JP4519755B2 - 通信システムの送信装置 - Google Patents

Description

本発明は通信システムに関し、特に通信システムの受信装置で無線チャンネルを測定する時、正確度を高めることができるようにする送信装置に関するものである。

一般に通信システムは、そのシステムが使用するチャンネルに合わせて設計されなければ動作することができない。したがって、通信システムの設計のためには、そのシステムが使用するチャンネルの特性を知ることが重要である。

次世代無線通信システムは、音声だけでなくマルチメディアデータの伝送を目的としているために高いデータ伝送速度が要求されている。高速のデータ伝送率を達成するために、広帯域の周波数使用と共に多重アンテナを利用する等の多様な方法が研究されている。

多重アンテナを使用する通信システムは単一アンテナを使用する通信システムに比べてチャンネルの特性にさらに敏感に反応する。したがって、多重アンテナを使用するシステムを設計する時には、チャンネルの特性を正確に把握することが非常に重要である。

無線チャンネル測定システムは、送信端の送信者と受信端の受信者が、両者ともに知っている約束された信号を利用してチャンネルを測定し、このようなチャンネル測定は、一般に受信端で行われている。送信端がアンテナを通じて伝送した信号は無線チャンネルを通過して受信端に伝達されれば、受信端では予め約束された信号を相関付けてチャンネル測定値を得る。このようなチャンネル測定方法は１９８０年代から広く使用されている。

無線チャンネル測定を始めた初期にはアナログ形態の無線チャンネル測定システムがほとんどであったが、デジタル技術が発達した１９９０年代中半以後にはデジタル無線チャンネル測定システムが広く使用されている。ところが、デジタル無線チャンネル測定システムであっても実際に伝送及び受信する信号はアナログ形態であるので、アナログフィルター及び増幅器などのアナログ素子が通信システム内部に含まれる。したがって、通信システム自身にも何らかの形態のインパルス応答が有り、これは無線チャンネル測定値に影響を与える。

図１は従来型の無線チャンネル測定のための通信システムを示す。

図１に示したように、無線チャンネル測定のための通信システムは、送信信号をPN（擬似雑音）コードで拡散させるPNコード生成器１２、拡散した信号を２相位相シフトキーイング変調させるBPSK変調器１４、変調された信号をパルス成形するパルス成形器１６、パルス成形された信号をフィルタリング及び増幅するアナログフィルター及び増幅器（高電力アンプ）１８を含む送信部１０、無線チャンネル２０及び無線チャンネル２０を通じて受信した信号をフィルタリング及び増幅するアナログフィルター及び増幅器（低雑音アンプ）３２、増幅された信号をフィルタリングする受信フィルター３４及び、フィルタリングされた信号とPNコードの間の相関を計算してチャンネル推定値を求めるスライド型相関検出器３６を含む受信部３０を含む。

ここで、通信システム自身の特性とは、送信部１０または受信部３０内に含まれているフィルターや素子の非線形性などを意味する。つまり、アナログフィルター及び増幅器１８とアナログフィルター及び増幅器３２のコンボルーションとなる。通信システム自身の特性はチャンネル測定値を真値と異なって歪曲させ、システムの分解能を減少させるなど、正確なチャンネル測定を妨害する要素として作用するために、無線チャンネル測定の正確度を高めるためには必ず通信システム自身の特性を補償したり除去しなければならない。

１９９１年にファンニンなど（P.C.Fannin）らはこのような通信システム自身の反応を補償することができるMF（Matched Filter）法を提示した。これは通信システム自身のインパルス応答まで考慮したMFを利用してシステム自身のインパルス応答を等化する方法である（非特許文献１参照）。

また、１９９７年にコルホーネン（T. Korhenen）らはMF方法より性能の良いMFD（Matched Filter Deconvolution）法を多重補償法と共に使用する方式を提案した。普通のMFD法はSNR（信号/雑音比）を犠牲にして分解能を高めることができるが、多重補償法はMFD過程で生じるデコンボルーションノイズの量を減らすことによってSNRの低下を防止する。この方法は通信システム自身の特性を補償することができず、PNコードの特性によるチャンネル測定誤差のみ補償することができる（非特許文献２参照）。

このような従来技術は雑音増幅を発生させて総合性能を低下させたり、通信システム自身の特性を補償することができないためチャンネルを正確に測定することができず、受信部３０における補償法は常に受信信号に演算を行わなければならないため演算量が増加する問題点がある。
P.C. Fannin, A. Molina, S.S. Swords and P.J. Cullen, Digital signal processing techniques applied to mobile radio channel sounding, IEE Proceedings F, Radio and Signal Processing, vol. 138, pp. 502-508, Oct. 1991 T. Korhonen and S-G. Hggman, Deconvolution Noise in DS-Radio Channel Sounding and a Polynomial Compensation Method, IEEE PIMRC'97, vol 3. pp. 806-810, Sep. 1997.

