDMシンボル成分がFFTウィンドウ内に漏れ込んでしまうが、このOFDMシンボルの漏れ込みサンプル数も、パイロット信号の補間可能範囲内に収まっていれば、同様にISI,ICIを高精度にキャンセルできる。   In the case of FIG. 27, since the FFT window timing is shifted forward, the OFDM symbol component of the delayed wave (2) leaks into the FFT window. The number of leaked samples of this OFDM symbol is also equal to the pilot signal. If it is within the interpolation range, ISI and ICI can be canceled with high accuracy.

なお、本実施の形態では、後続のOFDMシンボルの漏れ込みが発生した場合に、FFTウィンドウタイミングを前方にずらしてパイロット信号の補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数を収める処理を行ったが、これに限らず、前のOFDMシンボルの漏れ込みが発生した場合に、FFTウィンドウタイミングを後方にずらしてパイロット信号の補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数を収める処理を行うことも可能である。   In the present embodiment, when a subsequent OFDM symbol leaks, the FFT window timing is shifted forward so that the number of leaked samples falls within the interpolable range of the pilot signal. The present invention is not limited to this, and when leakage of the previous OFDM symbol occurs, it is possible to shift the FFT window timing backward to perform processing for keeping the number of leaked samples within the interpolation range of the pilot signal.

また、どのようにずらしても補間可能範囲を越える漏れ込みサンプル数が発生してしまう場合には、たとえば、電力の大きなパスの干渉信号成分が大きく、小さなパスの干渉成分が小さい、と考えられるため、各パスの電力に基づいて優先的に電力の大きなパスの漏れ込みサンプル数が少なくなるように、FFTウィンドウタイミングを制御する。   In addition, if the number of leaked samples exceeding the interpolation range occurs regardless of how it is shifted, for example, it is considered that the interference signal component of the path with large power is large and the interference component of the small path is small. Therefore, the FFT window timing is controlled so that the number of leaked samples in a path with a large power is preferentially reduced based on the power of each path.

そして、伝送路推定部3の処理によって、新たなFFTウィンドウタイミングが決定した後、FFT部1では、そのタイミングで改めて受信信号に対してFFT処理を行う。このとき、FFT部1では、伝送路推定部3からFFTウィンドウタイミングが通知されるまで、上記受信信号を保持する。   Then, after a new FFT window timing is determined by the processing of the transmission path estimation unit 3, the FFT unit 1 performs an FFT process on the received signal again at that timing. At this time, the FFT unit 1 holds the received signal until the FFT window timing is notified from the transmission path estimation unit 3.

このように、本実施の形態においては、伝送路推定部3が、遅延プロファイルに基づいて、パイロット信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、FFTウィンドウタイミングを制御する。これにより、補間精度が向上し、高精度にISI,ICIをキャンセルできる。   As described above, in the present embodiment, the transmission path estimation unit 3 uses the FFT window timing so that the number of leaked samples is within the interpolation range determined by the pilot signal insertion interval based on the delay profile. To control. Thereby, the interpolation accuracy is improved and ISI and ICI can be canceled with high accuracy.

実施の形態9.
図29は,本発明にかかる通信装置の実施の形態9の構成を示す図である。この通信装置では、伝送路推定部3による伝送路推定結果を干渉量算出部23へ出力し、遅延プロファイルから求められる各パスの遅延量,伝送路変動値に基づいて、FFTウィンドウ内の干渉量を算出し、その情報に基づいてFFT部1のFFTウィンドウタイミングを制御する信号を生成し、その信号をFFT部1に対して出力する構成とした。なお、先に説明した実施の形態1〜8と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態8と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 9 FIG.
FIG. 29 is a diagram showing the configuration of the ninth embodiment of the communication apparatus according to the present invention. In this communication apparatus, the transmission path estimation result obtained by the transmission path estimation unit 3 is output to the interference amount calculation unit 23, and the interference amount in the FFT window is calculated based on the delay amount and transmission path fluctuation value of each path obtained from the delay profile. Is calculated, a signal for controlling the FFT window timing of the FFT unit 1 is generated based on the information, and the signal is output to the FFT unit 1. In addition, about the structure similar to Embodiment 1-8 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the eighth embodiment will be described.

本実施の形態では、予め設定された時間範囲内にわたりFFTウィンドウタイミングを設定した場合のFFTウィンドウ内の干渉量を算出し、その干渉量が最小となるFFTウィンドウタイミングを検出する。   In the present embodiment, the amount of interference in the FFT window when the FFT window timing is set over a preset time range is calculated, and the FFT window timing at which the amount of interference is minimized is detected.

具体的には、干渉量算出部23では、伝送路推定部3により得られる各パスの遅延時間,伝送路変動値を用いて、予め設定された時間範囲内で、各FFTウィンドウタイミングにおけるFFTウィンドウ内に発生するISIおよびICIに基づく全干渉量を求め、その干渉量が最小となるFFTウィンドウタイミングを検出する。そして、その情報をFFT部1へ出力する。FFT部1では、そのタイミングで改めて受信信号に対してFFT処理を行う。このとき、FFT部1では、干渉量算出部23からFFTウィンドウタイミングが通知されるまで、上記受信信号を保持する。   Specifically, the interference amount calculation unit 23 uses the delay time of each path obtained by the transmission path estimation unit 3 and the transmission path fluctuation value, and the FFT window at each FFT window timing within a preset time range. The total amount of interference based on the ISI and ICI generated within is calculated, and the FFT window timing at which the amount of interference is minimized is detected. Then, the information is output to the FFT unit 1. The FFT unit 1 performs FFT processing on the received signal anew at that timing. At this time, the FFT unit 1 holds the received signal until the FFT window timing is notified from the interference amount calculation unit 23.

このように、本実施の形態においては、干渉量算出部23が、伝送路推定部3により得られる各パスの遅延時間,伝送路変動値に基づいて、FFTウィンドウ内の干渉量が最小となるように、FFTウィンドウタイミングを制御する(図29の構成を用いた第1の方法)。これにより、高精度にISI,ICIをキャンセルできる。   As described above, in the present embodiment, the interference amount calculation unit 23 minimizes the interference amount in the FFT window based on the delay time and the transmission path fluctuation value of each path obtained by the transmission path estimation unit 3. Thus, the FFT window timing is controlled (first method using the configuration of FIG. 29). Thereby, ISI and ICI can be canceled with high accuracy.

なお、本実施の形態では、上記に限らず、たとえば、予め設定された時間範囲内で、FFTウィンドウタイミングを設定した場合におけるキャンセラ部21を通過後の信号中のFFTウィンドウ内残留干渉量を算出し、その残留干渉量が最小となるFFTウィンドウタイミングを検出し、FFT部1におけるFFTウィンドウタイミングを制御することとしてもよい(図29の構成を用いた第2の方法)。   In the present embodiment, not limited to the above, for example, the residual interference amount in the FFT window in the signal after passing through the canceller unit 21 when the FFT window timing is set within a preset time range is calculated. Then, the FFT window timing that minimizes the residual interference amount may be detected, and the FFT window timing in the FFT unit 1 may be controlled (second method using the configuration of FIG. 29).

ここで、上記第2の方法を具体的に説明する。まず、キャンセラ部21における処理は、干渉信号の補間処理によって生成したレプリカを受信信号から減算する手法であり、その処理は線形処理で構成される。また、FFTウィンドウ内に発生するISIは前後のシンボルがFFTウィンドウ内に漏れ込むことにより、さらにICIはFFTウィンドウ幅とその中に含まれるOFDMシンボル長の不一致により、発生するものであるから、各パスの遅延時間とパスの伝送路変動値とによりその干渉量を求めることが可能である。   Here, the second method will be specifically described. First, the process in the canceller unit 21 is a technique of subtracting a replica generated by the interference signal interpolation process from the received signal, and the process is constituted by a linear process. In addition, since ISI generated in the FFT window is caused by leakage of preceding and subsequent symbols into the FFT window, and ICI is generated due to mismatch between the FFT window width and the OFDM symbol length included therein, The amount of interference can be obtained from the path delay time and the path transmission line fluctuation value.

