JP2004165990A - Ofdm-signal receiving apparatus - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce the influences of the interference between symbols caused when a multipath interference for a delay time exceeding a guard interval length exists and to improve the resistance against the multipath interference of the delay time below the guard interval length in an OFDM-signal receiving apparatus. <P>SOLUTION: The apparatus is provided with a subtractor for subtracting multipath interference components from an input signal, a filter for generating the multipath interference components, first and second transmission-line characteristics estimating parts for estimating the transmission-line characteristics in inputting to and outputting from the subtractor, a residual calculating circuit for calculating a cancellation residual from the outputs, an IFFT circuit for converting the output, a coefficient updating circuit for generating a coefficient of a filter from the output, a decision circuit for deciding the results of demodulating the output of the subtractor, a reliability calculating circuit for calculating the reliability of the demodulation results from the transmission-line characteristics of a system in the subtractor input, and a weighing circuit for weighing decision data on the basis of the reliability. The weighing circuit reduces the reliability of the decision data corresponding to a carrier low in level. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００８】
また、ＳＰ信号は擬似ランダム符号系列に基づいて変調されており、その振幅及び位相は、配置されるキャリアのインデックスｋのみによって決定され、シンボルのインデックスｉには依存しない。
【０００９】
図９は、従来のＯＦＤＭ信号受信装置２の構成例を示すブロック図である。
【００１０】
図９において、アンテナ１により受信された信号は、ＯＦＤＭ信号受信装置２内部のチューナ２１に供給される。
【００１１】
チューナ２１は、アンテナから供給される受信信号に対して、所望のサービスを含むＯＦＤＭ信号の抽出、ＲＦ（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：無線周波数）帯域からＩＦ（Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ：中間周波数）帯域への周波数変換、ゲイン調整等を行う。チューナ２１の出力は、ＯＦＤＭ信号復調部２２に供給される。
【００１２】
ＯＦＤＭ信号復調部２２は、チューナ２１の出力を復調することにより伝送されたデジタルデータを復元した後、誤り訂正復号処理を施すことにより伝送路において加えられた外乱等に起因する伝送誤りを訂正する。ＯＦＤＭ信号復調部２２の出力は、情報源復号部２３に供給される。
【００１３】
情報源復号部２３は、ＯＦＤＭ信号復調部２２の出力を、映像、音声等のデータに分離した後、データ伸張処理を施す。情報源復号部２３の出力は、サービス提示部２４に供給される。
【００１４】
サービス提示部２４は、情報源復号部２３の出力の内、映像情報をＣＲＴ（Ｃａｔｈｏｄｅ Ｒａｙ Ｔｕｂｅ：陰極線管）等に表示し、音声情報をスピーカ等から出力することにより、所望のサービスを利用者に提供する。
【００１５】
図１０は、特許文献１に開示されているＯＦＤＭ信号受信装置中のＯＦＤＭ信号復調部２２ａの構成を示すブロック図である。
【００１６】
図１０において、直交復調回路２２０１は、チューナ２１の出力を直交復調することにより、ＩＦ帯域から基底帯域（以下、ベースバンド）へ周波数変換するとともに、実信号をＩ（Ｉｎ ｐｈａｓｅ：同相）軸成分とＱ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ ｐｈａｓｅ：直交位相）軸成分とからなる複素数信号に変換する。直交復調回路２２０１の出力は、減算器２２０２の第１の入力及びＦＦＴ（ＦａｓｔＦｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）回路２２０８ａに供給される。
【００１７】
減算器２２０２は、直交復調回路２２０１の出力からＦＩＲフィルタ２２０３の出力を減じることにより、マルチパス干渉を打ち消す。減算器２２０２の出力は、ＦＩＲフィルタ２２０３の第１の入力及びＦＦＴ回路２２０４に供給される。
【００１８】
ＦＩＲフィルタ２２０３は、係数更新回路２２１４ａから供給されるフィルタ係数に基づき減算器２２０２の出力にフィルタリング処理を施す。ＦＩＲフィルタ２２０３の出力は、減算器２２０２の第２の入力に供給される。
【００１９】
ＦＦＴ回路２２０４は、減算器２２０２の出力から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、減算器２２０２の出力を時間領域から周波数領域に変換する。ＦＦＴ回路２２０４の出力は、複素除算回路２２０６の第１の入力及び複素除算回路２２１５の第１の入力に供給される。
【００２０】
ＳＰ発生回路２２０５、複素除算回路２２０６、及び補間回路２２０７で構成されるブロック（第１の伝送路特性推定部）は、減算器２２０２の出力において観測される系の伝送路特性Ｚ（ω）を推定する。第１の伝送路特性推定部の具体的な構成を以下に説明する。
【００２１】
ＳＰ発生回路２２０５は、ＦＦＴ回路２２０４の出力に同期して、その振幅及び位相が既知である規定のＳＰ信号を発生する。ＳＰ発生回路２２０５の出力は、複素除算回路２２０６の第２の入力に供給される。
【００２２】
複素除算回路２２０６は、ＦＦＴ回路２２０４の出力に含まれる受信ＳＰ信号をＳＰ発生回路２２０５の出力で除することにより、ＳＰ信号が配置されたキャリアに対する伝送路特性を求める。複素除算回路２２０６の出力Ｚｐ（ω）は、補間回路２２０７に供給される。
【００２３】
補間回路２２０７は、複素除算回路２２０６の出力Ｚｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する。補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）は、残差算出回路２２１２ａの第１の入力及び複素除算回路２２１５の第２の入力に供給される。
【００２４】
一方、ＦＦＴ回路２２０８ａは、直交復調回路２２０１の出力から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、直交復調回路２２０１の出力を時間領域から周波数領域に変換する。ＦＦＴ回路２２０８ａの出力は、複素除算回路２２１０の第１の入力に供給される。
【００２５】
ＳＰ発生回路２２０９、複素除算回路２２１０、及び補間回路２２１１で構成されるブロック（第２の伝送路特性推定部）は、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）を推定する。第２の伝送路特性推定部の具体的な構成を以下に説明する。
【００２６】
ＳＰ発生回路２２０９は、ＦＦＴ回路２２０８ａの出力に同期して、その振幅及び位相が既知である規定のＳＰ信号を発生する。ＳＰ発生回路２２０９の出力は、複素除算回路２２１０の第２の入力に供給される。
【００２７】
複素除算回路２２１０は、ＦＦＴ回路２２０８ａの出力に含まれる受信ＳＰ信号をＳＰ発生回路２２０９の出力で除することにより、ＳＰ信号が配置されたキャリアに対する伝送路特性を求める。複素除算回路２２１０の出力Ｆｐ（ω）は補間回路２２１１に供給される。
【００２８】
補間回路２２１１は、複素除算回路２２１０の出力Ｆｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する。補間回路２２１１の出力Ｆ０（ω）は残差算出回路２２１２ａの第２の入力に供給される。
【００２９】
次に、残差算出回路２２１２ａは、補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）及び補間回路２２１１の出力Ｆ０（ω）からキャンセル残差Ｅ（ω）を算出する。残差算出回路２２１２ａの出力は、ＩＦＦＴ回路２２１３に供給される。
【００３０】
ＩＦＦＴ回路２２１３は、残差算出回路２２１２ａの出力Ｅ（ω）をＩＦＦＴすることにより、周波数領域での残差Ｅ（ω）を時間領域での残差ｅ（ｔ）に変換する。ＩＦＦＴ回路２２１３の出力は、係数更新回路２２１４ａに供給される。
【００３１】
係数更新回路２２１４ａは、ＩＦＦＴ回路２２１３の出力ｅ（ｔ）から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数ｗ（ｔ）を算出する。係数更新回路２２１４の出力は、ＦＩＲフィルタ２２０３の第２の入力に供給される。
【００３２】
複素除算回路２２１５は、ＦＦＴ回路２２０４の出力を補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）で除することにより、信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪を補償する。複素除算回路２２１５の出力は、判定回路２２１６に供給される。
【００３３】
判定回路２２１６は、複素除算回路２２１５の出力をそれぞれのキャリアの変調方式に対応した正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する。判定回路２２１６の出力は、ビタビ復号回路２２１７に供給される。
【００３４】
ビタビ復号回路２２１７は、判定回路２２１６の出力に対して最尤復号処理の一種であるビタビ復号処理を施す。ビタビ復号回路２２１７の出力は、ＲＳ（Ｒｅｅｄ−Ｓｏｌｏｍｏｎ：リードソロモン）復号回路２２１８に供給される。
【００３５】
ＲＳ復号回路２２１８は、ビタビ復号回路２２１７の出力にＲＳ復号処理を施す。ＲＳ復号回路２２１８の出力は、ＯＦＤＭ信号復調部２２ａの出力として、情報源復号部２３に供給される。
【００３６】
次に、ＯＦＤＭ信号復調部２２ａにおける減算器２２０２においてマルチパス干渉成分が打ち消される条件について説明する。
【００３７】
まず、マルチパス伝送路の伝達関数をＨ（ω）とすると、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）は（２）式で表される。
【数２】

【００３８】
また、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数はフィルタ係数ｗ（ｔ）のフーリエ変換対であり、これをＷ（ω）とすると、減算器２２０２の出力において観測される系の伝送路特性Ｚ（ω）は（３）式で表される。
【数３】

【００３９】
（３）式より、マルチパス干渉成分が打ち消される条件は（４）式となるので、
【数４】

キャンセル残差Ｅ（ω）を（５）式のように定義し、
【数５】

（５）式に（２）式及び（３）式を代入し、Ｅ（ω）をＦ（ω）及びＺ（ω）で表わすと、（６）式が得られる。
【数６】

【００４０】
残差算出回路２２１２ａは、（６）式のＺ（ω）としては補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）を用い、Ｆ（ω）としては補間回路２２１１の出力Ｆ０（ω）を用いることにより、キャンセル残差Ｅ（ω）を算出する。
【００４１】
さらに、係数更新回路２２１４ａでの係数更新式を（７）式で定義する。
【数７】

【００４２】
ただし、（７）式中のｗ＿ｏｌｄ（ｔ）は更新前の係数、μは１以下の定数である。
【００４３】
以上の構成によって、図１０のＯＦＤＭ信号復調部２２ａにおいては、マルチパス伝送路の伝達関数Ｈ（ω）とＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、マルチパス干渉がキャンセルされる。
【００４４】
図１１は、特許文献２に開示されているＯＦＤＭ信号受信装置におけるＯＦＤＭ信号復調部２２ｂの構成を示すブロック図である。
【００４５】
図１１に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｂは、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）の代わりに、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）を用いてキャンセル残差を求める点で、図１０に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ａと相違する。なお、図１１において、図１０に示したＯＦＤＭ信号復調部２２ａと同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付し、機能及び動作の説明を省略する。
【００４６】
図１１において、補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）は、残差算出回路２２１２ｂの第１の入力及び複素除算回路２２１５の第２の入力に供給される。
【００４７】
ＦＦＴ回路２２０８ｂは、係数更新回路２２１４ａの出力ｗ（ｔ）をＦＦＴすることにより、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）を算出する。ＦＦＴ回路２２０８ｂの出力は、残差算出回路２２１２ｂの第２の入力に供給される。
【００４８】
残差算出回路２２１２ｂは、補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）及びＦＦＴ回路２２０８ｂの出力Ｗ（ω）からキャンセル残差Ｅ（ω）を算出する。残差算出回路２２１２ｂの出力は、ＩＦＦＴ回路２２１３に供給される。
【００４９】
次に、ＯＦＤＭ信号復調部２２ｂにおける減算器２２０２においてマルチパス干渉成分が打ち消される条件について説明する。
【００５０】
図１１に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｂにおいても、図１０の場合と同様に（２）〜（５）式が成立するので、
（５）式に（２）式及び（３）式を代入し、Ｅ（ω）をＷ（ω）及びＺ（ω）で表わすと、（８）式が得られる。
【数８】

