JP4509297B2

JP4509297B2 - Spread spectrum receiver

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Publication number: JP4509297B2
Application number: JP2000126467A
Authority: JP
Inventors: 裕康佐野
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-04-26
Filing date: 2000-04-26
Publication date: 2010-07-21
Anticipated expiration: 2020-04-26
Also published as: US20020181561A1; CN1366742A; EP1191709A4; WO2001082501A1; DE60128874D1; DE60128874T2; EP1191709A1; EP1191709B1; CN1188963C; US6882681B2; JP2001308764A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スペクトル拡散変調方式を用いた符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）方式を採用するスペクトル拡散受信装置に関するものであり、特に、周波数選択性フェージングが発生する伝送路を用いて通信を行うスペクトル拡散受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスペクトル拡散受信装置について説明する。スペクトル拡散変調方式を用いたＣＤＭＡ方式を採用する従来のスペクトル拡散受信装置としては、たとえば、文献「ＤＳ−ＣＤＭＡ適応アレイアンテナダイバーシチの室内伝送実験特性，電子情報通信学会信学技報 RCS98-94 p.33-38 １９９８年９月」，「ブロードバンドＤＳ−ＣＤＭＡにおけるコヒーレントＲａｋｅ受信の室内実験特性，電子情報通信学会信学技報 RCS99-129 p.57-62 １９９９年１０月」等がある。
【０００３】
ここで、上記文献に基づいて、従来のスペクトル拡散受信装置の構成および動作を説明する。図６は、従来のスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。図６において、５００，５０１，…，５０２はＮ（自然数）本で構成されるアンテナであり、５１０，５１１，…，５１２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であり、５２０，５２１，…，５２２は逆拡散部であり、５３０，５３１，…，５３２は、マルチパス波による影響を受けた逆拡散後信号に基づいて生成されたＬ（自然数）個のパスから、個別にビームを形成するビーム形成部であり、５４０はパス検出部であり、５５０，５５１，…，５５２は複素乗算器であり、５５３は遅延器であり、５６０はウェイト制御部であり、５６１は加算部であり、５６２は複素乗算器であり、５６３は複素共役算出部であり、５６４は減算器であり、５６５は複素乗算器であり、５７０は個々のパスに対して伝送路の推定を行う伝送路推定部であり、５８０，５８１，…，５８２，…，５８３，５８４は遅延器であり、５８５は加算部であり、５９０はデータ判定部である。
【０００４】
つぎに、上記のように構成される従来のスペクトル拡散受信装置の動作を説明する。まず、Ｎ本のアンテナ５００〜５０２で受信した移動局からの信号は、それぞれ、ＢＰＦ５１０，５１１，…，５１２でろ波され、所望の帯域制限がなされる。そして、帯域制限後の信号は、逆拡散部５２０，５２１，…，５２２に入力され、ここでは、送信側で用いられた拡散符号系列（ＰＮ系列に相当）と同じ系列により逆拡散が行われる。
【０００５】
パス検出部５４０では、マルチパス波の影響を受けたある１つの逆拡散後信号から、Ｌ個のパスの選択を行う。ここで、パス検出部５４０の動作を詳細に説明する。図７は、パス検出部５４０の構成を示す図である。図７において、６００は伝送路推定部であり、６０１は平均電力値算出部であり、６０２はしきい値算出部であり、６０３は判定部であり、６０４はパス選択部である。
【０００６】
このようなパス検出部５４０では、まず、伝送路推定部６００が、スロット単位に設けられたパイロットシンボル（既知信号）に基づいて、１スロット内のすべてのシンボルを同相加算し、その結果として瞬時の伝送路推定値を出力する。つぎに、平均電力値算出部６０１では、受け取った伝送路推定値を用いて、数スロットにわたる電力の平均化処理を行い、その処理結果として平均電力遅延プロファイルを算出する。
【０００７】
つぎに、しきい値算出部６０２では、受け取った平均電力遅延プロファイルのなかから、最も電力の小さいパスを雑音あるいは干渉電力とみなし、さらに、その電力からΔｄＢだけ大きい電力値を、パス選択のためのしきい値として出力する。つぎに、判定部６０３では、平均電力遅延プロファイルとしきい値とを比較し、そのしきい値よりも大きな平均電力値を有するすべてのパスを、所望信号に対応するマルチパスとする。そして、それらのパスの時系列的な位置情報、およびそれらのパスの電力値を出力する。
【０００８】
つぎに、パス選択部６０４では、各ビーム形成部が、Ｈ／ＷおよびＳ／Ｗの制約から予め定められたＬ個のパスに対してのみ信号処理を行うため、平均電力値の大きい順にＬ個のパスを選択する。そして、各パスに対応する時系列的な位置が、パス位置情報として出力される。図８は、しきい値算出部６０２、判定部６０３およびパス選択部６０４の処理を示す図である。
【０００９】
パス検出部５４０によりパス位置情報を出力後、ビーム形成部５３０〜５３２では、適応アルゴリズムによる信号処理によりビームを形成する。なお、ビーム形成部５３０は、信号電力の最も大きいパスに対して信号処理を実施するものであり、ビーム形成部５３１，…，５３２については、２番目からＬ番目に信号電力の大きいパスに対して信号処理を実施するものである。ここで、ビーム形成部５３０の動作を詳細に説明する。
