JP4517579B2 - Current control circuit - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、容量性負荷の起動時に負荷に流れる電流を制御するための電流制御回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来より、負荷起動時における過渡的状態を監視し、回路全体への影響を回避するための方策が種々提案されている。例えば、容量性の負荷を起動する場合や、負荷にデカップリングコンデンサを並列接続したような構成の場合には、電源投入時に容量性負荷あるいはデカップリングコンデンサに瞬間的に大電流が流れる。
【0003】
この大電流、即ち突入電流を押さえるために、直流電源及び負荷と直列に可変インピーダンス素子を配置し、可変インピーダンス素子のインピーダンスを徐々に下げるという方法が提案されている(例えば、特許文献1参照)。具体的には、可変インピーダンス素子としMOSFETを使用し、そのゲート電圧を徐々に大きくすることで出力電流を徐々に大きくしていた。かかる方法によりデカップリングコンデンサへの突入電流の発生を抑制することができる。
【0004】
【特許文献1】
特開2002―290223号公報
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記従来技術の回路構成において、MOSFETにおける電力損失を低減し、負荷電流に対応した出力電流路を確保する目的で、単一のMOSFETの代わりに複数のMOSFETの並列回路を接続して使用する場合があるが、複数あるMOSFETのゲートスレショールド電圧のばらつきにより一つのMOSFETに過大な電流が流れる可能性がある。このように一つのMOSFETに過大な電流が流れれば、デカップリングコンデンサあるいは容量性負荷に突入電流が流れてしまい、突入電流を抑制するという本来の目的を達成することができないこととなる。
【0006】
そこで、本発明は、負荷起動時に過大な電流が流れることを確実に防止できるようにした電流制御回路を提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、請求項1記載の発明は、直流電源に接続された容量性負荷に流れる電流を制御する電流制御回路であって、前記容量性負荷の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が増加する基準電圧を出力し、前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、検出電圧の増加期間において、前記基準電圧は前記検出電圧の増加割合と同じ割合で電圧値が増加し、かつ前記基準電圧は前記検出電圧より大きくなるように設定されていることを特徴としている。
【0008】
このように構成された電流制御回路では、検出回路が容量性負荷の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力して、これを差動増幅回路に入力する。信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が増加する基準電圧を出力する。差動増幅回路には、一対の入力端に検出電圧と基準電圧がそれぞれ入力され、制御電圧を可変インピーダンス素子に向けて出力する。差動増幅回路は、検出電圧の増加期間において、前記基準電圧は前記検出電圧の増加割合と同じ割合で電圧値が増加し、かつ前記基準電圧は前記検出電圧より大きくなるように設定されている。このように、容量性負荷の起動時における容量性負荷の両端子間の電圧を監視しながら、容量性負荷の充電が目標の状態に近づくよう制御するので、起動時に流れる容量性負荷への電流を監視しながらの制御が可能となり、負荷起動時に過大な電流が流れるような事態を確実に防止することができる。
【0009】
請求項2記載の発明は、直流電源に接続された容量性負荷に流れる電流を制御する電流制御回路であって、前記容量性負荷の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が増加する基準電圧を出力し、前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、前記検出電圧の増加期間において、前記基準電圧が前記検出電圧より一定値だけ大きなるように設定されていることを特徴とする。
【0011】
請求項3記載の発明は、直流電源に接続された容量性負荷に流れる電流を制御する電流制御回路であって、前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、前記可変インピーダンス素子の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が減少する基準電圧を出力し、前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、前記検出電圧の減少期間において、前記基準電圧は前記検出電圧の減少割合と同じ割合で電圧値が減少し、かつ前記基準電圧は前記検出電圧より大きくなるように設定されていることを特徴とする。
【0012】
請求項4記載の発明は、直流電源に接続された容量性負荷に流れる電流を制御する電流制御回路であって、前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、前記可変インピーダンス素子の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が減少する基準電圧を出力し、前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、前記検出電圧の減少期間において、前記基準電圧が前記検出電圧より一定値だけ大きくなるように設定されていることを特徴とする。
【0020】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を説明する。最初に、図1を参照しながら、電圧制御方式により本発明を実現する場合の実施の形態について説明する。図1(a)は、本発明の実施の形態に係わる電流制御回路10の回路図、図1(b)は、図1(a)に示した回路図の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【0021】