【００５１】
残差算出回路２２１２ｂは、（８）式のＺ（ω）としては補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）を用い、Ｗ（ω）としてはＦＦＴ回路２２０８ｂの出力を用いることにより、キャンセル残差Ｅ（ω）を算出する。
【００５２】
以上の構成によって、図１１のＯＦＤＭ信号復調部２２ｂにおいても、マルチパス伝送路の伝達関数Ｈ（ω）とＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、マルチパス干渉がキャンセルされる。
【００５３】
一方、ビタビ復号処理の入力である判定データの生成に、推定された伝送路特性を利用することで、ガード期間長を下回る遅延時間のマルチパス干渉に対する耐性を高める手法が考案されている（例えば、非特許文献１参照）。
【００５４】
図１２は、非特許文献１に開示されているＯＦＤＭ信号受信装置中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｃの構成を示すブロック図である。図１２において、図１０に示したＯＦＤＭ信号復調部２２ａと同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付す。
【００５５】
直交復調回路２２０１は、チューナ２１の出力を直交復調することにより、ＩＦ帯域からベースバンドへ周波数変換するとともに、実信号をＩ軸成分とＱ軸成分とからなる複素数信号に変換する。直交復調回路２２０１の出力は、ＦＦＴ回路２２０４に供給される。
【００５６】
ＦＦＴ回路２２０４は、直交復調回路２２０１の出力から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、直交復調回路２２０１の出力を時間領域から周波数領域に変換する。ＦＦＴ回路２２０４の出力は、複素除算回路２２０６の第１の入力及び複素除算回路２２１５の第１の入力に供給される。
【００５７】
ＳＰ発生回路２２０５、複素除算回路２２０６、及び補間回路２２０７で構成されるブロック（伝送路特性推定部）は、直交復調回路２２０１の出力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）を推定する。伝送路特性推定部の具体的な構成を以下に説明する。
【００５８】
ＳＰ発生回路２２０５は、ＦＦＴ回路２２０４の出力に同期して、その振幅及び位相が既知である規定のＳＰ信号を発生する。ＳＰ発生回路２２０５の出力は、複素除算回路２２０６の第２の入力に供給される。
【００５９】
複素除算回路２２０６は、ＦＦＴ回路２２０４の出力に含まれる受信ＳＰ信号をＳＰ発生回路２２０５の出力で除することにより、ＳＰ信号が配置されたキャリアに対する伝送路特性を求める。複素除算回路２２０６の出力Ｆｐ（ω）は、補間回路２２０７に供給される。
【００６０】
補間回路２２０７は、複素除算回路２２０６の出力Ｆｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する。補間回路２２０７の出力Ｆ０（ω）は、複素除算回路２２１５の第２の入力及び信頼性算出回路２２１９ａに供給される。
【００６１】
複素除算回路２２１５は、ＦＦＴ回路２２０４の出力を補間回路２２０７の出力Ｆ０（ω）で除することにより、信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪を補償する。複素除算回路２２１５の出力は、判定回路２２１６に供給される。
【００６２】
判定回路２２１６は、複素除算回路２２１５の出力をそれぞれのキャリアの変調方式に対応した正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する。判定回路２２１６の出力は、重み付け回路２２２０の第１の入力に供給される。
【００６３】
信頼性算出回路２２１９ａは、補間回路２２０７の出力から複素除算回路２２１５の出力の信頼性を算出する。信頼性算出回路２２１９ａの出力は、重み付け回路２２２０の第２の入力に供給される。
【００６４】
重み付け回路２２２０は、信頼性算出回路２２１９ａの出力に基づき判定回路２２１６の出力である判定データに重み付けを行う。重み付け回路２２２０の出力は、ビタビ復号回路２２１７に供給される。
【００６５】
ビタビ復号回路２２１７は、判定回路２２１６の出力に対して最尤復号処理の一種であるビタビ復号処理を施す。ビタビ復号回路２２１７の出力は、ＲＳ復号回路２２１８に供給される。
【００６６】
ＲＳ復号回路２２１８は、ビタビ復号回路２２１７の出力にＲＳ復号処理を施す。ＲＳ復号回路２２１８の出力は、ＯＦＤＭ信号復調部２２ａの出力として、情報源復号部２３に供給される。
【００６７】
次に、図１２のＯＦＤＭ信号復調部２２ｃにおいてマルチパス干渉に対する耐性を高める原理について図１３を用いて説明する。
【００６８】
マルチパス干渉がない場合のＯＦＤＭ信号のスペクトラムは、図１３（ａ）に示すように、信号帯域内において平坦な特性を有する。
【００６９】
これに対して遅延波による干渉が加わると、図１３（ｂ）に示すように、周期的なレベルの低下が発生し、さらにチューナの熱雑音等の雑音が加わると、図１３（ｃ）に示すようになる。
【００７０】
このときレベルが低下したキャリアに関しては、Ｃ／Ｎ（Ｃａｒｒｉｅｒ ｔｏ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ：信号対雑音比）が低下し、誤り率特性が劣化する。
【００７１】
そこで、信頼性算出回路２２１９ａでは、伝送路特性推定結果である補間回路２２０７の出力のレベルを算出し、重み付け回路２２２０では、そのレベルに基づき判定回路２２１６の出力である判定データに重み付けを行う。
【００７２】
より具体的には、レベルの小さなキャリアに対応する判定データに関しては、対応するビットデータが０である尤度と１である尤度とが近くなるよう補正を加える。極端な場合には判定データを消失とする、すなわち、対応するビットデータが０である尤度と１である尤度とを等しくすることにより、当該キャリアに対応する判定データがビタビ復号回路２２１７内部におけるメトリック算出に影響を与えないようにする。
【００７３】
以上の構成によって、図１２のＯＦＤＭ信号復調部２２ｃにおいては、レベルの小さなキャリアに対応する判定データの信頼性を下げることにより、マルチパス干渉に対する耐性を高めることができる。
【００７４】
【特許文献１】
特開２００１−２９２１２０号公報
【特許文献２】
特開２００２−１１１６２５号公報
【非特許文献１】
中原、外３名、「マルチパス伝送路における６４ＱＡＭ−ＯＦＤＭ信号の軟判定復号法の検討」、映像情報メディア学会技術報告、１９９８年６月、第２２巻、第３４号、ｐ．１−６
【００７５】
【発明が解決しようとする課題】
ここで、図１０のＯＦＤＭ信号復調部２２ａあるいは図１１のＯＦＤＭ信号復調部２２ｂの構成と図１２のＯＦＤＭ信号復調部２２ｃの構成とを単純に組み合わせた場合について考える。すなわち、ＯＦＤＭ信号復調部２２ａまたは２２ｂにおける補間回路２２０７の後段に、信頼性算出回路２２１９ａを設け、判定回路２２１６とビタビ復号回路２２１７との間に重み付け回路２２２０を設けた場合について考える。
【００７６】
このとき、図１０のＯＦＤＭ信号復調部２２ａあるいは図１１のＯＦＤＭ信号復調部２２ｂの構成によって、マルチパス干渉によってレベルが低下したキャリアが持ち上げられ、ＯＦＤＭ信号のスペクトラムは図１３（ｄ）に示すように平坦な特性となる。しかし同時に、元々平坦であった雑音のスペクトラムも持ち上げられてしまう。
【００７７】
つまり、図１０のＯＦＤＭ信号復調部２２ａあるいは図１１のＯＦＤＭ信号復調部２２ｂの構成に対して、図１２のＯＦＤＭ信号復調部２２ｃの構成を単純に組み合わせた構成では、ＯＦＤＭ信号のスペクトラムを補正することはできるが、マルチパス干渉によってレベルが低下したキャリアのＣ／Ｎを改善することはできない。
【００７８】
その結果、Ｃ／Ｎが低下したキャリアを検出することができなくなるため、「レベルの小さなキャリアに対応する判定データの信頼性を下げることにより、マルチパス干渉に対する耐性を高める」いう効果を発揮することができない。
【００７９】
それゆえ、本発明の目的は、ガード期間長を超える遅延時間のマルチパス干渉が存在する場合に発生するシンボル間干渉の影響を軽減するとともに、ガード期間長を下回る遅延時間のマルチパス干渉に対する耐性を高めるＯＦＤＭ信号受信装置を提供することである。
【００８０】
【課題を解決するための手段および発明の効果】
上記の課題を解決するために、本発明に係わるＯＦＤＭ信号受信装置は、以下のように構成される。
第１の発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄ
ｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）伝送方式を用いて伝送された信号を受信する受信装置であって、
入力信号からマルチパス干渉成分を減じる減算器と、
減算器の出力に対してフィルタリング処理を行うことにより、マルチパス干渉成分を生成するフィルタ手段と、
時間領域の信号である減算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）手段と、
ＦＦＴ手段の出力から、減算器の出力において観測される系の伝送路特性を推定する第１の伝送路特性推定部と、
減算器の入力において観測される系の伝送路特性を推定する第２の伝送路特性推定部と、
第１の伝送路特性推定部の出力及び第２の伝送路特性推定部の出力からキャンセル残差を算出する残差算出手段と、
残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）手段と、
ＩＦＦＴ手段の出力から、フィルタ手段の係数を生成する係数更新手段と、
ＦＦＴ手段の出力を第１の伝送路特性推定部の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する除算手段と、
除算手段の出力を正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する判定手段と、
第２の伝送路特性推定部の出力から除算手段の出力の信頼性を算出する信頼性算出手段と、
信頼性算出手段の出力に基づき判定データに重み付けを行う重み付け手段と、
重み付け手段の出力をビタビ復号するビタビ復号手段とを備える。
【００８１】
第２の発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）伝送方式を用いて伝送された信号を受信する受信装置であって、
入力信号からマルチパス干渉成分を減じる減算器と、
減算器の出力に対してフィルタリング処理を行うことにより、マルチパス干渉成分を生成するフィルタ手段と、
時間領域の信号である減算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）手段と、
ＦＦＴ手段の出力から、減算器の出力において観測される系の伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、
フィルタリング手段の伝達関数を算出する伝達関数算出部と、
伝送路特性推定部の出力及び伝達関数算出部の出力からキャンセル残差を算出する残差算出手段と、
残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）手段と、
ＩＦＦＴ手段の出力から、フィルタ手段の係数を生成する係数更新手段と、
ＦＦＴ手段の出力を伝送路特性推定部の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する除算手段と、
除算手段の出力を正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する判定手段と、
伝送路特性推定部の出力及び伝達関数算出部の出力から除算手段の出力の信頼性を算出する信頼性算出手段と、
信頼性算出手段の出力に基づき判定データに重み付けを行う重み付け手段と、
重み付け手段の出力をビタビ復号するビタビ復号手段とを備える。
【００８２】
第３の発明は、第２の発明において、伝達関数算出部が、係数更新手段の出力をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）することにより、フィルタリング手段の伝達関数を算出することを特徴とする。
【００８３】
第４の発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）伝送方式を用いて伝送された信号を受信する受信装置であって、
入力信号からマルチパス干渉成分を減じる減算器と、
減算器の出力に対してフィルタリング処理を行うことにより、マルチパス干渉成分を生成する第１のフィルタ手段と、
減算器の出力に対してフィルタリング処理を行うことにより、マルチパス干渉成分のうち遅延時間が所定の時間よりも短い成分のみを生成する第２のフィルタ手段と、
減算器の出力に第２のフィルタ手段の出力を加える加算器と、
減算器の出力において観測される系の伝送路特性を推定する第１の伝送路特性推定部と、
減算器の入力において観測される系の伝送路特性を推定する第２の伝送路特性推定部と、
第１の伝送路特性推定部の出力及び第２の伝送路特性推定部の出力からキャンセル残差を算出する残差算出手段と、
残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）手段と、
ＩＦＦＴ手段の出力から、第１のフィルタ手段及び第２のフィルタ手段の係数を生成する係数更新手段と、
時間領域の信号である加算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）手段と、
ＦＦＴ手段の出力から、加算器の出力において観測される系の伝送路特性を推定する第３の伝送路特性推定部と、
ＦＦＴ手段の出力を第３の伝送路特性推定部の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する除算手段と、
除算手段の出力を正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する判定手段と、
第３の伝送路特性推定部の出力から除算手段の出力の信頼性を算出する信頼性算出手段と、
信頼性算出手段の出力に基づき判定データに重み付けを行う重み付け手段と、
重み付け手段の出力をビタビ復号するビタビ復号手段とを備える。
【００８４】
第５の発明は、ＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ：直交周波数分割多重）伝送方式を用いて伝送された信号を受信する受信装置であって、
入力信号からマルチパス干渉成分を減じる減算器と、
減算器の出力に対してフィルタリング処理を行うことにより、マルチパス干渉成分を生成する第１のフィルタ手段と、
減算器の出力に対してフィルタリング処理を行うことにより、マルチパス干渉成分のうち遅延時間が所定の時間よりも短い成分のみを生成する第２のフィルタ手段と、
減算器の出力に第２のフィルタ手段の出力を加える加算器と、
減算器の出力において観測される系の伝送路特性を推定する第１の伝送路特性推定部と、
第１のフィルタリング手段の伝達関数を算出する伝達関数算出部と、
第１の伝送路特性推定部の出力及び伝達関数算出部の出力からキャンセル残差を算出する残差算出手段と、
残差算出手段の出力を、時間領域の信号に変換するＩＦＦＴ（ＩｎｖｅｒｓｅＦａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：逆高速フーリエ変換）手段と、
ＩＦＦＴ手段の出力から、第１のフィルタ手段及び第２のフィルタ手段の係数を生成する係数更新手段と、
時間領域の信号である加算器の出力を周波数領域の信号へと変換するＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）手段と、
ＦＦＴ手段の出力から、加算器の出力において観測される系の伝送路特性を推定する第２の伝送路特性推定部と、
ＦＦＴ手段の出力を第２の伝送路特性推定部の出力で除することにより、伝送路歪の影響を補償する除算手段と、
除算手段の出力を正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する判定手段と、
第２の伝送路特性推定部の出力から除算手段の出力の信頼性を算出する信頼性算出手段と、
信頼性算出手段の出力に基づき判定データに重み付けを行う重み付け手段と、
重み付け手段の出力をビタビ復号するビタビ復号手段とを備える。
【００８５】
第６の発明は、第５の発明において、伝達関数算出部が、係数更新手段の出力をＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ：高速フーリエ変換）することにより、第１のフィルタリング手段の伝達関数を算出することを特徴とする。
【００８６】
第７の発明は、第４または第５の発明において、所定の時間が、入力信号のガード期間長に等しいことを特徴とする。
【００８７】
以上のように本発明によるＯＦＤＭ信号受信装置は、マルチパス干渉をキャンセルする前の伝送路特性から信頼性を算出し、その算出結果に基づき判定結果に重み付けを行う、あるいは、シンボル間干渉を引き起こすマルチパス成分、つまりガード期間長を超える遅延時間のマルチパス成分のみをキャンセルすることにより、ガード期間長を超える遅延時間のマルチパス干渉が存在する場合に発生するシンボル間干渉の影響を軽減するとともに、ガード期間長を下回る遅延時間のマルチパス干渉に対する耐性を高めることができる。
【００８８】
【発明の実施の形態】
本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ信号受信装置の構成は、従来のものと同様であるので、図９を援用する。また、パイロット信号配置についても同様であるので、図８を援用する。
（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｄの構成を示すブロック図である。
【００８９】
図１において、図１０に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ａと同様の機能を有する部分については、同一の参照符号を付す。直交復調回路２２０１は、チューナ２１の出力を直交復調することにより、ＩＦ帯域からベースバンドへ周波数変換するとともに、実信号をＩ軸成分とＱ軸成分とからなる複素数信号に変換する。直交復調回路２２０１の出力は、減算器２２０２の第１の入力及びＦＦＴ回路２２０８ａに供給される。
【００９０】
減算器２２０２は、直交復調回路２２０１の出力からＦＩＲフィルタ２２０３の出力を減じることにより、マルチパス干渉を打ち消す。減算器２２０２の出力は、ＦＩＲフィルタ２２０３の第１の入力及びＦＦＴ回路２２０４に供給される。
【００９１】
ＦＩＲフィルタ２２０３は、係数更新回路２２１４ａから供給されるフィルタ係数に基づき減算器２２０２の出力にフィルタリング処理を施す。ＦＩＲフィルタ２２０３の出力は、減算器２２０２の第２の入力に供給される。
【００９２】
ＦＦＴ回路２２０４は、減算器２２０２の出力から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、減算器２２０２の出力を時間領域から周波数領域に変換する。ＦＦＴ回路２２０４の出力は、複素除算回路２２０６の第１の入力、及び複素除算回路２２１５の第１の入力に供給される。
【００９３】
ＳＰ発生回路２２０５、複素除算回路２２０６、及び補間回路２２０７で構成されるブロック（第１の伝送路特性推定部）は、減算器２２０２の出力において観測される系の伝送路特性Ｚ（ω）を推定する。第１の伝送路特性推定部の具体的な構成を以下に説明する。
【００９４】
ＳＰ発生回路２２０５は、ＦＦＴ回路２２０４の出力に同期して、その振幅及び位相が既知である規定のＳＰ信号を発生する。ＳＰ発生回路２２０５の出力は、複素除算回路２２０６の第２の入力に供給される。
【００９５】
複素除算回路２２０６は、ＦＦＴ回路２２０４の出力に含まれる受信ＳＰ信号をＳＰ発生回路２２０５の出力で除することにより、ＳＰ信号が配置されたキャリアに対する伝送路特性を求める。複素除算回路２２０６の出力Ｚｐ（ω）は、補間回路２２０７に供給される。
【００９６】
補間回路２２０７は、複素除算回路２２０６の出力Ｚｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する。補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）は残差算出回路２２１２ａの第１の入力及び複素除算回路２２１５の第２の入力に供給される。
【００９７】
一方、ＦＦＴ回路２２０８ａは、直交復調回路２２０１の出力から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、直交復調回路２２０１の出力を時間領域から周波数領域に変換する。ＦＦＴ回路２２０８ａの出力は、複素除算回路２２１０の第１の入力に供給される。
【００９８】
ＳＰ発生回路２２０９、複素除算回路２２１０、及び補間回路２２１１で構成されるブロック（第２の伝送路特性推定部）は、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）を推定する。第２の伝送路特性推定部の具体的な構成を以下に説明する。
【００９９】
ＳＰ発生回路２２０９は、ＦＦＴ回路２２０８ａの出力に同期して、その振幅及び位相が既知である規定のＳＰ信号を発生する。ＳＰ発生回路２２０９の出力は、複素除算回路２２１０の第２の入力に供給される。
【０１００】
複素除算回路２２１０は、ＦＦＴ回路２２０８ａの出力に含まれる受信ＳＰ信号をＳＰ発生回路２２０９の出力で除することにより、ＳＰ信号が配置されたキャリアに対する伝送路特性を求める。複素除算回路２２１０の出力Ｆｐ（ω）は、補間回路２２１１に供給される。
【０１０１】
補間回路２２１１は、複素除算回路２２１０の出力Ｆｐ（ω）を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性を推定する。補間回路２２１１の出力Ｆ０（ω）は、残差算出回路２２１２ａの第２の入力及び信頼性算出回路２２１９ａに供給される。
【０１０２】
次に、残差算出回路２２１２ａは、補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）及び補間回路２２１１の出力Ｆ０（ω）からキャンセル残差Ｅ（ω）を算出するもので、その出力はＩＦＦＴ回路２２１３に供給される。
【０１０３】
ＩＦＦＴ回路２２１３は、残差算出回路２２１２ａの出力Ｅ（ω）をＩＦＦＴすることにより、周波数領域での残差Ｅ（ω）を時間領域での残差ｅ（ｔ）に変換する。ＩＦＦＴ回路２２１３の出力は、係数更新回路２２１４ａに供給される。
【０１０４】
係数更新回路２２１４ａは、ＩＦＦＴ回路２２１３の出力ｅ（ｔ）から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数ｗ（ｔ）を算出する。係数更新回路２２１４ａの出力は、ＦＩＲフィルタ２２０３の第２の入力に供給される。
【０１０５】
複素除算回路２２１５は、ＦＦＴ回路２２０４の出力を補間回路２２０７の出力で除することにより、信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪を補償する。複素除算回路２２１５の出力は、判定回路２２１６に供給される。
【０１０６】
判定回路２２１６は、複素除算回路２２１５の出力をそれぞれのキャリアの変調方式に対応した正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する。判定回路２２１６の出力は、重み付け回路２２２０の第１の入力に供給される。
【０１０７】
ここで、前述のＤＶＢ−ＴやＩＳＤＢ−Ｔでは、データキャリアの変調方式として、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｒｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ：４相位相変調）、１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：直交振幅変調）、６４ＱＡＭ等が適用される。
【０１０８】
なお図１中には示していないが、判定回路２２１６で処理するデータキャリアの変調方式は、受信信号中に含まれる制御情報（ＤＶＢ−ＴにおけるＴＰＳやＩＳＤＢ−ＴにおけるＴＭＣＣ）を復調することで得られる。
【０１０９】
信頼性算出回路２２１９ａは、補間回路２２１１の出力から複素除算回路２２１５の出力の信頼性を算出する。信頼性算出回路２２１９ａの出力は、重み付け回路２２２０の第２の入力に供給される。
【０１１０】
重み付け回路２２２０は、信頼性算出回路２２１９ａの出力に基づき判定回路２２１６の出力である判定データに重み付けを行う。重み付け回路２２２０の出力は、ビタビ復号回路２２１７に供給される。
【０１１１】
ビタビ復号回路２２１７は、判定回路２２１６の出力に対して最尤復号処理の一種であるビタビ復号処理を施す。ビタビ復号回路２２１７の出力は、ＲＳ復号回路２２１８に供給される。
【０１１２】
ＲＳ復号回路２２１８は、ビタビ復号回路２２１７の出力にＲＳ復号処理を施す。ＲＳ復号回路２２１８の出力は、ＯＦＤＭ信号復調部２２ａの出力として、情報源復号部２３に供給される。
【０１１３】
次に、ＯＦＤＭ信号復調部２２ｄにおける減算器２２０２においてマルチパス干渉成分が打ち消される条件について説明する。
【０１１４】
まず、マルチパス伝送路の伝達関数をＨ（ω）とすると、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）は（９）式で表される。
【数９】