【００１０】
前述したように、逆拡散部５２０からの逆拡散後信号は、パス検出部５４０によりパス単位に分離され、ビーム形成部５３０に入力される。したがって、各ビーム形成部では、検出されたパス単位にビームを形成することになる。
【００１１】
まず、ウェイト制御部５６０では、ＬＭＳ（Least Mean Square）等の適応アルゴリズムに基づいてウェイトの計算を行い、複素乗算器５５０〜５５２では、各アンテナにて受信した信号に対して、パス単位に、ビーム形成のための複素ウェイトを乗算する。そして、加算部５６１では、複素ウェイトが乗算された各受信信号を合成し、その合成結果を、指向性を有するアンテナ合成後信号として出力する。
【００１２】
つぎに、伝送路推定部５７０では、伝送路の推定を行う。具体的にいうと、たとえば、スロット毎に備えられた既知系列のパイロットシンボルを用いて、第１番目のパスに対する伝送路推定値（複素値）を算出する。図９は、スロット構成を示す図である。
【００１３】
つぎに、複素共役算出部５６３では、伝送路推定部５７０にて算出した伝送路推定値の複素共役値を算出する。そして、この複素共役値は、複素乗算器５６２に入力されてアンテナ合成後信号との乗算が行われ、ここでは、信号振幅に比例した重み付けが実施され、かつ位相変動が除去された信号が出力される。
【００１４】
ビーム形成部５３０〜５３２により１番目（信号電力の最も大きいパス）からＬ番目（信号電力がＬ番目に大きいパス）のビームを形成後、遅延器５８０〜５８２では、第１番目のパスから第Ｌ番目のパスがすべての同じタイミングとなるように、それぞれ、遅延量Ｄ₁，Ｄ₂，…，Ｄ_Lを付加する。
【００１５】
加算部５８５では、パス単位に同相化された信号を合成し、データ判定部５９０では、データの硬判定処理を行い、その硬判定結果を受信装置の復調データとして出力する。なお、この硬判定結果は、各パスのビームを形成するための参照信号として用いられるため、それぞれ、遅延器５８３〜５８４にて遅延調整を行い、たとえば、遅延量Ｄ_L−Ｄ₁，Ｄ_L−Ｄ₂，…，０（Ｌ番目のパスは遅延させない）を付加する。
【００１６】
ここで、ビーム形成部５３０を一例として、各受信信号に対するウェイトの決定方法を具体的に説明する。なお、ここでは、ビーム形成のために既知の適応アルゴリズムを用いることとする。
【００１７】
たとえば、遅延器５８４の出力は、複素乗算器５６５により伝送路推定値と乗算され、参照信号となる。その後、減算器５６４では、その参照信号からアンテナ合成後信号を減算し、第１番目のパスに対する誤差信号ｅ₁（ｋ）を生成する。そして、ウェイト制御部５６０では、正規化ＬＭＳを表す式（１）にしたがって、ウェイトを更新／決定する。
【００１８】
【数１】

【００１９】
ただし、式（１）右辺第２項の分母はノルムを表し、ｋはサンプリング時刻（ｔ＝ｋＴ_s：Ｔ_sはサンプリング周期）に対応し、Ｘ₁（ｋ）は各逆拡散後信号の第１番目のパスのベクトル表現（Ｘ₁（ｋ）＝［ｘ₁（１，ｋ），ｘ₁（２，ｋ），…，ｘ₁（Ｎ，ｋ）］^T）であり、Ｗ₁（ｋ）は第１番目のパスに対する各ウェイトのベクトル表現（ｗ₁（ｋ）＝［ｗ₁（１，ｋ），ｗ₁（２，ｋ），…，ｗ₁（Ｎ，ｋ）］^T）である。また、Ｗ₁（ｋ）の初期値はｗ₁（０）＝［１，０，…，０］^Tであり、μはステップサイズを表し、τは遅延時間（遅延量）を表す。
【００２０】
このように、従来のスペクトル拡散受信装置では、複数のアンテナにより受信される受信信号から検出されたＬ個のパスに対して、個別にビームを形成し（適応アルゴリズムを用いて）、すなわち、伝送路推定値に応じた重み付け合成（Ｒａｋｅ合成）を行うことで、干渉信号にヌルを向けながら希望信号に関するＳＩＲ（信号対干渉波電力比）の改善を図っている。また、従来のスペクトル拡散受信装置は、基地局にてサービス可能なセル内の移動局の位置分布が一様で、かつ上記パス単位に形成されたビームの干渉波電力が同一である場合に、理想的なチャネル容量を得ることができる。
【００２１】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記、従来のスペクトル拡散受信装置においては、移動局の位置が瞬時的に偏在するか、または、伝送速度が異なることで送信信号電力の異なる移動局が存在することで、パス単位に形成されるビームの干渉波電力が同一とみなせない場合、ＳＩＲを最適化できずに良好なビット誤り率特性が得られないため、理想的なチャネル容量を得ることができない、という問題があった。
【００２２】
また、従来のスペクトル拡散受信装置においては、通信対象となる移動局が移動し、その移動速度が高速である場合に、基地局側が移動局に対して精度よくビームを向けることが困難になる、という問題があった。
【００２３】
また、従来のスペクトル拡散受信装置にてアダプティブアレイアンテナでビームを形成する初期状態においては、移動局から基地局へのマルチパス波の到来方向がわからず、指向性の鋭いビームを形成できないため、上記のように、１つのアンテナを利用してパスの選択を行う。しかしながら、１つのアンテナを用いる場合、干渉の影響が大きい伝送路においては、精度よくパス検出を行うことができない、という問題があった。
【００２４】
また、従来のスペクトル拡散受信装置においては、前述のように、１つのアンテナを用いる場合、各受信信号に対してウェイトが設定される。この場合、適応アルゴリズムに基づいてビームを形成するまでに多くの時間を要することとなり、移動局の送信側では、基地局での所要品質を満たすことができるように、ビーム形成が終るまでの間、多くの送信信号電力が必要となる。これにより、基地局側では、瞬時的に干渉電力が増大することとなり、理想的なチャネル容量を得ることができない、という問題があった。
【００２５】
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、パス単位に形成されるビームの干渉波電力が同一とみなせない場合においても、良好なビット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００２６】