図1(a)に示すように、電流制御回路10は、容量性負荷1(以下、単に「負荷1」という)と、電源電圧Vinの直流電源2と、可変インピーダンス素子としてのMOSFET3(以下、単に「FET3」という)が直列に接続された回路に、電圧検出器4、制御回路5及び制御信号源6で構成されるフィードバックループが付加された構成となっている。
【0022】
減衰度αの電圧検出器4は非反転入力端子が負荷1の高電位側に、反転入力端子が負荷1の低電位側に接続されており、負荷1の両端電圧を検出する。電圧検出器4の出力端子は、制御回路5の反転入力端子に、また制御信号源6の出力端子は制御回路5の非反転入力端子に接続されている。制御回路5は、増幅度Avのオペアンプで構成されており、制御信号源6の出力電圧Vi1と電圧検出器4の出力電圧Vi2の差分が出力される。制御回路5の出力端子は、FET3のゲートに接続されている。
【0023】
図5は、制御信号源6の回路例である。図に示すように、制御信号源6は、直流電源51、定電流源52及びNPNトランジスタ54(以下、単に「トランジスタ54」という)の直列回路と、トランジスタ54のコレクタ・エミッタ間に接続されたコンデンサ53とから構成されている。トランジスタ54のベースには、制御信号源6の入力信号としてのON/OFF信号が印加されている。また、コンデンサ53の電圧が制御信号源6の信号源出力として取り出される。
【0024】
トランジスタ54のベースに印加されるON/OFF信号がOFFのときには、トランジスタ54は非導通であり、制御信号源6からの出力はない。ON/OFF信号がONになるとトランジスタ54は導通して定電流源52に電流が流れる。これに伴いコンデンサ53は徐々に充電され、コンデンサ53の電圧は時間の経過と共に所定レベルに至るまで直線的に増加していく。このコンデンサ53の電圧が信号源出力として取り出される。
【0025】
次に、図1(a)に示した電流制御回路10の動作を図1(b)に示したタイミングチャートを参照しながら説明する。タイミングチャートの横軸は時間軸であり、便宜的にT0〜T3のタイミングに区分けして説明する。
【0026】
T0−T1の期間、電流制御回路10は非動作状態にある。制御信号源6に印加されるON/OFF信号はOFFであり、制御信号源6からの出力電圧Vi1はゼロレベルにある。このとき、負荷1には電圧はかかっておらず、FET3のソース・ドレイン間電圧Vds(以下、単に「ドレイン電圧Vds」という)が直流電源2の電源電圧Vinに等しくなっている。
【0027】
T1のタイミングで制御信号源6のON/OFF信号がONに切り替わると、制御信号源6の出力電圧Vi1は直線的に増大していく。それに伴って、制御回路5からの出力電圧は増加するが、出力電圧がFET3のゲートスレショールド電圧に達するまでは、FET3は導通せず負荷1には電流が流れないので、電圧検出器4からの出力電圧Vi2はゼロレベルのままである。
【0028】
T2のタイミングでFET3のソース・ゲート間電圧Vgs(以下、単に「ゲート電圧Vgs」という)がゲートスレショールド電圧に達すると、FET3が導通し、出力電流Idsが流れ始める。すると、容量性の負荷1が充電を開始し、負荷1の両端電圧が徐々に増加し始める。電圧検出器4からは負荷1の両端電圧のα倍の電圧が出力される。図1(b)に示されているように、電圧検出器4からの出力電圧Vi2は、T2―T3の期間で直線的に増加する。これは前述のように容量性の負荷1の充電の進行に対応したものである。
【0029】
制御信号源6からの出力電圧Vi1の増加の割合dV/dtは、電圧検出器4の出力電圧Vi2の増加割合と略同一になるように、また制御信号源6の出力電圧Vi1の方が電圧検出器4の出力電圧Vi2よりわずかに大きくなるよう、即ち、Vi1−Vi2=ΔVの関係となるよう予め設定されている。従って、制御回路5の出力電圧、即ち、FET3のゲート電圧VgsはΔVに制御回路5の増幅度Avを掛けた値に等しくなっている(Vgs=ΔV×Av)。
【0030】
T2−T3の期間で、負荷1の両端電圧が増加すると、これに伴ってドレイン電圧Vdsが徐々に低下する。即ち、−Vds/dt=(dV/dt)×(1/α)の関係が成立している。タイミングT3で負荷1が満充電になると、負荷1の両端電圧は直流電源2の電源電圧Vinと等しくなる。従って、負荷1にはもはや電流は流れない。
【0031】
タイミングT3以降も制御信号源6からの出力電圧Vi1は増加し続けるので、ゲート電圧Vgsも増加に転じ、制御信号源6の出力電圧Vi1が最大レベルの一定値になったところでゲート電圧Vgsも増加をやめ一定値となる。このときのゲート電圧Vgsの最大値は制御回路5の電源電圧に依存した値となる。
【0032】
以上のように、負荷2の起動時であるT2−T3の期間で、ドレイン電圧Vdsが直線的に減少するよう、制御信号源6の出力電圧特性を負荷1の充電特性に合わせた形で設定してある。
【0033】
負荷1に流れる電流Idsは、Ids=C×dVds/dt(C:負荷1の静電容量)で表すことができる。上述のように、ドレイン電圧が直線的に減少するよう設定されているため、dVds/dtが一定となり、よって負荷1に流れる電流Idsが一定となる。言い換えれば、負荷1に流れる電流Idsが一定となるように制御することで、容量性負荷1の起動時に流れる可能性のある突入電流を防止している。なお、以上の説明は、起動時無負荷状態であることを前提としたものである。
【0034】
以上、電圧制御方式により本発明の電流制御回路を実現した場合について説明したが、電流制御方式により本発明を実現することも可能である。この場合、電流検出器7で負荷1に流れる電流Idsを直接検出し、電流検出器7から検出電流Idsに対応した出力電圧を制御回路5に入力するようにすればよい。電流検出器7としては、抵抗やホール素子を用いることができるが、それらの接続箇所は負荷1とFET3のドレインの間である必要はなく、FET3のソース側に接続するようにしてもよい。
【0035】
次に、本発明の実施例について説明する。図2(a)は、第1の実施例に係わる電流制御回路を示した回路図、図2(b)は図2(a)に示した電流制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図2(a)において、図1(a)に示した回路構成要素と同一若しくは対応する要素には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【0036】
