JP4109530B2 - Wraparound canceller - Google Patents

Description

また、ＳＰ信号は擬似ランダム符号系列に基づいて変調されており、その振幅及び位相は、配置されるキャリアのインデックスkのみによって決定され、シンボルのインデックスnには依存しない。
【００１３】
図４は、回り込みキャンセラ３ａ（３ｂ、３ｃ）を用いたＳＦＮ中継システムのモデルを示すブロック図である。図中の記号「*」は畳み込み演算を表す。また以降、特に断らない限り、信号や応答は複素数として扱うものとする。
【００１４】
なお、図４中の受信部２は、ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）帯域の信号を基底帯域（以下、ベースバンド）の信号に変換し、送信部４は逆に、ベースバンドの信号をＲＦ帯域に変換するが、以下では特に断らない限り、これら周波数変換に関しては言及しない。
【００１５】
図４において、x(t)は親局信号、r(t)は受信部２の入力信号、s(t)は送信部４の入力信号、W_in(ω)は受信部２の伝達関数、W_out(ω)は送信部４の伝達関数、W_loop(ω)は回り込み伝送路６の伝達関数、W_fir(ω)は回り込みキャンセラ３ａ（３ｂ、３ｃ）内部のＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタ３２の伝達関数をそれぞれ表す。
【００１６】
図４において、受信アンテナ１は、親局信号x(t)と回り込み伝送路６からの回り込み信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)との合成信号を受信し、その出力r(t)は受信部２に供給される。受信部２は、受信信号r(t)に対してフィルタリング、周波数変換、ゲイン調整等の処理を行うもので、その出力w_in(t)*r(t)は回り込みキャンセラ３ａ（３ｂ、３ｃ）内部の減算器３１の第一の入力に供給される。
【００１７】
回り込みキャンセラ３ａ（３ｂ、３ｃ）の内部において、減算器３１は、受信部２の出力w_in(t)*r(t)からＦＩＲフィルタ３２の出力w_fir(t)*s(t)を減じるもので、その出力s(t)はＦＩＲフィルタ３２の第一の入力及びフィルタ係数生成部３３ａ、（３３ｂ、３３ｃ）に供給されるとともに、回り込みキャンセラ３の出力として、送信部４に供給される。
【００１８】
フィルタ係数生成部３３ａ（３３ｂ、３３ｃ）は、減算器３１の出力s(t)から伝送路の特性を推定し、フィルタ係数を生成するもので、その出力w_fir(t)はＦＩＲフィルタ３２の第二の入力に供給される。
【００１９】
ＦＩＲフィルタ３２は、減算器３１の出力s(t)に対してフィルタ係数生成部３３ａ（３３ｂ、３３ｃ）の出力w_fir(t)による畳み込み演算を行い、回り込み信号の複製w_fir(t)*s(t)を生成するもので、その出力は減算器３１の第二の入力に供給される。
【００２０】
送信部４は、減算器３１の出力s(t)に対してフィルタリング、周波数変換、ゲイン調整等の処理を行い中継信号w_out(t)*s(t)を生成するもので、その出力は送信アンテナ５に供給される。
【００２１】
送信アンテナ５は送信部４の出力w_out(t)*s(t)を放射するもので、その出力の一部が回り込み伝送路６を経由した後、回り込み信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)となって受信アンテナ１に回り込む。
【００２２】
図５は、従来の回り込みキャンセラ３ａの構成を示すブロック図である。
【００２３】
図５のフィルタ係数生成部３３ａの内部において、伝送路特性推定部３３１は、減算器３１の出力s(t)から伝送路特性F(ω)を推定するもので、その出力は残差算出回路３３２の第一の入力に供給される。
【００２４】
伝送路特性推定部３３１の内部において、ＦＦＴ（First Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路３３１１は、減算器３１の出力s(t)から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、時間領域の信号であるs(t)を周波数領域の信号に変換するもので、その出力S(ω)は複素除算回路３３１３の第一の入力に供給される。
【００２５】
ＳＰ発生回路３３１２は、ＦＦＴ回路３３１１の出力S(ω)に同期して、その振幅と位相が既知である規定のＳＰ信号を発生するもので、その出力Xp(ω)は複素除算回路３３１３の第二の入力に供給される。
【００２６】
複素除算回路３３１３は、ＦＦＴ回路３３１１の出力S(ω)に含まれる受信ＳＰ信号Sp(ω)をＳＰ発生回路３３１２の出力Xp(ω)で除することにより、パイロットキャリアに対する伝送路特性Fp(ω)を求めるもので、その出力は補間回路３３１４に供給される。
【００２７】
補間回路３３１４は、パイロットキャリアに対してのみ分散的に求められた伝送路特性Fp(ω)を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性F(ω)を推定するもので、その出力は伝送路特性推定部３３１の出力として、残差算出回路３３２に供給される。
【００２８】
残差算出回路３３２は、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)からキャンセル残差E(ω)を算出するもので、その出力はＩＦＦＴ回路３３３に供給される。
【００２９】
ＩＦＦＴ回路３３３は、残差算出回路３３２の出力E(ω)をIＦＦＴすることにより、周波数領域での残差E(ω)を時間領域での残差e(t)に変換するもので、その出力は係数更新回路３３４に供給される。
【００３０】
係数更新回路３３４は、ＩＦＦＴ回路３３３の出力e(t)から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数w_new(t)を算出するもので、その出力はフィルタ係数生成部３３ａの出力w_fir(t)としてＦＩＲフィルタ３２の第二の入力に供給される。
【００３１】
次に、回り込みキャンセラ３ａが回り込みを打ち消す条件について説明する。
【００３２】
まず、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)は（４）式で表される。
【００３３】
【数４】

従って、減算器３１によって回り込み信号が打ち消される条件は（５）式で表される。
【００３４】
【数５】

ここで、キャンセル残差E(ω)を（６）式のように定義する。
【００３５】
【数６】

そして、（４）式を変形すると（７）式が得られる。
【００３６】
【数７】

ここでモデルを簡略化し、受信部２の周波数特性が信号帯域内において平坦であると仮定すると、その伝達関数W_in(ω)は定数Dとなり、残差算出回路３３２内部において、（８）式に基づいて算出される。
【００３７】
【数８】

このとき、キャンセル残差E(ω)は（９）式で表される。
【００３８】
【数９】

さらに、係数更新回路３３４での係数更新式を（１０）式で定義する。
【００３９】
【数１０】

ただし、（１０）式中のw_old(t)は更新前の係数、μは1以下の定数である。
【００４０】
以上の構成によって、回り込みの伝達関数W_loop(ω)W_out(ω)とＦＩＲフィルタ３２の伝達関数W_fir(ω)との差分であるキャンセル残差E(ω)が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラ３ａの出力s(t)には、主波成分のみが出力される。
【００４１】
ここで、ＦＦＴ回路３３１１は、減算器３１の出力s(t)から有効シンボル期間長の信号を切り出しＦＦＴするが、切り出すタイミングが適切でない等の理由により、ＦＦＴにおける時刻に誤差が生じると、その変換結果であるS(ω)に時刻誤差に応じた位相回転が生じる。
【００４２】
例えば、本来ならば時刻０となるべきサンプルが、時刻τとなるような時刻誤差をもっている場合、ＦＦＴ回路３３１１の入力信号はs'(t)は（１１）式で表される。
【００４３】
【数１１】

