KR100861595B1 - 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 다중 사용자 검파 방법 - Google Patents

다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 다중 사용자 검파 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 다중 반송파 시스템(Multiple Carrier System)의 수신기에서 주파수 옵셋(Frequency Offset)에 강인한 다중 사용자 검파를 수행하도록 한 다중 사용자 검파 방법에 관한 것으로, 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 다중 사용자 검파 방법에 있어서, 수신 신호에 대해 최대 주파수 옵셋을 설정하여 설정된 최대 주파수 옵셋에서 신호대간섭잡음비를 최대화시켜 주는 검파기 값을 얻는 단계, 그리고 상기 검파기 값을 상기 수신 신호에 적용시켜 송신 신호를 추정하는 단계를 포함하도록 함으로써, 계산량을 매우 적도록 하며, 주파수 옵셋이 작은 경우에 BER 성능을 향상시키며, 주파수 옵셋을 완벽하게 알고 있는 경우의 검파 성능에 근접하도록 한다.
다중 사용자 검파기, 주파수 옵셋

Description

다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 다중 사용자 검파 방법{Receiver for Multiple Carrier Code Division Multiple Access System}
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템에 대한 송신기의 구조를 나타낸 도면이다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템에 대한 수신기의 구조를 나타낸 도면이다.
도 3과 도 4는 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 비트 에러율(Bit Error Rate: BER)에 대한 시뮬레이션 결과를 나타낸 도면이다.
본 발명은 다중 반송파 시스템(Multiple Carrier System)의 수신기에 관한 것으로, 특히 다중 반송파 시스템의 수신기에서 주파수 옵셋(Frequency Offset)에 강인한 다중 사용자 검파를 수행하도록 한 다중 사용자 검파 방법에 관한 것이다.
일반적으로, 주파수 옵셋은, 송신단과 수신단의 반송파 주파수 차이에 의해서 발생하거나, 단말기의 움직임에 의한 도플러 쉬프트에 의해서 발생한다. 이때, 주파수 옵셋이 존재할 경우, 검파기에서 해당 주파수 옵셋을 고려하지 않게 되면 그의 성능이 매우 떨어지게 된다.
그리고 이러한 주파수 옵셋에 대한 추정 방법들은, 직교 주파수 분할 다중(Orthogonal Frequency Division Multiple: OFDM) 시스템에 대해서 많이 제안되어 왔다.
그 중에서, 티.엠. 슈미들(T. M. Schmidl)과 디.씨. 콕스(D. C. Cox)는, 1997년 12월, IEEE Trans. Commun., 볼륨 42, 페이지 2908-2914의 "OFDM에서 강인한 주파수(Robust frequency)와 타이밍 동기화(Timing Synchronization)"에서, 주파수 옵셋이 부반송파 간의 간격보다 더 큰 경우까지 고려하여 주파수 옵셋을 추정하는 방법을 제안하였다. 하지만, OFDM 시스템에서 제안된 주파수 옵셋 추정 방법들은, 다중 사용자 간섭이 존재하지 않는 환경에 대한 것이므로, 다중 사용자 간섭이 큰 영향을 미치는 다중 반송파 코드 분할 다중 접속(Multiple Carrier Code Division Multiple Access: MC-CDMA) 시스템에서는 사용이 불가능하다.
이에, 케이. 리(K. Li)와 에이취. 리우(H. Liu)는, 1999년 7월, IEEE Trans. Signal Process., 볼륨 47, 페이지 1811-1822의 "CDMA 통신에서 채널(Joint Channel)과 반송파 오프셋을 동시에 추정(Estimation)하는 방법"에서, 주파수 옵셋이 존재하는 환경의 단일 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템에서 다중 사용자 간섭을 줄이면서 주파수 옵셋을 추정하는 알고리즘을 제안하였다.
그러나 이러한 주파수 옵셋 추정 알고리즘도, 주파수 옵셋을 추정하기 위하여 매우 큰 길이를 갖는 행렬의 역행렬을 구해야 되기 때문에, 계산량이 너무 많아 실제 시스템에 적용하기 어려운 단점이 있었다.