本発明の技術的課題は、通信システム自身の特性を補償して受信装置における演算量の増加なく無線チャンネルを正確に測定することができるようにする通信システムの送信装置を提供することにある。

本発明の一つの特徴による通信システムの送信装置は、受信装置において無線チャンネルを正確に測定することができるようにする通信システムの送信装置であって、
送信しようとする信号をPNコード（擬似雑音符号）で拡散させるPNコード生成器と;前記拡散された信号を変調する変調器と;前記変調された信号をパルス成形するパルス成形器と;前記パルス成形された信号をフィルタリング及び増幅するアナログフィルター及び増幅器と;前記送信装置と受信装置が直接連結されている通信システムを仮定し、予め測定された前記通信システムの総合インパルス応答推定値を補償する前置フィルターとを含む。

本発明の他の特徴による通信システムの送信装置は、送信しようとする信号を前記送信装置と受信装置が直接連結されている通信システムを仮定し、予め測定された前記通信システムの総合インパルス応答推定値の補償値が保存されたPNコードで前置フィルタリング及び拡散させるPNコード生成器と;前記前置フィルタリング及び拡散された信号を変調する変調器と;前記変調された信号をパルス成形するパルス成形器と;前記パルス成形された信号をフィルタリング及び増幅して前記無線チャンネルを通じて受信装置に伝送するアナログフィルター及び増幅器とを含む。

本発明によれば、雑音増幅も演算量の増加も無い状態で、通信システムの送信装置及び受信装置の影響を補償して無線チャンネルを正確に測定することができる。また、このような補償を送信装置で行うことによって、受信装置では別途の動作を実行しなくても正確な無線チャンネル測定値を得ることができる。

以下、添付した図面を参照して本発明の実施例について本発明の属する技術分野における通常の知識を有する者が容易に実施できるように詳細に説明する。しかし、本発明は多様で相異なる形態に実現することができ、ここで説明する実施例に限定されない。図面で本発明を明確に説明するために説明上不必要な部分は省略した。明細書全体にわたって類似な部分については類似な図面符号を付けた。

次に、本発明の実施例による通信システムの送信装置について図面を参照して詳細に説明する。

図２は本発明の第１実施例による通信システムを示した図面である。

図２に示したように、通信システムは送信部１００、無線チャンネル２００、加算器３００及び受信部４００を含む。

送信部１００はPNコード生成器１１０、BPSK（２相位相シフトキーイング）変調器１２０、パルス成形器１３０、アナログフィルタ及び増幅器１４０及び前置フィルター１５０を含む。

PNコード生成器１１０は、送信部１００から送信する各無線チャンネル２００を受信部４００で区分するために使用されるPNコードを、送信しようとする信号に乗算して、この信号を拡散させる。

BPSK変調器１２０は、拡散された信号をBPSK変調する。この時、図２ではBPSK変調方式を使用したが、Q（４相）PSK変調、16QAM（Quadrature Amplitude Modulation）及び64QAMの変調方式を使用することもできる。

パルス成形器１３０は、変調された信号をパルス成形する。

アナログフィルター及び増幅器１４０は、パルス成形された信号をフィルタリング及び増幅させる。

前置フィルター１５０は、フィルタリング及び増幅された信号を前置フィルタリングして無線チャンネル２００を通じて受信部４００に伝送し、雑音の増幅なく通信システムの送信部１００及び受信部４００の自身の特性を補償してチャンネル測定の正確度を高める。このような前置フィルター１５０は、後述するように通信システムの総合インパルス応答推定値を補償し、デジタル又はアナログ形態の全てを実現することができる。この時、設計の柔軟性を考慮すれば、デジタル形態がさらに効率的である。