【０１１５】
また、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数はフィルタ係数ｗ（ｔ）のフーリエ変換対であり、これをＷ（ω）とすると、減算器２２０２の出力において観測される系の伝送路特性Ｚ（ω）は（１０）式で表される。
【数１０】

【０１１６】
（１０）式より、マルチパス干渉成分が打ち消される条件は（１１）式となるので、
【数１１】

キャンセル残差Ｅ（ω）を（１２）式のように定義し、
【数１２】

（１２）式に（９）式及び（１０）式を代入し、Ｅ（ω）をＦ（ω）及びＺ（ω）で表わすと、（１３）式が得られる。
【数１３】

【０１１７】
残差算出回路２２１２ａは、（１３）式のＺ（ω）としては補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）を用い、Ｆ（ω）としては補間回路２２１１の出力Ｆ０（ω）を用いることにより、キャンセル残差Ｅ（ω）を算出する。
【０１１８】
さらに、係数更新回路２２１４ａでの係数更新式を（１４）式で定義する。
【数１４】

【０１１９】
ただし、（１４）式中のｗ＿ｏｌｄ（ｔ）は更新前の係数、μは１以下の定数である。
【０１２０】
以上の構成によって、図１のＯＦＤＭ信号復調部２２ｄにおいては、マルチパス伝送路の伝達関数Ｈ（ω）とＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、マルチパス干渉がキャンセルされる。
【０１２１】
また、本実施の形態において、信頼性算出回路２２１９ａは補間回路２２１１の出力のレベルを算出するが、補間回路２２１１の出力は、マルチパス干渉をキャンセルする前の伝送路特性Ｆ（ω）であるので、信頼性算出回路２２１９ａでは、マルチパス干渉によってレベルが低下したキャリア、すなわちＣ／Ｎが低下したキャリアを正確に検出することができる。
【０１２２】
重み付け回路２２２０は、信頼性算出回路２２１９ａの出力に基づき判定回路２２１６の出力である判定データに重み付けを行う。より具体的には、レベルの小さなキャリアに対応する判定データに関しては、対応するビットデータが０である尤度と１である尤度とが近くなるよう補正を加える。さらに極端な場合には判定データを消失とする、すなわち、対応するビットデータが０である尤度と１である尤度とを等しくすることにより、当該キャリアに対応する判定データがビタビ復号回路２２１７内部におけるメトリック算出に影響を与えないようにする。
【０１２３】
以上の構成によって、第１の実施形態に係るＯＦＤＭ信号復調部２２ｄでは、レベルの小さなキャリアに対応する判定データの信頼性を下げることにより、マルチパス干渉に対する耐性を高めることが可能となる。
【０１２４】
（第２の実施形態）
図２は、本発明の第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｅの構成を示すブロック図である。図２において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。
【０１２５】
図２に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｅは、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）の代わりに、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）を用いてキャンセル残差を求める点で、図１に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｄと相違する。
【０１２６】
図２において、補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）は、複素除算回路２２１５の第２の入力、残差算出回路２２１２ｂの第１の入力及び信頼性算出回路２２１９ｂの第１の入力に供給される。
【０１２７】
ＦＦＴ回路２２０８ｂは、係数更新回路２２１４ａの出力ｗ（ｔ）をＦＦＴすることにより、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）を算出する。ＦＦＴ回路２２０８ｂの出力は、残差算出回路２２１２ｂの第２の入力及び信頼性算出回路２２１９ｂの第２の入力に供給される。
【０１２８】
残差算出回路２２１２ｂは、補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）及びＦＦＴ回路２２０８ｂの出力Ｗ（ω）からキャンセル残差Ｅ（ω）を算出する。残差算出回路２２１ｂの出力は、ＩＦＦＴ回路２２１３に供給される。
【０１２９】
信頼性算出回路２２１９ｂは、補間回路２２０７の出力及びＦＦＴ回路２２０８ｂの出力から複素除算回路２２１５の出力の信頼性を算出する。信頼性算出回路２２１９ｂの出力は、重み付け回路２２２０の第２の入力に供給される。他の構成及び動作は、図１と同一であるので説明を省略する。
【０１３０】
次に、ＯＦＤＭ信号復調部２２ａにおける減算器２２０２においてマルチパス干渉成分が打ち消される条件について説明する。
【０１３１】
図２に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｅにおいても、図１の場合と同様に（９）〜（１２）式が成立するので、（１２）式に（９）式及び（１０）式を代入し、Ｅ（ω）をＷ（ω）及びＺ（ω）で表わすと、（１５）式が得られる。
【数１５】