したがって、伝送路推定部3により得られる各パスの遅延量と伝送路変動値により、予め設定される時間範囲内にわたって、FFTウィンドウタイミングを設定した場合のキャンセラ部21通過後の残留干渉量を算出し、その干渉量が最小となるFFTウィンドウタイミングを検出する。以降の処理は上記第1の方法と同様である。これにより、上記と同様の効果を得ることができる。なお、本実施の形態においては、キャンセラ部21の通過前、通過後のFFTウィンドウ内の干渉量を用いて説明を行ったが、干渉量のかわりにFFTウィンドウ内SIRを用いて処理を行うこともできる。これは、たとえば、干渉量が最小となるFFTウィンドウタイミングを検出する予め設定された時間範囲内において、伝送路に時間的変動がある場合に、より最適なFFTウィンドウタイミングを検出することができる。反対に、設定された時間範囲内において、伝送路の時間的変動が無視できる場合には、干渉量を用いることによって、演算量の削減が図れる。   Therefore, the residual interference amount after passing through the canceller unit 21 when the FFT window timing is set within a preset time range is calculated from the delay amount of each path obtained by the transmission line estimation unit 3 and the transmission line fluctuation value. Then, the FFT window timing that minimizes the amount of interference is detected. The subsequent processing is the same as in the first method. Thereby, the effect similar to the above can be acquired. In the present embodiment, the interference amount in the FFT window before and after passing through the canceller unit 21 has been described. However, instead of the interference amount, processing is performed using SIR in the FFT window. You can also. For example, a more optimal FFT window timing can be detected when there is a temporal variation in the transmission path within a preset time range in which the FFT window timing at which the amount of interference is minimized is detected. On the other hand, when the temporal variation of the transmission line can be ignored within the set time range, the amount of calculation can be reduced by using the interference amount.

実施の形態10.
図28は、本発明にかかる通信装置の実施の形態10の構成を示す図である。この通信装置では、伝送路推定部3の干渉除去部8の機能や、キャンセラ部21の機能や、伝送路推定部3におけるFFTウィンドウタイミングの制御信号生成機能、を停止可能な構成とした。なお、本実施の形態の停止機能は、先に説明した実施の形態9の構成においても適用可能である。この場合は、上記伝送路推定部3におけるFFTウィンドウタイミングの制御信号生成機能の代わりに、干渉量算出部23における機能が停止されることになる。また、先に説明した実施の形態1〜9と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
Embodiment 10 FIG.
FIG. 28 is a diagram showing the configuration of the communication apparatus according to the tenth embodiment of the present invention. In this communication apparatus, the function of the interference removal unit 8 of the transmission path estimation unit 3, the function of the canceller unit 21, and the control signal generation function of the FFT window timing in the transmission path estimation unit 3 can be stopped. Note that the stop function of the present embodiment is also applicable to the configuration of the ninth embodiment described above. In this case, the function of the interference amount calculation unit 23 is stopped instead of the control signal generation function of the FFT window timing in the transmission path estimation unit 3. Moreover, about the structure similar to Embodiment 1-9 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.

たとえば、受信判定部22では、受信信号や伝送路推定部3にて生成する情報に基づいて現在の受信状況を判定し、たとえば、干渉レベルおよび雑音レベルが低い場合に、伝送路推定部3の干渉除去部8の機能や、キャンセラ部21の機能や、伝送路推定部3におけるFFTウィンドウタイミングの制御信号生成機能を、停止させる制御(図28では一例としてスイッチ制御を記載)を行うこととした。これにより、受信状況に応じた復調処理の高速化を実現できる。なお、本実施の形態については、説明の便宜上、受信判定部22の制御を先に説明した図25の通信装置に対して適用したが、これに限らず、先に説明した図1,図22の構成に対しても適用可能である。   For example, the reception determination unit 22 determines the current reception status based on the received signal and information generated by the transmission path estimation unit 3. For example, when the interference level and the noise level are low, the reception determination unit 22 Control to stop the function of the interference removal unit 8, the function of the canceller unit 21, and the FFT window timing control signal generation function in the transmission path estimation unit 3 is performed (switch control is described as an example in FIG. 28). . As a result, it is possible to realize high-speed demodulation processing according to the reception status. In the present embodiment, for convenience of explanation, the control of the reception determination unit 22 is applied to the communication apparatus of FIG. 25 described above. However, the present embodiment is not limited to this, and FIGS. The present invention can also be applied to the above configuration.

また、上記実施の形態1〜10においては、通信方式としてOFDM方式を用いた場合について説明したが、これに限らず、たとえば、マルチキャリアCDMA方式を採用する通信装置に対しても適用可能である。   In the first to tenth embodiments, the case where the OFDM scheme is used as the communication scheme has been described. However, the present invention is not limited to this, and can be applied to, for example, a communication apparatus employing a multicarrier CDMA scheme. .

実施の形態11.
図30は、本発明にかかる通信装置の実施の形態11の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ101,111と、FFT部102,112と、乗算部103,113と、シンボルタイミング検出部121と、伝送路推定/重み係数算出部122と、合成部123と、復調部4から構成されている。ここでは、ダイバーシチ合成受信方式に関する重み付け係数算出方法について説明する。
Embodiment 11 FIG.
FIG. 30 is a diagram showing the configuration of the eleventh embodiment of the communication apparatus according to the present invention. This communication apparatus includes receiving antennas 101 and 111, FFT units 102 and 112, multiplication units 103 and 113, a symbol timing detection unit 121, a transmission path estimation / weight coefficient calculation unit 122, a synthesis unit 123, and a demodulation unit. It consists of part 4. Here, the weighting coefficient calculation method regarding the diversity combining reception method will be described.

まず、ブランチ(1)では、FFT部102が、シンボルタイミング検出部121から送られてくるFFTウィンドウタイミング情報に基づいて、受信アンテナ101にて受信した信号に対してFFT処理を行い、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換する。そして、乗算部103が、伝送路推定/重み係数算出部122において求めた重み係数を、上記周波数軸信号に乗算する。一方、ブランチ(2)では、FFT部112が、シンボルタイミング検出部121から送られてくるFFTウィンドウタイミング情報に基づいて、受信アンテナ111にて受信した信号に対してFFT処理を行い、時間軸信号である受信信号を周波数軸信号に変換する。そして、乗算部113が、伝送路推定/重み係数算出部122において求めた重み係数を、上記周波数軸信号に乗算する。つぎに、合成部123が、ブランチ(1)およびブランチ(2)の各乗算部出力を合成し、その後、復調部4が、所定の復調処理を行う。   First, in the branch (1), the FFT unit 102 performs FFT processing on the signal received by the receiving antenna 101 based on the FFT window timing information transmitted from the symbol timing detection unit 121, and generates a time axis signal. The received signal is converted into a frequency axis signal. Then, the multiplication unit 103 multiplies the frequency axis signal by the weighting factor obtained by the transmission path estimation / weighting factor calculation unit 122. On the other hand, in the branch (2), the FFT unit 112 performs FFT processing on the signal received by the receiving antenna 111 based on the FFT window timing information transmitted from the symbol timing detection unit 121, and generates a time axis signal. The received signal is converted into a frequency axis signal. Then, the multiplication unit 113 multiplies the frequency axis signal by the weighting factor obtained by the transmission path estimation / weighting factor calculation unit 122. Next, the synthesizer 123 synthesizes the outputs of the multipliers of the branch (1) and the branch (2), and then the demodulator 4 performs a predetermined demodulation process.

なお、上記シンボルタイミング検出部121は、先に説明したシンボルタイミング検出部2の機能をブランチ数分だけ備えたものであり、各ブランチ間のシンボル同期を取るように各ブランチのFFT部に対してFFTウィンドウタイミング情報を出力している。   The symbol timing detection unit 121 is provided with the functions of the symbol timing detection unit 2 described above for the number of branches. The symbol timing detection unit 121 is provided for the FFT unit of each branch so as to achieve symbol synchronization between the branches. FFT window timing information is output.

また、図31は、実施の形態11における伝送路推定/重み係数算出部122の詳細構成を示す図であり、伝送路推定部131,141と、再変調部132,142と、減算部133,143と、SIR算出部134,144と、重み係数演算部151から構成されている。以下、上記伝送路推定/重み係数算出部122の動作について説明する。   FIG. 31 is a diagram showing a detailed configuration of transmission path estimation / weighting coefficient calculation section 122 in the eleventh embodiment. Transmission path estimation sections 131 and 141, remodulation sections 132 and 142, subtraction sections 133, and 143, SIR calculation units 134 and 144, and a weight coefficient calculation unit 151. The operation of the transmission path estimation / weighting coefficient calculation unit 122 will be described below.

まず、FFT部102の出力信号は乗算部103へ送られると同時に伝送路推定部131に対しても送られ、伝送路推定部131では、先に説明した伝送路推定部3(実施の形態1〜6に相当)による伝送路推定処理を行い、その出力を重み係数演算部151および再変調部132に対して通知する。なお、伝送路推定部131の出力は、復調部4およびシンボルタイミング検出部121に対しても通知されている。   First, the output signal of FFT section 102 is sent to multiplication section 103 and also to transmission path estimation section 131. Transmission path estimation section 131 uses transmission path estimation section 3 described above (Embodiment 1). (Corresponding to .about.6), and the output is notified to the weighting factor calculation unit 151 and the remodulation unit 132. Note that the output of the transmission path estimation unit 131 is also notified to the demodulation unit 4 and the symbol timing detection unit 121.