一方、図２では前置フィルター１５０がアナログフィルター及び増幅器１４０の次に設置されている構成を示したが、送信部１００内のいずれの所にも設置することができる。この時、デジタル回路で構成された前置フィルター１５０は、送信部１００内デジタル回路部内に設置される。

無線チャンネル２００を通じて伝送された信号は、加算器３００によって加法性白色ガウス雑音（AWGN)が加えられて受信部４００に伝達される。ここで、AWGNとは全ての周波数帯域にある常在雑音を意味し、ホワイトとは全ての周波数帯域を含んでいるという意味であり、全ての光を合わせれば白色になるという色の組成原理に基づく。

受信部４００はアナログフィルター及び増幅器４１０、受信フィルター４２０及び相関検出器４３０を含む。

アナログフィルター及び増幅器４１０は、無線チャンネル２００を通じて受信された信号をフィルタリング及び増幅する。

受信フィルター４２０は、フィルタリング及び増幅された信号をフィルタリングする。

相関検出器４３０は、フィルタリングされた信号y(n)とPNコードの間の位相差を変化させて両信号のもっともらしい相関値を検出し、チャンネル推定値z(n)を求める。

図３は図２に示された前置フィルター設計に必要な送信部と受信部のインパルス応答を求めるための方法を示した図面である。

図３に示したように、前置フィルター１５０とチャネル２００と雑音加算器３００を短絡して、送信部１００のアナログフィルター及び増幅器１４０と受信部４００のアナログフィルター及び増幅器４１０を直接連結し、PNコードを送受信して推定した通信システムの総合インパルス応答を利用して設計される。

前置フィルター１５０を設計するためには、まず、補償すべき対象である通信システムの総合インパルス応答特性を知らなければならない。通信システムの総合インパルス応答m(n)は数式１のように表現することができる。

ここで、ｎは離散標本インデックスであり、j(n)とk(n)は各々図２に示された送信部１００と受信部４００のアナログフィルター及び増幅器１４０、４１０の各インパルス応答である。そして * は線形コンボルーションを意味する
本発明の実施例ではm(n)を推定するために図３のように送信部１００と受信部４００を直接連結する。この時、図２と比較してみれば、加算器３００がないことが分かる。これはまだ前置フィルター１４０が設計されておらず、m(n)を推定する時にはAWGNの影響を無視することができるためである。

このように、送信部１００と受信部４００を直接連結した時、
a(n) * b(n)＝Dirac-delta関数
と仮定すれば、受信フィルター４２０の出力y(n)と相関検出器４３０の出力z(n)は各々数式２と数式３のように表現できる。

数式２でp(n)はBPSK変調されたPNコードであり、a(n)とb(n)は各々パルス成形器１３０と受信フィルター４２０のインパルス応答を示す。

数式２でa(n) * b(n)が離散時間におけるディラック・デルタ関数になる理由は、ルート・レイズド・コサイン（ＲＲＣＯＳ：root raised cosine）フィルターのようなナイキスト（Nyquist）フィルターを使用するためである。

数式３でＮはPNコードの長さであり、

はL-ポイント循環コンボルーション演算子を示す。ここで、Ｌはm(n)の長さに１を加算した値である。

数式３で

は、下記数式４の条件が満足する時、無視することができる。

ここで、kはm(n)の長さに該当するだけのインデックスである。

数式４の条件はＮ値が大きいPNコードを使用する大部分の場合に満足するので、通信システムの総合インパルス応答推定値

は数式５のように求めることができる。

このようにして送信部１００及び受信部４００総合インパルス応答を知れば、これを利用して前置フィルター１４０を設計する。

前置フィルター１４０の設計は古典的なZＦ（Zero-Forcing）法を利用する。つまり、

の周波数応答をＭ(k)とすれば、前置フィルター１４０のインパルス応答は数式６のように求めることができる。この時、前置フィルター１４０のインパルス応答は通信システム総合インパルス応答推定値の補償値に対応する。

数式６でFFTは高速フーリエ変換を示し、IFFTは逆高速フーリエ変換を示す。Unwrap関数は循環数列を切断して線形数列に作ることを意味する。

このように設計された前置フィルター１４０を送信部１００において無線チャンネルを測定すれば、通信システム自身の特性の歪曲なくチャンネルを正確に測定することができるだけでなく、補償作業による雑音の増幅もなくて通信システムの性能を向上させることができる。