また、本発明は、通信対象となる移動局が移動し、その移動速度が高速である場合においても、基地局側が移動局に対して精度よくビームを向けることが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００２７】
また、本発明は、１つのアンテナを用いてパス選択を行う場合においても、精度よくパス検出を行うことができ、さらに、適応アルゴリズムに基づいてビームを形成するまでの時間を大幅に短縮することができるスペクトル拡散受信装置を得ることを目的とする。
【００２８】
【課題を解決するための手段】
上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置にあっては、単一のまたは複数のアンテナで受信した信号に対して逆拡散処理を実施し、その逆拡散後信号に基づいてデータの復調処理を行うことを特徴とし、さらに、前記逆拡散後信号から所定の基準を満たした複数のマルチパス波を検出し、それらのパスの時系列的な位置情報を出力するパス検出手段（後述する実施の形態のパス検出部１４０に相当）と、前記パス単位に受け取る前記時系列的な位置情報に基づいて、適応アルゴリズムによりビームを形成する複数のビーム形成手段（複素乗算器１５０〜１５２，加算部１６１に相当）と、前記ビーム単位に得られる受信信号に基づいて伝送路推定値を算出し、その推定結果に基づいて信号振幅に応じた重み付け処理、および位相変動の除去処理を行う複数の伝送路推定手段（伝送路推定部１７０，複素共役算出部１６３に相当）と、前記ビーム単位に得られる受信信号に基づいて干渉量を抽出する複数の干渉量抽出手段（干渉量推定部１７１に相当）と、前記干渉量に基づいて前記位相変動除去処理後の信号を正規化する複数の正規化手段（正規化部１７２に相当）と、前記すべての正規化後の信号を合成する合成手段（遅延器１８０〜１８２，加算部１８５に相当）と、前記合成後の信号を判定する判定手段（データ判定部１９０に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００２９】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記干渉量抽出手段は、送信信号に付加された既知系列に基づいて、干渉量を算出することを特徴とする。
【００３０】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記パス検出手段は、サービス対象のエリアをカバーするために必要な複数のビームを生成する複数ビーム生成手段（複数ビーム生成部１４１に相当）と、前記ビーム単位に、所定のしきい値以上の電力値を有するすべてのパスを検出し、さらに、前記ビーム毎に算出される干渉電力に基づいて前記検出されたパスの電力値を正規化するパス検出手段（ビーム毎パス検出部２００，２１０，２２０に相当）と、前記検出されたパスのなかから電力値の大きい順に所定数分のパスを選択するパス選択手段（パス選択部３３０に相当）と、を備えることを特徴とする。
【００３１】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記ビーム形成手段は、前記適応アルゴリズムを用いてビームを形成するときに必要となるウェイトの初期値として、前記複数ビーム生成手段によるビーム形成時のウェイトを用いることを特徴とする。
【００３２】
つぎの発明にかかるスペクトル拡散受信装置において、前記適応アルゴリズムは、前記判定結果から生成された参照信号から前記受信信号を引くことで誤差信号を算出し、さらに、その誤差信号に対して重み付け係数を用いた積分処理を行うことで、新たな誤差信号を生成することを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
【００３４】
実施の形態１．
本実施の形態においては、アダプティブアレイアンテナを用いたスペクトル拡散受信装置について説明する。図１は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。図１において、１００，１０１，…，１０２はＮ（自然数）本で構成されるアンテナであり、１１０，１１１，…，１１２はバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）であり、１２０，１２１，…，１２２は逆拡散部であり、１３０，１３１，…，１３２は、マルチパス波による影響を受けた逆拡散後の信号から生成されたＬ（自然数）個のパスに基づいて、個別にビームを形成するビーム形成部であり、１４０はパス検出部であり、１５０，１５１，…，１５２は複素乗算器であり、１５３は遅延器であり、１６０はウェイト制御部であり、１６１は加算部であり、１６２は複素乗算器であり、１６３は複素共役算出部であり、１６４は減算器であり、１６５は複素乗算器であり、１７０は個々のパスに対して伝送路の推定を行う伝送路推定部であり、１７１は個々のパスに対する干渉量の推定を行う干渉量推定部であり、１７２は複素乗算器１６２の出力を正規化する正規化部であり、１８０，１８１，…，１８２，…，１８３，１８４は遅延器であり、１８５は加算部であり、１９０はデータ判定部である。
【００３５】
つぎに、上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置の動作を説明する。まず、Ｎ本のアンテナ１００〜１０２で受信した移動局からの信号は、それぞれ、ＢＰＦ１１０，１１１，…，１１２でろ波され、所望の帯域制限がなされる。そして、帯域制限後の信号は、逆拡散部１２０，１２１，…，１２２に入力され、ここでは、送信側で用いられた拡散符号系列（ＰＮ系列に相当）と同じ系列により逆拡散が行われる。
【００３６】
なお、移動体通信においては、周囲の建物や地形によって電波が反射，回折，および散乱するため、複数の伝送路を経たマルチパス波が到来することで干渉が発生し、伴って受信波の振幅と位相がランダムに変動する周波数選択性フェージングが発生する。そこで、パス検出部１４０では、従来技術（図７参照）と同様の手順で、マルチパス波の影響を受けたある１つの逆拡散後信号から、Ｌ個のパスの選択を行う。具体的にいうと、後述する各ビーム形成部が、Ｈ／ＷおよびＳ／Ｗの制約から予め定められたＬ個のパスに対してのみ信号処理を行うために、たとえば、すべてのパスのなかから平均電力値の大きい順にＬ個のパスを選択し、そして、各パスに対応する時系列的な位置を、パス位置情報として出力する。