図2(a)に示した電流制御回路20は、基本的に図1(a)に示した回路構成と同じであって、負荷1と、直流電源2と、FET3とが直列接続されており、負荷1とFET3の間には電圧検出器4、制御信号源6及び制御回路5を含むフィードバックループが形成されている。電圧検出器4の非反転入力端子は負荷1の高電位側に、反転入力端子は負荷1の低電位側に接続され、負荷1の両端電圧を検出している。また、制御信号源6としては図5に示した構成のものを適用することができる。
【0037】
電圧検出器4の出力端は、制御回路5の一方の入力端子に、また制御信号源6の出力は制御回路5の他方の入力端子に接続されている。制御回路5の出力端はFET3のゲートに接続されている。
【0038】
制御回路5は差動増幅回路で構成されている。差動増幅回路はオペアンプ51を有し、オペアンプ51の反転入力端子と電圧検出器4の間には抵抗52が、非反転端子と制御信号源6の間には抵抗53が、また非反転端子とアース間には抵抗54が接続されている。オペアンプ51の出力端子と反転入力端子の間の帰還路にはコンデンサ55と抵抗56の並列回路が接続されている。
【0039】
次に、図2(b)に示したタイミングチャートを参照しながら、図2(a)に示した電流制御回路20の動作を説明する。
【0040】
T1以前では、電流制御回路20は非動作状態にある。制御信号源6に印加されるON/OFF信号はOFFであり、制御信号源6からの出力電圧Aはゼロレベルである。このとき、負荷1には電圧はかかっておらず、FET3のドレイン電圧Dが直流電源2の電源電圧に等しくなっている。
【0041】
T1のタイミングで制御信号源6のON/OFF信号がONに切り替わると、制御信号源6の出力電圧Aは徐々に増加していく。それに伴い、FET3のゲートに印加される制御回路5からの出力電圧Cが増加し始める。ゲート電圧Cがゲートスレショールド電圧に達するまでは、負荷1に電圧がかかっていないので電圧検出器4からの出力電圧Bもゼロレベルの状態を維持している。
【0042】
T2のタイミングでゲート電圧Cがゲートスレショールド電圧に達すると、FET3が導通し、出力電流Eが流れ始める。すると、容量性の負荷1が充電を開始し、負荷1の両端電圧が直線的に増加し始める。負荷1の充電の進行に対応して、電圧検出器4からの出力電圧Bも直線的に増加する。
【0043】
制御信号源6からの出力電圧Aの増加の割合は、電圧検出器4の出力電圧Bの増加割合と略同一になるように、また制御信号源6の出力電圧Aの方が電圧検出器4の出力電圧Bよりわずかに大きくなるように予め設定されている。
【0044】
T2−T3の期間で、負荷1の両端電圧が増加すると、これに伴ってドレイン電圧Dが徐々に低下する。タイミングT3で負荷1が満充電となると、負荷1にはもはや電流Eは流れない。
【0045】
タイミングT3以降も制御信号源6からの出力電圧Aは増加し続けるので、ゲート電圧Cはゲートスレショールド電圧のレベルから増加に転じ、制御信号源6の出力電圧Aが最大レベルの一定値になったところでゲート電圧Cも増加をやめ一定値を維持する。ただし、ゲート電圧Cはオペアンプ51の電源電圧を超えることはない。
【0046】
以上のように、負荷2の起動時であるT2−T3の期間で、負荷1に流れる電流がほぼ一定となるように、制御信号源6の出力電圧Aの特性を負荷1の充電特性に合わせた形で設定してある。このため、容量性の負荷1の起動時に流れる可能性のある突入電流を防止することができる。
【0047】
次に、本発明の第2の実施例について説明する。図3(a)は、第2の実施例に係わる電流制御回路を示した回路図、図3(b)は図3(a)に示した電流制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図3(a)において、図1(a)若しくは図2(a)に示した回路構成要素と同一若しくは対応する要素には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【0048】
図3(a)に示した電流制御回路30は、図2(a)に示した第1実施例に係わる電流制御回路20と近似した回路構成となっている。図2(a)に示した電流制御回路20では、電圧検出回路4が負荷1の両端電圧を直接検出しているのに対して、図3(a)に示した電流制御装置30では、電圧検出回路4はFET3のソース・ドレイン間の電圧を検出している。電圧検出の箇所は異なるものの、FET3のソース・ドレイン間の電圧は、負荷1の両端電圧に対応して変化するので、FET3のソース・ドレイン間電圧を検出することは、実質的に負荷1の両端電圧を検出していることと等価である。
【0049】
電流制御装置30に組み込まれている制御信号源6’は、図2(a)に示した電流制御装置20に組み込まれている制御信号源6とは、その具体的回路構成が異なっている。図6は、制御信号源6’の回路例を示したもので、直流電源51、PNPトランジスタ54’(以下、単に「トランジスタ54’」という)及び定電流源52の直列回路と、定電流源52に並列に接続されたコンデンサ53とから構成されている。トランジスタ54’のベースには、制御信号源6’の入力信号としてのON/OFF信号が印加されている。また、コンデンサ53の電圧が制御信号源6’の信号源出力として取り出される。
【0050】
トランジスタ54’のベースに印加されるON/OFF信号がOFFのときには、トランジスタ54’は導通状態となっている。このとき、直流電源51の電源電圧がコンデンサ53に印加されているので、コンデンサ53は満充電状態となっている。従って、ON/OFF信号がOFFのときには、制御信号源6’からは信号源出力は最大レベルとなっている。
【0051】
ON/OFF信号がONに切り替わりと、トランジスタ54’は非導通状態となる。その結果、コンデンサ53と定電流源52が閉回路を構成し、コンデンサ53の放電電流が定電流源52に流れる。これに伴いコンデンサ53の電圧は時間の経過と共にほぼ直線的に減少し、所定時間経過したところでゼロレベルとなる。このコンデンサ53の直線的に減少する電圧が信号源出力として出力される。
【0052】
次に、図3(b)に示したタイミングチャートを参照しながら、図3(a)に示した電流制御回路の動作を説明する。
【0053】
T1以前では、電流制御回路30は非動作状態にある。制御信号源6’に印加されるON/OFF信号はOFFであり、制御信号源6’からの出力電圧Aは最大レベルとなっている。このとき、負荷1には電圧はかかっておらず、FET3のドレイン電圧Dは直流電源2の電源電圧に等しくなっている。従って、FET3のソース・ドレイン間電圧を検出している電圧検出器4の出力電圧Bも最大レベルとなっており、制御回路5から出力されるゲート電圧Cはゼロレベルとなっている。