상술한 바와 같이, 종래기술에 의한 방법들은, 주파수 옵셋이 존재하는 경우에 주파수 옵셋 추정 알고리즘을 적용하여 주파수 옵셋을 제거한 후에 다중 사용자 검파기를 적용하도록 한다. 즉, 기존에 제안된 방식들은, 주파수 옵셋이 존재하는 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템에서 주파수 옵셋 추정 알고리즘을 적용하고 나서 다중 사용자 검파기를 적용하기 때문에, 계산량이 너무 많아 실제 시스템에 적용이 어려운 단점이 있었다.
본 발명이 이루고자 하는 기술적 과제는, 다중 반송파 시스템(특히, 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템)의 수신기에서 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파(Multiuser Detection Scheme)를 수행하도록 한 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 다중 사용자 검파 방법을 제공하는 것이다.
이러한 과제를 해결하기 위해, 본 발명에 따르면, 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템에서 주파수 옵셋 추정 알고리즘을 적용하지 않고, 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파기를 사용하여 신호를 수신하도록 함으로써, 계산량을 매우 적도록 해 주며, 주파수 옵셋이 작은 경우에 주파수 옵셋을 완벽하게 알고 있는 경우의 검파 성능에 근접하도록 해 준다.
본 발명의 한 특징에 따르면, 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 다중 사용자 검파 방법에 있어서, 수신 신호에 대해 최대 주파수 옵셋을 설정하여, 설정된 최대 주파수 옵셋에서 신호대간섭잡음비를 최대화시켜 주는 검파기 값을 얻는 단계, 그리고 상기 검파기 값을 상기 수신 신호에 적용시켜 송신 신호를 추정하는 단계를 포함하는 다중 사용자 검파 방법을 제공한다.
여기서, 상기 검파기 값을 얻는 단계는, 상기 수신 신호에 대해 신호대간섭잡음비로부터 검파기 값을 얻는 단계, 상기 수신 신호에 대해 프로비니어스 놈 값이 기 설정된 임계치보다 작은 행렬을 얻는 단계, 상기 검파기 값과 상기 행렬에 대한 기준 비용 함수를 구하는 단계, 상기 기준 비용 함수를 최소화시키는 최소 행렬을 구하는 단계, 상기 최소 행렬에 대한 최소 비용 함수를 구하는 단계, 그리고 상기 최소 비용 함수를 최대화시키는 새로운 검파기 값을 얻는 단계를 포함한다.
다르게는, 상기 검파기 값을 얻는 단계는, 상기 수신 신호에 대한 자기 상관 행렬과 원하는 신호의 변형된 자기 상관 행렬의 일반화된 고유벡터를 구하기 위한 상대적 자기 상관 행렬의 제1고유치에 해당하는 고유벡터를 상기 검파기 값으로 사용한다. 이때, 상기 검파기 값을 얻는 단계는, 파워 메쏘드를 사용하여 상기 고유벡터를 구한다.
또한 다르게는, 상기 검파기 값을 얻는 단계는, 상기 수신 신호에 대한 자기 상관 행렬 대신에 상기 수신 신호로부터 추정한 자기 상관 행렬을 사용한다.
아래에서는 첨부한 도면을 참고로 하여 본 발명의 실시 예에 대하여 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자가 용이하게 실시할 수 있도록 상세히 설명한다. 그러나 본 발명은 여러 가지 상이한 형태로 구현될 수 있으며 여기에서 설명하는 실시 예에 한정되지 않는다. 그리고 도면에서 본 발명을 명확하게 설명하기 위해서 설명과 관계없는 부분은 생략하였으며, 명세서 전체를 통하여 유사한 부분에 대해서는 유사한 도면 부호를 붙였다.
명세서 전체에서, 어떤 부분이 어떤 구성요소를 "포함"한다고 할 때, 이는 특별히 반대되는 기재가 없는 한 다른 구성요소를 제외하는 것이 아니라 다른 구성요소를 더 포함할 수 있는 것을 의미한다. 또한, 명세서에 기재된 "…부", "…기", "…모듈" 등의 용어는 적어도 하나의 기능이나 동작을 처리하는 단위를 의미하며, 이는 하드웨어나 소프트웨어 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 결합으로 구현될 수 있다.