そして、その変換結果S'(ω)は（１２）式で表され、周波数に比例した位相回転を生じる。
【００４４】
【数１２】

これまでにも、この位相回転の影響を補正し、高精度な伝送路特性の推定を可能とする手法が考案されている（例えば、特許文献２参照）。
【００４５】
図６は、時刻誤差補正手法を適用した従来の回り込みキャンセラ３ｂの構成を示すブロック図である。尚、図６において図５と同一部分には同一符号を付して示す。回り込みキャンセラ３ｂは、前記の時刻誤差に起因する位相回転を補正するため、フィルタ係数生成部３３ｂ内部に時刻誤差補正部３３５ｂを備える点で、図５の回り込みキャンセラ３ａと相違する。
【００４６】
図６の時刻誤差補正部３３５ｂの内部において、極座標変換回路３３５０１は、一般的に実部と虚部、すなわち直交座標で表される伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)を、振幅r(ω)と位相θ(ω)とで表される極座標に変換するもので、振幅出力r(ω)は直交座標変換回路３３５０５の第一の入力に供給され、位相出力θ(ω)は位相連続化回路３３５０２に供給される。このとき一般的に、位相出力θ(ω)は±πのように値域の範囲が２πで表現されており、この範囲を超えるときに不連続が生じる。
【００４７】
位相連続化回路３３５０２は、極座標変換回路３３５０１の位相出力θ(ω)から、隣接するキャリアとの位相差に対して所定の閾値を設定し、位相差がその閾値を超えて小さくなった場合は＋πを、逆に閾値を超えて大きくなった場合は−πを超えたと判定し、補正を行うもので、その出力θ'(ω)は傾斜算出回路３３５０３および傾斜除去回路の第一の入力に供給される。
【００４８】
傾斜算出回路３３５０３は、位相連続化回路３３５０２の出力θ'(ω)に対して、低域通過フィルタによるフィルタリング処理、あるいは最小二乗法による直線近似処理を施すことによって、回り込みの影響による位相誤差成分を除去し、位相特性θ'(ω)の一次傾斜成分を抽出するもので、その出力αは傾斜除去回路３３５０４の第二の入力に供給される。
【００４９】
傾斜除去回路３３５０４は、傾斜算出回路３３５０３の出力に基づき、位相連続化回路３３５０２の出力θ’を補正するもので、その出力θ”は直交座標変換回路３３５０５の第二の入力に供給される。
【００５０】
直交座標変換回路３３５０５は、極座標変換回路３３５０１の振幅出力r(ω)と傾斜除去回路３３５０４の出力θ"(ω)とで表される複素数値を、実部と虚部とで表される直交座標に変換するもので、その出力F'(ω)は時刻誤差補正部３３５ｂの出力として、残差算出回路３３２に供給される。他の構成及び動作は、図５と同一であるので省略する。
【００５１】
図７は、別の時刻誤差補正手法を適用した従来の回り込みキャンセラ３ｃの構成を示すブロック図である。尚、図７において図５と同一部分には同一符号を付して示す。
【００５２】
図７において、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)は時間誤差補正部３３５ｃに供給されるが、時間誤差補正部３３５ｃ内部において、群遅延特性算出回路３３５１１及びキャリア位相回転処理回路３３５１３の第一の入力に供給される。
【００５３】
群遅延特性算出回路３３５１１は、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)から、位相特性の周波数方向の微分値である群遅延特性を算出するもので、その出力GD(ω)は傾斜抽出回路３３５１２に供給される。
【００５４】
傾斜抽出回路３３５１２は、群遅延特性算出回路３３５１１の出力GD(ω)に対して、低域通過フィルタによるフィルタリング処理を施すことによって、回り込みの影響による位相誤差成分を除去した後、その結果を平均化することにより、位相特性の一次傾斜に相当する群遅延の定数値を抽出するもので、その出力GD_avはキャリア位相回転処理回路３３５１３の第二の入力に供給される。
【００５５】
キャリア位相回転処理回路３３５１３は、傾斜抽出回路３３５１２の出力GD_avに基づき、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)を補正するもので、その出力F'(ω)は時刻誤差補正部３３５ｃの出力として、残差算出回路３３２に供給される。他の構成及び動作は、図５と同一であるので省略する。
【００５６】
【特許文献１】
特開２０００−３４１２３８号公報
【特許文献２】
特開２０００−２９５１９５号公報
【非特許文献１】
今村，外３名，「地上デジタル放送ＳＦＮにおける放送波中継用回り込みキャンセラの検討」，映像情報メディア学会誌，２０００年１１月，第５４巻，第１１号，ｐ．１５６８−１５７５
【００５７】
【発明が解決しようとする課題】
ＦＦＴにおける時刻誤差に起因する位相回転は、回り込み伝送路の周波数特性を算出する際に、誤差を生じる要因となるため、できる限り高精度に補正されることが望ましい。
【００５８】
しかしながら、図６に示す回り込みキャンセラ３ｂでは、時刻誤差補正部３３５ｂ内部の位相連続化回路３３５０２において閾値を用いた判定と、それに基づく補正を行っており、その判定に誤りがあった場合、次段の傾斜算出回路３３５０３における位相特性θ'(ω)の一次傾斜成分の抽出に誤差が生じ、その結果、時間誤差の補正が正確でなくなる。
【００５９】
また、図７に示す回り込みキャンセラ３ｃでは、時刻誤差補正部３３５ｃ内部の群遅延特性算出回路３３５１１において、位相特性の周波数方向の微分値として群遅延特性を算出しているが、微分演算は一種の高域通過フィルタによるフィルタリング処理であり、回り込みの影響による位相誤差成分は高域成分であるため、次段の傾斜抽出回路３３５１２における位相特性の一次傾斜成分の抽出に誤差が生じ、その結果、時間誤差の補正が正確でなくなる。
【００６０】
このように、前述のような従来の回り込みキャンセラでは、ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる周波数特性の位相回転を高精度に補正することができず、キャンセル性能の劣化を引き起こす。
【００６１】
本発明はかかる点に鑑みてなされたものであり、上記の問題を解決し、ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる周波数特性の位相回転を高精度に補正し、高いキャンセル性能を実現する回り込みキャンセラを提供することを目的とする。
【００６２】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、本発明に係わる回り込みキャンセラは、以下のように構成される。
【００６３】
本発明の回り込みキャンセラは、受信信号を同一の周波数で再送信する場合に発生する送受信アンテナ間の回り込みを除去する回り込みキャンセラであって、入力信号から回り込み信号の複製を減じる減算器と、前記減算器の出力に対してフィルタリング処理を行うことにより、前記回り込み信号の複製を生成するフィルタ手段と、前記減算器の出力から回り込みの伝送路特性を推定し、前記フィルタ手段の係数を生成するフィルタ係数生成部とを具備して構成され、前記フィルタ係数生成部は、ＦＦＴ（Fast Fourier Transform：高速フーリエ変換）により、時間領域の信号である前記減算器の出力を周波数領域の信号へと変換し、前記減算器出力にて観測した伝送路特性を推定する伝送路特性推定部と、前記ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる前記伝送路特性の位相回転を補正する時刻誤差補正部と、前記時刻誤差補正部の出力からキャンセル残差を算出する残差算出手段と、前記残差算出手段の出力を時間領域の信号に変換する第一のＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform：逆高速フーリエ変換）手段と、前記第一のＩＦＦＴ手段の出力から、前記フィルタ手段の係数を生成する係数更新手段とを具備して構成され、前記時刻誤差補正部は、前記伝送路特性推定部の出力に所定の窓関数を乗じる窓がけ手段と、前記窓がけ手段の出力を時間領域の信号に変換する第二のＩＦＦＴ手段と、前記第二のＩＦＦＴ手段の出力から前記ＦＦＴにおける時刻誤差を推定する時刻誤差推定手段と、前記時刻誤差推定手段の出力に基づき、前記伝送路特性推定部の出力を補正する位相回転補正手段とを具備する構成を採る。
【００６４】
本発明の回り込みキャンセラは、上記構成において、前記第二のＩＦＦＴ手段の出力f_win(i)（iは0≦i≦M-1を満たす整数、ただしMは前記ＩＦＦＴ手段におけるＩＦＦＴのサイズ）の中で、その大きさが最大のもののインデックスをi_maxとし、f_win(i_max-1)の絶対値とf_win(i_max)の絶対値との比をr_left、f_win(i_max+1)の絶対値とf_win(i_max)の絶対値との比をr_rightとし、前記時刻誤差推定手段は、r_left及びr_rightの少なくとも一方から前記ＦＦＴにおける時刻誤差を推定する構成を採る。
【００６５】
本発明の回り込みキャンセラは、上記構成において、前記時刻誤差推定手段は、f_win(i_max-1)の絶対値がf_win(i_max+1)の絶対値に比べて大きい場合は、r_leftからの推定値を前記ＦＦＴにおける時刻誤差の推定値とし、逆にf_win(i_max-1)の絶対値がf_win(i_max+1)の絶対値に比べて小さい場合は、r_rightからの推定値を前記ＦＦＴにおける時刻誤差の推定値とする構成を採る。
【００６６】
本発明の回り込みキャンセラは、上記構成において、前記時刻誤差推定手段は、r_leftからの推定値とr_rightからの推定値との平均値を、前記ＦＦＴにおける時刻誤差の推定値とする構成を採る。
【００６７】
本発明の回り込みキャンセラは、上記構成において、前記窓がけ手段が前記伝送路特性推定部の出力に乗じる窓関数はハニング（Hanning）窓関数であり、前記時刻誤差推定手段は、r_leftからの推定値τ'_leftを、（１）式に基づいて算出し、r_rightからの推定値τ'_rightを、（２）式に基づいて算出する構成を採る。
【００６８】
これらの構成によれば、ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる周波数特性の位相回転を高精度に補正し、高い回り込みキャンセル性能を実現することができる。
【００６９】
【発明の実施の形態】
本発明の骨子は、フィルタ係数生成部において減算器の出力をＦＦＴして伝送路の周波数特性を算出した後、ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる周波数特性の位相回転を補正し、補正された伝送路特性からキャンセル残差を算出し、これをＩＦＦＴした結果に基づきＦＩＲフィルタの係数を更新することにより、ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる周波数特性の位相回転を高精度に補正することである。
【００７０】
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
【００７１】
図４との対応部分に同一符号を付して示す図１は、本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラ３ｄを用いたＳＦＮ中継システムのモデルを示すブロック図である。図中の記号「*」は畳み込み演算を表す。また以降、特に断らない限り、信号や応答は複素数として扱うものとする。
【００７２】
なお、図１中の受信部２は、ＲＦ（Radio Frequency：無線周波数）帯域の信号を基底帯域（以下、ベースバンド）の信号に変換し、送信部４は逆に、ベースバンドの信号をＲＦ帯域に変換するが、これらの周波数変換は、本発明に対して本質的な影響を与えるものではないので、以下では特に断らない限り、これら周波数変換に関しては言及しない。
【００７３】
図１において、x(t)は親局信号、r(t)は受信部２の入力信号、s(t)は送信部４の入力信号、W_in(ω)は受信部２の伝達関数、W_out(ω)は送信部４の伝達関数、W_loop(ω)は回り込み伝送路６の伝達関数、W_fir(ω)は回り込みキャンセラ３ｄ内部のＦＩＲ（Finite Impulse Response：有限インパルス応答）フィルタ３２の伝達関数をそれぞれ表す。
【００７４】
図１において、受信アンテナ１は、親局信号x(t)と回り込み伝送路６からの回り込み信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)との合成信号を受信し、その出力r(t)は受信部２に供給される。受信部２は、受信信号r(t)に対してフィルタリング、周波数変換、ゲイン調整等の処理を行うもので、その出力w_in(t)*r(t)は回り込みキャンセラ３ｄ内部の減算器３１の第一の入力に供給される。
【００７５】
回り込みキャンセラ３ｄの内部において、減算器３１は、受信部２の出力w_in(t)*r(t)からＦＩＲフィルタ３２の出力w_fir(t)*s(t)を減じるもので、その出力s(t)はＦＩＲフィルタ３２の第一の入力及びフィルタ係数生成部３３ｄに供給されるとともに、回り込みキャンセラ３ｄの出力として、送信部４に供給される。
【００７６】
フィルタ係数生成部３３ｄは、減算器３１の出力s(t)から伝送路の特性を推定し、フィルタ係数を生成するもので、その出力w_fir(t)はＦＩＲフィルタ３２の第二の入力に供給される。
【００７７】
ＦＩＲフィルタ３２は、減算器３１の出力s(t)に対してフィルタ係数生成部３３ｄの出力w_fir(t)による畳み込み演算を行い、回り込み信号の複製w_fir(t)*s(t)を生成するもので、その出力は減算器３１の第二の入力に供給される。
【００７８】
送信部４は、減算器３１の出力s(t)に対してフィルタリング、周波数変換、ゲイン調整等の処理を行い中継信号w_out(t)*s(t)を生成するもので、その出力は送信アンテナ５に供給される。
【００７９】
送信アンテナ５は送信部４の出力w_out(t)*s(t)を放射するもので、その出力の一部が回り込み伝送路６を経由した後、回り込み信号w_loop(t)*w_out(t)*s(t)となって受信アンテナ１に回り込む。
【００８０】
図２は、本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラ３ｄの構成を示すブロック図である。
【００８１】
図２において、減算器３１は、受信部２の出力w_in(t)*r(t)からＦＩＲフィルタ３２の出力w_fir(t)*s(t)を減じるもので、その出力s(t)はＦＩＲフィルタ３２の第１の入力及びフィルタ係数生成部３３ｄに供給されるとともに、回り込みキャンセラ３ｄの出力として、送信部４に供給される。
【００８２】
フィルタ係数生成部３３ｄは、減算器３１の出力s(t)から伝送路の特性を推定し、フィルタ係数を生成するもので、その出力w_fir(t)はＦＩＲフィルタ３２の第２の入力に供給される。
【００８３】
ＦＩＲフィルタ３２は、減算器３１の出力s(t)に対してフィルタ係数生成部３３ｄの出力w_fir(t)による畳み込み演算を行い、回り込み信号の複製w_fir(t)*s(t)を生成するもので、その出力は減算器３１の第２の入力に供給される。
【００８４】
以下では、この回り込みキャンセラ３ｄ内部のフィルタ係数生成部３３ｄの構成及び動作について説明する。
【００８５】
図２のフィルタ係数生成部３３ｄの内部において、伝送路特性推定部３３１は、減算器３１の出力s(t)から伝送路特性F(ω)を推定するもので、その出力は時刻誤差補正部３３５ｄに供給される。
【００８６】
伝送路特性推定部３３１の内部において、ＦＦＴ（First Fourier Transform：高速フーリエ変換）回路３３１１は、減算器３１の出力s(t)から有効シンボル期間長分の信号を切り出し、ＦＦＴすることにより、時間領域の信号であるs(t)を周波数領域の信号に変換するもので、その出力S(ω)は複素除算回路３３１３の第一の入力に供給される。
【００８７】
ＳＰ発生回路３３１２は、ＦＦＴ回路３３１１の出力S(ω)に同期して、その振幅と位相が既知である規定のＳＰ信号を発生するもので、その出力Xp(ω)は複素除算回路３３１３の第二の入力に供給される。
【００８８】
複素除算回路３３１３は、ＦＦＴ回路３３１１の出力S(ω)に含まれる受信ＳＰ信号Sp(ω)をＳＰ発生回路３３１２の出力Xp(ω)で除することにより、パイロットキャリアに対する伝送路特性Fp(ω)を求めるもので、その出力は補間回路３３１４に供給される。
【００８９】
補間回路３３１４は、パイロットキャリアに対してのみ分散的に求められた伝送路特性Fp(ω)を補間し、信号帯域全体に対する伝送路特性F(ω)を推定するもので、その出力は伝送路特性推定部３３１の出力として、時刻誤差補正部３３５ｄに供給される。
【００９０】
時刻誤差補正部３３５ｄは、ＦＦＴ回路３３１１における時刻誤差に起因して生じる伝送路特性F(ω)の位相回転を補正するもので、その出力F'(ω)は、残差算出回路３３２に供給される。
【００９１】
残差算出回路３３２は、時刻誤差補正部３３５ｄの出力F'(ω)からキャンセル残差E(ω)を算出するもので、その出力はＩＦＦＴ回路３３３に供給される。
【００９２】
ＩＦＦＴ回路３３３は、残差算出回路３３２の出力E(ω)をIＦＦＴすることにより、周波数領域での残差E(ω)を時間領域での残差e(t)に変換するもので、その出力は係数更新回路３３４に供給される。
【００９３】
係数更新回路３３４は、ＩＦＦＴ回路３３３の出力e(t)から、所定の係数更新式に基づいてフィルタ係数w_new(t)を算出するもので、その出力はフィルタ係数生成部３３ｄの出力w_fir(t)としてＦＩＲフィルタ３２の第二の入力に供給される。
【００９４】
次に、回り込みキャンセラ３ｄが回り込みを打ち消す条件について説明する。
【００９５】
まず、ＦＦＴ回路３３１１における時刻誤差をτとすると、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)は（１３）式で表される。
【００９６】
【数１３】