【００３７】
パス検出部１４０によりパス位置情報を出力後、ビーム形成部１３０〜１３２では、適応アルゴリズムによる信号処理によりビームを形成する。なお、ビーム形成部１３０は、従来同様、信号電力の最も大きいパスに対して信号処理を実施するものであり、ビーム形成部１３１，…，１３２についても、従来同様、２番目からＬ番目に信号電力の大きいパスに対して信号処理を実施するものである。
【００３８】
ここで、ビーム形成部１３０の動作を詳細に説明する。なお、前述した逆拡散部１２０からの逆拡散後信号は、パス検出部１４０によりパス単位に分離され、ビーム形成部１３０に入力される。したがって、各ビーム形成部では、検出されたパス単位にビームを形成することになる。
【００３９】
まず、ウェイト制御部１６０では、ＬＭＳ（Least Mean Square）等の適応アルゴリズムに基づいてウェイトの計算を行い、複素乗算器１５０〜１５２では、各アンテナにて受信した信号に対して、パス単位に、ビーム形成のための複素ウェイトを乗算する。そして、加算部１６１では、複素ウェイトが乗算された各受信信号を合成し、その合成結果を、指向性を有するアンテナ合成後信号として出力する。
【００４０】
つぎに、伝送路推定部１７０では、スロット毎に備えられた既知系列のパイロットシンボル（図９参照）を用いて、第１番目のパスに対する伝送路推定値（複素値）を算出する。その後、複素共役算出部１６３では、伝送路推定部１７０にて算出した伝送路推定値の複素共役値を算出する。そして、この複素共役値は、複素乗算器１６２に入力されてアンテナ合成後信号との乗算が行われ、ここでは、信号振幅に比例した重み付けが実施され、かつ位相変動が除去された信号が出力される。
【００４１】
一方、干渉量推定部１７１では、アンテナ合成後信号である加算部１６１の出力ｙ₁（ｋ_s，ｊ）から干渉量を算出する。ただし、ｋ_sはスロットの順番を表し、ｊは第ｋ_s番目のスロットにおけるパイロットシンボルの順番を表す。
【００４２】
まず、干渉量推定部１７１では、第ｋ_s番目のスロット内のパイロットシンボルＰ_s（ｋ_s，ｊ）を全シンボル分同相加算し（ただし、｜Ｐ_s（ｋ_s，ｊ）｜＝１）、第ｋ_s番目のスロットに対応する伝送路推定値η₁（ｋ_s）を算出する。ただし、η₁（ｋ_s）は複素数である。
【００４３】
つぎに、干渉量推定部１７１では、上記伝送路推定値η₁（ｋ_s）と、加算部１６１の出力ｙ₁（ｋ_s，ｊ）と、を用いて、式（２）のように、第ｋ_s番目のスロットの干渉量σ₁ ²（ｋ_s）を算出する。
【００４４】
【数２】

【００４５】
ただし、Ｐ_s ^*（ｋ_s，ｊ）はＰ_s（ｋ_s，ｊ）の複素共役値であり、Ｐが１スロット中のパイロットシンボル数を表す。
【００４６】
最後に、干渉量推定部１７１では、得られた第ｋ_s番目のスロットの干渉量σ₁ ²（ｋ_s）に対して、式（３）のように、複数スロットにわたり平均化処理を行い、第１番目のパスから形成されたビームにおける第ｋ番目のスロットの干渉量推定値Ｉ₁（ｋ_s）を算出する。
【００４７】
【数３】

【００４８】
ただし、Ｓは平均化に使用するスロット数を表す。
【００４９】
その後、正規化部１７２では、複素乗算器１６２の出力である重み付け／位相変動除去後の信号を、干渉量推定部１７１の出力である干渉量推定値Ｉ₁（ｋ_s）で割り、ビーム単位に、正規化後信号を出力する。
【００５０】
ビーム形成部１３０〜１３２により１番目（信号電力の最も大きいパス）からＬ番目（信号電力がＬ番目に大きいパス）のビームを形成後、遅延器１８０〜１８２では、第１番目のパスから第Ｌ番目のパスがすべての同じタイミングとなるように、それぞれ、遅延量Ｄ₁，Ｄ₂，…，Ｄ_Lを付加する。
【００５１】
加算部１８５では、パス単位に同相化された信号を合成し、データ判定部１９０では、データの硬判定処理を行い、その硬判定結果を受信装置の復調データとして出力する。なお、この硬判定結果は、各パスのビームを形成するための参照信号として用いられるため、それぞれ、遅延器１８３〜１８４にて遅延調整を行い、たとえば、遅延量Ｄ_L−Ｄ₁，Ｄ_L−Ｄ₂，…，０（Ｌ番目のパスは遅延させない）を付加する。
【００５２】
そして、ビーム形成部１３０では、上記遅延量が付加された硬判定データを受け取り、各受信信号に対するウェイトを決定する。なお、ここでは、ビーム形成のために既知の適応アルゴリズムを用いる。
【００５３】
たとえば、遅延器１８４の出力は、複素乗算器１６５により伝送路推定値と乗算され、参照信号となる。その後、減算器１６４では、その参照信号からアンテナ合成後信号を減算し、第１番目のパスに対する誤差信号ｅ₁（ｋ）を生成する。そして、ウェイト制御部１６０では、正規化ＬＭＳを表す前述の式（１）にしたがって、ウェイトを更新／決定する。
【００５４】
このように、本実施の形態においては、移動局の位置が瞬時的に偏在するか、または、伝送速度が異なることで送信信号電力の異なる移動局が存在することで、パス単位に形成されるビームの干渉波電力が同一とみなせない場合においても、複素乗算器１６２の出力である重み付け／位相変動除去後の信号を、干渉量に応じた重み付けを実施後に、すなわち、正規化後に、合成しているため、ＳＩＲを最適化でき、良好なビット誤り率特性が得られる。これにより、理想的なチャネル容量を得ることができる。
【００５５】
なお、本実施の形態においては、ビームを決定するためのウェイトの決定にＬＭＳを用いたが、適応アルゴリズムはこれに限らず、たとえば、ＲＬＳ等の既知のアルゴリズムを適用することとしてもよい。
【００５６】
実施の形態２．
本実施の形態は、実施の形態１と同様に、ＬＭＳ等の適応アルゴリズムに基づいてウェイトの計算を行うが、さらに、誤差信号ｅ₁（ｋ）に対して重み付けがなされた積分処理を実施することを特徴とする。なお、実施の形態１の図１と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。したがって、ここでは、ウェイト制御部１６０の動作について詳細に説明する。