また、減算部133では、前述した実施の形態7と同様の処理(図23参照)で、パイロットキャリア位置における干渉信号成分を求める。そして、SIR算出部134では、このパイロットキャリア位置(たとえば、スキャッタードパイロット信号位置に相当)における干渉信号成分を用いて、各パイロットキャリア位置におけるSIR(信号電力対干渉信号電力比)を算出する。さらに、SIR算出部134では、パイロットキャリア位置におけるSIR値を用いて、データキャリア位置のSIR値を補間処理により求めることで、全信号帯域(全サブキャリア)にわたるSIR値を求める。ここで用いる補間処理としては、たとえば、キャリア番号の小さい(周波数の低い)パイロットキャリア位置のSIR値をそのまま与えるステップ補間や、1次補間,2次補間など、様々な方法がある。   In addition, subtraction unit 133 obtains an interference signal component at the pilot carrier position by the same processing as that of the seventh embodiment described above (see FIG. 23). Then, SIR calculation section 134 calculates an SIR (signal power to interference signal power ratio) at each pilot carrier position using the interference signal component at this pilot carrier position (e.g., equivalent to a scattered pilot signal position). . Furthermore, the SIR calculation unit 134 obtains the SIR value over the entire signal band (all subcarriers) by obtaining the SIR value at the data carrier position by interpolation processing using the SIR value at the pilot carrier position. As the interpolation processing used here, there are various methods such as step interpolation, primary interpolation, and secondary interpolation that directly give the SIR value of the pilot carrier position with a small carrier number (low frequency).

一方で、ブランチ(2)についても同様の処理が行われ、SIR算出部144にて全信号帯域にわたるSIR値が求められる。   On the other hand, the same processing is performed for the branch (2), and the SIR calculation unit 144 obtains the SIR value over the entire signal band.

つぎに、重み係数演算部151では、SIR算出部134,144から出力される全信号帯域にわたるSIR値、および伝送路推定部131,141の出力に基づいて、全信号帯域における重み係数を決定する。   Next, the weighting factor calculation unit 151 determines weighting factors in all signal bands based on the SIR values over the entire signal bands output from the SIR calculation units 134 and 144 and the outputs of the transmission path estimation units 131 and 141. .

詳細には、伝送路推定部131の出力をH1(f),伝送路推定部141の出力をH2(f),SIR算出部134の出力をSIR1(f),SIR算出部144の出力をSIR2(f)とすると、ブランチ(1)の重み係数W1(f)およびブランチ(2)の重み係数W2(f)は、下記のように求められる。
W1(f)=SIR1(f)/{H1(f)×(SIR1(f)+SIR2(f))}
…(4)
W2(f)=SIR2(f)/{H2(f)×(SIR1(f)+SIR2(f))}
…(5)
Specifically, the output of the transmission path estimation unit 131 is H1 (f), the output of the transmission path estimation unit 141 is H2 (f), the output of the SIR calculation unit 134 is SIR1 (f), and the output of the SIR calculation unit 144 is SIR2. Assuming that (f), the weight coefficient W1 (f) of the branch (1) and the weight coefficient W2 (f) of the branch (2) are obtained as follows.
W1 (f) = SIR1 (f) / {H1 (f) × (SIR1 (f) + SIR2 (f))}
... (4)
W2 (f) = SIR2 (f) / {H2 (f) × (SIR1 (f) + SIR2 (f))}
... (5)

そして、上記のように求められた重み係数W1(f),W2(f)はそれぞれ乗算部103,113へ送られるとともに、復調部4へ送られる。   Then, the weighting factors W1 (f) and W2 (f) obtained as described above are sent to the multipliers 103 and 113 and to the demodulator 4 respectively.

つぎに、乗算部103,113が上記重み係数を各ブランチの周波数軸信号に対して乗算し、合成部123が各乗算結果を合成し、最終的に、復調部4が、上記伝送路推定値および重み係数を用いて復調処理を行う。   Next, the multipliers 103 and 113 multiply the frequency coefficient signal of each branch by the weight coefficient, the synthesizer 123 synthesizes the multiplication results, and finally the demodulator 4 determines the transmission path estimation value. Then, demodulation processing is performed using the weighting coefficient.

このように、本実施の形態においては、各ブランチにおけるSIR値を重み係数としてダイバーシチ合成を行う構成とした。これにより、干渉成分や雑音成分が支配的であるような受信環境下における受信特性を大幅に改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数2の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。   Thus, in the present embodiment, the diversity combining is performed using the SIR value in each branch as the weighting factor. As a result, it is possible to greatly improve reception characteristics in a reception environment in which interference components and noise components are dominant. In the present embodiment, the case where the number of branches is 2 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied even when the number of branches is larger.

実施の形態12.
図32は、実施の形態12における伝送路推定/重み係数算出部122の詳細構成を示す図であり、伝送路推定部131,141と、SIR算出部135,145と、重み係数演算部151を備えている。ここでは、実施の形態11とは異なる重み付け係数算出方法について説明する。なお、先に説明した実施の形態11と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態11と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 12 FIG.
FIG. 32 is a diagram illustrating a detailed configuration of the transmission path estimation / weighting coefficient calculation unit 122 according to the twelfth embodiment. The transmission path estimation units 131 and 141, the SIR calculation units 135 and 145, and the weighting coefficient calculation unit 151 are illustrated in FIG. I have. Here, a weighting coefficient calculation method different from that in Embodiment 11 will be described. In addition, about the structure similar to Embodiment 11 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the eleventh embodiment will be described.

まず、FFT部102の出力信号は乗算部103へ送られると同時に伝送路推定部131に対しても送られ、伝送路推定部131では、先に説明した伝送路推定部3(実施の形態1〜6に相当)による伝送路推定処理を行い、その出力を重み係数演算部151およびSIR算出部135に対して通知する。   First, the output signal of FFT section 102 is sent to multiplication section 103 and also to transmission path estimation section 131. Transmission path estimation section 131 uses transmission path estimation section 3 described above (Embodiment 1). (Corresponding to .about.6) and the output is notified to the weighting factor calculation unit 151 and the SIR calculation unit 135.

つぎに、SIR算出部135では、伝送路推定部131にて求められた遅延時間,伝送路変動値に基づいて、現在設定されているFFTウィンドウ内のSIRを算出する。   Next, the SIR calculation unit 135 calculates the SIR in the currently set FFT window based on the delay time and the transmission channel fluctuation value obtained by the transmission channel estimation unit 131.

一方で、ブランチ(2)についても同様の処理が行われ、SIR算出部145にてブランチ(2)のFFTウィンドウ内のSIR値が求められる。ブランチ(1)およびブランチ(2)のSIR値は、全信号帯域(全サブキャリア)において同一の値となる。   On the other hand, the same processing is performed for the branch (2), and the SIR calculation unit 145 obtains the SIR value in the FFT window of the branch (2). The SIR values of branch (1) and branch (2) are the same in all signal bands (all subcarriers).

つぎに、重み係数演算部151では、SIR算出部135,145から出力される全信号帯域にわたるSIR値、および伝送路推定部131,141の出力に基づいて、全信号帯域における重み係数を決定する。   Next, the weighting factor calculation unit 151 determines weighting factors in the entire signal band based on the SIR values over the entire signal band output from the SIR calculation units 135 and 145 and the outputs of the transmission path estimation units 131 and 141. .

詳細には、伝送路推定部131の出力をH1(f),伝送路推定部141の出力をH2(f),SIR算出部135の出力をSIR1,SIR算出部145の出力をSIR2とすると、ブランチ(1)の重み係数W1(f)およびブランチ(2)の重み係数W2(f)は、下記のように求められる。
W1(f)=SIR1/{H1(f)×(SIR1+SIR2)}
…(6)
W2(f)=SIR2/{H2(f)×(SIR1+SIR2)}
…(7)
Specifically, when the output of the transmission path estimation unit 131 is H1 (f), the output of the transmission path estimation unit 141 is H2 (f), the output of the SIR calculation unit 135 is SIR1, and the output of the SIR calculation unit 145 is SIR2. The weighting factor W1 (f) of the branch (1) and the weighting factor W2 (f) of the branch (2) are obtained as follows.
W1 (f) = SIR1 / {H1 (f) × (SIR1 + SIR2)}
... (6)
W2 (f) = SIR2 / {H2 (f) × (SIR1 + SIR2)}
... (7)

このように、本実施の形態では、各ブランチのFFTウィンドウ内のSIR値を重み係数としてダイバーシチ合成を行う構成とした。これにより、干渉成分や雑音成分が支配的であるような受信環境下における受信特性を大幅に改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数2の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。   Thus, in the present embodiment, the diversity combining is performed using the SIR value in the FFT window of each branch as the weighting factor. As a result, it is possible to greatly improve reception characteristics in a reception environment in which interference components and noise components are dominant. In the present embodiment, the case where the number of branches is 2 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied even when the number of branches is larger.