이제 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 송신기 및 수신기에 대하여 도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 1은 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 송신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 1에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 송신기는, IFFT(Inverse Fast Fourier Transform)(101), 병렬/직렬 변환기(102), CP(Cyclic Prefix) 삽입기(103)를 포함한다.
여기서, 사용자(k)의 'i'번째 데이터(bk(i))는, 사용자(k)의 확산 코드(sk ,0, sk,1, ... sk ,N-1)에 의해 주파수 영역에서 확산된다. 이때, 해당 확산된 신호는 길이 'N'을 갖는 IFFT(101)에 의해 시간 축 신호(dk,0(i), dk,1(i), ... dk,N-1(i))로 변형되며, 해당 변형된 병렬 데이터(시간 축 신호)는 병렬/직렬 변환기(102)에 의해 직렬 데이터로 변환된다.
그리고 CP 삽입기(103)는 병렬/직렬 변환기(102)에서 변환된 데이터에 CP를 붙인 후에 송신 안테나를 통해 전송하게 된다.
도 2는 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기 구조를 나타낸 도면이다.
도 2에 도시한 바와 같이, 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기는, CP 제거기(201), 직렬/병렬 변환기(202), FFT(Fast Fourier Transform)(203), 다중 사용자 검파기(204)를 포함한다.
이때, CP 제거기(201)는 수신 안테나로부터 얻어진 수신 신호에 대해 CP를 제거하여 직렬/병렬 변환기(202)에 인가하며, 직렬/병렬 변환기(202)는 CP 제거기(201)에서 CP가 제거된 신호인 직렬 데이터를 병렬 데이터로 변환시켜 FFT(203)에 인가한다.
이에, FFT(203)는 직렬/병렬 변환기(202)에서 변환된 신호에 FFT를 적용함으로써 주파수 축 신호로 변형시켜 준다. 이렇게 해서 얻은 FFT 출력 신호(r0(i), r1(i), ... rN-1(i))는 아래의 수학식 1과 같이 길이 'N'을 갖는 벡터 형태로 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00007
여기서, 'K'는 전체 사용자 수를 나타내며, 'bk(i)'는 사용자(k)의 'i'번째 데이터를 나타내며, 'n(i)'는 길이가 'N'인 백색 가우시안 부가 잡음을 나타낸다. 또한, 'W'는 FFT 행렬을 나타내고, 이때 '(m, n)'번째 원소는 아래의 수학식 2와 같이 주어진다.
Figure 112007041617707-pat00008
그리고 'Dk(
Figure 112007041617707-pat00009
)'는 사용자(k)의 주파수 옵셋 행렬로서, 아래의 수학식 3과 같이 주어진다. 이때, '
Figure 112007041617707-pat00010
'는 부반송파 간격으로 정규화된 사용자(k)의 주파수 옵 셋을 나타낸다.
Figure 112007041617707-pat00011
그리고 본 발명의 실시 예에서 설명의 편의 및 본 발명의 이해를 돕기 위해서, 추정해야 되는 신호가 사용자 1에 대한 신호라고 가정하면, 이 경우에 상술한 수학식 1을 아래의 수학식 4와 같이 원하는 신호와 간섭 신호로 나타낼 수 있다. 여기서, '
Figure 112007041617707-pat00012
'는 사용자 1에 대한 신호를 나타낸다.