【０１３２】
残差算出回路２２１２ｂは、（１５）式のＺ（ω）としては補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）を用い、Ｗ（ω）としてはＦＦＴ回路２２０８ｂの出力を用いることにより、キャンセル残差Ｅ（ω）を算出する。
【０１３３】
以上の構成によって、図２のＯＦＤＭ信号復調部２２ｅにおいては、マルチパス伝送路の伝達関数Ｈ（ω）とＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）との差分であるキャンセル残差Ｅ（ω）が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、マルチパス干渉がキャンセルされる。
【０１３４】
また上記の結果、ＦＦＴ回路２２０８ｂの出力Ｗ（ω）はマルチパス伝送路の伝達関数Ｈ（ω）と等しくなり、補間回路２２０７の出力Ｚ０（ω）はマルチパス干渉成分が除去された系の伝送路特性となる。そこで信頼性算出回路２２１９ｂでは、Ｚ０（ω）とＷ（ω）との和としてマルチパス干渉の影響を受けた系の伝送路特性を算出し、そのレベルを算出することにより、マルチパス干渉によってレベルが低下したキャリア、すなわちＣ／Ｎが低下したキャリアを正確に検出することができる。
【０１３５】
このように、図２のＯＦＤＭ信号復調部２２ｅにおいては、レベルの小さなキャリアに対応する判定データの信頼性を下げることにより、マルチパス干渉に対する耐性を高めることができる。
【０１３６】
また、第２の実施形態によれば、第１の実施形態に比して、ＳＰ発生回路２２０９、複素除算回路２２１０、補間回路２２１１を省略することができ、ハードウェアの規模を削減することができる。
【０１３７】
（第３の実施形態）
図３は、本発明の第３の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｆの構成を示すブロック図である。図３において、図１と同一部分には同一符号を付して示す。
【０１３８】
図３に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｆの特徴は、図１におけるＯＦＤＭ信号復調部２２ｄに加算器２２２１及び第２のＦＩＲフィルタ２２２２を追加したことである。なお、第２のＦＩＲフィルタ２２２２と区別するために、ＦＩＲフィルタ２２０３を第１のＦＩＲフィルタと呼ぶことにするが、図１の場合と同一機能を有するので、図３上、同一の符号で示す。
【０１３９】
図３において、直交復調回路２２０１は、チューナ２１の出力を直交復調することにより、ＩＦ帯域からベースバンドへ周波数変換するとともに、実信号をＩ軸成分とＱ軸成分とからなる複素数信号に変換する。直交復調回路２２０１の出力は、減算器２２０２の第１の入力及びＦＦＴ回路２２０８ａに供給される。
【０１４０】
減算器２２０２は、直交復調回路２２０１の出力からＦＩＲフィルタ２２０３の出力を減じることにより、マルチパス干渉を打ち消す。減算器２２０２の出力は、ＦＩＲフィルタ２２０３の第１の入力、ＦＦＴ回路２２０４、加算器２２２１の第１の入力、及び第２のＦＩＲフィルタ２２２２の第１の入力に供給される。
【０１４１】
第１のＦＩＲフィルタ２２０３は、係数更新回路２２１４ｂから供給されるフィルタ係数に基づき減算器２２０２の出力にフィルタリング処理を施す。第１のＦＩＲフィルタ２２０３の出力は、減算器２２０２の第２の入力に供給される。
【０１４２】
加算器２２２１は、減算器２２０２の出力に第２のＦＩＲフィルタ２２２２の出力を加える。加算器２２２１の出力は、ＦＦＴ回路２２２３に供給される。
【０１４３】
第２のＦＩＲフィルタ２２２２は、係数更新回路２２１４ｂから供給されるフィルタ係数に基づき減算器２２０２の出力にフィルタリング処理を施すことにより、マルチパス干渉成分のうち遅延時間が所定の時間よりも短い成分のみを生成する。第２のＦＩＲフィルタ２２２２の出力は、加算器２２２１の第２の入力に供給される。
【０１４４】
係数更新回路２２１４ｂは、ＩＦＦＴ回路２２１３の出力ｅ（ｔ）から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数ｗ（ｔ）を算出する。係数更新回路２２１４ｂの第１の出力はＦＩＲフィルタ２２０３の第２の入力に供給され、第２の出力はＦＩＲフィルタ２２２２の第２の入力に供給される。
【０１４５】
ここで、係数更新回路２２１４ｂの第１の出力はｗ（ｔ）そのものであるが、第２の出力は、ｗ（ｔ）から上記の所定の時間よりも短い遅延時間に対応する部分のみを抽出したものである。
【０１４６】
ＦＦＴ回路２２２３は、加算器２２２１の出力から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、加算器２２２１の出力を時間領域から周波数領域に変換する。ＦＦＴ回路２２２３の出力は、複素除算回路２２２５の第１の入力及び複素除算回路２２１５の第１の入力に供給される。
【０１４７】
ＳＰ発生回路２２２４、複素除算回路２２２５、及び補間回路２２２６で構成されるブロック（第３の伝送路特性推定部）は、加算器２２２１の出力において観測される系の伝送路特性を推定する。第３の伝送路特性推定部の具体的な構成及び動作は、ＳＰ発生回路２２０５、複素除算回路２２０６、及び補間回路２２０７で構成される第１の伝送路特性推定部、あるいは、ＳＰ発生回路２２０９、複素除算回路２２１０、及び補間回路２２１１で構成される第２の伝送路特性推定部と同様であるので説明を省略する。
【０１４８】
複素除算回路２２１５は、ＦＦＴ回路２２２３の出力を補間回路２２２６の出力で除することにより、信号が伝送路で受けた振幅及び位相の歪を補償する。複素除算回路２２１５の出力は、判定回路２２１６に供給される。
【０１４９】
判定回路２２１６は、複素除算回路２２１５の出力をそれぞれのキャリアの変調方式に対応した正規の信号点配置に基づき判定し、判定データに変換する。判定回路２２１６の出力は、重み付け回路２２２０の第１の入力に供給される。
【０１５０】
信頼性算出回路２２１９ａは、補間回路２２２６の出力から複素除算回路２２１５の出力の信頼性を算出する。信頼性算出回路２２１９の出力は、重み付け回路２２２０の第２の入力に供給される。
【０１５１】
重み付け回路２２２０は、信頼性算出回路２２１９ａの出力に基づき判定回路２２１６の出力である判定データに重み付けを行う。重み付け回路２２２０の出力は、ビタビ復号回路２２１７に供給される。
【０１５２】
ビタビ復号回路２２１７は、判定回路２２１６の出力に対して最尤復号処理の一種であるビタビ復号処理を施す。ビタビ復号回路２２１７の出力は、ＲＳ復号回路２２１８に供給される。
【０１５３】
ＲＳ復号回路２２１８は、ビタビ復号回路２２１７の出力にＲＳ復号処理を施す。ＲＳ復号回路２２１８の出力は、ＯＦＤＭ信号復調部２２ｆの出力として、情報源復号部２３に供給される。
【０１５４】
他の構成及び動作は、図１と同一であるので説明を省略する。
【０１５５】
以上の構成によって、図３のＯＦＤＭ信号復調部２２ｆにおいては、減算器２２０２及び第１のＦＩＲフィルタ２２０３によって、一旦マルチパス干渉をキャンセルするが、加算器２２２１及び第２のＦＩＲフィルタ２２２２によって、マルチパス干渉成分のうち遅延時間が所定の時間よりも短い成分のみ、再び付加する。
【０１５６】
ここで、上記の所定の時間としてはガード期間長を選ぶことが望ましく、この場合、減算器２２０２、第１のＦＩＲフィルタ２２０３、加算器２２２１、及び第２のＦＩＲフィルタ２２２２で構成されるブロックは、シンボル間干渉を引き起こすマルチパス成分、つまりガード期間長を超える遅延時間のマルチパス成分のみをキャンセルすることになる。
【０１５７】
一方、信頼性算出回路２２１９ａは補間回路２２２６の出力のレベルを算出するが、補間回路２２２６の出力は、遅延時間が所定の時間よりも短いマルチパス成分が付加された伝送路特性であるので、信頼性算出回路２２１９ａでは、マルチパス干渉によってレベルが低下したキャリア、すなわちＣ／Ｎが低下したキャリアを正確に検出することができる。
【０１５８】
以上の構成により、第３の実施形態によれば、ガード期間長を超える遅延時間のマルチパス干渉が存在する場合に発生するシンボル間干渉の影響を軽減するとともに、ガード期間長を下回る遅延時間のマルチパス干渉に対する耐性を高めることが可能となる。
【０１５９】
（第４の実施形態）
図４は、本発明の第４の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｇの構成を示すブロック図である。図４において、図２及び図３と同一部分には同一符号を付して示す。
【０１６０】
図４に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｇは、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）の代わりに、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）を用いてキャンセル残差を求める点で、図３に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｆと相違する。
【０１６１】
つまり、図４に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｇと図３に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｆとの関係は、図２に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｅと図１に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｄとの関係と同様であるので、詳細な構成及び動作の説明は省略する。図４において、第２の伝送路特性推定部と記したブロックは、図３の第３の伝送路特性推定ブロックと対応する。
【０１６２】
以上の構成により本実施の形態によれば、第３の実施の形態に比して、ＳＰ発生回路２２０９、複素除算回路２２１０、補間回路２２１１を省略することができ、ハードウェアの規模を削減することができる。
【０１６３】
（第５の実施形態）
図５は、本発明の実施形態に係るマルチパス除去装置３の構成例を示すブロック図である。マルチパス除去装置３は、マルチパスキャンセル機能を有しない従来のＯＦＤＭ信号受信装置４に前置して接続される。
【０１６４】
図５において、アンテナ１により受信された信号は、マルチパス除去装置３内部のチューナ３１に供給される。
【０１６５】
チューナ３１は、アンテナから供給される受信信号に対して、所望のサービスを含むＯＦＤＭ信号の抽出、ＲＦ帯域からＩＦ帯域への周波数変換、ゲイン調整等を行う。チューナ３１の出力は、マルチパス等化部３２に供給される。
【０１６６】
マルチパス等化部３２は、チューナ３１の出力からマルチパス干渉を除去する。マルチパス等化部３２の出力は、アップコンバータ３３に供給される。
【０１６７】
アップコンバータ３３は、マルチパス等化部３２の出力を再びＲＦ帯域に周波数変換する。アップコンバータ３３の出力は、マルチパス除去装置３の出力として従来のＯＦＤＭ信号受信装置４に供給される。
【０１６８】
図６は、本発明の第５の実施形態におけるマルチパス除去装置３中のマルチパス等化部３２ａの構成を示すブロック図である。図６において、図３に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｆと同一部分には、同一符号を付して示す。
【０１６９】
図６に示すマルチパス等化部３２ａの特徴は、図３におけるＯＦＤＭ信号復調部２２ｆに、直交変調回路３２０１を追加したことである。
【０１７０】
直交変調回路３２０１は、加算器２２２１の出力を直交変調することにより、ベースバンドからＩＦ帯域へ周波数変換するとともに、Ｉ軸成分とＱ軸成分とからなる複素数信号を実信号に変換する。直交変調回路３２０１の出力は、マルチパス等化部３２ａの出力としてアップコンバータ３３に供給される。
【０１７１】
他の構成及び動作は、図３におけるＯＦＤＭ信号復調部２２ｆの場合と同一であるので説明を省略する。
【０１７２】
この構成により、第５の実施形態によれば、シンボル間干渉を引き起こすマルチパス成分、つまりガード期間長を超える遅延時間のマルチパス成分のみをキャンセルするので、マルチパスキャンセル機能を有しない従来のＯＦＤＭ信号受信装置４を使用することが可能なだけでなく、従来のＯＦＤＭ信号受信装置４が、レベルの小さなキャリアに対応する判定データの信頼性を下げることにより、マルチパス干渉に対する耐性を高める機能を有する場合、その機能を損なわずに、マルチパス除去装置３を追加することが可能となる。
【０１７３】
（第６の実施形態）
図７は、本発明の第６の実施形態におけるマルチパス除去装置３中のマルチパス等化部３２ｂの構成を示すブロック図である。図７において、図４及び図６と同一部分には同一符号を付して示す。
【０１７４】
図７に示すマルチパス等化部３２ｂは、減算器２２０２の入力において観測される系の伝送路特性Ｆ（ω）の代わりに、ＦＩＲフィルタ２２０３の伝達関数Ｗ（ω）を用いてキャンセル残差を求める点で、図６に示すマルチパス等化部３２ａと相違する。
【０１７５】
つまり、図７に示すマルチパス等化部３２ｂと図６に示すマルチパス等化部３２ａとの関係は、図２に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｅと図１に示すＯＦＤＭ信号復調部２２ｄとの関係と同様である。したがって、詳細な構成及び動作の説明は省略する。
【０１７６】
以上の構成により、第６の実施形態によれば、第５の実施形態に比して、ＳＰ発生回路２２０９、複素除算回路２２１０、補間回路２２１１を省略することができ、ハードウェアの規模を削減することができる。
【０１７７】
なお、本発明の実施形態においては、信号帯域内に分散的に配置されたパイロットキャリアを含む伝送方式を例にとり説明したが、伝送路特性を推定するブロック（伝送路特性推定部）の構成を適宜変更することにより、全キャリアの振幅及び位相が既知であるパイロットシンボルが存在する伝送方式等、他の種類の伝送方式に対しても適用可能である。
【０１７８】
また、伝送方式によっては、ビタビ復号回路２２１７あるいはＲＳ復号回路２２１８の前処理として一つ以上のインターリーブ処理を挿入することもあるが、これらは本発明の原理とは無関係であり、インターリーブ処理挿入の有無に関わらず、本発明の原理を適用することができることは言うまでもない。
【０１７９】
また、図には示していないが、ＯＦＤＭ信号復調部２２及びマルチパス等化部３２において使用しているデジタル信号処理のためのＡＤ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏＤｉｇｉｔａｌ：アナログ−デジタル）変換器ならびにＤＡ（Ｄｉｇｉｔａｌｔｏ Ａｎａｌｏｇ：デジタル−アナログ）変換器の挿入位置は、本発明の原理とは無関係であり、ＡＤ変換器ならびにＤＡ変換器の挿入位置に関わらず、本発明の原理を適用することができることは言うまでもない。
【０１８０】
最後に、本発明の実施形態においては、各々の構成要素が個別のハードウェアとして固有の機能を具現化するものとして説明したが、このような実現方法は本発明の原理とは無関係であり、本発明の構成要素の一部あるいは全体を、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ：デジタル信号処理用プロセッサ）等の汎用ハードウェア上で実行されるソフトウェアとして具現化してもよいことは言うまでもない。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｄの構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の第２の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｅの構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の第３の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｆの構成を示すブロック図である。
【図４】本発明の第４の実施形態におけるＯＦＤＭ信号受信装置２中のＯＦＤＭ信号復調部２２ｇの構成を示すブロック図である。
【図５】本発明の実施形態に係るマルチパス除去装置３の構成例を示すブロック図である。
【図６】本発明の第５の実施形態におけるマルチパス除去装置３中のマルチパス等化部３２ａの構成を示すブロック図である。
【図７】本発明の第６の実施形態におけるマルチパス除去装置３中のマルチパス等化部３２ｂの構成を示すブロック図である。
【図８】従来技術及び本発明の実施形態に係わる伝送方式のパイロット信号配置を示す模式図である。
【図９】従来のＯＦＤＭ信号受信装置２の構成例を示すブロック図である。
【図１０】特許文献１に開示されているＯＦＤＭ信号受信装置におけるＯＦＤＭ信号復調部２２ａの構成を示すブロック図である。
【図１１】特許文献２に開示されているＯＦＤＭ信号受信装置におけるＯＦＤＭ信号復調部２２ｂの構成を示すブロック図である。
【図１２】非特許文献１に開示されているＯＦＤＭ信号受信装置におけるＯＦＤＭ信号復調部２２ｃの構成を示すブロック図である。
【図１３】従来のＯＦＤＭ信号受信装置中のＯＦＤＭ信号復調部の動作を説明するための模式図である。
【符号の説明】
１…受信アンテナ
２，４…ＯＦＤＭ信号受信装置
３…マルチパス除去装置
２１，３１…チューナ
２２…ＯＦＤＭ信号復調部
２３…情報源復号部
２４…サービス提示部
３２…マルチパス等化部
３３…アップコンバータ
２２０１…直交復調回路
２２０２…減算器
２２０３，２２２２…ＦＩＲフィルタ
２２０４，２２０８ａ，２２０８ｂ，２２２３…ＦＦＴ回路
２２０５，２２０９，２２２４…ＳＰ発生回路
２２０６，２２１０，２２１５，２２２５…複素除算回路
２２０７，２２１１，２２２６…補間回路
２２１２ａ，２２１２ｂ…残差算出回路
２２１３…ＩＦＦＴ回路
２２１４ａ，２２１２ｂ…係数更新回路
２２１６…判定回路
２２１７…ビタビ復号回路
２２１８…ＲＳ復号回路
２２１９ａ，２２１９ｂ…信頼性算出回路
２２２０…重み付け回路
２２２１…加算器
３２０１…直交変調回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a receiving apparatus for receiving a signal transmitted using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission scheme, and more specifically, to a multipath interference with a delay time exceeding a guard period length. The present invention relates to a receiving apparatus that reduces the influence of intersymbol interference that occurs when it exists, and that increases the resistance to multipath interference with a delay time shorter than the guard period length.
[0002]
[Prior art]
The OFDM transmission method is a method in which a large number of orthogonal carriers are modulated by digital data to be transmitted, and the modulated waves are multiplexed and transmitted. In the OFDM transmission system, if the number of carriers used is increased from several hundreds to several thousands, the symbol time becomes extremely long, and a copy of the signal after the effective symbol period is added as a guard period signal before the effective symbol period. By doing so, it is characterized in that it is hardly affected by multipath interference.
[0003]
However, if there is multipath interference with a delay time longer than the guard period length, intersymbol interference occurs and the reception performance deteriorates.
[0004]
A method has been devised for estimating the transmission path characteristics of a multipath transmission path by signal processing and controlling the filter coefficient of a transversal filter so as to cancel the transmission path characteristic, thereby canceling the multipath interference (for example, Patent Document 1). And Patent Document 2).
[0005]
Hereinafter, the related art will be described with reference to the drawings.
FIG. 8 is a schematic diagram showing a pilot signal arrangement of a transmission method assumed in the above document. The pilot signal arrangement includes a DVB-T (Digital Video Broadcasting-Terrestrial) system, which is a European terrestrial digital broadcasting system, and an ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) system, which is a Japanese terrestrial digital broadcasting system.
[0006]
The white circles in FIG. 8 indicate control information (Transmission Parameter Signaling (TPS) in DVB-T), TMCC (Transmission Multiplexing Configuration Control) in ISDB-T, and AC (Auxiliary) in additional information (AC (Auxiliary) in ISDB-T). The solid circles are pilot carriers (SP (scattered pilot)) that are distributed.
[0007]
In FIG. 8, k on the horizontal axis (frequency axis) represents the index of the carrier, and i on the vertical axis (time axis) represents the index of the symbol. At this time, the SP signal is transmitted using a carrier having an index k = kp that satisfies the following equation (1) (where mod in the equation represents a remainder operation, and p is a non-negative integer).
(Equation 1)