【００５７】
まず、ウェイト制御部１６０では、減算器から誤差信号ｅ₁（ｋ）を受け取り、その誤差信号ｅ₁（ｋ）に対して、式（４）のように、重み付け係数λを用いた積分処理を行う。
Ｅ₁（ｋ＋１）＝Ｅ₁（ｋ）＋λ・ｅ₁（ｋ） …（４）
ただし、λは重み付け係数（０＜λ＜１）であり、Ｅ₁（ｋ）は複素値である。なお、複素値Ｅ₁（ｋ）の初期値は、Ｅ₁（０）＝０である。
【００５８】
つぎに、ウェイト制御部１６０では、正規化ＬＭＳを表す式（５）にしたがって、ウェイトを更新／決定する。
【００５９】
【数４】

【００６０】
ただし、式（５）右辺第２項の分母はノルムを表し、ｋはサンプリング時刻（ｔ＝ｋＴ_s：Ｔ_sはサンプリング周期）に対応し、Ｘ₁（ｋ）は各逆拡散後信号の第１番目のパスのベクトル表現（Ｘ₁（ｋ）＝［ｘ₁（１，ｋ），ｘ₁（２，ｋ），…，ｘ₁（Ｎ，ｋ）］^T）であり、Ｗ₁（ｋ）は第１番目のパスに対する各ウェイトのベクトル表現（ｗ₁（ｋ）＝［ｗ₁（１，ｋ），ｗ₁（２，ｋ），…，ｗ₁（Ｎ，ｋ）］^T）である。また、Ｗ₁（ｋ）の初期値はｗ₁（０）＝［１，０，…，０］^Tであり、μはステップサイズを表し、τは遅延時間（遅延量）を表す。
【００６１】
このように、本実施の形態においては、前述した実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、誤差信号ｅ₁（ｋ）に対して重み付け係数λを用いた積分処理を実施することで、その特性を強調することができるため、通信対象となる移動局が移動し、その移動速度が高速である場合においても、基地局側が移動局に対して精度よくビームを向けることができる。
【００６２】
実施の形態３．
本実施の形態においても、実施の形態１と同様に、アダプティブアレイアンテナを用いたスペクトル拡散受信装置について説明する。図２は、本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態２の構成を示す図である。なお、前述した実施の形態１または２と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。
【００６３】
図２において、１３０，１３１，…，１３２は、マルチパス波による影響を受けた逆拡散後の信号から生成されたＬ（自然数）個のパスに基づいて、個別にビームを形成するビーム形成部であり、１４１は複数ビーム生成部であり、１４２はウェイトベクトル設定部であり、１４３は時空間領域パス検出部である。
【００６４】
つぎに、上記のように構成されるスペクトル拡散受信装置の動作を説明する。
なお、実施の形態１と同様の動作についてはその説明を省略する。たとえば、複数ビーム生成部１４１では、各逆拡散部から受け取った逆拡散後信号に基づいて、複数のビームでサービス対象のエリアをカバーする。図３は、複数のビームにてサービス対象のエリアをカバーする様子を表した図であり、ここでは、Ｈ（自然数）個のビームでカバーしている。
【００６５】
図４は、複数ビーム生成部１４１の構成を示す図である。図４において、２００，２１０，…，２２０はビーム形成部であり、２０１，２０２，…，２０３は複素乗算器であり、２０４は加算部である。
【００６６】
この複数ビーム生成部１４１では、まず、Ｈ個のビームにおける、第１番目のパスに対応するビームを形成するために、乗算器２０１〜２０３が、各逆拡散後信号に対して、ウェイトベクトル設定部１４２から出力される第１番目のビーム形成用のウェイトを乗算する。そして、加算部２０４では、すべての乗算結果を加算して、第１番目のパスに対応するビームを時空間領域パス検出部１４３に対して出力する。なお、この複数ビーム生成部１４１では、上記と同様に、Ｈ個のビームにおける、第２〜Ｈ番目のパスに対応するビームを形成するために、各逆拡散後信号に対して、ウェイトベクトル設定部１４２から出力される第２〜Ｈ番目のビーム形成用のウェイトを乗算する。
【００６７】
時空間領域パス検出部１４３では、受け取ったＨ個のビーム信号に基づいて、ビーム単位にパスの検出を行う。図５は、時空間領域パス検出部１４３の構成を示す図である。図５において、３００，３１０，…，３２０はビーム単位にパス検出を行うビーム毎パス検出部であり、３０１は伝送路推定部であり、３０２は平均電力値算出部であり、３０３はしきい値算出部であり、３０４はパスの判定を行う判定部であり、３０５は干渉電力値算出部であり、３０６は正規化部であり、３３０はパス選択部である。以下、第１番目のビームに対応するビーム毎検出部３００を一例として動作を説明する。
【００６８】
この時空間領域パス検出部１４３では、まず、伝送路推定部３０１が、第１番目のビームに相当するビーム毎信号＃１に基づいて伝送路の推定を行う。具体的にいうと、伝送路推定部３０１では、スロット単位に設けられたパイロットシンボルを用いて、１スロット内の全シンボルを同相加算し、瞬時の伝送路推定値を求める。
【００６９】
つぎに、平均電力値算出部３０２では、上記伝送路推定値を用いて数スロット間にわたる電力平均化処理を行い、その処理結果として平均電力遅延プロファイルを算出する。その後、しきい値算出部３０３では、平均電力遅延プロファイルのなかで、最も電力の小さいパスを雑音、すなわち、干渉電力とみなし、さらに、この最小電力からΔｄＢだけ大きい電力を、パス選択のためのしきい値として出力する。
【００７０】
判定部３０４では、平均電力遅延プロファイルとしきい値とを比較し、そのしきい値よりも大きな平均電力値を有するパスを、希望信号に対するマルチパスとして、そのパスの時間的な位置情報および電力値情報を出力する。なお、パスの時間的な位置情報については、パス選択部３３０へ、一方、パスの電力値情報については、干渉電力の正規化を行うために正規化部へ、それぞれ出力される。
【００７１】
一方、干渉電力値算出部３０５には、平均電力遅延プロファイルと、パスの時間的な位置情報および電力値情報と、が入力され、ここでは、パスの時間的な位置情報および電力値情報に基づいて、干渉量を推定する。具体的にいうと、干渉電力値算出部３０５では、予め定められた観測時間範囲でパスがあると判定されなかったすべての平均電力プロファイルを加算し、さらに、その加算回数で平均化することにより、ビームの干渉電力を算出する。