Figure 112007041617707-pat00013
이때, 간섭 신호(u(i))는 아래의 수학식 5와 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00014
이때, 사용자 1의 'i'번째 데이터(b1(i))를 추정하기 위하여 다중 사용자 검파기 'c'를 적용한 경우에, 사용자 1에 대한 신호대간섭잡음비(SINR1)는 아래의 수학식 6과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00015
여기서, '
Figure 112007041617707-pat00016
'는 사용자 1에 대한 신호(
Figure 112007041617707-pat00017
)에 대한 자기 상관 행렬을 나타내고, 'Ru'는 사용자 1에 대한 간섭 신호(u(i))에 대한 자기 상관 행렬을 나타내고, 사용자 1의 신호(
Figure 112007041617707-pat00018
)에 대한 자기 상관 행렬(
Figure 112007041617707-pat00019
)은 아래의 수학식 7과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00020
그리고 FFT(203)의 출력 신호인 수신 신호(r(i))에 대한 자기 상관 행렬을 'Rr'이라고 하면, 관계식 '
Figure 112007041617707-pat00021
'로부터 사용자 1에 대한 신호대간섭잡음비(SINR1)는 아래의 수학식 8과 같이 다시 쓸 수 있다. 이때, 관계식은, 수신 신호(r(i))에 대한 자기 상관 행렬(Rr)이 사용자 1의 신호(
Figure 112007041617707-pat00022
)에 대한 자기 상관 행렬(
Figure 112007041617707-pat00023
)과 사용자 1의 간섭 신호(u(i))에 대한 자기 상관 행렬(Ru)을 더한 행렬과 같음을 나타낸다.
Figure 112007041617707-pat00024
이에, 다중 사용자 검파기 'c'는, 아래의 수학식 9에서처럼 사용자 1에 대한 신호대간섭잡음비(SINR1)를 최대화시키도록 설계할 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00025
이렇게 해서 구한 'cSINR'은 아래의 수학식 10과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00026
상술한 수학식 10으로부터 'cSINR'을 설계하기 위해서는, 수신 신호(r(i))에 대한 자기 상관 행렬(Rr)과 사용자 1의 주파수 옵셋(
Figure 112007041617707-pat00027
)을 알고 있어야 한다.
이때, 수신 신호(r(i))에 대한 자기 상관 행렬(Rr)은, 아래의 수학식 11에서처럼 수신 신호(r(i))를 이용하여 쉽게 예측할 수 있다. 여기서, '
Figure 112007041617707-pat00028
'은 추정된 자기 상관 행렬을 나타내고, 'M'은 수신 신호(r(i))에 대한 자기 상관 행렬(Rr)을 추정하기 위해서 사용된 수신 신호(r(i))의 개수를 나타내고, 'L'은 정규화상수이다.
Figure 112007041617707-pat00029
하지만, 사용자 1의 주파수 옵셋(
Figure 112007049442341-pat00030
)을 예측하기 위해서는, 복잡한 주파수 옵셋 추정 알고리즘을 사용해야 한다. 그래서 본 발명의 실시 예는 주파수 옵셋을 추정하지 않고, 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파기(204)를 사용하도록 한다.
아래의 수학식 12와 같은 복소 지수 함수의 테이어(Tayor) 시리즈 전개를 이용하면, 사용자 1에 대한 주파수 옵셋 행렬(
Figure 112007041617707-pat00031
)은 아래의 수학식 13과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00032
Figure 112007041617707-pat00033
여기서, 'B'는 'B = diag(0, 1/N, 2/N, L, (N-1)/N)'과 같이 쓸 수 있다.
이에, 상술한 수학식 13을 수학식 7에 대입함으로써, 원하는 신호에 대한 자기 상관 행렬(
Figure 112007041617707-pat00034
)은 아래의 수학식 14와 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00035
여기서, '
Figure 112007041617707-pat00036
'는 아래의 수학식 15와 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00037
상술한 수학식 9에서 주어진 'cSINR'에 대한 식은, 상술한 수학식 15를 사용하여 아래의 수학식 16과 같이 쓸 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00038
여기서, 'f(c)'는 신호대간섭잡음비(SINR)로부터 얻은 'c'에 대한 비용 함수로서 아래의 수학식 17과 같이 주어진다.
Figure 112007041617707-pat00039
상술한 수학식 16을 만족시키는 'cSINR'을 구하기 위해서는, 사용자 1의 주파수 옵셋(
Figure 112007049442341-pat00040
)을 추정해야 되며, 이를 위해서는 복잡한 주파수 옵셋 추정 알고리즘을 적용해야 한다. 그러나 본 발명의 실시 예는 주파수 옵셋을 추정하지 않고, 설정된 최대 주파수 옵셋에서 신호대간섭잡음비(SINR)를 최대화하는 다중 사용자 검파기(204) 'c'를 사용하도록 한다.