従って、減算器３１によって回り込み信号が打ち消される条件は（１４）式で表される。
【００９７】
【数１４】

ここで、キャンセル残差E(ω)を（１５）式のように定義する。
【００９８】
【数１５】

そして、（１３）式を変形すると（１６）式が得られる。（１６）式右辺第二項の分母は、ＦＦＴ回路３３１１における時刻誤差τに起因して生じる伝送路特性F(ω)の位相回転を補正したもの、すなわち時刻誤差補正部３３５ｄの出力F'(ω)である。
【００９９】
【数１６】

ここでモデルを簡略化し、受信部２の周波数特性が信号帯域内において平坦であると仮定すると、その伝達関数W_in(ω)は定数Dとなり、残差算出回路３３２内部において、（１７）式に基づいて算出される。
【０１００】
【数１７】

このとき、キャンセル残差E(ω)は（１８）式で表される。
【０１０１】
【数１８】

さらに、係数更新回路３３４での係数更新式を（１９）式で定義する。
【０１０２】
【数１９】

ただし、（１９）式中のw_old(t)は更新前の係数、μは1以下の定数である。
【０１０３】
以上の構成によって、回り込みの伝達関数W_loop(ω)W_out(ω)とＦＩＲフィルタ３２の伝達関数W_fir(ω)との差分であるキャンセル残差E(ω)が、０に収束するようにフィードバック制御が動作し、回り込みキャンセラ３ｄの出力s(t)には、主波成分のみが出力される。
【０１０４】
次に、フィルタ係数生成部３３ｄ内部の時刻誤差補正部３３５ｄの構成について説明する。
【０１０５】
時間誤差補正部３３５ｄ内部において、伝送路特性推定部３３１から供給されるF(ω)は、窓がけ回路３３５２１及び位相回転補正回路３３５２４の第一の入力に供給される。
【０１０６】
窓がけ回路３３５２１は、伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)に対して窓関数W_win(ω)を乗じるもので、その出力F_win(ω)はＩＦＦＴ回路３３５２２に供給される。
【０１０７】
ＩＦＦＴ回路３３５２２は、窓がけ回路３３５２１の出力F_win(ω)をＩＦＦＴすることにより、周波数応答をインパルス応答に変換するもので、その出力f_win(t)は時刻誤差推定回路３３５２３に供給される。
【０１０８】
時刻誤差推定回路３３５２３は、ＩＦＦＴ回路３３５２２の出力f_win(t)からＦＦＴ回路３３１１における時刻誤差を推定するもので、その出力τ'は位相回転補正回路３３５２４の第二の入力に供給される。
【０１０９】
位相回転補正回路３３５２４は、時刻誤差の推定値τ'に基づき、伝送路特性F(ω)の位相回転を補正するもので、その出力F'(ω)は、時刻誤差補正部３３５ｄの出力として、残差算出回路３３２に供給される。
【０１１０】
次に、フィルタ係数生成部３３ｄ内部の時刻誤差補正部３３５ｄの動作原理について説明する。ここでは、窓がけ回路３３５２１で乗じる窓関数としてハニング（Hanning）窓関数を使用する場合を例にとり説明する。
【０１１１】
伝送路特性推定部３３１の出力F(ω)は、周波数領域においてＯＦＤＭのキャリア間隔でサンプリングされたものであり、周波数領域でのサンプリングのインデックスをk（kは0≦k≦N-1を満たす整数、ただしNはＦＦＴ回路３３１１におけるＦＦＴのサイズ）として、F(ω)=F(k)と表わすことができる。
【０１１２】
ここで、回り込み等が存在しない状況を考え、ＦＦＴにおける時刻誤差をτとすると、F(k)は（２０）式で表わされる。
【０１１３】
【数２０】