【００７２】
正規化部３０６では、上記パスの電力値に対してビームの干渉電力に基づいた正規化処理を行うため、パスの電力値をビームの干渉電力で割り、その割り算の結果を正規化電力値として出力する。
【００７３】
パス選択部３３０では、まず、どのビームから得られたパス情報であるかを識別するためのビーム識別情報に基づいて、すなわち、パスの時間的な位置情報および正規化電力値に基づいて、Ｈ個のビーム毎パス検出部出力を識別する。そして、各ビーム形成部が、Ｈ／ＷおよびＳ／Ｗの制約から予め定められたＬ個のパスに対してのみ信号処理を行うために、たとえば、すべてのパスのなかから正規化電力値の大きい順にＬ個のパスを選択する。また、パス選択部３３０では、選択したパスの時間的な位置情報を各ビーム形成部へ出力し、一方、時間的な位置情報をウェイトベクトル設定部１４２へ出力する。なお、第２番目〜第Ｌ番目のパスに対しても同様の処理が行われる。
【００７４】
また、ウェイトベクトル設定部１４２では、まず、時空間領域パス検出部１４３によるパス検出結果に基づいて、パス単位に、各ビーム形成部に対して初期ウェイトを設定する。なお、各ビーム形成部に対して設定する初期ウェイトは、複数ビーム生成部１４１によるビーム形成時のウェイトが用いられることとし、時空間領域パス検出部１４３でパスが検出された際のビームのウェイトが、パス単位のビームの初期値として設定される。また、第２番目〜第Ｌ番目のパスに対しても同様に設定される。
【００７５】
このように、本実施の形態においては、実施の形態１および２と同様の効果が得られるとともに、さらに、アダプティブアレイアンテナでビームを形成する初期状態において、予め定められた指向性を有する複数のビームを用いてサービス対象のエリアをカバーし、かつ干渉電力に基づいたパス検出を行うことで、ビーム内の干渉電力が抑えられるため、たとえば、干渉の影響が大きい伝送路においても、精度よくパス検出を行うことができる。
【００７６】
また、本実施の形態においては、パス検出後におけるビーム形成の初期状態時、前記予め定められた指向性を有する複数のビームの、どのビームから得られたパス情報であるかを識別するためのビーム識別情報を利用し、かつ複数ビーム生成部１４１によるビーム形成時のウェイトをアダプティブアンテナのウェイトの初期値として設定する。これにより、マルチパスの到来方向がわかるため、マルチパスの到来方向がわからない状態からウェイトを決定していた従来技術と比較して、適応アルゴリズムに基づいてビームを形成するまでの時間を大幅に短縮することができる。
【００７７】
なお、本実施の形態においては、ビームを決定するためのウェイトの決定にＬＭＳを用いたが、適応アルゴリズムはこれに限らず、たとえば、ＲＬＳ等の既知のアルゴリズムを適用することとしてもよい。
【００７８】
【発明の効果】
以上、説明したとおり、本発明によれば、移動局の位置が瞬時的に偏在するか、または、伝送速度が異なることで送信信号電力の異なる移動局が存在することで、パス単位に形成されるビームの干渉波電力が同一とみなせない場合においても、重み付け／位相変動除去後の信号を、干渉量に応じた重み付けを実施後に、すなわち、正規化後に、合成しているため、ＳＩＲを最適化でき、良好なビット誤り率特性が得られる。これにより、理想的なチャネル容量を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００７９】
つぎの発明によれば、干渉量に応じた重み付け処理を実施しているため、ＳＩＲを最適化できる。これにより、良好なビット誤り率特性を実現可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００８０】
つぎの発明によれば、さらに、アダプティブアレイアンテナでビームを形成する初期状態において、予め定められた指向性を有する複数のビームを用いてサービス対象のエリアをカバーし、かつ干渉電力に基づいたパス検出を行うことで、ビーム内の干渉電力が抑えられるため、たとえば、干渉の影響が大きい伝送路においても、精度よくパス検出を行うことが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００８１】
つぎの発明によれば、パス検出後におけるビーム形成の初期状態時、前記予め定められた指向性を有する複数のビームの、どのビームから得られたパス情報であるかを識別するためのビーム識別情報を利用し、かつ複数ビーム生成手段によるビーム形成時のウェイトをアダプティブアンテナのウェイトの初期値として設定する。これにより、マルチパスの到来方向がわかるため、マルチパスの到来方向がわからない状態からウェイトを決定していた従来技術と比較して、ビームを形成するまでの時間を大幅に短縮することが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【００８２】
つぎの発明によれば、さらに、誤差信号に対して重み付け係数を用いた積分処理を実施することで、その特性を強調することができるため、通信対象となる移動局が移動し、その移動速度が高速である場合においても、移動局に対して精度よくビームを向けることが可能なスペクトル拡散受信装置を得ることができる、という効果を奏する。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態１の構成を示す図である。
【図２】本発明にかかるスペクトル拡散受信装置の実施の形態３の構成を示す図である。
【図３】複数のビームにてサービス対象のエリアをカバーする様子を表した図である。
【図４】複数ビーム生成部の構成を示す図である。
【図５】時空間領域パス検出部の構成を示す図である。
【図６】従来のスペクトル拡散受信装置の構成を示す図である。
【図７】パス検出部の構成を示す図である。
【図８】しきい値算出部、判定部およびパス選択部の処理を示す図である。
【図９】スロット構成を示す図である。
【符号の説明】