【0054】
T1のタイミングで制御信号源6’のON/OFF信号がONに切り替わると、制御信号源6’の出力電圧Aは直線的に減少していく。このとき電圧検出器4の出力電圧Bは最大レベルを維持した状態にあるので、出力電圧AとBの差分が直線的に増大し、FET3のゲートに印加される制御回路5からの出力電圧Cが増加し始める。
【0055】
T2のタイミングでゲート電圧Cがゲートスレショールド電圧に達すると、FET3が導通し、出力電流Eが流れ始める。即ち、容量性の負荷1が充電を開始し、負荷1の両端電圧が直線的に増加し始める。負荷1の充電の進行に対応して、FET3のソース・ドレイン間電圧が減少するので、FET3のソース・ドレイン間電圧を検出している電圧検出器4からの出力電圧Bは直線的に減少する。
【0056】
制御信号源6’からの出力電圧Aの減少の割合は、電圧検出器4からの出力電圧Bの減少の割合と略同一になるように、また制御信号源6’の出力電圧Aの方が電圧検出器4の出力電圧Bよりわずかに大きくなるように予め設定されている。
【0057】
T2−T3の期間で、負荷1の両端電圧が増加すると、これに伴ってドレイン電圧Dが直線的に低下する。タイミングT3で負荷1が満充電状態になると、負荷1の両端電圧は直流電源2の電圧と等しくなり、FET3のドレイン電圧Dはゼロとなる。従って、負荷1にはもはや電流は流れない。
【0058】
タイミングT3以降も制御信号源6’からの出力電圧Aは減少し続けるので、ゲート電圧Cはゲートスレショールド電圧を超えて更に増加し続け、制御信号源6’の出力電圧Aがゼロレベルとなったところでゲート電圧Cも増加をやめ一定値となる。
【0059】
以上のように、負荷2の起動時に相当するT2−T3の期間で、負荷1に流れる電流がほぼ一定となるように、制御信号源6’の出力電圧Aの特性を負荷1の充電特性に合わせた形で設定してある。このため、容量性の負荷1の起動時に流れる可能性のある突入電流を防止することができる。
【0060】
次に、本発明の第3の実施例について説明する。図4(a)は、第3の実施例に係わる電流制御回路を示した回路図、図4(b)は図4(a)に示した電流制御回路の動作を説明するためのタイミングチャートである。図4(a)において、図1(a)、図2(a)若しくは図3(a)に示した回路構成要素と同一若しくは対応する要素には同一の参照番号を付し、その説明を省略する。
【0061】
図4(a)に示した電流制御回路40は、直流電源2と、負荷1と、電流検出器7と、FET3が直列に接続された回路に、制御回路5及び制御信号源6で構成されるフィードバックループが付加された構成となっている。電流検出器7は、負荷1に流れる電流を検出して、検出した電流に対応する電圧を出力するもので、前述のように、抵抗やホール素子が使われる。電流検出器7の出力端子は、制御回路5を構成するオペアンプ51の反転入力端子に抵抗52を介して接続されている。一方、制御信号源6の出力端子は、抵抗53を介してオペアンプ51の非反転入力端子に接続されている。制御回路5の構成は、図2(a)、図3(a)に示した制御回路の構成と同一であり、また制御回路5の出力端子がFET3のゲートに接続されている点も同一である。制御信号源6としては図5に示した構成のものを適用することができる。
【0062】
次に、図4(b)に示したタイミングチャートを参照しながら、図4(a)に示した電流制御回路40の動作を説明する。
【0063】
T1以前では、電流制御回路40は非動作状態にある。制御信号源6に印加されるON/OFF信号はOFFであり、制御信号源6からの出力電圧Aはゼロレベルである。このとき、負荷1には電流Eは流れず、電流検出器7からの出力電圧Bはゼロレベルである。
【0064】
T1のタイミングで制御信号源6のON/OFF信号がONに切り替わると、制御信号源6の出力電圧Aは徐々に大きくなっていく。それに伴い、FET3のゲートに印加される制御回路5からの出力電圧Cが増加し始める。ゲート電圧Cがゲートスレショールド電圧に達するまでは、負荷1に電流Eは流れないので、電流検出器7からの出力電圧Bもゼロレベルのままである。
【0065】
T2のタイミングで制御信号源6の出力電圧Aが所定レベルに達すると、ゲート電圧Cがゲートスレショールド電圧となり、FET3が導通する。すると、出力電流Eが流れ始める。電流検出器7はこの出力電流Eを検出して、検出した出力電流Eに比例した出力電圧Bを制御回路5に印加する。制御回路5は、出力電圧Bが目標値である制御信号源6からの出力電圧Aに近づくようFET3のインピーダンスを制御するよう動作する。
【0066】
本実施例では、制御信号源6からの出力電圧AはT2−T3の期間で一定の割合での増加するよう設定されているので、負荷1に流れる電流Eもゼロレベルからスタートして一定の割合で増加するように制御されている。このように、負荷1に流れる電流を直接検出してこれをフィードバックし、負荷電流が目標値に近づくよう制御しているので、制御信号源6の出力電圧がT2−T3間で所定レベルのフラットな特性となるようにすれば、起動時に負荷1を定電流制御することもできる。
【0067】
タイミングT3で負荷1が満充電状態となると、負荷1の両端電圧は直流電源2の電圧と等しくなり、負荷1にはもはや電流は流れず、電流検出器7の出力電圧Bはゼロレベルとなる。
【0068】
タイミングT3以降も制御信号源6からの出力電圧Aは増加し続けるので、ゲート電圧Cはゲートスレショールド電圧を超えて更に増加し続け、制御信号源6の出力電圧Aがハイレベルの一定値になったところでゲート電圧Cも増加をやめ一定値となる。なお、T2―T3の期間において、ゲート電圧Cは時間の経過とともにわずかずつ上昇している。
【0069】
以上のように、本実施例では、負荷2の起動時であるT2−T3の期間では、負荷1に流れる電流が徐々に増加するよう制御される。このため、容量性の負荷1をスロースタートで起動することができる。
【0070】
本発明は、上記した実施の形態若しくは実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加え得ることができる。例えば、上記実施の形態及び各種実施例では、容量性負荷の起動時における制御について説明したが、負荷にデカップリングコンデンサを並列に接続した構成のものであっても本発明を適用することができる。この場合は、負荷へ通電する際にデカップリングコンデンサに流れる突入電流を防止することができる。特に、通常の駆動電圧よりも高い電圧で負荷を起動しようとする場合には、起動時にデカップリングコンデンサに過大な電流が流れるので、このような場合に特に有効である。