[0008]
The SP signal is modulated based on a pseudo-random code sequence, and its amplitude and phase are determined only by the index k of the arranged carrier, and do not depend on the index i of the symbol.
[0009]
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of a conventional OFDM signal receiving apparatus 2.
[0010]
In FIG. 9, a signal received by the antenna 1 is supplied to a tuner 21 inside the OFDM signal receiving device 2.
[0011]
The tuner 21 extracts an OFDM signal including a desired service from a received signal supplied from an antenna, performs frequency conversion from an RF (Radio Frequency: radio frequency) band to an IF (Intermediate Frequency: intermediate frequency) band, and gain. Make adjustments, etc. The output of the tuner 21 is supplied to an OFDM signal demodulation unit 22.
[0012]
The OFDM signal demodulation unit 22 restores the transmitted digital data by demodulating the output of the tuner 21, and then performs an error correction decoding process to correct a transmission error caused by a disturbance or the like added on the transmission path. . The output of the OFDM signal demodulation unit 22 is supplied to the information source decoding unit 23.
[0013]
The information source decoding unit 23 separates the output of the OFDM signal demodulation unit 22 into data such as video and audio, and then performs data expansion processing. The output of the information source decoding unit 23 is supplied to the service presentation unit 24.
[0014]
The service presenting unit 24 displays video information out of the output of the information source decoding unit 23 on a CRT (Cathode Ray Tube: cathode ray tube) or the like, and outputs audio information from a speaker or the like, thereby providing a desired service to the user. To provide.
[0015]
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22a in the OFDM signal receiving device disclosed in Patent Document 1.
[0016]
In FIG. 10, a quadrature demodulation circuit 2201 performs quadrature demodulation on the output of the tuner 21 to perform frequency conversion from an IF band to a base band (hereinafter, base band), and converts an actual signal into an I (In phase) axis component. And a Q (Quadrature phase: quadrature phase) axis component. An output of the quadrature demodulation circuit 2201 is supplied to a first input of a subtractor 2202 and an FFT (Fast Fourier Transform: fast Fourier transform) circuit 2208a.
[0017]
The subtractor 2202 cancels the multipath interference by subtracting the output of the FIR filter 2203 from the output of the quadrature demodulation circuit 2201. The output of the subtractor 2202 is supplied to the first input of the FIR filter 2203 and the FFT circuit 2204.
[0018]
The FIR filter 2203 performs a filtering process on the output of the subtractor 2202 based on the filter coefficient supplied from the coefficient update circuit 2214a. The output of the FIR filter 2203 is provided to a second input of a subtractor 2202.
[0019]
The FFT circuit 2204 cuts out the signal of the effective symbol period length from the output of the subtractor 2202, and performs FFT to convert the output of the subtractor 2202 from the time domain to the frequency domain. The output of the FFT circuit 2204 is supplied to a first input of the complex division circuit 2206 and a first input of the complex division circuit 2215.
[0020]
A block (first transmission path characteristic estimating unit) including the SP generation circuit 2205, the complex division circuit 2206, and the interpolation circuit 2207 calculates the transmission path characteristic Z (ω) of the system observed at the output of the subtractor 2202. presume. The specific configuration of the first transmission path characteristic estimating unit will be described below.
[0021]
The SP generation circuit 2205 generates a specified SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output of the FFT circuit 2204. The output of the SP generation circuit 2205 is supplied to a second input of the complex division circuit 2206.
[0022]
The complex division circuit 2206 divides the received SP signal included in the output of the FFT circuit 2204 by the output of the SP generation circuit 2205 to obtain a transmission path characteristic for the carrier on which the SP signal is arranged. The output Zp (ω) of the complex division circuit 2206 is supplied to the interpolation circuit 2207.
[0023]
The interpolation circuit 2207 interpolates the output Zp (ω) of the complex division circuit 2206 and estimates the transmission path characteristics for the entire signal band. The output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 is supplied to a first input of the residual calculation circuit 2212a and a second input of the complex division circuit 2215.
[0024]
On the other hand, the FFT circuit 2208a cuts out a signal corresponding to the effective symbol period length from the output of the orthogonal demodulation circuit 2201 and performs FFT to convert the output of the orthogonal demodulation circuit 2201 from the time domain to the frequency domain. The output of the FFT circuit 2208a is supplied to a first input of the complex division circuit 2210.
[0025]
A block (second transmission path characteristic estimating unit) including the SP generation circuit 2209, the complex division circuit 2210, and the interpolation circuit 2211 calculates the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202. presume. The specific configuration of the second transmission path characteristic estimating unit will be described below.
[0026]
The SP generation circuit 2209 generates a specified SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output of the FFT circuit 2208a. The output of the SP generation circuit 2209 is supplied to a second input of the complex division circuit 2210.
[0027]
The complex division circuit 2210 divides the received SP signal included in the output of the FFT circuit 2208a by the output of the SP generation circuit 2209 to obtain a transmission path characteristic for the carrier on which the SP signal is arranged. The output Fp (ω) of the complex division circuit 2210 is supplied to the interpolation circuit 2211.
[0028]
The interpolation circuit 2211 interpolates the output Fp (ω) of the complex division circuit 2210 and estimates the transmission path characteristics for the entire signal band. The output F0 (ω) of the interpolation circuit 2211 is supplied to a second input of the residual calculation circuit 2212a.
[0029]
Next, the residual calculation circuit 2212a calculates the cancellation residual E (ω) from the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 and the output F0 (ω) of the interpolation circuit 2211. The output of the residual calculation circuit 2212a is supplied to the IFFT circuit 2213.
[0030]
The IFFT circuit 2213 converts the residual E (ω) in the frequency domain into the residual e (t) in the time domain by performing an IFFT on the output E (ω) of the residual calculation circuit 2212a. The output of the IFFT circuit 2213 is supplied to a coefficient updating circuit 2214a.
[0031]
The coefficient updating circuit 2214a calculates a filter coefficient w (t) from the output e (t) of the IFFT circuit 2213 based on a predetermined coefficient updating formula. The output of the coefficient update circuit 2214 is supplied to a second input of the FIR filter 2203.
[0032]
The complex division circuit 2215 compensates for the amplitude and phase distortion of the signal received on the transmission line by dividing the output of the FFT circuit 2204 by the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207. The output of the complex division circuit 2215 is supplied to a judgment circuit 2216.
[0033]
The determination circuit 2216 determines the output of the complex division circuit 2215 based on the normal signal point arrangement corresponding to the modulation scheme of each carrier, and converts the output into the determination data. The output of the judgment circuit 2216 is supplied to a Viterbi decoding circuit 2217.
[0034]
The Viterbi decoding circuit 2217 performs a Viterbi decoding process, which is a type of the maximum likelihood decoding process, on the output of the determination circuit 2216. The output of the Viterbi decoding circuit 2217 is supplied to an RS (Reed-Solomon: Reed-Solomon) decoding circuit 2218.
[0035]
The RS decoding circuit 2218 performs an RS decoding process on the output of the Viterbi decoding circuit 2217. The output of the RS decoding circuit 2218 is supplied to the information source decoding unit 23 as the output of the OFDM signal demodulation unit 22a.
[0036]
Next, conditions under which the multipath interference component is canceled by the subtractor 2202 in the OFDM signal demodulation unit 22a will be described.
[0037]
First, assuming that the transfer function of the multipath transmission path is H (ω), the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202 is expressed by the equation (2).
(Equation 2)

[0038]
The transfer function of the FIR filter 2203 is a Fourier transform pair of the filter coefficient w (t). If this is W (ω), the transmission path characteristic Z (ω) of the system observed at the output of the subtractor 2202 is It is expressed by equation (3).
[Equation 3]

[0039]
From the equation (3), the condition for canceling the multipath interference component is the equation (4).
(Equation 4)

The cancellation residual E (ω) is defined as in equation (5),
(Equation 5)

By substituting equations (2) and (3) into equation (5) and expressing E (ω) by F (ω) and Z (ω), equation (6) is obtained.
(Equation 6)

[0040]
The residual calculation circuit 2212a uses the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 as Z (ω) in the equation (6) and uses the output F0 (ω) of the interpolation circuit 2211 as F (ω). Calculate the cancellation residual E (ω).
[0041]
Further, a coefficient updating equation in the coefficient updating circuit 2214a is defined by equation (7).
(Equation 7)

[0042]
Here, w_old (t) in the equation (7) is a coefficient before updating, and μ is a constant of 1 or less.
[0043]
With the above-described configuration, in the OFDM signal demodulation unit 22a of FIG. However, the feedback control is operated so as to converge to 0, and the multipath interference is canceled.
[0044]
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22b in the OFDM signal receiving device disclosed in Patent Document 2.
[0045]
The OFDM signal demodulation unit 22b illustrated in FIG. 11 uses the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203 instead of the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202 to cancel the cancellation residual. This is different from the OFDM signal demodulation unit 22a shown in FIG. In FIG. 11, parts having the same functions as those of the OFDM signal demodulation unit 22a shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals, and descriptions of the functions and operations are omitted.
[0046]
In FIG. 11, an output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 is supplied to a first input of the residual calculation circuit 2212b and a second input of the complex division circuit 2215.
[0047]
The FFT circuit 2208b calculates the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203 by performing FFT on the output w (t) of the coefficient updating circuit 2214a. The output of the FFT circuit 2208b is supplied to a second input of the residual calculation circuit 2212b.
[0048]
The residual calculation circuit 2212b calculates the cancellation residual E (ω) from the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 and the output W (ω) of the FFT circuit 2208b. The output of the residual calculation circuit 2212b is supplied to the IFFT circuit 2213.
[0049]
Next, conditions under which the multipath interference component is canceled by the subtractor 2202 in the OFDM signal demodulation unit 22b will be described.
[0050]
In the OFDM signal demodulation unit 22b shown in FIG. 11, since the expressions (2) to (5) hold as in the case of FIG.
By substituting equations (2) and (3) into equation (5) and expressing E (ω) by W (ω) and Z (ω), equation (8) is obtained.
(Equation 8)