１００，１０１，１０２アンテナ、１１０，１１１，１１２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、１２０，１２１，１２２逆拡散部、１３０，１３１，１３２ビーム形成部、１４０パス検出部、１４１複数ビーム生成部、１４２ウェイトベクトル設定部、１４３時空間領域パス検出部、１５０，１５１，１５２複素乗算器、１５３遅延器、１６０ウェイト制御部、１６１加算部、１６２複素乗算器、１６３複素共役算出部、１６４減算器、１６５複素乗算器、１７０伝送路推定部、１７１干渉量推定部、１７２正規化部、１８０，１８１，１８２，１８３，１８４遅延器、１８５加算部、１９０データ判定部、２００，２１０，２２０ビーム形成部、２０１，２０２，２０３複素乗算器、２０４加算部、３００，３１０，３２０ビーム毎パス検出部、３０１伝送路推定部、３０２平均電力値算出部、３０３しきい値算出部、３０４判定部、３０５干渉電力値算出部、３０６正規化部、３３０パス選択部。[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a spread spectrum receiver employing a code division multiple access (CDMA) method using a spread spectrum modulation method, and in particular, using a transmission line in which frequency selective fading occurs. The present invention relates to a spread spectrum receiver that performs communication.
[0002]
[Prior art]
A conventional spread spectrum receiver will be described below. As a conventional spread spectrum receiver that adopts a CDMA method using a spread spectrum modulation method, for example, the document “DS-CDMA adaptive array antenna diversity indoor transmission experimental characteristics, IEICE Technical Report RCS98-94 p” .33-38 September 1998 ”,“ In-Room Experimental Characteristics of Coherent Rake Reception in Broadband DS-CDMA, IEICE Technical Report RCS99-129 p.57-62 October 1999 ”and the like.
[0003]
Here, based on the above document, the configuration and operation of a conventional spread spectrum receiver will be described. FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a conventional spread spectrum receiver. In FIG. 6, 500, 501,..., 502 are N (natural number) antennas, 510, 511,..., 512 are band pass filters (BPF), and 520, 521,. .., 532 are beam forming units that individually form beams from L (natural number) paths generated based on signals after despreading influenced by multipath waves. , 540 is a path detection unit, 550, 551,..., 552 are complex multipliers, 553 is a delay unit, 560 is a weight control unit, 561 is an addition unit, and 562 is A complex multiplier, 563 is a complex conjugate calculation unit, 564 is a subtracter, 565 is a complex multiplier, and 570 is a transmission path estimation unit that estimates a transmission path for each path. , 80,581, ..., 582, ..., 583 are delay units, 585 is an addition unit, 590 is a data decision section.
[0004]
Next, the operation of the conventional spread spectrum receiver configured as described above will be described. First, signals from mobile stations received by the N antennas 500 to 502 are filtered by the

BPFs

510, 511,. Then, the band-limited signal is input to despreading

sections

520, 521,... 522, where despreading is performed using the same sequence as the spreading code sequence (corresponding to the PN sequence) used on the transmission side. .