実施の形態13.
図33は、本発明にかかる通信装置の実施の形態13の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ101,111と、キャンセラ機能部104,114と、乗算部103,113と、重み係数算出部124と、合成部123と、復調部4から構成されている。本実施の形態は、各ブランチにおいて干渉キャンセル機能を動作した後に各ブランチの重み係数を算出し、その後、重み係数乗算後の各ブランチの信号に対してダイバーシチ合成を行う構成とした。なお、先に説明した実施の形態11と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態11と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 13 FIG.
FIG. 33 is a diagram showing the configuration of the communication device according to the thirteenth embodiment of the present invention. This communication apparatus includes receiving antennas 101 and 111, canceller function units 104 and 114, multiplication units 103 and 113, a weight coefficient calculation unit 124, a synthesis unit 123, and a demodulation unit 4. In the present embodiment, the weighting coefficient of each branch is calculated after the interference cancellation function is operated in each branch, and then diversity combining is performed on the signal of each branch after being multiplied by the weighting coefficient. In addition, about the structure similar to Embodiment 11 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the eleventh embodiment will be described.

実施の形態13では、各ブランチにおいて、実施の形態1〜10で説明した干渉キャンセル機能(伝送路推定部3,キャンセラ部21および干渉量算出部23の処理に相当)を用いて受信信号から干渉成分を除去する。図34は、一例として、キャンセラ機能部104,114が図25に示すキャンセラ機能を実現するための構成を示す図である。   In the thirteenth embodiment, in each branch, the interference cancellation function described in the first to tenth embodiments (corresponding to the processing of the transmission path estimation unit 3, the canceller unit 21, and the interference amount calculation unit 23) is used to cause interference from the received signal. Remove ingredients. FIG. 34 is a diagram illustrating a configuration for the canceller function units 104 and 114 to realize the canceller function illustrated in FIG. 25 as an example.

ここでは、干渉キャンセル後の信号が、乗算部103,113へ送られるとともに、重み係数算出部124へ送られる(図33参照)。また、図35は、重み係数算出部124の構成を示す図であり、この重み係数算出部124は、伝送路推定値が外部から与えられること以外は図31の伝送路推定/重み係数算出部122と同様の処理を行う。   Here, the signal after interference cancellation is sent to multiplication sections 103 and 113 and also sent to weighting coefficient calculation section 124 (see FIG. 33). FIG. 35 is a diagram showing the configuration of the weighting factor calculation unit 124. The weighting factor calculation unit 124 is the transmission channel estimation / weighting factor calculation unit of FIG. 31 except that the transmission channel estimation value is given from the outside. The same processing as 122 is performed.

このように、本実施の形態においては、ブランチ毎に実施の形態1〜10による干渉キャンセル機能を動作させた後、実施の形態11の方法で求めたSIR値に基づいて、各ブランチの重み係数を決定する構成とした。これにより、干渉キャンセル機能とダイバーシチ機能が有効に動作し、受信特性をさらに改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数2の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。   Thus, in this embodiment, after the interference cancellation function according to Embodiments 1 to 10 is operated for each branch, the weighting factor of each branch is based on the SIR value obtained by the method of Embodiment 11. It was set as the structure which determines. Accordingly, the interference cancellation function and the diversity function operate effectively, and the reception characteristics can be further improved. In the present embodiment, the case where the number of branches is 2 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied even when the number of branches is larger.

実施の形態14.
図36は、実施の形態14における重み係数算出部124の詳細構成を示す図であり、SIR算出部135,145を備えている。なお、先に説明した実施の形態13と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態13と異なる動作についてのみ説明する。
Embodiment 14 FIG.
FIG. 36 is a diagram showing a detailed configuration of the weight coefficient calculation unit 124 according to the fourteenth embodiment, and includes SIR calculation units 135 and 145. In addition, about the structure similar to Embodiment 13 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, only operations different from those of the thirteenth embodiment will be described.

本実施の形態の重み係数算出部124は、伝送路推定値が外部から与えられること以外は図32の伝送路推定/重み係数算出部122と同様の処理を行う。   The weighting factor calculation unit 124 of the present embodiment performs the same processing as the transmission channel estimation / weighting factor calculation unit 122 in FIG. 32 except that the transmission channel estimation value is given from the outside.

このように、本実施の形態においては、ブランチ毎に実施の形態1〜10による干渉キャンセル機能を動作させた後、実施の形態12の方法で求めたSIR値に基づいて、各ブランチの重み係数を決定する構成とした。これにより、干渉キャンセル機能とダイバーシチ機能が有効に動作し、受信特性をさらに改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数2の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。   As described above, in this embodiment, after the interference cancellation function according to Embodiments 1 to 10 is operated for each branch, the weight coefficient of each branch is based on the SIR value obtained by the method of Embodiment 12. It was set as the structure which determines. Accordingly, the interference cancellation function and the diversity function operate effectively, and the reception characteristics can be further improved. In the present embodiment, the case where the number of branches is 2 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied even when the number of branches is larger.

実施の形態15.
図37は、本発明にかかる通信装置の実施の形態15の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ101,111と、FFT部102,112と、乗算部103,113と、シンボルタイミング検出部121と、伝送路推定/重み係数算出部122と、合成部123と、キャンセラ機能部126と、復調部4から構成されている。本実施の形態は、先に説明した実施の形態11,12に示したダイバーシチ受信方式に、キャンセラ機能部を備える構成とした。なお、先に説明した実施の形態11,12と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態11または12と異なるキャンセラ機能部126について説明する。
Embodiment 15 FIG.
FIG. 37 is a diagram showing the configuration of the fifteenth embodiment of the communication apparatus according to the present invention. This communication apparatus includes receiving antennas 101 and 111, FFT units 102 and 112, multiplication units 103 and 113, a symbol timing detection unit 121, a transmission path estimation / weight coefficient calculation unit 122, a synthesis unit 123, and a canceller. The function unit 126 and the demodulation unit 4 are included. In this embodiment, the diversity reception system shown in the above-described eleventh and twelfth embodiments is provided with a canceller function unit. In addition, about the structure similar to Embodiment 11 and 12 demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted. Here, a canceller function unit 126 different from the eleventh or twelfth embodiment will be described.

図38は、キャンセラ機能部126の構成を示す図である。ここでは、伝送路推定/重み係数算出部122で得られたブランチ(1)およびブランチ(2)の伝送路推定値と重み係数とを用いて、伝送路推定値補正部127が、合成後の伝送路推定値を算出し、キャンセラ部21が、合成後の信号から干渉成分を除去する。具体的には、乗算部103,113と合成部123で行う処理のように、各ブランチの伝送路推定値に重み係数を乗算して合成することにより、補正された伝送路推定値が得られる。なお、伝送路推定/重み係数算出部122が、干渉量算出部23の機能を備えることにより、さらに実施の形態9に示す効果を得ることもできる。   FIG. 38 is a diagram illustrating a configuration of the canceller function unit 126. Here, using the transmission path estimation values and weighting coefficients of branch (1) and branch (2) obtained by transmission path estimation / weighting coefficient calculation section 122, transmission path estimation value correction section 127 The channel estimation value is calculated, and the canceller unit 21 removes interference components from the combined signal. Specifically, the corrected transmission path estimation value is obtained by multiplying the transmission path estimation value of each branch by the weighting coefficient and combining the same as the processing performed by the multiplication sections 103 and 113 and the combining section 123. . Note that the transmission path estimation / weighting factor calculation unit 122 may have the function of the interference amount calculation unit 23, thereby further obtaining the effects shown in the ninth embodiment.

このように、本実施の形態においては、各ブランチの受信信号を重み付け合成した後に、干渉キャンセル機能を動作させる構成とした。これにより、干渉キャンセル機能とダイバーシチ機能が有効に動作し、受信特性をさらに改善できる。なお、本実施の形態では、一例としてブランチ数2の場合について説明したが、これに限らず、ブランチ数がより多い場合であっても同様に適用可能である。   As described above, in this embodiment, the interference cancellation function is operated after weighted synthesis of the received signals of the respective branches. Accordingly, the interference cancellation function and the diversity function operate effectively, and the reception characteristics can be further improved. In the present embodiment, the case where the number of branches is 2 has been described as an example. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be similarly applied even when the number of branches is larger.