一方、前置フィルター１４０を設計する過程は無線チャンネル２００を測定する途中でない事前に行われる。通信システムの総合インパルス応答特性は時不変と見ることができるので、前置フィルター１４０はオフラインで１回のみ設計過程を経ればよい。

このようにチャンネル測定過程で無線チャンネル測定システムの影響を補償するために使用される前置フィルター１４０は現在大部分のチャンネル測定システムが取っている形態である周期信号を使用する場合、元来チャンネル測定システムの演算量を全く増加させないことができる。これは図４のように使用することが可能であるためである。

図４は本発明の第２実施例による通信システムの送信装置を示した図面である。

図４に示したように、本発明の第２実施例による通信システムの送信装置は前置フィルター１５０及び加算器３００がなくなり、前置フィルター１５０の出力が一周期保存されたPNコードを使用するPNコード生成器１１０’を含む。

つまり、図３に示されたPNコード生成器１１０の場合とは異なって、図４に示されたPNコード生成器１１０’は前置フィルター１５０の出力が一周期保存されたPNコードを使用するという点で、その構成が相異なる。以下では図２と重複された構成要素についての説明は省略し、PNコード生成器１１０’について説明する。

PNコード生成器１１０’は送信しようとする信号に図３のように送信部１００と受信部４００が直接連結されている通信システムを仮定し、上述したように予め測定された通信システムの総合インパルス応答推定値の補償値、つまり、前置フィルター１５０のインパルス応答が保存されたPNコードを使用する。

一般に、周期的に繰り返されるPNコード信号が前置フィルター１５０を通過すれば、前置フィルター１５０の出力もまた周期的に繰り返される信号となる。したがって、オフラインでPNコードに前置フィルター１５０の出力を一周期のみ保存すれば、その後は前置フィルター１５０を使用する必要が全くなくなる。この時、保存すべきPNコードは数式７の通りである。

ここで、p(n)はPNコードであり、g(n)は前置フィルターのインパルス応答である。この時、前置フィルターのインパルス応答は通信システムの総合インパルス応答推定値の補償値と対応する。

このように通信システムの総合インパルス応答推定値の補償値が保存されたPNコードを繰り返して送信すれば、演算量の増加なく前置フィルター１５０の効果をそのまま得ることができる。これは受信部４００で無線チャンネル２００を測定する方法と比較した時、演算量を著しく減少させることができる。

以上の実施例は本願発明を説明するためのものであり、本願発明の範囲は実施例に限定されず、添付された請求範囲に基づいて定義される本願発明の範疇内で当業者によって変形または修正することができる。

従来無線チャンネル測定のための通信システムを示す。 本発明の第１実施例による通信システムを示した図面である。 図２に示された前置フィルター設計に必要な送信部と受信部のインパルス応答を求めるための方法を示した図面である。 本発明の第２実施例による通信システムを示した図面である。

符号の説明

１００ 送信部
１１０、１１０’ PNコード生成器
１２０ 変調器
１３０ パルス成形器
１４０、４１０ アナログフィルター及び増幅器
１５０ 前置フィルター
２００ 無線チャンネル
３００ 加算器
４００ 受信部
４２０ 受信フィルター
４３０ 相関検出器

Claims (2)

1. 通信システムの送信装置であって、
   送信しようとする信号をPNコード（擬似雑音符号）で拡散させるPNコード生成器と;
   前記拡散された信号を変調する変調器と;
   前記変調された信号をパルス成形するパルス成形器と;
   前記パルス成形された信号を順次に各々フィルタリング及び増幅するアナログフィルター及び増幅器と;
   前置フィルターのない前記送信装置と受信装置が直接連結されている通信システムを仮定し、予め測定された前記通信システムの総合インパルス応答推定値を補償するインパルス応答に設計された前置フィルターを含み、
   前記通信システムの総合インパルス応答推定値は
   

   

   ことを特徴とする、通信システムの送信装置。
2. 前記通信システムの総合インパルス応答推定値を補償するための前記前置フィルターのインパルス応答は次の関係式
   

   

   IFFTは逆高速フーリエ変換を示し、FFTは高速フーリエ変換を示し、unwrapは循環数列を切断して線形数列に作ることを意味する）
   によって求められる、請求項１に記載の通信システムの送信装置。

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