[0051]
The residual calculation circuit 2212b uses the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 as Z (ω) in the equation (8), and uses the output of the FFT circuit 2208b as W (ω), thereby obtaining the cancellation residual E. (Ω) is calculated.
[0052]
With the above configuration, also in the OFDM signal demodulation unit 22b of FIG. 11, the cancellation residual E (ω) which is the difference between the transfer function H (ω) of the multipath transmission path and the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203. However, the feedback control is operated so as to converge to 0, and the multipath interference is canceled.
[0053]
On the other hand, a technique has been devised to increase the resistance to multipath interference with a delay time shorter than the guard period length by using the estimated transmission path characteristics for generating the determination data that is the input of the Viterbi decoding process (for example, , Non-Patent Document 1).
[0054]
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22c in the OFDM signal receiving device disclosed in Non-Patent Document 1. 12, parts having the same functions as those of the OFDM signal demodulation unit 22a shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals.
[0055]
The quadrature demodulation circuit 2201 performs frequency demodulation from the IF band to the baseband by quadrature demodulating the output of the tuner 21 and converts a real signal into a complex signal composed of an I-axis component and a Q-axis component. The output of the quadrature demodulation circuit 2201 is supplied to the FFT circuit 2204.
[0056]
The FFT circuit 2204 cuts out a signal corresponding to the effective symbol period length from the output of the orthogonal demodulation circuit 2201 and performs FFT to convert the output of the orthogonal demodulation circuit 2201 from the time domain to the frequency domain. The output of the FFT circuit 2204 is supplied to a first input of the complex division circuit 2206 and a first input of the complex division circuit 2215.
[0057]
A block (transmission path characteristic estimating unit) including the SP generation circuit 2205, the complex division circuit 2206, and the interpolation circuit 2207 estimates the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the output of the quadrature demodulation circuit 2201. . The specific configuration of the transmission path characteristic estimating unit will be described below.
[0058]
The SP generation circuit 2205 generates a specified SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output of the FFT circuit 2204. The output of the SP generation circuit 2205 is supplied to a second input of the complex division circuit 2206.
[0059]
The complex division circuit 2206 divides the received SP signal included in the output of the FFT circuit 2204 by the output of the SP generation circuit 2205 to obtain a transmission path characteristic for the carrier on which the SP signal is arranged. The output Fp (ω) of the complex division circuit 2206 is supplied to the interpolation circuit 2207.
[0060]
The interpolation circuit 2207 interpolates the output Fp (ω) of the complex division circuit 2206 and estimates transmission path characteristics for the entire signal band. The output F0 (ω) of the interpolation circuit 2207 is supplied to the second input of the complex division circuit 2215 and the reliability calculation circuit 2219a.
[0061]
The complex division circuit 2215 compensates for the amplitude and phase distortion of the signal received on the transmission line by dividing the output of the FFT circuit 2204 by the output F0 (ω) of the interpolation circuit 2207. The output of the complex division circuit 2215 is supplied to a judgment circuit 2216.
[0062]
The determination circuit 2216 determines the output of the complex division circuit 2215 based on the normal signal point arrangement corresponding to the modulation scheme of each carrier, and converts the output into the determination data. The output of decision circuit 2216 is provided to a first input of weighting circuit 2220.
[0063]
The reliability calculation circuit 2219a calculates the reliability of the output of the complex division circuit 2215 from the output of the interpolation circuit 2207. The output of the reliability calculation circuit 2219a is supplied to a second input of the weighting circuit 2220.
[0064]
The weighting circuit 2220 weights the determination data output from the determination circuit 2216 based on the output of the reliability calculation circuit 2219a. The output of the weighting circuit 2220 is supplied to a Viterbi decoding circuit 2217.
[0065]
The Viterbi decoding circuit 2217 performs a Viterbi decoding process, which is a type of the maximum likelihood decoding process, on the output of the determination circuit 2216. The output of the Viterbi decoding circuit 2217 is supplied to the RS decoding circuit 2218.
[0066]
The RS decoding circuit 2218 performs an RS decoding process on the output of the Viterbi decoding circuit 2217. The output of the RS decoding circuit 2218 is supplied to the information source decoding unit 23 as the output of the OFDM signal demodulation unit 22a.
[0067]
Next, the principle of increasing the resistance to multipath interference in the OFDM signal demodulation unit 22c in FIG. 12 will be described with reference to FIG.
[0068]
The spectrum of the OFDM signal without multipath interference has a flat characteristic in the signal band as shown in FIG.
[0069]
On the other hand, when interference by a delayed wave is added, a periodic level drop occurs as shown in FIG. 13B, and when noise such as thermal noise of a tuner is further added, as shown in FIG. As shown.
[0070]
At this time, with respect to the carrier whose level has decreased, the C / N (Carrier to Noise Ratio: signal-to-noise ratio) decreases, and the error rate characteristics deteriorate.
[0071]
Therefore, the reliability calculation circuit 2219a calculates the output level of the interpolation circuit 2207, which is the transmission path characteristic estimation result, and the weighting circuit 2220 weights the determination data output from the determination circuit 2216 based on the level.
[0072]
More specifically, with respect to the determination data corresponding to the carrier having a small level, the correction is performed so that the likelihood that the corresponding bit data is 0 and 1 is close. In an extreme case, the decision data is erased, that is, the likelihood that the corresponding bit data is 0 is equal to the likelihood that the corresponding bit data is 1, so that the decision data corresponding to the carrier is stored in the Viterbi decoding circuit 2217. Do not affect the metric calculation in.
[0073]
With the above configuration, the OFDM signal demodulation unit 22c in FIG. 12 can increase the resistance to multipath interference by lowering the reliability of the determination data corresponding to the low-level carrier.
[0074]
[Patent Document 1]
JP 2001-292120 A
[Patent Document 2]
JP 2002-11625A
[Non-patent document 1]
Nakahara, et al., “Study on Soft Decision Decoding Method for 64QAM-OFDM Signal on Multipath Transmission Path”, Technical Report of the Institute of Image Information and Television Engineers, June 1998, Vol. 22, No. 34, p. 1-6
[0075]
[Problems to be solved by the invention]
Here, a case is considered in which the configuration of the OFDM signal demodulation unit 22a in FIG. 10 or the configuration of the OFDM signal demodulation unit 22c in FIG. 11 is simply combined with the configuration of the OFDM signal demodulation unit 22c in FIG. That is, a case is considered in which a reliability calculation circuit 2219a is provided after the interpolation circuit 2207 in the OFDM signal demodulation unit 22a or 22b, and a weighting circuit 2220 is provided between the determination circuit 2216 and the Viterbi decoding circuit 2217.
[0076]
At this time, by the configuration of the OFDM signal demodulation unit 22a in FIG. 10 or the OFDM signal demodulation unit 22b in FIG. 11, the carrier whose level has been reduced due to the multipath interference is lifted, and the spectrum of the OFDM signal is as shown in FIG. The characteristics are flat. At the same time, however, the originally flat noise spectrum is also lifted.
[0077]
That is, in a configuration in which the configuration of the OFDM signal demodulation unit 22c in FIG. 12 is simply combined with the configuration of the OFDM signal demodulation unit 22a in FIG. 10 or the OFDM signal demodulation unit 22b in FIG. 11, the spectrum of the OFDM signal is corrected. Although it is possible, the C / N of the carrier whose level has been reduced due to the multipath interference cannot be improved.
[0078]
As a result, it is not possible to detect a carrier having a reduced C / N, so that the effect of "reducing the reliability of the determination data corresponding to a low-level carrier and increasing the resistance to multipath interference" is exhibited. I can't.
[0079]
Therefore, an object of the present invention is to reduce the influence of inter-symbol interference that occurs when multipath interference having a delay time longer than the guard period length is present, and to reduce the resistance to multipath interference with a delay time shorter than the guard period length. To provide an OFDM signal receiving apparatus that enhances
[0080]
Means for Solving the Problems and Effects of the Invention
In order to solve the above problems, an OFDM signal receiving apparatus according to the present invention is configured as follows.
The first invention is based on OFDM (Orthogonal Frequency D).
A receiving apparatus for receiving a signal transmitted by using an multiplexing (i.e., multiplexing) transmission method.
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
Filter means for generating a multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor;
FFT (Fast Fourier Transform: Fast Fourier Transform) means for converting the output of the subtracter, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A first transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the subtractor from an output of the FFT means;
A second transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an input of the subtractor;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual from an output of the first transmission path characteristic estimator and an output of the second transmission path characteristic estimator;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform: inverse fast Fourier transform) means for converting the output of the residual calculation means into a time domain signal;
Coefficient updating means for generating coefficients of the filter means from the output of the IFFT means;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the first transmission path characteristic estimating unit;
Judgment means for judging the output of the dividing means based on the regular signal point arrangement, and converting it into judgment data,
Reliability calculating means for calculating the reliability of the output of the dividing means from the output of the second transmission path characteristic estimating section;
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
Viterbi decoding means for Viterbi decoding the output of the weighting means.
[0081]
A second invention is a receiving apparatus for receiving a signal transmitted using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission system,
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
Filter means for generating a multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor;
FFT (Fast Fourier Transform: Fast Fourier Transform) means for converting the output of the subtracter, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A channel characteristic estimator for estimating a channel characteristic of a system observed at an output of the subtractor from an output of the FFT means;
A transfer function calculating unit for calculating a transfer function of the filtering means,
Residual calculation means for calculating the cancellation residual from the output of the transmission path characteristic estimator and the output of the transfer function calculator,
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform: inverse fast Fourier transform) means for converting the output of the residual calculation means into a time domain signal;
Coefficient updating means for generating coefficients of the filter means from the output of the IFFT means;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the transmission path characteristic estimating unit;
Judgment means for judging the output of the dividing means based on the regular signal point arrangement, and converting it into judgment data,
Reliability calculating means for calculating the reliability of the output of the dividing means from the output of the transmission path characteristic estimating section and the output of the transfer function calculating section,
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
Viterbi decoding means for Viterbi decoding the output of the weighting means.
[0082]
According to a third aspect, in the second aspect, the transfer function calculating unit calculates a transfer function of the filtering unit by performing FFT (Fast Fourier Transform) on an output of the coefficient updating unit. I do.
[0083]
A fourth invention is a receiving apparatus for receiving a signal transmitted by using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission system,
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
First filtering means for generating a multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor;
A second filter unit configured to generate only a component having a delay time shorter than a predetermined time among the multipath interference components by performing a filtering process on an output of the subtractor;
An adder for adding the output of the second filter means to the output of the subtractor;
A first transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the subtractor;
A second transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an input of the subtractor;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual from an output of the first transmission path characteristic estimator and an output of the second transmission path characteristic estimator;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform: inverse fast Fourier transform) means for converting the output of the residual calculation means into a time domain signal;
Coefficient updating means for generating coefficients of the first filter means and the second filter means from the output of the IFFT means;
FFT (Fast Fourier Transform: Fast Fourier Transform) means for converting the output of the adder, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A third transmission path characteristic estimator for estimating, from the output of the FFT means, transmission path characteristics of the system observed at the output of the adder;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the third transmission path characteristic estimator;
Judgment means for judging the output of the dividing means based on the regular signal point arrangement, and converting it into judgment data,
Reliability calculating means for calculating the reliability of the output of the dividing means from the output of the third transmission path characteristic estimating section;
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
Viterbi decoding means for Viterbi decoding the output of the weighting means.
[0084]
A fifth invention is a receiving apparatus for receiving a signal transmitted by using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission system,
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
First filtering means for generating a multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor;
A second filter unit configured to generate only a component having a delay time shorter than a predetermined time among the multipath interference components by performing a filtering process on an output of the subtractor;
An adder for adding the output of the second filter means to the output of the subtractor;
A first transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the subtractor;
A transfer function calculator for calculating a transfer function of the first filtering means;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual from an output of the first transmission path characteristic estimator and an output of the transfer function calculator;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform: inverse fast Fourier transform) means for converting the output of the residual calculation means into a time domain signal;
Coefficient updating means for generating coefficients of the first filter means and the second filter means from the output of the IFFT means;
FFT (Fast Fourier Transform: Fast Fourier Transform) means for converting the output of the adder, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A second transmission path characteristic estimator for estimating, from the output of the FFT means, the transmission path characteristic of the system observed at the output of the adder;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the second transmission path characteristic estimator;
Judgment means for judging the output of the dividing means based on the regular signal point arrangement, and converting it into judgment data,
Reliability calculating means for calculating the reliability of the output of the dividing means from the output of the second transmission path characteristic estimating section;
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
Viterbi decoding means for Viterbi decoding the output of the weighting means.
[0085]
In a sixth aspect based on the fifth aspect, the transfer function calculating section calculates a transfer function of the first filtering means by performing an FFT (Fast Fourier Transform) on an output of the coefficient updating means. It is characterized by.
[0086]
In a seventh aspect based on the fourth or fifth aspect, the predetermined time is equal to a guard period length of the input signal.
[0087]
As described above, the OFDM signal receiving apparatus according to the present invention calculates reliability from transmission path characteristics before canceling multipath interference, and weights a determination result based on the calculation result, or causes intersymbol interference. By canceling only the multipath component, that is, only the multipath component having a delay time longer than the guard period length, it is possible to reduce the influence of intersymbol interference that occurs when multipath interference having a delay time longer than the guard period length exists. In addition, it is possible to increase resistance to multipath interference with a delay time shorter than the guard period length.
[0088]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Since the configuration of the OFDM signal receiving apparatus according to the embodiment of the present invention is the same as that of the conventional one, FIG. 9 is referred to. Since the same applies to the pilot signal arrangement, FIG. 8 is referred to.
(1st Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of the OFDM signal demodulation unit 22d in the OFDM signal receiving device 2 according to the first embodiment of the present invention.
[0089]
In FIG. 1, portions having the same functions as those of the OFDM signal demodulation unit 22a shown in FIG. 10 are denoted by the same reference numerals. The quadrature demodulation circuit 2201 performs frequency demodulation from the IF band to the baseband by quadrature demodulating the output of the tuner 21 and converts a real signal into a complex signal composed of an I-axis component and a Q-axis component. An output of the quadrature demodulation circuit 2201 is supplied to a first input of a subtractor 2202 and an FFT circuit 2208a.
[0090]
The subtractor 2202 cancels the multipath interference by subtracting the output of the FIR filter 2203 from the output of the quadrature demodulation circuit 2201. The output of the subtractor 2202 is supplied to the first input of the FIR filter 2203 and the FFT circuit 2204.
[0091]
The FIR filter 2203 performs a filtering process on the output of the subtractor 2202 based on the filter coefficient supplied from the coefficient update circuit 2214a. The output of the FIR filter 2203 is provided to a second input of a subtractor 2202.
[0092]
The FFT circuit 2204 cuts out the signal of the effective symbol period length from the output of the subtractor 2202, and performs FFT to convert the output of the subtractor 2202 from the time domain to the frequency domain. An output of the FFT circuit 2204 is supplied to a first input of the complex division circuit 2206 and a first input of the complex division circuit 2215.
[0093]
A block (first transmission path characteristic estimating unit) including the SP generation circuit 2205, the complex division circuit 2206, and the interpolation circuit 2207 calculates the transmission path characteristic Z (ω) of the system observed at the output of the subtractor 2202. presume. The specific configuration of the first transmission path characteristic estimating unit will be described below.
[0094]
The SP generation circuit 2205 generates a specified SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output of the FFT circuit 2204. The output of the SP generation circuit 2205 is supplied to a second input of the complex division circuit 2206.
[0095]
The complex division circuit 2206 divides the received SP signal included in the output of the FFT circuit 2204 by the output of the SP generation circuit 2205 to obtain a transmission path characteristic for the carrier on which the SP signal is arranged. The output Zp (ω) of the complex division circuit 2206 is supplied to the interpolation circuit 2207.
[0096]
The interpolation circuit 2207 interpolates the output Zp (ω) of the complex division circuit 2206 and estimates the transmission path characteristics for the entire signal band. The output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 is supplied to a first input of the residual calculation circuit 2212a and a second input of the complex division circuit 2215.
[0097]
On the other hand, the FFT circuit 2208a cuts out a signal corresponding to the effective symbol period length from the output of the orthogonal demodulation circuit 2201 and performs FFT to convert the output of the orthogonal demodulation circuit 2201 from the time domain to the frequency domain. The output of the FFT circuit 2208a is supplied to a first input of the complex division circuit 2210.
[0098]
A block (second transmission path characteristic estimating unit) including the SP generation circuit 2209, the complex division circuit 2210, and the interpolation circuit 2211 calculates the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202. presume. The specific configuration of the second transmission path characteristic estimating unit will be described below.
[0099]
The SP generation circuit 2209 generates a specified SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output of the FFT circuit 2208a. The output of the SP generation circuit 2209 is supplied to a second input of the complex division circuit 2210.
[0100]
The complex division circuit 2210 divides the received SP signal included in the output of the FFT circuit 2208a by the output of the SP generation circuit 2209 to obtain a transmission path characteristic for the carrier on which the SP signal is arranged. The output Fp (ω) of the complex division circuit 2210 is supplied to the interpolation circuit 2211.
[0101]
The interpolation circuit 2211 interpolates the output Fp (ω) of the complex division circuit 2210 and estimates the transmission path characteristics for the entire signal band. The output F0 (ω) of the interpolation circuit 2211 is supplied to the second input of the residual calculation circuit 2212a and the reliability calculation circuit 2219a.
[0102]
Next, the residual calculation circuit 2212a calculates the cancellation residual E (ω) from the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 and the output F0 (ω) of the interpolation circuit 2211. The output is sent to the IFFT circuit 2213. Supplied.
[0103]
The IFFT circuit 2213 converts the residual E (ω) in the frequency domain into the residual e (t) in the time domain by performing an IFFT on the output E (ω) of the residual calculation circuit 2212a. The output of the IFFT circuit 2213 is supplied to a coefficient updating circuit 2214a.
[0104]
The coefficient updating circuit 2214a calculates a filter coefficient w (t) from the output e (t) of the IFFT circuit 2213 based on a predetermined coefficient updating formula. The output of the coefficient update circuit 2214a is supplied to a second input of the FIR filter 2203.
[0105]
The complex division circuit 2215 compensates for the amplitude and phase distortion of the signal received on the transmission line by dividing the output of the FFT circuit 2204 by the output of the interpolation circuit 2207. The output of the complex division circuit 2215 is supplied to a judgment circuit 2216.
[0106]
The determination circuit 2216 determines the output of the complex division circuit 2215 based on the normal signal point arrangement corresponding to the modulation scheme of each carrier, and converts the output into the determination data. The output of decision circuit 2216 is provided to a first input of weighting circuit 2220.
[0107]
Here, in the above-described DVB-T and ISDB-T, QPSK (Quarterary Phase Shift Keying: quadrature phase modulation), 16QAM (Quadrature Amplitude Modulation), 64QAM, etc. are applied as a data carrier modulation method. You.
[0108]
Although not shown in FIG. 1, the modulation method of the data carrier processed by the determination circuit 2216 is obtained by demodulating control information (TPS in DVB-T or TMCC in ISDB-T) included in the received signal. can get.
[0109]
The reliability calculation circuit 2219a calculates the reliability of the output of the complex division circuit 2215 from the output of the interpolation circuit 2211. The output of the reliability calculation circuit 2219a is supplied to a second input of the weighting circuit 2220.
[0110]
The weighting circuit 2220 weights the determination data output from the determination circuit 2216 based on the output of the reliability calculation circuit 2219a. The output of the weighting circuit 2220 is supplied to a Viterbi decoding circuit 2217.
[0111]
The Viterbi decoding circuit 2217 performs a Viterbi decoding process, which is a type of the maximum likelihood decoding process, on the output of the determination circuit 2216. The output of the Viterbi decoding circuit 2217 is supplied to the RS decoding circuit 2218.
[0112]
The RS decoding circuit 2218 performs an RS decoding process on the output of the Viterbi decoding circuit 2217. The output of the RS decoding circuit 2218 is supplied to the information source decoding unit 23 as the output of the OFDM signal demodulation unit 22a.
[0113]
Next, conditions under which the multipath interference component is canceled by the subtractor 2202 in the OFDM signal demodulation unit 22d will be described.
[0114]
First, assuming that the transfer function of the multipath transmission path is H (ω), the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202 is expressed by equation (9).
(Equation 9)