이를 위해서 '
Figure 112007049442341-pat00041
'의 프로비니어스 놈(Frobenious Norm) '
Figure 112007049442341-pat00042
'이, 아래의 수학식 18과 같은 환경에 대해서 고려한다. 즉, 사용자 1에 대한 프로비니어스 놈 '
Figure 112007049442341-pat00072
'이 기 설정된 임계치보다 작은 환경을 고려함으로써, 최대 주파수 옵셋이 설정되도록 한다.
Figure 112007041617707-pat00043
그리고 신호대간섭잡음비(SINR)로부터 얻은 'c'와 임의의 행렬(Ew)에 대한 기준 비용 함수 'f(c,Ew)'를 아래의 수학식 19와 같이 정의한다.
상술한 수학식 18을 만족시키면서 'f(c,Ew)'를 최소화시키는 'Ew'를 'Ew , min'이라고 하면, 최소 행렬(Ew,min)을 구하는 식은 아래의 수학식 20과 같이 쓸 수 있다. 이때, '
Figure 112007041617707-pat00045
'의 조건을 만족하도록 한다.
Figure 112007041617707-pat00046
다시 말해서, 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에 있어서, 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파기(204)를 수신 신호에 적용시켜, 본 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 송신기에서 송신한 신호를 추정하도록 한다. 이때, 다중 사용자 검파기(204) 'c'는, 프로비니어스 놈 값이 기 설정된 임계치보다 작은 임의의 행렬(Ew) 중에서, 상술한 수학식 19에서 정의된 기준 비용 함수(f(c,Ew))를 최소화시키는 최소 행렬(Ew , min)에 대한 최소 비용 함수(f(c,Ew , min))를 최대화시켜 준다.
그리고 상술한 수학식 19에서 정의된 'f(c,Ew)'의 분모는 'Ew'와 상관이 없고, '
Figure 112007041617707-pat00047
'은 '
Figure 112007041617707-pat00048
'로 나타낼 수 있으므로, 상술한 수학식 20은 아래의 수학식 21과 같이 쓸 수 있다. 이때, '
Figure 112007041617707-pat00049
'의 조건을 만족하도록 한다.
Figure 112007041617707-pat00050
라그랑지(Lagrange) 곱셈기(Multiplier) 방식을 사용하면, 'Ew , min'은 아래의 수학식 22와 같이 구할 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00051
이에 따라, 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파기(204)는, 아래의 수학 식 23과 같이 표현할 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00052
여기서, '
Figure 112007041617707-pat00053
'는 원하는 신호의 변형된 자기 상관 행렬을 나타낸다. 상술한 수학식 23으로부터 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파기(204) 'cpro'는, 아래의 수학식 24와 같이 구할 수 있다.
cpro = P와 Rr의 일반화된 고유벡터(Generalized Eigenvector)들 중에서 제1고유치에 해당하는 고유벡터(Principal Eigenvector)
다시 말해서, 'P'와 'Rr'의 일반화된 고유벡터를 구하기 위한 상대적 자기 상관 행렬 'Q'를 아래의 수학식 25와 같이 정의하면, 'cpro'는 'Q'의 제1고유치에 해당하는 고유벡터에 의해 주어진다.
Figure 112007041617707-pat00054
'Q'의 제1고유치에 해당하는 고유벡터를 구하기 위하여 복잡한 고유치 분석(Eigenvalue Decomposion)을 사용하지 않고, 아래의 수학식 26과 같은 파워 메쏘드(Power Method)를 사용하여 간단하게 구할 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00055
여기서, 'c(0)'은, 놈(Norm) 값이 '1'인 임의의 벡터를 나타낸다.
다시 말해서, 제1고유치에 해당하는 고유벡터를 구하기 위하여 상술한 수학식 26에서 주어진 것처럼 파워 메쏘드를 사용하도록 한다.
그리고 사용자 1에 대한 송신 신호는, 'cpro'를 사용하여 아래의 수학식 27과 같이 추정할 수 있다.