【0071】
例えば、バッテリとロボット内部回路の間にインピーダンス素子を挿入し、このインピーダンス素子を制御することで、ロボット内部回路に突入電流を流さずに、徐々にロボット内部回路に印加される電圧を上昇させることができる。ロボット内部回路の負荷はロボットの下肢、上肢等を移動させるためのモータとその駆動回路であるので、このモータに並列接続されたデカップリングコンデンサに突入電流を流さないことで、駆動回路に過大電圧が印加されたり、バッテリが過大電流を供給することがなくなるため、信頼性を高めることができる。
【0072】
また、上記実施例では、可変インピーダンス素子としてのFETを1つだけ負荷と直列に接続する構成を示したが、可変インピーダンス素子を複数並列に接続してなる可変インピーダンス素子並列回路を負荷と直列に接続するようにしてもよい。かかる構成とすることにより、可変インピーダンス素子における電力損失を低減することができ、また、単一の可変インピーダンス素子に流すことのできる許容電流以上の負荷電流を流すことができる。
【0073】
また、直流電源としては、バッテリの他、DC−DCコンバータの出力を利用しても良く、可変インピーダンス素子としてはMOSFETを用いた例を示したが、MOSFETの代わりにバイポーラトランジスタを使用してもよい。
【0074】
【発明の効果】
本発明によれば、負荷の両端子間の電圧に応じた検出電圧を監視し、信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が増加する基準電圧を出力し、差動増幅回路は、一対の入力端に検出電圧と基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から制御電圧を出力し、検出電圧の増加期間において、基準電圧は検出電圧の増加割合と同じ割合で電圧値が増加し、かつ基準電圧は検出電圧より大きくなるように設定したので、負荷の両端子間の電圧に応じた検出電圧に連動した制御が行われ、負荷起動時に過大な電流が流れるような事態は確実に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】(a)は、電圧制御方式により本発明を実現する場合の回路図であり、(b)は、図1(a)に示した回路図の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図2】(a)は、本発明の第1の実施例に係わる電流制御回路の回路図であり、(b)は図2(a)に示した回路図の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図3】(a)は、本発明の第2の実施例に係わる電流制御回路の回路図であり、(b)は図3(a)に示した回路図の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図4】(a)は、本発明の第3の実施例に係わる電流制御回路の回路図であり、(b)は図4(a)に示した回路図の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図5】第1及び第3の実施例に係わる電流制御回路に用いられる制御信号源の具体的回路構成を示したものである。
【図6】第2の実施例に係わる電流制御回路に用いられる制御信号源の具体的回路構成を示したものである。
【符号の説明】
1…容量性負荷、2…直流電源、3…MOSFET、4…電圧検出器、
5…制御回路(差動増幅器)、6、6’…制御信号源、7…電流検出器、
10,20,30,40…電流制御回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a current control circuit for controlling a current flowing through a load when a capacitive load is started.
[0002]
[Prior art]
Conventionally, various measures for monitoring a transient state at the time of starting a load and avoiding an influence on the entire circuit have been proposed. For example, when a capacitive load is started up or when a decoupling capacitor is connected in parallel to the load, a large current instantaneously flows through the capacitive load or the decoupling capacitor when the power is turned on.
[0003]
In order to suppress this large current, that is, an inrush current, a method has been proposed in which a variable impedance element is arranged in series with a DC power supply and a load, and the impedance of the variable impedance element is gradually reduced (see, for example, Patent Document 1). . Specifically, a MOSFET is used as the variable impedance element, and the output current is gradually increased by gradually increasing the gate voltage. Such a method can suppress the occurrence of an inrush current to the decoupling capacitor.