[0115]
Further, the transfer function of the FIR filter 2203 is a Fourier transform pair of a filter coefficient w (t). It is expressed by equation (10).
(Equation 10)

[0116]
From the equation (10), the condition for canceling the multipath interference component is the equation (11).
[Equation 11]

The cancellation residual E (ω) is defined as in equation (12),
(Equation 12)

By substituting equations (9) and (10) into equation (12) and expressing E (ω) by F (ω) and Z (ω), equation (13) is obtained.
(Equation 13)

[0117]
The residual calculation circuit 2212a uses the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 as Z (ω) in equation (13) and uses the output F0 (ω) of the interpolation circuit 2211 as F (ω). Calculate the cancellation residual E (ω).
[0118]
Further, the coefficient updating equation in the coefficient updating circuit 2214a is defined by equation (14).
[Equation 14]

[0119]
Here, w_old (t) in the equation (14) is a coefficient before updating, and μ is a constant of 1 or less.
[0120]
With the above configuration, in the OFDM signal demodulation unit 22d of FIG. 1, the cancellation residual E (ω) which is the difference between the transfer function H (ω) of the multipath transmission path and the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203. However, the feedback control is operated so as to converge to 0, and the multipath interference is canceled.
[0121]
In the present embodiment, the reliability calculation circuit 2219a calculates the output level of the interpolation circuit 2211. The output of the interpolation circuit 2211 is the transmission path characteristic F (ω) before canceling the multipath interference. Therefore, the reliability calculation circuit 2219a can accurately detect a carrier whose level has decreased due to multipath interference, that is, a carrier whose C / N has decreased.
[0122]
The weighting circuit 2220 weights the determination data output from the determination circuit 2216 based on the output of the reliability calculation circuit 2219a. More specifically, with respect to the determination data corresponding to the carrier having a small level, the correction is performed so that the likelihood that the corresponding bit data is 0 and 1 is close. In a more extreme case, the decision data is erased, that is, the likelihood that the corresponding bit data is 0 is equal to the likelihood that the corresponding bit data is 1, so that the decision data corresponding to the carrier is determined by the Viterbi decoding circuit 2217. Do not affect internal metric calculations.
[0123]
With the above configuration, in the OFDM signal demodulation unit 22d according to the first embodiment, it is possible to increase the resistance to multipath interference by lowering the reliability of the determination data corresponding to a low-level carrier.
[0124]
(Second embodiment)
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the OFDM signal demodulation unit 22e in the OFDM signal receiving device 2 according to the second embodiment of the present invention. 2, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
[0125]
The OFDM signal demodulation unit 22e shown in FIG. 2 uses the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203 to replace the cancellation residual instead of the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202. This is different from the OFDM signal demodulation unit 22d shown in FIG.
[0126]
In FIG. 2, an output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 is supplied to a second input of the complex division circuit 2215, a first input of the residual calculation circuit 2212b, and a first input of the reliability calculation circuit 2219b. .
[0127]
The FFT circuit 2208b calculates the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203 by performing FFT on the output w (t) of the coefficient updating circuit 2214a. The output of the FFT circuit 2208b is supplied to a second input of the residual calculation circuit 2212b and a second input of the reliability calculation circuit 2219b.
[0128]
The residual calculation circuit 2212b calculates the cancellation residual E (ω) from the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 and the output W (ω) of the FFT circuit 2208b. The output of the residual calculation circuit 221b is supplied to the IFFT circuit 2213.
[0129]
The reliability calculation circuit 2219b calculates the reliability of the output of the complex division circuit 2215 from the output of the interpolation circuit 2207 and the output of the FFT circuit 2208b. The output of the reliability calculation circuit 2219b is supplied to a second input of the weighting circuit 2220. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0130]
Next, conditions under which the multipath interference component is canceled by the subtractor 2202 in the OFDM signal demodulation unit 22a will be described.
[0131]
In the OFDM signal demodulation unit 22e shown in FIG. 2 as well, the expressions (9) to (12) are satisfied as in the case of FIG. 1, and therefore, the expressions (9) and (10) are substituted into the expression (12). When E (ω) is represented by W (ω) and Z (ω), equation (15) is obtained.
[Equation 15]