実施の形態16.
図39は、本発明にかかる通信装置の実施の形態16の構成を示す図である。この通信装置は、受信アンテナ101,111と、FFT部102,112と、シンボルタイミング検出部2と、伝送路推定部3と、干渉量算出部31と、合成部123と、キャンセラ部21と、復調部4から構成されている。本実施の形態は、重み付け合成を行うことなく合成することで回路の簡易化と演算の高速化を図っている。なお、先に説明した実施の形態と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。
Embodiment 16 FIG.
FIG. 39 is a diagram showing the configuration of the communication device according to the sixteenth embodiment of the present invention. This communication apparatus includes receiving antennas 101 and 111, FFT units 102 and 112, symbol timing detection unit 2, transmission path estimation unit 3, interference amount calculation unit 31, combining unit 123, canceller unit 21, It comprises a demodulator 4. In the present embodiment, the circuit is simplified and the operation speed is increased by combining without performing weighted combining. In addition, about the structure similar to embodiment demonstrated previously, the same code | symbol is attached | subjected and the description is abbreviate | omitted.

本実施の形態によれば、たとえば、各ブランチの受信伝搬環境が独立である場合に、各ブランチの受信信号を重み付けすることなく合成する。これにより、回路の簡易化と演算の高速化を実現でき、さらに、受信信号中におけるISIやICIの発生するパスの影響を相対的に小さく抑圧することができ、特性改善が図れる。なお、図39の構成は、図40や図41の構成と等価である。   According to the present embodiment, for example, when the reception propagation environment of each branch is independent, the reception signals of each branch are combined without weighting. As a result, simplification of the circuit and high-speed operation can be realized, and furthermore, the influence of the path generated by the ISI or ICI in the received signal can be suppressed relatively small, thereby improving the characteristics. The configuration in FIG. 39 is equivalent to the configuration in FIG. 40 or FIG.

以上のように、本発明にかかる通信装置は、ディジタル無線通信システムやディジタル放送システムに有用であり、特に、前記システムで用いられるOFDM信号やマルチキャリアCDMA信号に基づいて伝送路推定を行う通信装置として適している。   As described above, the communication apparatus according to the present invention is useful for a digital wireless communication system and a digital broadcasting system, and in particular, a communication apparatus that performs transmission path estimation based on an OFDM signal or a multicarrier CDMA signal used in the system. Suitable as

本発明にかかる通信装置の実施の形態1の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 1 of the communication apparatus concerning this invention. 伝送路推定部の実施の形態1の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 1 of a transmission-line estimation part. IFFT部の具体的な処理を示す図である。It is a figure which shows the specific process of an IFFT part. 伝送路推定部の実施の形態2の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 2 of a transmission-line estimation part. スキャッタードパイロットの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a scattered pilot. 伝送路推定部の実施の形態3の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 3 of a transmission-line estimation part. 伝送路推定部の実施の形態4の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 4 of a transmission-line estimation part. 伝送路推定部の実施の形態5の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 5 of a transmission-line estimation part. 2波モデルを想定した場合の一例を示す図である。It is a figure which shows an example at the time of assuming a 2 wave model. FFTサイズとキャリア数が異なる場合の周波数特性を示す図である。It is a figure which shows the frequency characteristic when FFT size and the number of carriers differ. IFFT処理によって周波数軸信号から時間軸信号へ変換した場合に得られる時間軸応答を示す図である。It is a figure which shows the time-axis response obtained when converting from a frequency-axis signal to a time-axis signal by IFFT processing. 実施の形態5の波形整形部の構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a waveform shaping unit according to a fifth embodiment. 実施の形態5の歪み除去部の構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a distortion removing unit according to a fifth embodiment. 実施の形態5の周波数特性更新部の構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a frequency characteristic update unit according to a fifth embodiment. 比較部およびゲート回路の処理結果を示す図である。It is a figure which shows the processing result of a comparison part and a gate circuit. FFT部の処理結果を示す図である。It is a figure which shows the processing result of an FFT part. 周波数特性更新部の処理結果を示す図である。It is a figure which shows the processing result of a frequency characteristic update part. IFFT部の処理結果を示す図である。It is a figure which shows the processing result of an IFFT part. ゲート回路の処理結果を示す図である。It is a figure which shows the processing result of a gate circuit. 波形加算部の処理結果を示す図である。It is a figure which shows the processing result of a waveform addition part. 伝送路推定部の実施の形態6の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 6 of a transmission-line estimation part. 本発明にかかる通信装置の実施の形態7の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 7 of the communication apparatus concerning this invention. 実施の形態7のキャンセラ部の構成を示す図である。FIG. 10 is a diagram illustrating a configuration of a canceller unit according to a seventh embodiment. パイロットキャリア位置における干渉信号成分を示す図である。It is a figure which shows the interference signal component in a pilot carrier position. 本発明にかかる通信装置の実施の形態8の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 8 of the communication apparatus concerning this invention. 先行波と遅延波のタイミングの一例を示す図である。It is a figure which shows an example of the timing of a preceding wave and a delay wave. 実施の形態8の伝送路推定部の制御を示す図である。FIG. 20 is a diagram illustrating control of a transmission path estimation unit according to an eighth embodiment. 本発明にかかる通信装置の実施の形態10の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 10 of the communication apparatus concerning this invention. 本発明にかかる通信装置の実施の形態9の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 9 of the communication apparatus concerning this invention. 本発明にかかる通信装置の実施の形態11の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 11 of the communication apparatus concerning this invention. 実施の形態11における伝送路推定/重み係数算出部の詳細構成を示す図である。218 is a diagram illustrating a detailed configuration of a transmission path estimation / weighting coefficient calculation unit in Embodiment 11. [FIG. 実施の形態12における伝送路推定/重み係数算出部の詳細構成を示す図である。218 is a diagram illustrating a detailed configuration of a transmission path estimation / weighting coefficient calculation unit in Embodiment 12. [FIG. 本発明にかかる通信装置の実施の形態13の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 13 of the communication apparatus concerning this invention. キャンセラ機能部が図25に示すキャンセラ機能を実現するための一構成例を示す図である。FIG. 26 is a diagram illustrating a configuration example for a canceller function unit to realize a canceller function illustrated in FIG. 25. 実施の形態13における重み係数算出部の詳細構成を示す図である。218 is a diagram illustrating a detailed configuration of a weight coefficient calculation unit in Embodiment 13. [FIG. 実施の形態14における重み係数算出部の詳細構成を示す図である。FIG. 38 is a diagram illustrating a detailed configuration of a weighting factor calculation unit according to the fourteenth embodiment. 本発明にかかる通信装置の実施の形態15の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of Embodiment 15 of the communication apparatus concerning this invention. キャンセラ機能部126の構成を示す図である。3 is a diagram illustrating a configuration of a canceller function unit 126. FIG. 本発明にかかる通信装置の実施の形態16の一構成例を示す図である。It is a figure which shows one structural example of Embodiment 16 of the communication apparatus concerning this invention. 本発明にかかる通信装置の実施の形態16の一構成例を示す図である。It is a figure which shows one structural example of Embodiment 16 of the communication apparatus concerning this invention. 本発明にかかる通信装置の実施の形態16の一構成例を示す図である。It is a figure which shows one structural example of Embodiment 16 of the communication apparatus concerning this invention.

符号の説明Explanation of symbols

1 FFT部
2 シンボルタイミング検出部
3 伝送路推定部
4 復調部
5 パイロット信号発生部
6 周波数特性算出部
7 IFFT部
8 干渉除去部
9 しきい値設定部
10 FFT部
11 パイロット抽出部
12 周波数特性補間部
13,15 平均化部
14 波形整形部
21 キャンセラ部
22 受信判定部
23 干渉量算出部
31 周波数特性メモリ部
32 IFFT部
33 歪み除去部
34 判定部
35 FFT部
36 周波数特性更新部
41 レベル算出部
42 最大値検出部
43 しきい値規定部
44 比較部
45 ゲート回路
46 波形加算部
47 メモリ部
51 周波数特性差分算出部
61 再変調部
62 減算部
63 周波数信号補間部
64 減算部
101,111 受信アンテナ
102,112 FFT部
103,113 乗算部
104,114,125,126 キャンセラ機能部
121 シンボルタイミング検出部
122 伝送路推定/重み係数算出部
123 合成部
124 重み係数算出部
127 伝送路推定値補正部
131,141 伝送路推定部
132,142 再変調部
133,143 減算部
134,144 SIR算出部
135,145 SIR算出部
151 重み係数演算部
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 FFT part 2 Symbol timing detection part 3 Transmission path estimation part 4 Demodulation part 5 Pilot signal generation part 6 Frequency characteristic calculation part 7 IFFT part 8 Interference removal part 9 Threshold setting part 10 FFT part 11 Pilot extraction part 12 Frequency characteristic interpolation Unit 13, 15 averaging unit 14 waveform shaping unit 21 canceller unit 22 reception determination unit 23 interference amount calculation unit 31 frequency characteristic memory unit 32 IFFT unit 33 distortion removal unit 34 determination unit 35 FFT unit 36 frequency characteristic update unit 41 level calculation unit 42 Maximum Value Detection Unit 43 Threshold Value Definition Unit 44 Comparison Unit 45 Gate Circuit 46 Waveform Addition Unit 47 Memory Unit 51 Frequency Characteristic Difference Calculation Unit 61 Remodulation Unit 62 Subtraction Unit 63 Frequency Signal Interpolation Unit 64 Subtraction Unit 101, 111 Receiving Antenna 102, 112 FFT unit 103, 113 Multiply unit 104, 11 4, 125, 126 Canceller function section 121 Symbol timing detection section 122 Transmission path estimation / weighting coefficient calculation section 123 Combining section 124 Weighting coefficient calculation section 127 Transmission path estimation value correction section 131, 141 Transmission path estimation section 132, 142 Remodulation section 133, 143 Subtraction unit 134, 144 SIR calculation unit 135, 145 SIR calculation unit 151 Weight coefficient calculation unit