Figure 112007041617707-pat00056
'cpro'를 구하기 위해서는, 수신 신호에 대한 자기 상관 행렬(Rr)을 알아야 한다. 'Rr'을 정확하게 아는 것은 어려우므로, 상술한 수학식 23과 24에서 'Rr' 대신에 상술한 수학식 11에서 구한 추정 자기 상관 행렬(
Figure 112007041617707-pat00057
)을 사용하여 다중 사용자 검파기(204) 'cpro'를 설계할 수도 있다.
다시 말해서, 상술한 수학식 19에서 정의된 기준 비용 함수(f(c,Ew)), 그리 고 최소 행렬(Ew , min)에 대한 최소 비용 함수(f(c,Ew , min))에서, 수신 신호에 대한 자기 상관 행렬(Rr) 대신에 상술한 수학식 11에 주어진 것처럼 수신 신호로부터 추정한 자기 상관 행렬(
Figure 112007041617707-pat00058
)을 사용하도록 한다.
한편, 도 3과 도 4는 발명의 실시 예에 따른 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 비트 에러율(Bit Error Rate: BER)에 대한 시뮬레이션 결과를 보여준다.
이때, 사용자 수 K는 '12'이고, 부반송파의 개수 또는 확산 이득 N은 '16'을 사용하였다. 또한, 각 사용자에 대한 확산코드는 '1'과 '-1' 중에서 임의로 발생되었다.
그리고 사용자 1에 대한 정규화된 주파수 옵셋(
Figure 112007041617707-pat00059
)은 '0'과 '0.05'인 경우를 고려하였고, 간섭 사용자들에 대한 정규화된 주파수 옵셋은 '0'과 '1' 사이에서 임의로 발생시켰다.
도 3은 사용자 1의 정규화된 주파수 옵셋이 '
Figure 112007041617707-pat00060
'인 환경에 대한 BER 성능 비교 결과를 보여준다.
도 3에 도시한 바와 같이, '매치드(Matched)'는 매칭된 필터 방식(Matched Filter Method)을 사용한 경우이며, '프로포즈드(Proposed)'는 본 발명의 실시 예에 제안하는 다중 사용자 검파기를 사용한 경우이며, '종래 MMSE(Minimum Mean Squared Error)'는 기존의 MMSE 검파기를 사용한 경우를 나타낸다.
매칭된 필터 방식은 다중 사용자 간섭을 제대로 제거하지 못하기 때문에 성능이 매우 떨어지며, 기존의 최소평균제곱오차(MMSE) 검파기와 본 발명의 실시 예에 제안하는 검파기는 거의 동일한 BER 성능을 나타냄을 볼 수 있다.
그리고 도 4는 사용자 1의 정규화된 주파수 옵셋이 '
Figure 112007041617707-pat00061
'인 환경에 대한 BER 성능 비교 결과를 보여준다.
도 4에 도시한 바와 같이, 'MMSE, 언나운(Unknown) FO(Frequency Offset)'는 주파수 옵셋을 고려하지 않은 MMSE 검파기를 사용한 경우이며, 'MMSE, 나운(Known) FO'는 주파수 옵셋을 완벽하게 알고 있는 경우에 사용할 수 있는 MMSE 검파기를 사용한 경우를 나타낸다.
주파수 옵셋을 고려하지 않은 MMSE 검파기는 성능이 매우 떨어짐을 알 수 있고, 본 발명의 실시 예에 제안하는 검파기는 주파수 옵셋을 완벽하게 알고 있는 경우의 MMSE 검파기의 성능에 근접하는 BER 성능을 보임을 잘 알 수 있다.
상술한 바와 같은 본 발명의 실시 예는 주파수 옵셋을 추정하지 않고 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파기(204)를 사용하기 때문에, 주파수 옵셋을 추정한 후에 다중 사용자 검파기를 적용하는 기존 방법에 비해 계산량이 감소하는 효과를 나타내며, 또한 주파수 옵셋이 작은 경우에는 주파수 옵셋을 전혀 고려하지 않은 기존의 MMSE 검파기보다 BER 성능이 훨씬 우수하며, 주파수 옵셋을 완벽하게 알고 있는 경우의 MMSE 검파기에 근접하는 BER 성능을 보임을 잘 알 수 있다.