[0004]
[Patent Document 1]
JP 2002-290223 A
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the circuit configuration of the above prior art, a parallel circuit of a plurality of MOSFETs is used instead of a single MOSFET for the purpose of reducing power loss in the MOSFET and securing an output current path corresponding to the load current. However, there is a possibility that an excessive current flows in one MOSFET due to variations in gate threshold voltages of a plurality of MOSFETs. If an excessive current flows in one MOSFET as described above, an inrush current flows in the decoupling capacitor or the capacitive load, and the original purpose of suppressing the inrush current cannot be achieved.
[0006]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a current control circuit that can reliably prevent an excessive current from flowing when a load is started.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the invention according to claim 1Connected to DC power supplyControl the current through the capacitive loadElectricFlow control circuitBecauseOf the capacitive loadDetection circuit that outputs detection voltage according to the voltage between both terminalsWhen,The DC power supply andCapacitive loadConsisting of a variable impedance element connected between, a signal source and a differential amplifier circuit,Of the variable impedanceControl circuit that supplies control voltage to the control terminalAndThe signal source outputs a reference voltage whose voltage value increases at a predetermined rate until the signal voltage reaches a predetermined voltage value, and the differential amplifier circuit receives the detection voltage and the reference voltage at a pair of input terminals, respectively. The control voltage is output from the output terminal, and the voltage value of the reference voltage increases at the same rate as the increase rate of the detection voltage in the increase period of the detection voltage, and the reference voltage is larger than the detection voltage. Is set toIt is characterized by that.
[0008]
In the current control circuit configured in this way,Detection circuitOf capacitive loadDetection voltage according to the voltage between both terminalsTheoutputAnd thisInput to differential amplifier circuitTo do.The signal source outputs a reference voltage whose voltage value increases at a predetermined rate until it reaches a predetermined voltage value. In the differential amplifier circuit, a detection voltage and a reference voltage are input to a pair of input terminals, respectively, and a control voltage is output toward the variable impedance element. The differential amplifier circuit is set so that the reference voltage increases at the same rate as the increase rate of the detection voltage and the reference voltage is larger than the detection voltage during the increase period of the detection voltage.. Thus, at the start of the capacitive loadVoltage between both terminals of capacitive loadWhile monitoring the capacitive loadchargingIs controlled while monitoring the current to the capacitive load that flows at the time of startup, and it is possible to reliably prevent a situation in which an excessive current flows at the time of load startup.
[0009]
The invention according to claim 2A current control circuit for controlling a current flowing in a capacitive load connected to a DC power supply, wherein the detection circuit outputs a detection voltage corresponding to a voltage between both terminals of the capacitive load; the DC power supply and the capacitor A variable impedance element connected between the capacitive loads, a signal source and a differential amplifier circuit, and a control circuit for supplying a control voltage to the variable impedance control terminal, the signal source having a predetermined voltage A reference voltage whose voltage value increases at a predetermined rate until reaching the value, and the differential amplifier circuit has the detection voltage and the reference voltage input to a pair of input terminals, respectively, and the control voltage is output from an output terminal. The reference voltage is set to be larger than the detection voltage by a certain value during the increase period of the detection voltage.
[0011]
Claim3The invention described is a current control circuit for controlling a current flowing in a capacitive load connected to a DC power supply, the variable impedance element being connected between the DC power supply and the capacitive load, and the variable impedance element A detection circuit that outputs a detection voltage corresponding to the voltage between the two terminals, a signal source and a differential amplifier circuit, and a control circuit that supplies a control voltage to the control terminal of the variable impedance, the signal source Outputs a reference voltage whose voltage value decreases at a predetermined rate until it reaches a predetermined voltage value, and the differential amplifier circuit has the detection voltage and the reference voltage input to a pair of input terminals, respectively, and an output terminal The control voltage is output from the reference voltage, and during the decrease period of the detection voltage, the reference voltage decreases at the same rate as the decrease rate of the detection voltage, and the reference voltage is equal to the detection voltage. Characterized in that it is set to be larger.
[0012]
Claim4The invention described is a current control circuit for controlling a current flowing in a capacitive load connected to a DC power supply, the variable impedance element being connected between the DC power supply and the capacitive load, and the variable impedance element A detection circuit that outputs a detection voltage corresponding to the voltage between the two terminals, a signal source and a differential amplifier circuit, and a control circuit that supplies a control voltage to the control terminal of the variable impedance, the signal source Outputs a reference voltage whose voltage value decreases at a predetermined rate until it reaches a predetermined voltage value, and the differential amplifier circuit has the detection voltage and the reference voltage input to a pair of input terminals, respectively, and an output terminal The control voltage is output from the control voltage, and the reference voltage is set to be larger than the detection voltage by a certain value during the decrease period of the detection voltage.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of the present invention will be described below. First, an embodiment when the present invention is realized by a voltage control method will be described with reference to FIG. FIG. 1A is a circuit diagram of the
[0021]
As shown in FIG. 1A, a
[0022]
The voltage detector 4 having the attenuation α has a non-inverting input terminal connected to the high potential side of the
[0023]
FIG. 5 is a circuit example of the
[0024]
When the ON / OFF signal applied to the base of the
[0025]
Next, the operation of the
[0026]
During the period from T0 to T1, the
[0027]
When the ON / OFF signal of the
[0028]
When the source-gate voltage Vgs (hereinafter simply referred to as “gate voltage Vgs”) of the
[0029]
The rate of increase dV / dt of the output voltage Vi1 from the
[0030]
When the voltage across the
[0031]
Since the output voltage Vi1 from the
[0032]
As described above, the output voltage characteristic of the
[0033]
The current Ids flowing through the
[0034]
The case where the current control circuit of the present invention is realized by the voltage control method has been described above, but the present invention can also be realized by the current control method. In this case, the
[0035]
Next, examples of the present invention will be described. FIG. 2A is a circuit diagram showing the current control circuit according to the first embodiment, and FIG. 2B is a timing chart for explaining the operation of the current control circuit shown in FIG. is there. 2A, the same reference numerals are given to the same or corresponding elements as the circuit components shown in FIG. 1A, and the description thereof is omitted.