Claims (30)

  1. マルチキャリア変復調方式を採用し、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する受信側の通信装置において、
    フーリエ変換後の受信信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、
    前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
    前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分(ノイズを含む)を除去する干渉成分除去手段と、
    前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性(伝送路推定値)を生成する伝送路推定値生成手段と、
    を備え
    前記既知信号を、時間軸上および周波数軸上に一定周期で繰り返し挿入されたスキャッタードパイロット信号とし、
    さらに、前記伝送路推定値の再変調を行い、パイロット信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
    前記受信信号から前記希望信号を減算してパイロット信号位置における干渉成分を生成する第1の干渉成分生成手段と、
    前記パイロット信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第2の干渉成分生成手段と、
    前記受信信号から全ての干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
    を含むキャンセラ手段、
    を備えることを特徴とする通信装置。
    In a communication device on the receiving side that employs a multi-carrier modulation / demodulation method and demodulates a received signal in which a known signal is repeatedly inserted at a fixed period,
    A frequency characteristic calculating means for calculating a frequency characteristic based on the known signal extracted from the received signal after Fourier transform;
    Delay profile generation means for generating a delay profile by performing inverse Fourier transform on the frequency characteristics;
    Interference component removing means for removing an interference signal component (including noise) whose signal level is a certain value or less based on the delay profile;
    A transmission path estimation value generating means for generating a frequency characteristic (transmission path estimation value) after removing the interference component by performing Fourier transform on the time axis signal based on the delay profile after the interference component removal;
    Equipped with a,
    The known signal is a scattered pilot signal inserted repeatedly on a time axis and a frequency axis at a constant period,
    Further, remodulation means for performing remodulation of the channel estimation value and generating a desired signal at a pilot signal position;
    First interference component generating means for generating an interference component at a pilot signal position by subtracting the desired signal from the received signal;
    Second interference component generation means for generating an interference component at a data position by interpolation processing on the interference component at the pilot signal position;
    Desired signal generating means for generating a desired signal by subtracting all interference components from the received signal;
    Canceller means, including
    Communication apparatus according to claim Rukoto equipped with.
  2. さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、パイロット信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項に記載の通信装置。 Furthermore, the timing of Fourier transform of the received signal is controlled so that the number of leaked samples is within the interpolation range determined by the pilot signal insertion interval based on the delay profile. The communication apparatus according to 1 .
  3. さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、フーリエ変換窓内の干渉量またはSIR(信号電力対干渉信号電力比)が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項に記載の通信装置。 Further, the timing of the Fourier transform of the received signal is controlled based on the delay profile so that the amount of interference or SIR (signal power to interference signal power ratio) within the Fourier transform window is minimized. The communication apparatus according to claim 1 .
  4. さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、前記キャンセラ手段出力の干渉信号電力値またはSIR(信号電力対干渉信号電力比)が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項に記載の通信装置。 Furthermore, the timing of Fourier transform of the received signal is controlled based on the delay profile so that the interference signal power value or SIR (signal power to interference signal power ratio) of the canceller means output is minimized. The communication device according to claim 1 .
  5. 現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理、前記キャンセラ手段の処理および前記フーリエ変換のタイミング制御を停止させることを特徴とする請求項またはに記載の通信装置。 5. The communication apparatus according to claim 2 , 3 or 4 , wherein processing of the interference component removing unit, processing of the canceller unit, and timing control of the Fourier transform are stopped according to a current reception state.
  6. 現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理および前記キャンセラ手段の処理を停止させることを特徴とする請求項に記載の通信装置。 The communication apparatus according to claim 1 , wherein the processing of the interference component removing unit and the processing of the canceller unit are stopped according to a current reception state.
  7. 前記遅延プロファイル生成手段は、
    最適な値に決定された第1のしきい値を用いて前記逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去(初回)し、前記第1のしきい値が予め規定しておいた基準しきい値より小さい場合に当該歪み除去後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
    前記第1のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記歪み除去後の時間軸信号に対してフーリエ変換を実行して再度周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と前記逆フーリエ変換前の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新し、
    そして、更新後の周波数特性に対して再度逆フーリエ変換を実行し、新たに最適値に決定された第2のしきい値を用いて当該逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去(2回目)し、当該歪み除去後の時間軸信号と前記初回の歪み除去後の時間軸信号と合成し、前記第2のしきい値が前記基準しきい値より小さい場合に当該合成後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
    前記第2のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記合成後の時間軸信号を用いて前記周波数特性更新処理、前記歪み除去処理および合成処理を繰り返し実行し、その都度決定されるしきい値が前記基準しきい値より小さくなった段階で、そのときの時間軸信号を遅延プロファイルとして出力することを特徴とする請求項1〜のいずれか一つに記載の通信装置。
    The delay profile generation means includes
    Using the first threshold value determined to be an optimum value, the distortion of the time axis signal after the inverse Fourier transform is removed (first time), and the reference value defined in advance by the first threshold value is used. Outputs the time axis signal after distortion removal as a delay profile when it is smaller than the threshold,
    When the first threshold value is larger than the reference threshold value, a Fourier transform is performed on the time axis signal after the distortion removal to obtain a frequency characteristic again, and the frequency characteristic and the inverse of the frequency characteristic are obtained. Update the frequency characteristics using the difference from the frequency characteristics before the Fourier transform,
    Then, the inverse Fourier transform is performed again on the updated frequency characteristic, and the distortion of the time axis signal after the inverse Fourier transform is removed using the second threshold value newly determined as the optimum value (2 And the time axis signal after the distortion removal and the time axis signal after the first distortion removal are combined, and the time axis after the combination when the second threshold value is smaller than the reference threshold value. Output the signal as a delay profile,
    When the second threshold value is larger than the reference threshold value, the frequency characteristic update process, the distortion removal process, and the synthesis process are repeatedly executed using the synthesized time-axis signal, and each time is determined. at the stage where the threshold is becomes smaller than the reference threshold, the communication device according to any one of claims 1-6, characterized in that outputs a time domain signal at that time as a delay profile .
  8. マルチキャリア変復調方式を採用し、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する受信側の通信装置において、In a communication device on the receiving side that employs a multi-carrier modulation / demodulation method and demodulates a received signal in which a known signal is repeatedly inserted at a constant period,
    フーリエ変換後の受信信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、  A frequency characteristic calculating means for calculating a frequency characteristic based on the known signal extracted from the received signal after Fourier transform;
    前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、  Delay profile generation means for generating a delay profile by performing inverse Fourier transform on the frequency characteristics;
    前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分(ノイズを含む)を除去する干渉成分除去手段と、  Interference component removing means for removing an interference signal component (including noise) having a signal level equal to or lower than a predetermined value based on the delay profile;
    前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性(伝送路推定値)を生成する伝送路推定値生成手段と、  A transmission path estimation value generating means for generating a frequency characteristic (transmission path estimation value) after removing the interference component by performing Fourier transform on the time axis signal based on the delay profile after the interference component removal;
    を備え、  With
    前記遅延プロファイル生成手段は、  The delay profile generation means includes
    最適な値に決定された第1のしきい値を用いて前記逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去(初回)し、前記第1のしきい値が予め規定しておいた基準しきい値より小さい場合に当該歪み除去後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、  Using the first threshold value determined to be the optimum value, the distortion of the time axis signal after the inverse Fourier transform is removed (first time), and the first threshold value is a standard defined in advance. Outputs the time axis signal after distortion removal as a delay profile when it is smaller than the threshold,
    前記第1のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記歪み除去後の時間軸信号に対してフーリエ変換を実行して再度周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と前記逆フーリエ変換前の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新し、  When the first threshold value is larger than the reference threshold value, a Fourier transform is performed on the time axis signal after the distortion removal to obtain a frequency characteristic again, and the frequency characteristic and the inverse of the frequency characteristic are obtained. Update the frequency characteristics using the difference from the frequency characteristics before the Fourier transform,