이상, 본 발명의 실시 예는 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템에서 주 파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파를 수행하도록 한 수신기로, 주파수 옵셋을 추정하는 알고리즘을 사용하지 않아 계산량이 매우 적으며, 주파수 옵셋이 작은 환경에서 주파수 옵셋을 완벽하게 알고 있는 경우의 검파기 성능과 유사한 성능을 보여주는 것에 대해서 설명하였다. 이와 달리 본 발명의 실시 예에 따른 수신기는 도 2의 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템 이외에 다른 형태의 다중 반송파 시스템에도 적용될 수 있다.
본 발명의 실시 예는 이상에서 설명한 장치 및/또는 방법을 통해서만 구현이 되는 것은 아니며, 본 발명의 실시예의 구성에 대응하는 기능을 실현하기 위한 프로그램, 그 프로그램이 기록된 기록 매체 등을 통해 구현될 수도 있으며, 이러한 구현은 앞서 설명한 실시예의 기재로부터 본 발명이 속하는 기술분야의 전문가라면 쉽게 구현할 수 있는 것이다.
이상에서 본 발명의 실시 예에 대하여 상세하게 설명하였지만 본 발명의 권리범위는 이에 한정되는 것은 아니고 다음의 청구범위에서 정의하고 있는 본 발명의 기본 개념을 이용한 당업자의 여러 변형 및 개량 형태 또한 본 발명의 권리범위에 속하는 것이다.
이와 같이 본 발명의 실시 예에 의하면, 주파수 옵셋을 추정하지 않고 주파수 옵셋에 강인한 다중 사용자 검파기를 사용하기 때문에, 주파수 옵셋을 추정한 후에 다중 사용자 검파기를 적용하는 기존 방법에 비해 계산량이 감소하는 효과를 나타내며, 또한 주파수 옵셋이 작은 경우에는 주파수 옵셋을 전혀 고려하지 않은 기존의 MMSE 검파기보다 BER 성능이 훨씬 우수하며, 주파수 옵셋을 완벽하게 알고 있는 경우의 MMSE 검파기에 근접하는 BER 성능을 보인다.

Claims (6)

  1. 다중 반송파 코드 분할 다중 접속 시스템의 수신기에서 다중 사용자 검파 방법에 있어서,
    수신 신호에 대해 최대 주파수 옵셋을 설정하여, 설정된 최대 주파수 옵셋에서 신호대간섭잡음비를 최대화시켜 주는 검파기 값을 얻는 단계, 그리고
    상기 검파기 값을 상기 수신 신호에 적용시켜 송신 신호를 추정하는 단계
    를 포함하는 다중 사용자 검파 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 검파기 값을 얻는 단계는,
    상기 수신 신호에 대해 신호대간섭잡음비로부터 검파기 값을 얻는 단계,
    상기 수신 신호에 대해 프로비니어스 놈 값이 기 설정된 임계치보다 작은 행렬을 얻는 단계,
    상기 검파기 값과 상기 행렬에 대한 기준 비용 함수를 구하는 단계,
    상기 기준 비용 함수를 최소화시키는 최소 행렬을 구하는 단계,
    상기 최소 행렬에 대한 최소 비용 함수를 구하는 단계, 그리고
    상기 최소 비용 함수를 최대화시키는 새로운 검파기 값을 얻는 단계
    를 포함하는 다중 사용자 검파 방법.
  3. 제1항에 있어서,
    상기 검파기 값을 얻는 단계는,
    상기 수신 신호에 대한 자기 상관 행렬과 원하는 신호의 변형된 자기 상관 행렬의 일반화된 고유벡터를 구하기 위한 상대적 자기 상관 행렬의 제1고유치에 해당하는 고유벡터를 상기 검파기 값으로 사용하는 다중 사용자 검파 방법.
  4. 제3항에 있어서,
    상기 검파기 값을 얻는 단계는,
    파워 메쏘드를 사용하여 상기 고유벡터를 구하는 다중 사용자 검파 방법.
  5. 제3항에 있어서,
    상기 검파기 값을 얻는 단계는,
    상기 수신 신호에 대한 자기 상관 행렬 대신에 상기 수신 신호로부터 추정한 자기 상관 행렬을 사용하는 다중 사용자 검파 방법.
  6. 삭제
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