[0036]
The
[0037]
The output terminal of the voltage detector 4 is connected to one input terminal of the control circuit 5, and the output of the
[0038]
The control circuit 5 is composed of a differential amplifier circuit. The differential amplifier circuit includes an
[0039]
Next, the operation of the
[0040]
Prior to T1, the
[0041]
When the ON / OFF signal of the
[0042]
When the gate voltage C reaches the gate threshold voltage at the timing T2, the
[0043]
The rate of increase of the output voltage A from the
[0044]
When the voltage across the
[0045]
Since the output voltage A from the
[0046]
As described above, the characteristics of the output voltage A of the
[0047]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 3A is a circuit diagram showing a current control circuit according to the second embodiment, and FIG. 3B is a timing chart for explaining the operation of the current control circuit shown in FIG. is there. In FIG. 3 (a), elements that are the same as or correspond to the circuit components shown in FIG. 1 (a) or 2 (a) are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.
[0048]
The
[0049]
The
[0050]
When the ON / OFF signal applied to the base of the transistor 54 'is OFF, the transistor 54' is in a conducting state. At this time, since the power supply voltage of the
[0051]
When the ON / OFF signal is switched ON, the transistor 54 'is turned off. As a result, the
[0052]
Next, the operation of the current control circuit shown in FIG. 3A will be described with reference to the timing chart shown in FIG.
[0053]
Prior to T1, the
[0054]
When the ON / OFF signal of the control signal source 6 'is switched ON at the timing T1, the output voltage A of the control signal source 6' decreases linearly. At this time, since the output voltage B of the voltage detector 4 is in a state where the maximum level is maintained, the difference between the output voltages A and B increases linearly and the output voltage C from the control circuit 5 applied to the gate of the
[0055]
When the gate voltage C reaches the gate threshold voltage at the timing T2, the
[0056]
The rate of decrease of the output voltage A from the
[0057]
When the voltage across the
[0058]
Since the output voltage A from the
[0059]
As described above, the characteristic of the output voltage A of the
[0060]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. 4A is a circuit diagram showing a current control circuit according to the third embodiment, and FIG. 4B is a timing chart for explaining the operation of the current control circuit shown in FIG. 4A. is there. In FIG. 4 (a), the same or corresponding elements as those shown in FIG. 1 (a), FIG. 2 (a), or FIG. To do.
[0061]
The
[0062]
Next, the operation of the
[0063]
Prior to T1, the
[0064]
When the ON / OFF signal of the
[0065]
When the output voltage A of the
[0066]
In this embodiment, since the output voltage A from the
[0067]
When the
[0068]
Since the output voltage A from the
[0069]
As described above, in this embodiment, the current flowing through the
[0070]
The present invention is not limited to the above-described embodiments or examples, and various modifications can be made without departing from the gist of the present invention. For example, in the above-described embodiment and various examples, the control at the time of starting the capacitive load has been described. However, the present invention can be applied even to a configuration in which a decoupling capacitor is connected in parallel to the load. . In this case, an inrush current flowing in the decoupling capacitor when energizing the load can be prevented. In particular, when starting the load with a voltage higher than the normal driving voltage, an excessive current flows through the decoupling capacitor at the time of starting, which is particularly effective in such a case.
[0071]
For example, by inserting an impedance element between the battery and the robot internal circuit and controlling this impedance element, the voltage applied to the robot internal circuit can be gradually increased without causing an inrush current to flow in the robot internal circuit. Can do. Since the load on the robot's internal circuit is a motor and its drive circuit for moving the robot's lower limbs, upper limbs, etc., an excessive voltage is applied to the drive circuit by preventing inrush current from flowing in the decoupling capacitor connected in parallel to this motor. Is not applied or the battery does not supply an excessive current, so that the reliability can be improved.
[0072]
In the above-described embodiment, a configuration in which only one FET as a variable impedance element is connected in series with the load is shown. However, a variable impedance element parallel circuit formed by connecting a plurality of variable impedance elements in parallel is connected in series with the load. You may make it connect. By adopting such a configuration, it is possible to reduce power loss in the variable impedance element, and it is possible to flow a load current that exceeds the allowable current that can be passed through the single variable impedance element.
[0073]
In addition to the battery, the output of the DC-DC converter may be used as the DC power source, and an example using a MOSFET as the variable impedance element has been shown, but a bipolar transistor may be used instead of the MOSFET. Good.
[0074]
【The invention's effect】
BookAccording to the invention, the loadDetection voltage according to the voltage between both terminalsMonitorThe signal source outputs a reference voltage whose voltage value increases at a predetermined rate until reaching a predetermined voltage value, and the differential amplifier circuit has a detection voltage and a reference voltage inputted to a pair of input terminals, respectively, and an output terminal The control voltage is output from the control voltage, and during the detection voltage increase period, the reference voltage is set so that the voltage value increases at the same rate as the increase rate of the detection voltage and the reference voltage is greater than the detection voltageBecause of the loadDetection voltage according to the voltage between both terminalsIn this way, it is possible to reliably prevent a situation in which an excessive current flows when the load is started.
[Brief description of the drawings]
1A is a circuit diagram when the present invention is realized by a voltage control method, and FIG. 1B is a timing chart for explaining the operation of the circuit diagram shown in FIG. is there.