    そして、更新後の周波数特性に対して再度逆フーリエ変換を実行し、新たに最適値に決定された第2のしきい値を用いて当該逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去(2回目)し、当該歪み除去後の時間軸信号と前記初回の歪み除去後の時間軸信号と合成し、前記第2のしきい値が前記基準しきい値より小さい場合に当該合成後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、  Then, the inverse Fourier transform is performed again on the updated frequency characteristics, and the distortion of the time axis signal after the inverse Fourier transform is removed using the second threshold value newly determined as the optimum value (2 And the time axis signal after the distortion removal and the time axis signal after the first distortion removal are combined, and the time axis after the combination when the second threshold value is smaller than the reference threshold value. Output the signal as a delay profile,
    前記第2のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記合成後の時間軸信号を用いて前記周波数特性更新処理、前記歪み除去処理および合成処理を繰り返し実行し、その都度決定されるしきい値が前記基準しきい値より小さくなった段階で、そのときの時間軸信号を遅延プロファイルとして出力することを特徴とする通信装置。  When the second threshold value is larger than the reference threshold value, the frequency characteristic update process, the distortion removal process, and the synthesis process are repeatedly executed using the time axis signal after the synthesis, and determined each time. When the threshold value to be set is smaller than the reference threshold value, the time axis signal at that time is output as a delay profile.
  9. さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性に対して補間処理を実行し、全信号帯域の周波数特性を求めて出力することを特徴とする請求項1〜のいずれか一つに記載の通信装置。 Furthermore, the frequency characteristic calculation means performs interpolation processing on the frequency characteristics, according to any one of claims 1-8, characterized in that determines and outputs the frequency characteristic of the entire signal band Communication device.
  10. さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性を時間的に平均化して出力することを特徴とする請求項1〜のいずれか一つに記載の通信装置。 Furthermore, the frequency characteristic calculation means, the communication device according to any one of claims 1-9, characterized by outputting the frequency characteristic by temporally averaged.
  11. さらに、前記干渉成分除去手段は、干渉除去後の時間軸信号を平均化して出力することを特徴とする請求項1〜10のいずれか一つに記載の通信装置。 Furthermore, the said interference component removal means averages the time-axis signal after interference removal, and outputs it, The communication apparatus as described in any one of Claims 1-10 characterized by the above-mentioned.
  12. 前記マルチキャリア変復調方式としてOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)方式を採用することを特徴とする請求項1〜11のいずれか一つに記載の通信装置。 The communication apparatus according to any one of claims 1 to 11, characterized by employing the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme as the multi-carrier modulation and demodulation system.
  13. 前記マルチキャリア変復調方式としてマルチキャリアCDMA(Code Division Multiple Access)方式を採用することを特徴とする請求項1〜11のいずれか一つに記載の通信装置。 The communication apparatus according to any one of claims 1 to 11, characterized by employing a multi-carrier CDMA (Code Division Multiple Access) scheme as the multi-carrier modulation and demodulation system.
  14. マルチキャリア変復調方式を採用する構成であって、ダイバーシチ合成受信機能を利用して、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する通信装置において、
    受信系統(ブランチ)毎に、
    フーリエ変換後の受信信号(ブランチ毎の受信信号)から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、
    前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
    前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分(ノイズを含む)を除去する干渉成分除去手段と、
    前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性(伝送路推定値)を生成する伝送路推定値生成手段と、
    前記伝送路推定値に基づいて、全信号帯域にわたるSIR(信号電力対干渉信号電力比)を演算するSIR演算手段と、
    を備え、
    さらに、前記各ブランチのSIR演算手段から出力される全信号帯域のSIR、および前記各ブランチの伝送路推定値生成手段から出力される伝送路推定値に基づいて、各ブランチの重み係数を演算する重み係数演算手段と、
    を備え、
    前記ブランチの重み係数を、対応する前記ブランチ毎の受信信号に対して乗算し、さらに、各乗算結果を合成し、その合成結果を復調し、
    また、
    前記SIR演算手段は、
    前記伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成するSIR演算手段内再変調手段と、
    前記ブランチ毎の受信信号から前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成するSIR演算手段内干渉成分生成手段と、
    前記既知信号位置における干渉成分を用いて、既知信号位置におけるSIRを算出し、さらに、当該既知信号位置におけるSIRを用いて、データ信号位置のSIRを補間処理により求めることによって、全信号帯域にわたるSIRを算出するSIR算出手段と、
    を備えることを特徴とする通信装置。
    In a communication apparatus that employs a multi-carrier modulation / demodulation method and demodulates a received signal in which a known signal is repeatedly inserted at a constant period using a diversity combining reception function,
    For each receiving system (branch)
    A frequency characteristic calculating means for calculating a frequency characteristic based on the known signal extracted from a received signal (received signal for each branch) after Fourier transform;
    Delay profile generation means for generating a delay profile by performing inverse Fourier transform on the frequency characteristics;
    Interference component removing means for removing an interference signal component (including noise) whose signal level is a certain value or less based on the delay profile;
    A transmission path estimation value generating means for generating a frequency characteristic (transmission path estimation value) after removing the interference component by performing Fourier transform on the time axis signal based on the delay profile after the interference component removal;
    SIR calculation means for calculating SIR (signal power to interference signal power ratio) over the entire signal band based on the transmission path estimation value;
    With
    Further, a weighting factor of each branch is calculated based on the SIR of the entire signal band output from the SIR calculation means of each branch and the transmission path estimation value output from the transmission path estimation value generation means of each branch. Weighting factor calculation means;
    With
    Multiplying the corresponding weight signal of the branch by the corresponding reception signal for each branch, further combining the multiplication results, demodulating the combination result ,
    Also,
    The SIR calculation means is
    Remodulating means in the SIR calculation means for performing remodulation of the transmission path estimated value and generating a desired signal at a known signal position;
    An interference component generating means in SIR computing means for generating an interference component at a known signal position by subtracting the desired signal from the received signal for each branch;
    The SIR at the known signal position is calculated using the interference component at the known signal position, and the SIR of the data signal position is obtained by interpolation using the SIR at the known signal position. SIR calculating means for calculating
    A communication apparatus comprising:
  15. さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性に対して補間処理を実行し、全信号帯域の周波数特性を求めて出力することを特徴とする請求項14に記載の通信装置。 15. The communication apparatus according to claim 14 , wherein the frequency characteristic calculation unit performs an interpolation process on the frequency characteristic to obtain and output the frequency characteristic of the entire signal band.
  16. さらに、前記周波数特性算出手段は、前記周波数特性を時間的に平均化して出力することを特徴とする請求項14または15に記載の通信装置。 The communication device according to claim 14 or 15 , wherein the frequency characteristic calculation means averages the frequency characteristic over time and outputs the averaged frequency characteristic.
  17. 前記遅延プロファイル生成手段は、
    最適な値に決定された第1のしきい値を用いて前記逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去(初回)し、前記第1のしきい値が予め規定しておいた基準しきい値より小さい場合に当該歪み除去後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
    前記第1のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記歪み除去後の時間軸信号に対してフーリエ変換を実行して再度周波数特性を求め、さらに、当該周波数特性と前記逆フーリエ変換前の周波数特性との差分を用いて周波数特性を更新し、
    そして、更新後の周波数特性に対して再度逆フーリエ変換を実行し、新たに最適値に決定された第2のしきい値を用いて当該逆フーリエ変換後の時間軸信号の歪みを除去(2回目)し、当該歪み除去後の時間軸信号と前記初回の歪み除去後の時間軸信号と合成し、前記第2のしきい値が前記基準しきい値より小さい場合に当該合成後の時間軸信号を遅延プロファイルとして出力し、
    前記第2のしきい値が前記基準しきい値より大きい場合には、前記合成後の時間軸信号を用いて前記周波数特性更新処理、前記歪み除去処理および合成処理を繰り返し実行し、その都度決定されるしきい値が前記基準しきい値より小さくなった段階で、そのときの時間軸信号を遅延プロファイルとして出力することを特徴とする請求項14、15または16に記載の通信装置。
    The delay profile generation means includes
    Using the first threshold value determined to be an optimum value, the distortion of the time axis signal after the inverse Fourier transform is removed (first time), and the reference value defined in advance by the first threshold value is used. Outputs the time axis signal after distortion removal as a delay profile when it is smaller than the threshold,
    When the first threshold value is larger than the reference threshold value, a Fourier transform is performed on the time axis signal after the distortion removal to obtain a frequency characteristic again, and the frequency characteristic and the inverse of the frequency characteristic are obtained. Update the frequency characteristics using the difference from the frequency characteristics before the Fourier transform,
    Then, the inverse Fourier transform is performed again on the updated frequency characteristic, and the distortion of the time axis signal after the inverse Fourier transform is removed using the second threshold value newly determined as the optimum value (2 And the time axis signal after the distortion removal and the time axis signal after the first distortion removal are combined, and the time axis after the combination when the second threshold value is smaller than the reference threshold value. Output the signal as a delay profile,