一方、ハニング窓関数W_win(k)は（２１）式で表わされる。
【０１１４】
【数２１】

従って、これらの乗算結果である窓がけ回路３３５２１の出力F_win(k)は（２２）式で表わされる。
【０１１５】
【数２２】

インパルス応答、すなわちＩＦＦＴ回路３３５２２の出力f_win(t)は、時間領域においてサンプリングされたものであり、時間領域でのサンプリングのインデックスをi（iは0≦i≦M-1を満たす整数、ただしMはＩＦＦＴ回路３３５２２におけるＩＦＦＴのサイズ）として、f_win(t)=f_win(i)と表わすことができる。
【０１１６】
このf_win(i)は（２３）式で表わされ、
【０１１７】
【数２３】

さらに式変形すると、（２４）式となる。
【０１１８】
【数２４】

以下では、時刻誤差推定回路３３５２３内部での演算処理について説明する。
【０１１９】
ここで、f_win(i)の中で、その大きさが最大のもののインデックスをi_maxとし、f_win(i_max-1)の絶対値とf_win(i_max)の絶対値との比をr_leftとし、（２２）式を用いて計算すると、（２５）式が得られる。
【０１２０】
【数２５】

ここで、ＦＦＴサイズNが十分大きければ、（２６）式の近似を用いることができる。
【０１２１】
【数２６】

これを（２５）式に代入すると、（２７）式となる。
【０１２２】
【数２７】

これをτについて解くと（２８）式となり、時刻誤差の推定値τ'_leftが得られる。
【０１２３】
【数２８】

同様に、（２９）式のようにf_win(i_max+1)の絶対値とf_win(i_max)の絶対値との比をr_rightとする。
【０１２４】
【数２９】

これにより、（３０）式より、時刻誤差の推定値τ'_rightが得られる。
【０１２５】
【数３０】

ここで、f_win(i_max-1)の絶対値がf_win(i_max+1)の絶対値に比べて大きい場合は、推定値τ'として（２８）式のτ'_leftを採用し、逆にf_win(i_max-1)の絶対値がf_win(i_max+1)の絶対値に比べて小さい場合は、推定値τ'として（３０）式のτ'_rightを採用することにより、雑音等の外乱による推定誤差を抑えることができる。
【０１２６】
また推定値τ'として、（２８）式のτ'_leftと（３０）式のτ'_rightとの平均値を採用することによっても、雑音等の外乱による推定誤差を抑えることができる。
【０１２７】
位相回転補正回路３３５２４内部では、時刻誤差の推定値τ'を用いて、（３１）式により伝送路特性F(k)の位相回転を補正し、F'(k)を得る。
【０１２８】
【数３１】

以上の説明では、回り込み等が存在しない状況を考え、F(k)を（２０）式で表わしたが、回り込みが存在する場合は、（２０）式のDが定数ではなくなり、インパルス応答f_win(i)に複数の極大値が存在するようになる。しかし、この場合も複数の極大値の内で最大のもののインデックスをi_maxとすれば、上記の演算で時刻誤差を推定することが可能である。
【０１２９】
このように、本実施の形態の回り込みキャンセラによれば、ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる周波数特性の位相回転を、高精度に補正することが可能となる。
【０１３０】
なお、本発明の実施の形態においては、窓がけ回路３３５２１で乗じる窓関数としてハニング（Hanning）窓を使用する場合を例にとり説明したが、（２８）式や（３０）式の推定式を変更することにより、ハミング（Hamming）窓関数等、他の窓関数を使用することも可能である。
【０１３１】
また、本発明の実施の形態においては、信号帯域内に分散的に配置されたパイロットキャリアを含む伝送方式を例にとり説明したが、伝送路特性推定部３３１の内部処理を適宜変更することにより、全キャリアの振幅と位相が既知であるパイロットシンボルが存在する伝送方式等、他の種類の伝送方式に対しても適用可能である。
【０１３２】
また、本発明の実施の形態においては、時刻誤差補正部３３５ｄにて処理する伝送路特性F(k)は、周波数領域においてＯＦＤＭのキャリア間隔でサンプリングされたものであるとして説明したが、３キャリア間隔、６キャリア間隔、１２キャリア間隔等、間引かれたものであっても、同じ原理を適用可能である。
【０１３３】
また、本発明の実施の形態においては、受信部２で周波数変換を行った後の信号において回り込みをキャンセルしているが、受信部２で周波数変換を行う前の信号において回り込みをキャンセルする等、いずれの周波数の信号において回り込みをキャンセルしてもよく、上位概念において本発明と同じ原理に基づいている限り、これらの変形は容易に構成できる。
【０１３４】
また、図には示していないが、回り込みキャンセラにおいて使用しているデジタル信号処理のためのＡＤ（Analog to Ditigal：アナログ−デジタル）変換器ならびにＤＡ（Digital to Analog：デジタル−アナログ）変換器の挿入位置は、本発明の原理とは無関係であり、ＡＤ変換器ならびにＤＡ変換器の挿入位置に関わらず同じ原理を適用することができることは言うまでもない。
【０１３５】
最後に、本発明の実施の形態においては、各々の構成要素が個別のハードウェアとして固有の機能を具現化するものとして説明したが、このような実現方法は本発明の原理とは無関係であり、本発明の構成要素の一部あるいは全体を、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）等の汎用ハードウェア上で実行されるソフトウェアとして具現化してもよいことは言うまでもない。
【０１３６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、ＦＦＴにおける時刻誤差に起因して生じる周波数特性の位相回転を高精度に補正し、高い回り込みキャンセル性能を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラを用いたＳＦＮ中継システムの、原理的構成の一例を示すブロック図
【図２】本発明の実施の形態に係る回り込みキャンセラの構成を示すブロック図
【図３】パイロット信号配置例を示す模式図
【図４】従来の回り込みキャンセラを用いたＳＦＮ中継システムの、原理的構成の一例を示すブロック図
【図５】従来の回り込みキャンセラの第一の構成例を示すブロック図
【図６】従来の回り込みキャンセラの第二の構成例を示すブロック図
【図７】従来の回り込みキャンセラの第三の構成例を示すブロック図
【符号の説明】
１ 受信アンテナ
２ 受信部
３ａ、３ｂ、３ｃ、３ｄ 回り込みキャンセラ
４ 送信部
５ 送信アンテナ
６ 回り込み伝送路
３１ 減算器
３２ ＦＩＲフィルタ
３３ａ、３３ｂ、３３ｃ、３３ｄ フィルタ係数生成部
３３１ 伝送路特性推定部
３３１１ ＦＦＴ回路
３３１２ ＳＰ発生回路
３３１３ 複素除算回路
３３１４ 補間回路
３３２ 残差算出回路
３３３ ＩＦＦＴ回路
３３４ 係数更新回路
３３５ｄ 時刻誤差補正部
３３５２１ 窓がけ回路
３３５２２ ＩＦＦＴ回路
３３５２３ 時刻誤差推定回路
３３５２４ 位相回転補正回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention is installed in a relay broadcasting station that realizes a broadcast wave relay SFN (Single Frequency Network) in terrestrial digital broadcasting, and a transmission path estimated from an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) signal The present invention relates to a sneak canceller that cancels sneaking using characteristics, and more particularly, to a sneak canceller that corrects phase rotation of a frequency characteristic caused by a time error in FFT with high accuracy and realizes high canceling performance.
[0002]
[Prior art]
The OFDM transmission method is a method in which a large number of carriers orthogonal to each other are modulated by digital data to be transmitted, and these modulated waves are multiplexed and transmitted. In the OFDM transmission system, if the number of carriers used is increased from several hundred to several thousand, the symbol time becomes extremely long, and a copy of the signal after the effective symbol period is added as a guard period signal before the effective symbol period. By doing so, it has a feature that it is hardly affected by the delayed wave.
[0003]
Because of this feature, there is a possibility that a single-frequency broadcast network, that is, an SFN can be constructed. Therefore, the OFDM transmission method is attracting attention as a transmission method for digital terrestrial broadcasting.
[0004]
As a method for realizing SFN, it is technically easy to transmit a signal to each relay broadcasting station using a line different from a broadcast wave such as an optical fiber or a microwave and transmit the signal at the same frequency. However, in the method using the optical fiber, the line cost becomes a problem, and in the method using the microwave, it is necessary to secure a new frequency resource.
[0005]
Therefore, realization of SFN by broadcast wave relay which is advantageous in terms of cost and does not require new frequency resources is desired.
[0006]
However, in realizing the broadcast wave relay SFN, there is a concern that the radio wave emitted from the transmission antenna may circulate to the reception antenna, causing problems such as degradation of relay signal quality and oscillation of the amplifier.
[0007]
As measures against sneaking in broadcast wave relay SFN,
(1) Separate the transmitting and receiving antennas and reduce the wraparound by using shielding by mountains and buildings,
(2) Reduce the wraparound by improving the directivity characteristics of the transmitting and receiving antennas.
(3) The wraparound is canceled by signal processing technology.
However, the conditions of mountains and buildings are various, and it is not possible to expect sufficient suppression of wraparound only by measures by improving the antenna directivity, so in addition to (1) and (2), (3 It is effective to use a wraparound canceller using the signal processing technique (1).
[0008]
As such a signal processing technique, the frequency characteristic of the sneak transmission path is estimated from the received OFDM signal, and the frequency characteristic data of the estimated sneaking transmission path is subjected to IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) to obtain a time axis. Is a method that creates a wraparound duplicate signal by converting the impulse response data into a transversal filter as a filter coefficient and cancels the wraparound by subtracting the duplicate signal from the received signal. It has been devised. (For example, see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1)
The prior art will be described below with reference to the drawings.
[0009]
FIG. 3 is a schematic diagram showing the pilot signal arrangement of the transmission scheme assumed in the above-mentioned document and the present invention. The digital video broadcasting-terrestrial (DVB-T) scheme, which is a European terrestrial digital broadcasting scheme, and the Japanese terrestrial broadcasting scheme. The ISDB-T (Integrated Services Digital Broadcasting-Terrestrial) system, which is a digital broadcasting system, corresponds to this.
[0010]
The white circles in FIG. 3 are data carriers, and the black circles are pilot carriers (SP (Scattered Pilot)) arranged in a distributed manner.
[0011]
In FIG. 3, k on the horizontal axis (frequency axis) represents a carrier index, and n on the vertical axis (time axis) represents a symbol index. At this time, the SP signal is transmitted using a carrier with an index k = kp that satisfies the following equation (3). (However, mod in the expression represents a remainder operation, and p is a non-negative integer.)
[0012]
[Equation 3]