[0132]
The residual calculation circuit 2212b uses the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 as Z (ω) in equation (15) and uses the output of the FFT circuit 2208b as W (ω), thereby obtaining the cancellation residual E. (Ω) is calculated.
[0133]
With the above configuration, in the OFDM signal demodulation unit 22e in FIG. 2, the cancellation residual E (ω) which is the difference between the transfer function H (ω) of the multipath transmission path and the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203. However, the feedback control is operated so as to converge to 0, and the multipath interference is canceled.
[0134]
As a result, the output W (ω) of the FFT circuit 2208b becomes equal to the transfer function H (ω) of the multipath transmission path, and the output Z0 (ω) of the interpolation circuit 2207 is the output of the system from which the multipath interference component is removed. It becomes transmission path characteristics. Therefore, the reliability calculation circuit 2219b calculates the transmission path characteristics of the system affected by the multipath interference as the sum of Z0 (ω) and W (ω), and calculates the level of the transmission path characteristic. It is possible to accurately detect a carrier whose level has decreased, that is, a carrier whose C / N has decreased.
[0135]
As described above, in the OFDM signal demodulation unit 22e of FIG. 2, by reducing the reliability of the determination data corresponding to the low-level carrier, it is possible to increase the resistance to multipath interference.
[0136]
Further, according to the second embodiment, the SP generation circuit 2209, the complex division circuit 2210, and the interpolation circuit 2211 can be omitted as compared with the first embodiment, and the scale of hardware can be reduced. it can.
[0137]
(Third embodiment)
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the OFDM signal demodulation unit 22f in the OFDM signal receiving device 2 according to the third embodiment of the present invention. 3, the same parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
[0138]
A feature of the OFDM signal demodulation unit 22f shown in FIG. 3 is that an adder 2221 and a second FIR filter 2222 are added to the OFDM signal demodulation unit 22d in FIG. Note that the FIR filter 2203 is referred to as a first FIR filter to distinguish it from the second FIR filter 2222. However, since the FIR filter 2203 has the same function as that of FIG. 1, it is denoted by the same reference numeral in FIG. .
[0139]
In FIG. 3, a quadrature demodulation circuit 2201 performs frequency demodulation from an IF band to a base band by quadrature demodulating an output of the tuner 21, and also converts a real signal into a complex signal including an I-axis component and a Q-axis component. . An output of the quadrature demodulation circuit 2201 is supplied to a first input of a subtractor 2202 and an FFT circuit 2208a.
[0140]
The subtractor 2202 cancels the multipath interference by subtracting the output of the FIR filter 2203 from the output of the quadrature demodulation circuit 2201. The output of the subtractor 2202 is supplied to a first input of an FIR filter 2203, a first input of an FFT circuit 2204, a first input of an adder 2221, and a first input of a second FIR filter 2222.
[0141]
The first FIR filter 2203 performs a filtering process on the output of the subtracter 2202 based on the filter coefficient supplied from the coefficient update circuit 2214b. The output of the first FIR filter 2203 is provided to a second input of a subtractor 2202.
[0142]
The adder 2221 adds the output of the second FIR filter 2222 to the output of the subtractor 2202. The output of the adder 2221 is supplied to the FFT circuit 2223.
[0143]
The second FIR filter 2222 performs filtering on the output of the subtractor 2202 based on the filter coefficient supplied from the coefficient update circuit 2214b, so that only the component of the multipath interference component whose delay time is shorter than a predetermined time is used. Generate An output of the second FIR filter 2222 is supplied to a second input of the adder 2221.
[0144]
The coefficient updating circuit 2214b calculates a filter coefficient w (t) from the output e (t) of the IFFT circuit 2213 based on a predetermined coefficient updating formula. A first output of the coefficient update circuit 2214b is provided to a second input of the FIR filter 2203, and a second output is provided to a second input of the FIR filter 2222.
[0145]
Here, the first output of the coefficient update circuit 2214b is w (t) itself, but the second output extracts only a portion corresponding to a delay time shorter than the above-mentioned predetermined time from w (t). It was done.
[0146]
The FFT circuit 2223 cuts out the signal of the effective symbol period length from the output of the adder 2221 and performs FFT to convert the output of the adder 2221 from the time domain to the frequency domain. An output of the FFT circuit 2223 is supplied to a first input of the complex division circuit 2225 and a first input of the complex division circuit 2215.
[0147]
A block (third transmission path characteristic estimating unit) including the SP generation circuit 2224, the complex division circuit 2225, and the interpolation circuit 2226 estimates the transmission path characteristics of the system observed at the output of the adder 2221. The specific configuration and operation of the third transmission path characteristic estimating unit are as follows: the first transmission path characteristic estimating unit including the SP generation circuit 2205, the complex division circuit 2206, and the interpolation circuit 2207, or the SP generation circuit 2209. , A complex division circuit 2210 and an interpolation circuit 2211, and a description thereof will be omitted.
[0148]
The complex division circuit 2215 compensates for the amplitude and phase distortion of the signal received on the transmission line by dividing the output of the FFT circuit 2223 by the output of the interpolation circuit 2226. The output of the complex division circuit 2215 is supplied to a judgment circuit 2216.
[0149]
The determination circuit 2216 determines the output of the complex division circuit 2215 based on the normal signal point arrangement corresponding to the modulation scheme of each carrier, and converts the output into the determination data. The output of decision circuit 2216 is provided to a first input of weighting circuit 2220.
[0150]
The reliability calculation circuit 2219a calculates the reliability of the output of the complex division circuit 2215 from the output of the interpolation circuit 2226. The output of the reliability calculation circuit 2219 is supplied to a second input of the weighting circuit 2220.
[0151]
The weighting circuit 2220 weights the determination data output from the determination circuit 2216 based on the output of the reliability calculation circuit 2219a. The output of the weighting circuit 2220 is supplied to a Viterbi decoding circuit 2217.
[0152]
The Viterbi decoding circuit 2217 performs a Viterbi decoding process, which is a type of the maximum likelihood decoding process, on the output of the determination circuit 2216. The output of the Viterbi decoding circuit 2217 is supplied to the RS decoding circuit 2218.
[0153]
The RS decoding circuit 2218 performs an RS decoding process on the output of the Viterbi decoding circuit 2217. The output of the RS decoding circuit 2218 is supplied to the information source decoding unit 23 as the output of the OFDM signal demodulation unit 22f.
[0154]
Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0155]
With the above configuration, in the OFDM signal demodulation unit 22f of FIG. 3, the multipath interference is temporarily canceled by the subtractor 2202 and the first FIR filter 2203, but the multipath interference is temporarily canceled by the adder 2221 and the second FIR filter 2222. Only the component of the path interference component whose delay time is shorter than the predetermined time is added again.
[0156]
Here, it is desirable to select a guard period length as the predetermined time. In this case, a block composed of a subtractor 2202, a first FIR filter 2203, an adder 2221, and a second FIR filter 2222 is used. Therefore, only the multipath component causing intersymbol interference, that is, the multipath component having a delay time longer than the guard period length is canceled.
[0157]
On the other hand, the reliability calculation circuit 2219a calculates the output level of the interpolation circuit 2226. Since the output of the interpolation circuit 2226 is a transmission path characteristic to which a multipath component whose delay time is shorter than a predetermined time is added, The reliability calculating circuit 2219a can accurately detect a carrier whose level has decreased due to multipath interference, that is, a carrier whose C / N has decreased.
[0158]
With the above configuration, according to the third embodiment, the effect of inter-symbol interference that occurs when multipath interference having a delay time longer than the guard period length is present is reduced, and the delay time less than the guard period length is reduced. It is possible to increase resistance to multipath interference.
[0159]
(Fourth embodiment)
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of the OFDM signal demodulation unit 22g in the OFDM signal receiving device 2 according to the fourth embodiment of the present invention. 4, the same parts as those in FIGS. 2 and 3 are denoted by the same reference numerals.
[0160]
The OFDM signal demodulation unit 22g illustrated in FIG. 4 uses the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203 instead of the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202 to cancel the cancellation residual. This is different from the OFDM signal demodulation unit 22f shown in FIG.
[0161]
That is, the relationship between the OFDM signal demodulation unit 22g shown in FIG. 4 and the OFDM signal demodulation unit 22f shown in FIG. 3 is the same as the relationship between the OFDM signal demodulation unit 22e shown in FIG. 2 and the OFDM signal demodulation unit 22d shown in FIG. Therefore, a detailed description of the configuration and operation will be omitted. In FIG. 4, a block described as a second transmission path characteristic estimation unit corresponds to the third transmission path characteristic estimation block in FIG.
[0162]
According to the present embodiment with the above configuration, the SP generation circuit 2209, the complex division circuit 2210, and the interpolation circuit 2211 can be omitted compared to the third embodiment, and the scale of hardware can be reduced. be able to.
[0163]
(Fifth embodiment)
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of the multipath removing apparatus 3 according to the embodiment of the present invention. The multipath removing device 3 is connected in front of a conventional OFDM signal receiving device 4 having no multipath canceling function.
[0164]
In FIG. 5, a signal received by the antenna 1 is supplied to a tuner 31 inside the multipath removing device 3.
[0165]
The tuner 31 performs, for a received signal supplied from the antenna, extraction of an OFDM signal including a desired service, frequency conversion from an RF band to an IF band, gain adjustment, and the like. The output of the tuner 31 is supplied to the multi-pass equalizer 32.
[0166]
The multipath equalizer 32 removes multipath interference from the output of the tuner 31. The output of the multipath equalizer 32 is supplied to the up-converter 33.
[0167]
The up-converter 33 frequency-converts the output of the multipath equalization unit 32 to the RF band again. The output of the up-converter 33 is supplied to the conventional OFDM signal receiving device 4 as the output of the multipath removing device 3.
[0168]
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of the multipath equalization unit 32a in the multipath removal device 3 according to the fifth embodiment of the present invention. 6, the same components as those of the OFDM signal demodulation unit 22f shown in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals.
[0169]
A feature of the multipath equalizer 32a shown in FIG. 6 is that a quadrature modulation circuit 3201 is added to the OFDM signal demodulator 22f in FIG.
[0170]
The orthogonal modulation circuit 3201 orthogonally modulates the output of the adder 2221 to perform frequency conversion from a baseband to an IF band and also converts a complex signal including an I-axis component and a Q-axis component into a real signal. The output of the quadrature modulation circuit 3201 is supplied to the up-converter 33 as the output of the multipath equalizer 32a.
[0171]
Other configurations and operations are the same as those of the OFDM signal demodulation unit 22f in FIG.
[0172]
With this configuration, according to the fifth embodiment, only the multipath component that causes inter-symbol interference, that is, only the multipath component with a delay time longer than the guard period length is cancelled. In addition to being able to use the signal receiving device 4, the conventional OFDM signal receiving device 4 has a function of increasing the resistance to multipath interference by lowering the reliability of decision data corresponding to a low-level carrier. If so, the multipath removing device 3 can be added without impairing its function.
[0173]
(Sixth embodiment)
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of the multipath equalization unit 32b in the multipath removal device 3 according to the sixth embodiment of the present invention. 7, the same parts as those in FIGS. 4 and 6 are denoted by the same reference numerals.
[0174]
The multipath equalizer 32b illustrated in FIG. 7 uses the transfer function W (ω) of the FIR filter 2203 instead of the transmission path characteristic F (ω) of the system observed at the input of the subtractor 2202, and Is different from the multipath equalizer 32a shown in FIG.
[0175]
That is, the relationship between the multipath equalizer 32b shown in FIG. 7 and the multipath equalizer 32a shown in FIG. 6 is based on the relationship between the OFDM signal demodulator 22e shown in FIG. 2 and the OFDM signal demodulator 22d shown in FIG. Is the same as Therefore, description of the detailed configuration and operation is omitted.
[0176]
With the above-described configuration, according to the sixth embodiment, the SP generation circuit 2209, the complex division circuit 2210, and the interpolation circuit 2211 can be omitted as compared with the fifth embodiment, and the scale of hardware can be reduced. can do.
[0177]
In the embodiment of the present invention, a transmission method including pilot carriers dispersedly arranged in a signal band has been described as an example. However, the configuration of a block (transmission path characteristic estimating unit) for estimating transmission path characteristics is described. By making appropriate changes, the present invention can be applied to other types of transmission systems such as a transmission system in which pilot symbols whose amplitudes and phases of all carriers are known are present.
[0178]
Further, depending on the transmission method, one or more interleaving processes may be inserted as pre-processing of the Viterbi decoding circuit 2217 or the RS decoding circuit 2218, but these are irrelevant to the principle of the present invention, and It goes without saying that the principle of the invention can be applied with or without it.
[0179]
Although not shown in the figure, an AD (Analog to Digital) converter and a DA (Digital to Analog) for digital signal processing used in the OFDM signal demodulation unit 22 and the multipath equalization unit 32. It goes without saying that the insertion position of the (digital-analog) converter has nothing to do with the principle of the present invention, and the principle of the present invention can be applied regardless of the insertion position of the AD converter and the DA converter.
[0180]
Finally, in the embodiments of the present invention, each component is described as embodying a unique function as individual hardware, but such an implementation method is irrelevant to the principle of the present invention, It goes without saying that some or all of the components of the present invention may be embodied as software executed on general-purpose hardware such as a DSP (Digital Signal Processor).
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22d in an OFDM signal receiving device 2 according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22e in an OFDM signal receiving device 2 according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22f in an OFDM signal receiving device 2 according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22g in an OFDM signal receiving device 2 according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration example of a multipath removing apparatus 3 according to the embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration of a multipath equalization unit 32a in a multipath removal device 3 according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram illustrating a configuration of a multipath equalization unit 32b in a multipath removal device 3 according to a sixth embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a schematic diagram showing a pilot signal arrangement of a transmission system according to the related art and the embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a block diagram illustrating a configuration example of a conventional OFDM signal receiving device 2.
FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22a in the OFDM signal receiving device disclosed in Patent Document 1.
FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22b in the OFDM signal receiving device disclosed in Patent Document 2.
FIG. 12 is a block diagram illustrating a configuration of an OFDM signal demodulation unit 22c in the OFDM signal receiving device disclosed in Non-Patent Document 1.
FIG. 13 is a schematic diagram for explaining an operation of an OFDM signal demodulation unit in a conventional OFDM signal receiving device.
[Explanation of symbols]
1 ... receiving antenna
2,4 ... OFDM signal receiver
3. Multipath removal device
21, 31… Tuner
22 ... OFDM signal demodulation unit
23 information source decoding unit
24 ... Service presentation part
32: Multipath equalizer
33 ... Up converter
2201 ... quadrature demodulation circuit
2202 ... Subtractor
2203, 2222 ... FIR filter
2204, 2208a, 2208b, 2223 ... FFT circuit
2205, 2209, 2224 ... SP generation circuit
2206, 2210, 2215, 2225 ... complex division circuit
2207, 2211, 2226 ... interpolation circuit
2212a, 2212b ... residual calculation circuit
2213 ... IFFT circuit
2214a, 2212b... Coefficient updating circuit
2216 ... judgment circuit
2217 ... Viterbi decoding circuit
2218 ... RS decoding circuit
2219a, 2219b ... Reliability calculation circuit
2220 ... weighting circuit
2221 ... Adder
3201 ... quadrature modulation circuit

Claims (7)

A receiving apparatus for receiving a signal transmitted using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission method,
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
Filter means for generating the multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor,
FFT (Fast Fourier Transform: Fast Fourier Transform) means for converting the output of the subtractor, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A first transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the subtractor from an output of the FFT means;
A second transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an input of the subtractor;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual from an output of the first transmission path characteristic estimator and an output of the second transmission path characteristic estimator;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain;
Coefficient updating means for generating a coefficient of the filter means from an output of the IFFT means;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the first transmission path characteristic estimating section;
Judgment means for judging the output of the division means based on a regular signal point arrangement, and converting the data into judgment data,
Reliability calculating means for calculating the reliability of the output of the dividing means from the output of the second transmission path characteristic estimating section;
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
An OFDM signal receiving apparatus comprising: a Viterbi decoding unit that performs Viterbi decoding on the output of the weighting unit. A receiving apparatus for receiving a signal transmitted using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission method,
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
Filter means for generating the multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor,
FFT (Fast Fourier Transform: Fast Fourier Transform) means for converting the output of the subtractor, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A channel characteristic estimating unit for estimating a channel characteristic of a system observed at an output of the subtracter from an output of the FFT unit;
A transfer function calculating unit that calculates a transfer function of the filtering unit;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual from the output of the transmission path characteristic estimator and the output of the transfer function calculator,
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain;
Coefficient updating means for generating a coefficient of the filter means from an output of the IFFT means;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the transmission path characteristic estimating section;
Judgment means for judging the output of the division means based on a regular signal point arrangement, and converting the data into judgment data,
A reliability calculation unit that calculates the reliability of the output of the division unit from the output of the transmission path characteristic estimation unit and the output of the transfer function calculation unit,
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
An OFDM signal receiving apparatus comprising: a Viterbi decoding unit that performs Viterbi decoding on the output of the weighting unit. 3. The OFDM according to claim 2, wherein the transfer function calculation unit calculates a transfer function of the filtering unit by performing FFT (Fast Fourier Transform) on an output of the coefficient updating unit. 4. Signal receiver. A receiving apparatus for receiving a signal transmitted using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission method,
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
First filtering means for generating the multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor;
A second filter unit configured to generate only a component having a delay time shorter than a predetermined time in the multipath interference component by performing a filtering process on an output of the subtractor;
An adder for adding an output of the second filter means to an output of the subtractor;
A first transmission path characteristic estimating unit for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the subtracter;
A second transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an input of the subtractor;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual from an output of the first transmission path characteristic estimator and an output of the second transmission path characteristic estimator;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain;
Coefficient updating means for generating coefficients of the first filter means and the second filter means from an output of the IFFT means;
FFT (Fast Fourier Transform: fast Fourier transform) means for converting the output of the adder, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A third transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the adder from an output of the FFT means;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the third transmission path characteristic estimator;
Judgment means for judging the output of the division means based on a regular signal point arrangement, and converting the data into judgment data,
Reliability calculating means for calculating the reliability of the output of the dividing means from the output of the third transmission path characteristic estimating section;
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
An OFDM signal receiving apparatus comprising: a Viterbi decoding unit that performs Viterbi decoding on the output of the weighting unit. A receiving apparatus for receiving a signal transmitted using an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) transmission method,
A subtractor for subtracting a multipath interference component from the input signal;
First filtering means for generating the multipath interference component by performing a filtering process on the output of the subtractor;
A second filter unit configured to generate only a component having a delay time shorter than a predetermined time in the multipath interference component by performing a filtering process on an output of the subtractor;
An adder for adding an output of the second filter means to an output of the subtractor;
A first transmission path characteristic estimating unit for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the subtracter;
A transfer function calculator for calculating a transfer function of the first filtering means;
A residual calculating unit that calculates a cancellation residual from an output of the first transmission path characteristic estimating unit and an output of the transfer function calculating unit;
IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting the output of the residual calculation means into a signal in the time domain;
Coefficient updating means for generating coefficients of the first filter means and the second filter means from an output of the IFFT means;
FFT (Fast Fourier Transform: fast Fourier transform) means for converting the output of the adder, which is a signal in the time domain, into a signal in the frequency domain;
A second transmission path characteristic estimator for estimating a transmission path characteristic of a system observed at an output of the adder from an output of the FFT means;
Division means for compensating for the influence of transmission path distortion by dividing the output of the FFT means by the output of the second transmission path characteristic estimator;
Judgment means for judging the output of the division means based on a regular signal point arrangement, and converting the data into judgment data,
Reliability calculating means for calculating the reliability of the output of the dividing means from the output of the second transmission path characteristic estimating section;
Weighting means for weighting the determination data based on the output of the reliability calculation means,
An OFDM signal receiving apparatus comprising: a Viterbi decoding unit that performs Viterbi decoding on the output of the weighting unit. 6. The transfer function calculating unit according to claim 5, wherein the transfer function calculating unit calculates a transfer function of the first filtering unit by performing FFT (Fast Fourier Transform) on an output of the coefficient updating unit. An OFDM signal receiving apparatus as described in the above. The OFDM signal receiving apparatus according to claim 4, wherein the predetermined time is equal to a guard period length of the input signal.

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