    When the second threshold value is larger than the reference threshold value, the frequency characteristic update process, the distortion removal process, and the synthesis process are repeatedly executed using the synthesized time-axis signal, and each time is determined. 17. The communication device according to claim 14, wherein the time axis signal at that time is output as a delay profile when the threshold value to be set is smaller than the reference threshold value.
  18. さらに、前記干渉成分除去手段は、干渉除去後の時間軸信号を平均化して出力することを特徴とする請求項1417のいずれか一つに記載の通信装置。 The communication device according to any one of claims 14 to 17 , wherein the interference component removal means averages and outputs the time axis signal after interference removal.
  19. さらに、ブランチ毎に、
    前記伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
    前記ブランチ毎の受信信号から前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成する第1の干渉成分生成手段と、
    前記既知信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第2の干渉成分生成手段と、
    前記ブランチ毎の受信信号から全周波数帯域の干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
    を含むキャンセラ手段、
    を備え、
    前記ブランチの重み係数を、対応するキャンセラ手段の出力信号に対して乗算し、さらに、各乗算結果を合成し、その合成結果を復調することを特徴とする請求項1418のいずれか一つに記載の通信装置。
    In addition, for each branch,
    Remodulating means for performing remodulation of the transmission path estimated value and generating a desired signal at a known signal position;
    First interference component generation means for generating an interference component at a known signal position by subtracting the desired signal from the received signal for each branch;
    Second interference component generation means for generating an interference component at a data position by interpolation processing on the interference component at the known signal position;
    Desired signal generating means for generating a desired signal by subtracting interference components of all frequency bands from the received signal for each branch;
    Canceller means, including
    With
    One of claims 14 to 18, the weight coefficient of the branches, multiplies the output signal of the corresponding canceller means further combines the multiplication results, wherein the demodulating the combined result The communication apparatus as described in.
  20. さらに、ブランチ毎に、
    前記遅延プロファイルに基づいて、前記既知信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、前記受信信号に対するフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項19に記載の通信装置。
    In addition, for each branch,
    Based on the delay profile, the as number of samples leak into the interpolation range which is determined by the insertion interval of the known signal falls, claim 19, characterized in that to control the timing of the Fourier transform of the received signal The communication apparatus as described in.
  21. さらに、ブランチ毎に、
    前記遅延プロファイルに基づいて、フーリエ変換窓内の干渉量が最小となるように、前記受信信号に対するフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項19に記載の通信装置。
    In addition, for each branch,
    20. The communication apparatus according to claim 19 , wherein the timing of Fourier transform on the received signal is controlled based on the delay profile so that the amount of interference in the Fourier transform window is minimized.
  22. さらに、ブランチ毎に、
    前記遅延プロファイルに基づいて、前記キャンセラ手段出力の干渉信号電力値が最小となるように、前記受信信号に対するフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項19に記載の通信装置。
    In addition, for each branch,
    20. The communication apparatus according to claim 19 , wherein the timing of Fourier transform for the received signal is controlled based on the delay profile so that an interference signal power value of the canceller means output is minimized.
  23. さらに、ブランチ毎に、
    現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理、前記キャンセラ手段の処理および前記フーリエ変換のタイミング制御を停止させることを特徴とする請求項2021または22に記載の通信装置。
    In addition, for each branch,
    Depending on the current reception situation, the interference process component removing means, a communication device according to claim 20, 21 or 22, characterized in that to stop the process and timing control of the Fourier transform of the canceller unit.
  24. さらに、ブランチ毎に、
    現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理および前記キャンセラ手段の処理を停止させることを特徴とする請求項19に記載の通信装置。
    In addition, for each branch,
    The communication apparatus according to claim 19 , wherein the processing of the interference component removing unit and the processing of the canceller unit are stopped according to a current reception state.
  25. さらに、ブランチ毎に、
    現在の受信状況に応じて、前記干渉成分除去手段の処理を停止させることを特徴とする請求項1418のいずれか一つに記載の通信装置。
    In addition, for each branch,
    The communication device according to any one of claims 14 to 18 , wherein the processing of the interference component removing unit is stopped according to a current reception state.
  26. さらに、
    前記各ブランチの伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
    前記重み係数乗算後の合成結果から、前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成する第1の干渉成分生成手段と、
    前記既知信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第2の干渉成分生成手段と、
    前記重み係数乗算後の合成結果から、全周波数帯域の干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
    を含むキャンセラ手段、
    を備え、
    前記キャンセラ手段の出力を復調することを特徴とする請求項1418のいずれか一つに記載の通信装置。
    further,
    Remodulating means for remodulating the transmission line estimation value of each branch and generating a desired signal at a known signal position;
    First interference component generation means for generating an interference component at a known signal position by subtracting the desired signal from the combined result after the weighting factor multiplication;
    Second interference component generation means for generating an interference component at a data position by interpolation processing on the interference component at the known signal position;
    Desired signal generating means for generating a desired signal by subtracting interference components of all frequency bands from the combined result after the weighting factor multiplication,
    Canceller means, including
    With
    The communication apparatus according to any one of claims 14 to 18 , wherein the output of the canceller means is demodulated.
  27. さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、前記既知信号の挿入間隔によって決定される補間可能範囲内に漏れ込みサンプル数が収まるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項26に記載の通信装置。 Further, the timing of Fourier transform of the received signal is controlled based on the delay profile so that the number of leaked samples is within an interpolable range determined by an insertion interval of the known signal. Item 27. The communication device according to Item 26 .
  28. さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、フーリエ変換窓内の干渉量が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項26に記載の通信装置。 27. The communication apparatus according to claim 26 , further comprising: controlling a Fourier transform timing of the received signal based on the delay profile so that an interference amount in a Fourier transform window is minimized.
  29. さらに、前記遅延プロファイルに基づいて、前記キャンセラ手段出力の干渉信号電力値が最小となるように、前記受信信号のフーリエ変換のタイミングを制御することを特徴とする請求項26に記載の通信装置。 27. The communication apparatus according to claim 26 , further comprising: controlling a Fourier transform timing of the received signal based on the delay profile so that an interference signal power value of the canceller means output is minimized.
  30. マルチキャリア変復調方式を採用する構成であって、ダイバーシチ合成受信機能を利用して、既知信号が一定周期で繰り返し挿入された受信信号を復調する通信装置において、
    受信系統(ブランチ)毎に、フーリエ変換後の受信信号を合成する合成手段と、
    合成後の信号から抽出した前記既知信号に基づいて周波数特性を算出する周波数特性算出手段と、
    前記周波数特性に対して逆フーリエ変換を実行して遅延プロファイルを生成する遅延プロファイル生成手段と、
    前記遅延プロファイルに基づいて、信号レベルが一定値以下の干渉信号成分(ノイズを含む)を除去する干渉成分除去手段と、
    前記干渉成分除去後の遅延プロファイルに基づく時間軸信号に対してフーリエ変換を実行することにより、干渉成分除去後の周波数特性(伝送路推定値)を生成する伝送路推定値生成手段と、
    を備え
    さらに、干渉キャンセル機能として、
    前記伝送路推定値の再変調を行い、既知信号位置における希望信号を生成する再変調手段と、
    前記合成後の信号から前記希望信号を減算して既知信号位置における干渉成分を生成する第1の干渉成分生成手段と、
    前記既知信号位置の干渉成分に対する補間処理により、データ位置における干渉成分を生成する第2の干渉成分生成手段と、
    前記合成後の信号から全周波数帯域の干渉成分を減算して希望信号を生成する希望信号生成手段と、
    を備え、
    前記希望信号生成手段出力の希望信号を復調することを特徴とする通信装置。
    In a communication apparatus that employs a multi-carrier modulation / demodulation method and demodulates a received signal in which a known signal is repeatedly inserted at a constant period using a diversity combining reception function,
    Combining means for synthesizing the received signal after Fourier transform for each receiving system (branch);
    A frequency characteristic calculating means for calculating a frequency characteristic based on the known signal extracted from the synthesized signal;
    Delay profile generation means for generating a delay profile by performing inverse Fourier transform on the frequency characteristics;
    Interference component removing means for removing an interference signal component (including noise) whose signal level is a certain value or less based on the delay profile;
    A transmission path estimation value generating means for generating a frequency characteristic (transmission path estimation value) after removing the interference component by performing Fourier transform on the time axis signal based on the delay profile after the interference component removal;
    Equipped with a,
    Furthermore, as an interference cancellation function,
    Remodulating means for performing remodulation of the transmission path estimated value and generating a desired signal at a known signal position;
    First interference component generation means for generating an interference component at a known signal position by subtracting the desired signal from the combined signal;
    Second interference component generation means for generating an interference component at a data position by interpolation processing on the interference component at the known signal position;
    Desired signal generating means for generating a desired signal by subtracting interference components of all frequency bands from the combined signal;
    With
    A communication apparatus for demodulating a desired signal output from the desired signal generating means.
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