2A is a circuit diagram of a current control circuit according to a first embodiment of the present invention, and FIG. 2B is a timing for explaining the operation of the circuit diagram shown in FIG. It is a chart.
3A is a circuit diagram of a current control circuit according to a second embodiment of the present invention, and FIG. 3B is a timing for explaining the operation of the circuit diagram shown in FIG. 3A. It is a chart.
4A is a circuit diagram of a current control circuit according to a third embodiment of the present invention, and FIG. 4B is a timing for explaining the operation of the circuit diagram shown in FIG. 4A. It is a chart.
FIG. 5 shows a specific circuit configuration of a control signal source used in a current control circuit according to the first and third embodiments.
FIG. 6 shows a specific circuit configuration of a control signal source used in a current control circuit according to the second embodiment.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
5 ... Control circuit (differential amplifier), 6, 6 '... Control signal source, 7 ... Current detector,
10, 20, 30, 40 ... current control circuit
Claims (4)
前記容量性負荷の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、
前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、
信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、
前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が増加する基準電圧を出力し、
前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、
前記検出電圧の増加期間において、前記基準電圧は前記検出電圧の増加割合と同じ割合で電圧値が増加し、かつ前記基準電圧は前記検出電圧より大きくなるように設定されていることを特徴とする電流制御回路。A current control circuit for controlling a current flowing through a capacitive load connected to a DC power supply;
A detection circuit that outputs a detection voltage according to a voltage between both terminals of the capacitive load;
A variable impedance element connected between the DC power source and the capacitive load;
Comprising a signal source and a differential amplifier circuit, and a control circuit for supplying a control voltage to the variable impedance control terminal,
The signal source outputs a reference voltage whose voltage value increases at a predetermined rate until a predetermined voltage value is reached,
In the differential amplifier circuit, the detection voltage and the reference voltage are respectively input to a pair of input terminals, and the control voltage is output from an output terminal,
At increasing the period before Symbol detection voltage, the reference voltage and characterized in that the increased voltage value at the same rate as the increase ratio of the detection voltage and the reference voltage is set to be larger than the detection voltage Current control circuit.
前記容量性負荷の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、
前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、
信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、
前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が増加する基準電圧を出力し、
前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、
前記検出電圧の増加期間において、前記基準電圧が前記検出電圧より一定値だけ大きくなるように設定されていることを特徴とする電流制御回路。A current control circuit for controlling a current flowing through a capacitive load connected to a DC power supply;
A detection circuit that outputs a detection voltage according to a voltage between both terminals of the capacitive load;
A variable impedance element connected between the DC power source and the capacitive load;
Comprising a signal source and a differential amplifier circuit, and a control circuit for supplying a control voltage to the variable impedance control terminal,
The signal source outputs a reference voltage whose voltage value increases at a predetermined rate until a predetermined voltage value is reached,
In the differential amplifier circuit, the detection voltage and the reference voltage are respectively input to a pair of input terminals, and the control voltage is output from an output terminal,
The current control circuit, wherein the reference voltage is set to be larger than the detection voltage by a certain value during the increase period of the detection voltage.
前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、 A variable impedance element connected between the DC power source and the capacitive load;
前記可変インピーダンス素子の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、 A detection circuit that outputs a detection voltage according to a voltage between both terminals of the variable impedance element;
信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、 Comprising a signal source and a differential amplifier circuit, and a control circuit for supplying a control voltage to the variable impedance control terminal,
前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が減少する基準電圧を出力し、 The signal source outputs a reference voltage whose voltage value decreases at a predetermined rate until a predetermined voltage value is reached,
前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、 In the differential amplifier circuit, the detection voltage and the reference voltage are respectively input to a pair of input terminals, and the control voltage is output from an output terminal,
前記検出電圧の減少期間において、前記基準電圧は前記検出電圧の減少割合と同じ割合で電圧値が減少し、かつ前記基準電圧は前記検出電圧より大きくなるように設定されていることを特徴とする電流制御回路。 In the decrease period of the detection voltage, the reference voltage is set so that the voltage value decreases at the same rate as the decrease rate of the detection voltage, and the reference voltage is larger than the detection voltage. Current control circuit.
前記直流電源及び前記容量性負荷の間に接続された可変インピーダンス素子と、 A variable impedance element connected between the DC power source and the capacitive load;
前記可変インピーダンス素子の両端子間の電圧に応じた検出電圧を出力する検出回路と、 A detection circuit that outputs a detection voltage according to a voltage between both terminals of the variable impedance element;
信号源と差動増幅回路とからなり、前記可変インピーダンスの制御端子に制御電圧を供給する制御回路とを備え、 Comprising a signal source and a differential amplifier circuit, and a control circuit for supplying a control voltage to the variable impedance control terminal,
前記信号源は、所定の電圧値に達するまで所定の割合で電圧値が減少する基準電圧を出力し、 The signal source outputs a reference voltage whose voltage value decreases at a predetermined rate until a predetermined voltage value is reached,
前記差動増幅回路は、一対の入力端に前記検出電圧と前記基準電圧がそれぞれ入力され、出力端から前記制御電圧を出力し、 In the differential amplifier circuit, the detection voltage and the reference voltage are respectively input to a pair of input terminals, and the control voltage is output from an output terminal,
前記検出電圧の減少期間において、前記基準電圧が前記検出電圧より一定値だけ大きくなるように設定されていることを特徴とする電流制御回路。 The current control circuit, wherein the reference voltage is set to be larger than the detection voltage by a certain value during a decrease period of the detection voltage.
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