The SP signal is modulated based on a pseudo-random code sequence, and its amplitude and phase are determined only by the index k of the arranged carrier, and do not depend on the symbol index n.
[0013]
FIG. 4 is a block diagram showing a model of the SFN relay system using the wraparound canceller 3a (3b, 3c). The symbol “*” in the figure represents a convolution operation. Hereinafter, unless otherwise specified, signals and responses are treated as complex numbers.
[0014]
4 converts the RF (Radio Frequency) band signal into a baseband (hereinafter referred to as baseband) signal, and the transmission section 4 conversely converts the baseband signal to RF. Although converted into a band, unless otherwise specified, these frequency conversions are not mentioned below.
[0015]
In FIG. 4, x (t) is a master station signal, r (t) is an input signal of the receiver 2, s (t) is an input signal of the transmitter 4, W_in (ω) is a transfer function of the receiver 2, and W_out (ω) is a transfer function of the transmitter 4, W_loop (ω) is a transfer function of the sneak path 6, and W_fir (ω) is an FIR (Finite Impulse Response) filter inside the sneak canceller 3a (3b, 3c). Each of the 32 transfer functions is represented.
[0016]
In FIG. 4, the receiving antenna 1 receives a composite signal of the master station signal x (t) and the sneak signal w_loop (t) * w_out (t) * s (t) from the sneaking transmission path 6, and outputs r (t) is supplied to the receiver 2. The receiving unit 2 performs processing such as filtering, frequency conversion, and gain adjustment on the received signal r (t), and its output w_in (t) * r (t) is inside the sneak canceller 3a (3b, 3c). To the first input of the subtractor 31.
[0017]
In the wraparound canceller 3a (3b, 3c), the subtractor 31 subtracts the output w_fir (t) * s (t) of the FIR filter 32 from the output w_in (t) * r (t) of the receiving unit 2. The output s (t) is supplied to the first input of the FIR filter 32 and the filter coefficient generation units 33a and (33b and 33c) and is also supplied to the transmission unit 4 as the output of the wraparound canceller 3.
[0018]
The filter coefficient generation unit 33a (33b, 33c) estimates the characteristics of the transmission path from the output s (t) of the subtracter 31, and generates a filter coefficient. The output w_fir (t) is the output of the FIR filter 32. Supplied to the second input.
[0019]
The FIR filter 32 performs a convolution operation on the output s (t) of the subtractor 31 by the output w_fir (t) of the filter coefficient generation unit 33a (33b, 33c), and duplicates the wraparound signal w_fir (t) * s ( t), the output of which is supplied to the second input of the subtractor 31.
[0020]
The transmission unit 4 performs processing such as filtering, frequency conversion, and gain adjustment on the output s (t) of the subtractor 31 to generate a relay signal w_out (t) * s (t). It is supplied to the antenna 5.
[0021]
The transmission antenna 5 radiates the output w_out (t) * s (t) of the transmission unit 4, and after a part of the output passes through the wraparound transmission path 6, the wraparound signal w_loop (t) * w_out (t) * s (t) turns around to the receiving antenna 1.
[0022]
FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of a conventional wraparound canceller 3a.
[0023]
In the filter coefficient generation unit 33a of FIG. 5, the transmission line characteristic estimation unit 331 estimates the transmission line characteristic F (ω) from the output s (t) of the subtractor 31, and the output is a residual calculation circuit. 332 to the first input.
[0024]
Inside the transmission path characteristic estimation unit 331, an FFT (First Fourier Transform) circuit 3311 extracts a signal corresponding to the effective symbol period length from the output s (t) of the subtracter 31, and performs FFT to The signal S (t), which is a domain signal, is converted into a frequency domain signal, and its output S (ω) is supplied to the first input of the complex division circuit 3313.
[0025]
The SP generation circuit 3312 generates a prescribed SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output S (ω) of the FFT circuit 3311, and the output Xp (ω) is output from the complex division circuit 3313. Supplied to the second input.
[0026]
The complex division circuit 3313 divides the received SP signal Sp (ω) included in the output S (ω) of the FFT circuit 3311 by the output Xp (ω) of the SP generation circuit 3312 to thereby obtain a transmission line characteristic Fp ( ω), and its output is supplied to the interpolation circuit 3314.
[0027]
The interpolating circuit 3314 interpolates the transmission path characteristic Fp (ω) obtained in a distributed manner only for the pilot carrier, and estimates the transmission path characteristic F (ω) for the entire signal band, and its output is the transmission path. The output is supplied to the residual calculation circuit 332 as an output of the characteristic estimation unit 331.
[0028]
The residual calculation circuit 332 calculates a cancellation residual E (ω) from the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331, and the output is supplied to the IFFT circuit 333.
[0029]
The IFFT circuit 333 converts the residual E (ω) in the frequency domain into a residual e (t) in the time domain by performing an IFFT on the output E (ω) of the residual calculating circuit 332. The output is supplied to the coefficient update circuit 334.
[0030]
The coefficient update circuit 334 calculates the filter coefficient w_new (t) from the output e (t) of the IFFT circuit 333 based on a predetermined coefficient update expression, and the output is the output w_fir (t) of the filter coefficient generation unit 33a. ) To the second input of the FIR filter 32.
[0031]
Next, conditions for the wraparound canceller 3a to cancel the wraparound will be described.
[0032]
First, the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331 is expressed by equation (4).
[0033]
[Expression 4]

Accordingly, the condition that the sneak signal is canceled by the subtractor 31 is expressed by the following equation (5).
[0034]
[Equation 5]

Here, the cancellation residual E (ω) is defined as in equation (6).
[0035]
[Formula 6]

Then, when equation (4) is modified, equation (7) is obtained.
[0036]
[Expression 7]

Assuming that the model is simplified and the frequency characteristic of the receiving unit 2 is flat in the signal band, the transfer function W_in (ω) is a constant D, and in the residual calculation circuit 332, the following equation (8) is established. Calculated based on
[0037]
[Equation 8]

At this time, the cancellation residual E (ω) is expressed by equation (9).
[0038]
[Equation 9]

Further, a coefficient update formula in the coefficient update circuit 334 is defined by formula (10).
[0039]
[Expression 10]

However, w_old (t) in the equation (10) is a coefficient before updating, and μ is a constant of 1 or less.
[0040]
With the above configuration, feedback control is performed so that the cancellation residual E (ω) that is the difference between the wraparound transfer function W_loop (ω) W_out (ω) and the transfer function W_fir (ω) of the FIR filter 32 converges to zero. Operates, and only the main wave component is output to the output s (t) of the wraparound canceller 3a.
[0041]
Here, the FFT circuit 3311 cuts out an FFT of a signal having an effective symbol period length from the output s (t) of the subtractor 31, but if an error occurs in the time at the FFT due to an inappropriate timing of cutting out, A phase rotation corresponding to the time error occurs in S (ω) that is the conversion result.
[0042]
For example, when the sample that should be time 0 originally has a time error that is time τ, the input signal of the FFT circuit 3311 is expressed by equation (11).
[0043]
[Expression 11]

Then, the conversion result S ′ (ω) is expressed by equation (12), and phase rotation proportional to the frequency occurs.
[0044]
[Expression 12]

In the past, a method has been devised that corrects the influence of this phase rotation and makes it possible to estimate transmission path characteristics with high accuracy (see, for example, Patent Document 2).
[0045]
FIG. 6 is a block diagram showing a configuration of a conventional wraparound canceller 3b to which the time error correction method is applied. In FIG. 6, the same parts as those in FIG. The wraparound canceller 3b is different from the wraparound canceller 3a of FIG. 5 in that it includes a time error correction unit 335b inside the filter coefficient generation unit 33b in order to correct the phase rotation caused by the time error.
[0046]
In the time error correction unit 335b of FIG. 6, the polar coordinate conversion circuit 33501 generally uses the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331 represented by real and imaginary parts, that is, orthogonal coordinates, as the amplitude r. The amplitude output r (ω) is supplied to the first input of the Cartesian coordinate conversion circuit 33505, and the phase output θ (ω) is the phase. It is supplied to the continuation circuit 33502. At this time, the phase output θ (ω) is generally expressed in a range of 2π as ± π, and discontinuity occurs when the range exceeds this range.
[0047]
The phase continuation circuit 33502 sets a predetermined threshold value with respect to the phase difference with the adjacent carrier from the phase output θ (ω) of the polar coordinate conversion circuit 33501, and when the phase difference becomes smaller than the threshold value, When + π is larger than the threshold value, it is determined that the value exceeds −π, and correction is performed. The output θ ′ (ω) is input to the first input of the slope calculation circuit 33503 and the slope removal circuit. Supplied.
[0048]
The slope calculation circuit 33503 performs a filtering process by a low-pass filter or a linear approximation process by a least square method on the output θ ′ (ω) of the phase continuation circuit 33502, thereby causing a phase error component due to the influence of the wraparound. , And a primary gradient component of the phase characteristic θ ′ (ω) is extracted, and its output α is supplied to the second input of the gradient removal circuit 33504.
[0049]
The inclination removal circuit 33504 corrects the output θ ′ of the phase continuation circuit 33502 based on the output of the inclination calculation circuit 33503, and the output θ ″ is supplied to the second input of the orthogonal coordinate conversion circuit 33505.
[0050]
The Cartesian coordinate transformation circuit 33505 converts a complex value represented by the amplitude output r (ω) of the polar coordinate transformation circuit 33501 and the output θ ″ (ω) of the slope removal circuit 33504 into a quadrature represented by a real part and an imaginary part. The output F ′ (ω) is converted into coordinates, and is supplied as an output of the time error correction unit 335b to the residual calculation circuit 332. Other configurations and operations are the same as those in FIG. .
[0051]
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a conventional wraparound canceller 3c to which another time error correction method is applied. In FIG. 7, the same parts as those in FIG.
[0052]
In FIG. 7, the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331 is supplied to the time error correction unit 335c, but the group delay characteristic calculation circuit 33511 and the carrier phase rotation processing circuit 33513 in the time error correction unit 335c. Supplied to the first input.
[0053]
The group delay characteristic calculation circuit 33511 calculates a group delay characteristic, which is a differential value of the phase characteristic in the frequency direction, from the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331, and the output GD (ω) is subjected to slope extraction. It is supplied to the circuit 33512.
[0054]
The slope extraction circuit 33512 removes the phase error component due to the influence of the wraparound by filtering the output GD (ω) of the group delay characteristic calculation circuit 33511 with a low-pass filter, and then averages the result. Thus, the constant value of the group delay corresponding to the primary slope of the phase characteristic is extracted, and the output GD_av is supplied to the second input of the carrier phase rotation processing circuit 33513.
[0055]
The carrier phase rotation processing circuit 33513 corrects the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331 based on the output GD_av of the slope extraction circuit 33512, and the output F ′ (ω) is output from the time error correction unit 335c. The output is supplied to the residual calculation circuit 332. Other configurations and operations are the same as those in FIG.
[0056]
[Patent Document 1]
JP 2000-341238 A
[Patent Document 2]
JP 2000-295195 A
[Non-Patent Document 1]
Imamura and three others, “Examination of wraparound canceller for broadcast wave relay in terrestrial digital broadcasting SFN”, Journal of the Institute of Image Information and Television Engineers, November 2000, Vol. 54, No. 11, p. 1568-1575
[0057]
[Problems to be solved by the invention]
The phase rotation caused by the time error in the FFT causes an error when calculating the frequency characteristic of the wraparound transmission path, and therefore it is desirable that the phase rotation be corrected with as high accuracy as possible.
[0058]
However, in the wraparound canceller 3b shown in FIG. 6, the phase continuation circuit 33502 in the time error correction unit 335b performs the determination using the threshold and the correction based on the determination. If there is an error in the determination, the next stage An error occurs in the extraction of the primary slope component of the phase characteristic θ ′ (ω) in the slope calculation circuit 33503, and as a result, the correction of the time error is not accurate.
[0059]
In the wraparound canceller 3c shown in FIG. 7, the group delay characteristic calculation circuit 33511 in the time error correction unit 335c calculates the group delay characteristic as a differential value in the frequency direction of the phase characteristic. This is a filtering process by a high-pass filter, and the phase error component due to the influence of the wraparound is a high-frequency component, so that an error occurs in the extraction of the primary slope component of the phase characteristic in the slope extraction circuit 33512 in the next stage, and as a result, time Error correction is not accurate.
[0060]
As described above, in the conventional wraparound canceller as described above, the phase rotation of the frequency characteristic caused by the time error in the FFT cannot be corrected with high accuracy, and the cancellation performance is deteriorated.
[0061]
The present invention has been made in view of the above points, and solves the above-described problem, corrects the phase rotation of the frequency characteristics caused by the time error in the FFT with high accuracy, and realizes high cancellation performance. The purpose is to provide.
[0062]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, the wraparound canceller according to the present invention is configured as follows.
[0063]
The sneak canceller of the present invention is a sneak canceller that removes a sneak between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency, and a subtracter that subtracts a duplicate of a sneak signal from an input signal; Filter means for generating a replica of the sneak signal by filtering the output of the filter, and a filter coefficient for estimating a sneak path characteristic from the output of the subtractor and generating a coefficient of the filter means The filter coefficient generation unit converts the output of the subtractor, which is a time domain signal, into a frequency domain signal by FFT (Fast Fourier Transform). A transmission path characteristic estimation unit that estimates a transmission path characteristic observed at the output of the subtractor, and a delay caused by a time error in the FFT. A time error correction unit that corrects the phase rotation of the transmission line characteristic, a residual calculation unit that calculates a cancellation residual from the output of the time error correction unit, and an output of the residual calculation unit as a signal in a time domain A first IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting into a first IFFT means, and a coefficient updating means for generating a coefficient of the filter means from the output of the first IFFT means, The time error correction unit includes a windowing unit that multiplies an output of the transmission path characteristic estimation unit by a predetermined window function, a second IFFT unit that converts an output of the windowing unit into a signal in a time domain, A time error estimating means for estimating a time error in the FFT from outputs of the second IFFT means, and a phase rotation correcting means for correcting the output of the transmission line characteristic estimating section based on the output of the time error estimating means A configuration having a.
[0064]
The wraparound canceller of the present invention has the above-described configuration, and the output f_win (i) of the second IFFT means (i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ M−1, where M is the size of IFFT in the IFFT means). The index of the largest one is i_max, and the ratio of the absolute value of f_win (i_max-1) to the absolute value of f_win (i_max) is r_left, the absolute value of f_win (i_max + 1) and f_win (i_max ) Is set to r_right, and the time error estimation means adopts a configuration for estimating the time error in the FFT from at least one of r_left and r_right.
[0065]
In the wraparound canceller of the present invention, in the above configuration, when the absolute value of f_win (i_max-1) is larger than the absolute value of f_win (i_max + 1), the time error estimation unit calculates an estimated value from r_left. If the absolute value of f_win (i_max-1) is smaller than the absolute value of f_win (i_max + 1), the estimated value from r_right is used as the estimated time error value in the FFT. A configuration for an estimated value is adopted.
[0066]
The wraparound canceller of the present invention employs a configuration in which, in the above configuration, the time error estimation means uses an average value of an estimated value from r_left and an estimated value from r_right as an estimated value of time error in the FFT.
[0067]
In the wraparound canceller of the present invention, in the above configuration, the window function by which the windowing unit multiplies the output of the transmission path characteristic estimation unit is a Hanning window function, and the time error estimation unit is an estimated value from r_left. A configuration is adopted in which τ′_left is calculated based on equation (1) and an estimated value τ′_right from r_right is calculated based on equation (2).
[0068]
According to these configurations, it is possible to correct the phase rotation of the frequency characteristic caused by the time error in the FFT with high accuracy and to realize high wraparound cancellation performance.
[0069]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
The essence of the present invention is that the filter coefficient generator calculates the frequency characteristics of the transmission path by performing FFT on the output of the subtractor, and then corrects the phase rotation of the frequency characteristics caused by the time error in the FFT. By calculating the cancellation residual from the transmission path characteristic and updating the coefficient of the FIR filter based on the IFFT result, the phase rotation of the frequency characteristic caused by the time error in the FFT is corrected with high accuracy. is there.
[0070]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0071]
FIG. 1, in which parts corresponding to those in FIG. 4 are assigned the same reference numerals, is a block diagram showing a model of an SFN relay system using a wraparound canceller 3d according to an embodiment of the present invention. The symbol “*” in the figure represents a convolution operation. Hereinafter, unless otherwise specified, signals and responses are treated as complex numbers.
[0072]
The receiving unit 2 in FIG. 1 converts an RF (Radio Frequency) band signal into a baseband (hereinafter referred to as baseband) signal, and the transmitting unit 4 conversely converts the baseband signal to RF. Although these are converted into bands, these frequency conversions do not have an essential influence on the present invention. Therefore, unless otherwise specified, these frequency conversions are not mentioned below.
[0073]
In FIG. 1, x (t) is a master station signal, r (t) is an input signal of the receiving unit 2, s (t) is an input signal of the transmitting unit 4, W_in (ω) is a transfer function of the receiving unit 2, and W_out (ω) is the transfer function of the transmitter 4, W_loop (ω) is the transfer function of the sneak path 6, and W_fir (ω) is the transfer function of the FIR (Finite Impulse Response) filter 32 in the sneak canceller 3 d. Represent each.
[0074]
In FIG. 1, a receiving antenna 1 receives a combined signal of a master station signal x (t) and a sneak signal w_loop (t) * w_out (t) * s (t) from a sneak transmission path 6, and outputs r (t) is supplied to the receiver 2. The receiving unit 2 performs processing such as filtering, frequency conversion, and gain adjustment on the received signal r (t), and its output w_in (t) * r (t) is obtained from the subtractor 31 in the wraparound canceller 3d. Supplied to the first input.
[0075]
In the wraparound canceller 3d, the subtractor 31 subtracts the output w_fir (t) * s (t) of the FIR filter 32 from the output w_in (t) * r (t) of the receiving unit 2, and the output s ( t) is supplied to the first input of the FIR filter 32 and the filter coefficient generation unit 33d, and is also supplied to the transmission unit 4 as an output of the wraparound canceller 3d.
[0076]
The filter coefficient generator 33d estimates the characteristics of the transmission path from the output s (t) of the subtractor 31, and generates a filter coefficient. The output w_fir (t) is supplied to the second input of the FIR filter 32. Is done.
[0077]
The FIR filter 32 performs a convolution operation on the output s (t) of the subtractor 31 using the output w_fir (t) of the filter coefficient generation unit 33d to generate a duplicate w_fir (t) * s (t) of the sneak signal. The output of which is supplied to the second input of the subtractor 31.
[0078]
The transmission unit 4 performs processing such as filtering, frequency conversion, and gain adjustment on the output s (t) of the subtractor 31 to generate a relay signal w_out (t) * s (t). It is supplied to the antenna 5.
[0079]
The transmission antenna 5 radiates the output w_out (t) * s (t) of the transmission unit 4, and after a part of the output passes through the wraparound transmission path 6, the wraparound signal w_loop (t) * w_out (t) * s (t) turns around to the receiving antenna 1.
[0080]
FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of the wraparound canceller 3d according to the embodiment of the present invention.
[0081]
In FIG. 2, the subtractor 31 subtracts the output w_fir (t) * s (t) of the FIR filter 32 from the output w_in (t) * r (t) of the receiver 2, and the output s (t) is The first input of the FIR filter 32 and the filter coefficient generator 33d are supplied to the transmitter 4 as the output of the wraparound canceller 3d.
[0082]
The filter coefficient generation unit 33d estimates the characteristics of the transmission path from the output s (t) of the subtractor 31, and generates a filter coefficient. The output w_fir (t) is supplied to the second input of the FIR filter 32. Is done.
[0083]
The FIR filter 32 performs a convolution operation on the output s (t) of the subtractor 31 using the output w_fir (t) of the filter coefficient generation unit 33d to generate a duplicate w_fir (t) * s (t) of the sneak signal. The output of which is supplied to the second input of the subtractor 31.
[0084]
Hereinafter, the configuration and operation of the filter coefficient generation unit 33d in the wraparound canceller 3d will be described.
[0085]
In the filter coefficient generation unit 33d in FIG. 2, the transmission line characteristic estimation unit 331 estimates the transmission line characteristic F (ω) from the output s (t) of the subtractor 31, and the output is a time error correction unit. 335d.
[0086]
Inside the transmission path characteristic estimation unit 331, an FFT (First Fourier Transform) circuit 3311 extracts a signal corresponding to the effective symbol period length from the output s (t) of the subtracter 31, and performs FFT to The signal S (t), which is a domain signal, is converted into a frequency domain signal, and its output S (ω) is supplied to the first input of the complex division circuit 3313.
[0087]
The SP generation circuit 3312 generates a prescribed SP signal whose amplitude and phase are known in synchronization with the output S (ω) of the FFT circuit 3311, and the output Xp (ω) is output from the complex division circuit 3313. Supplied to the second input.
[0088]
The complex division circuit 3313 divides the received SP signal Sp (ω) included in the output S (ω) of the FFT circuit 3311 by the output Xp (ω) of the SP generation circuit 3312 to thereby obtain a transmission line characteristic Fp ( ω), and its output is supplied to the interpolation circuit 3314.
[0089]
The interpolating circuit 3314 interpolates the transmission path characteristic Fp (ω) obtained in a distributed manner only for the pilot carrier, and estimates the transmission path characteristic F (ω) for the entire signal band, and its output is the transmission path. The output of the characteristic estimation unit 331 is supplied to the time error correction unit 335d.
[0090]
The time error correction unit 335 d corrects the phase rotation of the transmission path characteristic F (ω) caused by the time error in the FFT circuit 3311, and the output F ′ (ω) is supplied to the residual calculation circuit 332. Is done.
[0091]
The residual calculation circuit 332 calculates a cancellation residual E (ω) from the output F ′ (ω) of the time error correction unit 335d, and the output is supplied to the IFFT circuit 333.
[0092]
The IFFT circuit 333 converts the residual E (ω) in the frequency domain into a residual e (t) in the time domain by performing an IFFT on the output E (ω) of the residual calculating circuit 332. The output is supplied to the coefficient update circuit 334.
[0093]
The coefficient update circuit 334 calculates the filter coefficient w_new (t) from the output e (t) of the IFFT circuit 333 based on a predetermined coefficient update expression, and the output is the output w_fir (t) of the filter coefficient generation unit 33d. ) To the second input of the FIR filter 32.
[0094]
Next, conditions for the wraparound canceller 3d to cancel the wraparound will be described.
[0095]
First, assuming that the time error in the FFT circuit 3311 is τ, the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331 is expressed by equation (13).
[0096]
[Formula 13]

Accordingly, the condition for canceling the sneak signal by the subtractor 31 is expressed by the following equation (14).
[0097]
[Expression 14]

Here, the cancellation residual E (ω) is defined as in equation (15).
[0098]
[Expression 15]

Then, when equation (13) is modified, equation (16) is obtained. The denominator of the second term on the right side of the equation (16) is the one obtained by correcting the phase rotation of the transmission path characteristic F (ω) caused by the time error τ in the FFT circuit 3311, that is, the output F ′ ( ω).
[0099]
[Expression 16]

Here, if the model is simplified and it is assumed that the frequency characteristic of the receiving unit 2 is flat in the signal band, the transfer function W_in (ω) becomes a constant D, and in the residual calculation circuit 332, the equation (17) is obtained. Calculated based on
[0100]
[Expression 17]

At this time, the cancellation residual E (ω) is expressed by equation (18).
[0101]
[Formula 18]

Further, a coefficient update formula in the coefficient update circuit 334 is defined by formula (19).
[0102]
[Equation 19]

However, w_old (t) in the equation (19) is a coefficient before update, and μ is a constant of 1 or less.
[0103]
With the above configuration, feedback control is performed so that the cancellation residual E (ω) that is the difference between the wraparound transfer function W_loop (ω) W_out (ω) and the transfer function W_fir (ω) of the FIR filter 32 converges to zero. Operates, and only the main wave component is output to the output s (t) of the wraparound canceller 3d.
[0104]
Next, the configuration of the time error correction unit 335d in the filter coefficient generation unit 33d will be described.
[0105]
In the time error correction unit 335d, F (ω) supplied from the transmission path characteristic estimation unit 331 is supplied to the first input of the windowing circuit 33521 and the phase rotation correction circuit 33524.
[0106]
The windowing circuit 33521 multiplies the output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331 by the window function W_win (ω), and the output F_win (ω) is supplied to the IFFT circuit 33522.
[0107]
The IFFT circuit 33522 converts the frequency response into an impulse response by performing an IFFT on the output F_win (ω) of the windowing circuit 33521, and the output f_win (t) is supplied to the time error estimation circuit 33523.
[0108]
The time error estimation circuit 33523 estimates the time error in the FFT circuit 3311 from the output f_win (t) of the IFFT circuit 33522, and the output τ ′ is supplied to the second input of the phase rotation correction circuit 33524.
[0109]
The phase rotation correction circuit 33524 corrects the phase rotation of the transmission path characteristic F (ω) based on the estimated time error value τ ′, and its output F ′ (ω) is output as the output of the time error correction unit 335d. , And supplied to the residual calculation circuit 332.
[0110]
Next, the operation principle of the time error correction unit 335d inside the filter coefficient generation unit 33d will be described. Here, a case where a Hanning window function is used as the window function multiplied by the windowing circuit 33521 will be described as an example.
[0111]
The output F (ω) of the transmission path characteristic estimation unit 331 is sampled at the OFDM carrier interval in the frequency domain, and the sampling index in the frequency domain is k (k satisfies 0 ≦ k ≦ N−1). An integer (where N is the size of the FFT in the FFT circuit 3311) can be expressed as F (ω) = F (k).
[0112]
Here, considering a situation in which there is no wraparound or the like, assuming that the time error in FFT is τ, F (k) is expressed by equation (20).
[0113]
[Expression 20]

On the other hand, the Hanning window function W_win (k) is expressed by equation (21).
[0114]
[Expression 21]

Therefore, the output F_win (k) of the windowing circuit 33521, which is the result of these multiplications, is expressed by equation (22).
[0115]
[Expression 22]

The impulse response, that is, the output f_win (t) of the IFFT circuit 33522 is sampled in the time domain, and the sampling index in the time domain is i (i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ M−1, where M Can be expressed as f_win (t) = f_win (i) as the IFFT size in the IFFT circuit 33522.
[0116]
This f_win (i) is expressed by equation (23).
[0117]
[Expression 23]

When the equation is further modified, the equation (24) is obtained.
[0118]
[Expression 24]

Hereinafter, the arithmetic processing in the time error estimation circuit 33523 will be described.
[0119]
Here, the index of the largest f_win (i) is i_max, and the ratio of the absolute value of f_win (i_max-1) to the absolute value of f_win (i_max) is r_left, (22) When calculating using the formula, formula (25) is obtained.
[0120]
[Expression 25]

Here, if the FFT size N is sufficiently large, the approximation of the equation (26) can be used.
[0121]
[Equation 26]

Substituting this into equation (25) yields equation (27).
[0122]
[Expression 27]

Solving this with respect to τ, equation (28) is obtained, and an estimated time error value τ′_left is obtained.
[0123]
[Expression 28]

Similarly, let r_right be the ratio between the absolute value of f_win (i_max + 1) and the absolute value of f_win (i_max) as shown in equation (29).
[0124]
[Expression 29]

Thereby, the estimated value τ′_right of the time error is obtained from the equation (30).
[0125]
[30]

Here, when the absolute value of f_win (i_max-1) is larger than the absolute value of f_win (i_max + 1), τ′_left in equation (28) is adopted as the estimated value τ ′, and conversely, f_win ( When the absolute value of i_max-1) is smaller than the absolute value of f_win (i_max + 1), by using τ'_right in equation (30) as the estimated value τ ', an estimation error due to disturbance such as noise Can be suppressed.
[0126]
Further, by adopting an average value of τ′_left in Expression (28) and τ′_right in Expression (30) as the estimated value τ ′, it is possible to suppress an estimation error due to disturbance such as noise.
[0127]
In the phase rotation correction circuit 33524, using the estimated time error value τ ′, the phase rotation of the transmission line characteristic F (k) is corrected by the equation (31) to obtain F ′ (k).
[0128]
[31]

In the above description, considering the situation where no wraparound exists, F (k) is expressed by equation (20). However, when wraparound exists, D in equation (20) is no longer a constant, and impulse response f_win ( There are multiple local maxima in i). However, in this case as well, if the largest index among a plurality of maximum values is i_max, the time error can be estimated by the above calculation.
[0129]
As described above, according to the wraparound canceller of the present embodiment, it is possible to accurately correct the phase rotation of the frequency characteristic caused by the time error in the FFT.
[0130]
In the embodiment of the present invention, the case where the Hanning window is used as the window function multiplied by the windowing circuit 33521 has been described as an example. However, the estimation expression of the expressions (28) and (30) is changed. By doing so, it is also possible to use other window functions such as a Hamming window function.
[0131]
Further, in the embodiment of the present invention, the transmission method including pilot carriers distributed in the signal band has been described as an example, but by appropriately changing the internal processing of the transmission path characteristic estimation unit 331, The present invention can also be applied to other types of transmission schemes such as a transmission scheme in which pilot symbols whose amplitudes and phases of all carriers are known exist.
[0132]
In the embodiment of the present invention, the transmission path characteristic F (k) processed by the time error correction unit 335d has been described as being sampled at the OFDM carrier interval in the frequency domain. The same principle can be applied to thinned-out intervals, 6-carrier intervals, 12-carrier intervals, and the like.
[0133]
Further, in the embodiment of the present invention, the wraparound is canceled in the signal after the frequency conversion is performed by the receiver 2, but the wraparound is canceled in the signal before the frequency conversion is performed by the receiver 2, etc. The wraparound may be canceled for any frequency signal, and these modifications can be easily configured as long as the superordinate concept is based on the same principle as the present invention.
[0134]
Although not shown in the figure, an AD (Analog to Digital) converter and a DA (Digital to Analog) converter for digital signal processing used in the wraparound canceller are inserted. The position is not related to the principle of the present invention, and it goes without saying that the same principle can be applied regardless of the insertion position of the AD converter and the DA converter.
[0135]
Finally, in the embodiment of the present invention, each component has been described as realizing a specific function as individual hardware, but such an implementation method is not related to the principle of the present invention. Needless to say, some or all of the components of the present invention may be embodied as software executed on general-purpose hardware such as a DSP (Digital Signal Processor).
[0136]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to correct the phase rotation of the frequency characteristic caused by the time error in the FFT with high accuracy, and to realize high wraparound cancellation performance.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an example of a basic configuration of an SFN relay system using a wraparound canceller according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a wraparound canceller according to the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a schematic diagram showing an example of pilot signal arrangement.
FIG. 4 is a block diagram showing an example of a basic configuration of an SFN relay system using a conventional wraparound canceller.
FIG. 5 is a block diagram showing a first configuration example of a conventional wraparound canceller.
FIG. 6 is a block diagram showing a second configuration example of a conventional wraparound canceller.
FIG. 7 is a block diagram showing a third configuration example of a conventional wraparound canceller.
[Explanation of symbols]
1 Receiving antenna
2 receiver
3a, 3b, 3c, 3d wraparound canceller
4 Transmitter
5 Transmitting antenna
6 wraparound transmission line
31 Subtractor
32 FIR filter
33a, 33b, 33c, 33d Filter coefficient generator
331 Transmission path characteristic estimation unit
3311 FFT circuit
3312 SP generator
3313 Complex division circuit
3314 interpolation circuit
332 Residual calculation circuit
333 IFFT circuit
334 coefficient update circuit
335d Time error correction unit
33521 Windowing circuit
33522 IFFT circuit
33523 Time error estimation circuit
33524 Phase rotation correction circuit

Claims (5)

A sneak canceller that removes sneak current between transmitting and receiving antennas that occurs when a received signal is retransmitted at the same frequency,
A subtractor that subtracts the wraparound signal from the input signal;
Filtering means for generating a copy of the sneak signal by performing a filtering process on the output of the subtractor;
A filter coefficient generator for estimating a sneak path characteristic from the output of the subtractor and generating a coefficient of the filter means;
The filter coefficient generation unit
The output of the subtractor, which is a time domain signal, is converted into a frequency domain signal by FFT (Fast Fourier Transform), and the transmission line characteristic observed at the subtractor output is estimated. An estimation unit;
A time error correction unit that corrects phase rotation of the transmission path characteristics caused by the time error in the FFT;
Residual calculation means for calculating a cancellation residual from the output of the time error correction unit;
First IFFT (Inverse Fast Fourier Transform) means for converting the output of the residual calculation means into a signal in a time domain;
Coefficient updating means for generating coefficients of the filter means from the output of the first IFFT means,
The time error correction unit is
Windowing means for multiplying the output of the transmission line characteristic estimation unit by a predetermined window function;
Second IFFT means for converting the output of the windowing means into a signal in the time domain;
Time error estimating means for estimating a time error in the FFT from the output of the second IFFT means;
A wraparound canceller comprising: a phase rotation correction unit that corrects the output of the transmission path characteristic estimation unit based on the output of the time error estimation unit. Among the outputs f_win (i) of the second IFFT means (i is an integer satisfying 0 ≦ i ≦ M−1, where M is the size of IFFT in the IFFT means), the index of the largest one is used. i_max, the ratio of the absolute value of f_win (i_max-1) and the absolute value of f_win (i_max) is r_left, the ratio of the absolute value of f_win (i_max + 1) and the absolute value of f_win (i_max) is r_right,
The wraparound canceller according to claim 1, wherein the time error estimating means estimates a time error in the FFT from at least one of r_left and r_right. When the absolute value of f_win (i_max-1) is larger than the absolute value of f_win (i_max + 1), the time error estimating means sets the estimated value from r_left as the estimated value of time error in the FFT, and vice versa. The absolute value of f_win (i_max-1) is smaller than the absolute value of f_win (i_max + 1), and the estimated value from r_right is used as the estimated time error in the FFT. 2 wraparound canceller. The wraparound canceller according to claim 2, wherein the time error estimation means uses an average value of an estimated value from r_left and an estimated value from r_right as an estimated value of a time error in the FFT. The window function by which the windowing unit multiplies the output of the transmission path characteristic estimation unit is a Hanning window function,
The time error estimating means calculates an estimated value τ′_left from r_left.

To calculate the estimated value τ'_right from r_right

The wraparound canceller according to claim 2, wherein the wraparound canceller is calculated based on

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