[0005]
The path detection unit 540 selects L paths from one despread signal that is affected by the multipath wave. Here, the operation of the path detection unit 540 will be described in detail. FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the path detection unit 540. In FIG. 7, 600 is a transmission path estimation unit, 601 is an average power value calculation unit, 602 is a threshold value calculation unit, 603 is a determination unit, and 604 is a path selection unit.
[0006]
In such a path detection unit 540, first, the transmission path estimation unit 600 performs in-phase addition of all symbols in one slot based on pilot symbols (known signals) provided for each slot, and as a result, instantaneously Output the estimated value of the transmission path. Next, the average power value calculation unit 601 performs the power averaging process over several slots using the received transmission path estimation value, and calculates the average power delay profile as the processing result.
[0007]
Next, the threshold calculation unit 602 considers the path with the lowest power as noise or interference power from the received average power delay profile, and further selects a power value larger by ΔdB from the power for path selection. Is output as the threshold value. Next, the determination unit 603 compares the average power delay profile with a threshold value, and sets all paths having an average power value larger than the threshold value as multipaths corresponding to the desired signal. Then, the time-series position information of these paths and the power values of these paths are output.
[0008]
Next, in the path selection unit 604, each beam forming unit performs signal processing only on L paths that are determined in advance due to the restrictions of H / W and S / W. Select paths. Then, a time-series position corresponding to each path is output as path position information. FIG. 8 is a diagram illustrating processing of the threshold value calculation unit 602, the determination unit 603, and the path selection unit 604.
[0009]
After the path position information is output by the path detection unit 540, the beam forming units 530 to 532 form a beam by signal processing using an adaptive algorithm. The beam forming unit 530 performs signal processing on the path with the largest signal power, and the beam forming units 531,... 532 are for the path with the largest signal power from the second to the Lth. Signal processing. Here, the operation of the beam forming unit 530 will be described in detail.
[0010]
As described above, the despread signal from the despreading unit 520 is separated into path units by the path detection unit 540 and input to the beam forming unit 530. Therefore, each beam forming unit forms a beam for each detected path.
[0011]
First, the weight control unit 560 performs weight calculation based on an adaptive algorithm such as LMS (Least Mean Square), and the complex multipliers 550 to 552 perform path units for signals received by the respective antennas. Multiply complex weights for beamforming. Adder 561 then combines the received signals multiplied by the complex weights and outputs the combined result as a signal after antenna combining having directivity.
[0012]
Next, the transmission path estimation unit 570 performs transmission path estimation. More specifically, for example, a channel estimation value (complex value) for the first path is calculated using a known series of pilot symbols provided for each slot. FIG. 9 shows a slot configuration.
[0013]
Next, complex conjugate calculation section 563 calculates a complex conjugate value of the transmission path estimation value calculated by transmission path estimation section 570. The complex conjugate value is input to the complex multiplier 562 and multiplied with the signal after antenna synthesis. Here, a signal that is weighted in proportion to the signal amplitude and from which the phase variation is removed is output. Is done.
[0014]
After the beam forming units 530 to 532 form the first beam (the path with the largest signal power) to the Lth beam (the path with the largest signal power), the delay units 580 to 582 start with the first path from the first path. The delay amount D is set so that the L-th path has all the same timing.₁, D₂, ..., D_LIs added.
[0015]
Adder 585 synthesizes the signals in-phase for each path, and data decision unit 590 performs hard decision processing on the data and outputs the hard decision result as demodulated data of the receiving device. Since the hard decision result is used as a reference signal for forming the beam of each path, delay adjustment is performed by delay units 583 to 584, for example, delay amount D_L-D₁, D_L-D₂,..., 0 (the Lth path is not delayed) are added.
[0016]
Here, the method for determining the weight for each received signal will be specifically described with the beam forming unit 530 as an example. Here, a known adaptive algorithm is used for beam forming.
[0017]
For example, the output of the delay unit 584 is multiplied by the transmission path estimation value by the complex multiplier 565 and becomes a reference signal. Thereafter, the subtracter 564 subtracts the antenna combined signal from the reference signal, and an error signal e for the first path.₁(K) is generated. Then, the weight control unit 560 updates / determines the weight according to Expression (1) representing the normalized LMS.
[0018]
[Expression 1]

[0019]
However, the denominator of the second term on the right side of Equation (1) represents the norm, and k is the sampling time (t = kT_s: T_sIs the sampling period) and X₁(K) is a vector representation of the first path of each despread signal (X₁(K) = [x₁(1, k), x₁(2, k), ..., x₁(N, k)]^T) And W₁(K) is a vector representation of each weight for the first pass (w₁(K) = [w₁(1, k), w₁(2, k), ..., w₁(N, k)]^T). W₁The initial value of (k) is w₁(0) = [1, 0, ..., 0]^T, Μ represents a step size, and τ represents a delay time (delay amount).
[0020]
As described above, in the conventional spread spectrum receiver, beams are individually formed (using an adaptive algorithm) for L paths detected from received signals received by a plurality of antennas, that is, transmitted. By performing weighted combining (Rake combining) according to the path estimation value, the SIR (signal-to-interference wave power ratio) related to the desired signal is improved while directing null to the interference signal. In addition, the conventional spread spectrum receiving apparatus has a uniform position distribution of mobile stations in a cell that can be served by a base station, and the interference wave power of the beams formed in the path unit is the same. An ideal channel capacity can be obtained.
[0021]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above conventional spread spectrum receiver, the mobile station position is unevenly distributed instantaneously, or there are mobile stations with different transmission signal power due to different transmission speeds. When the interference wave powers of the beams to be treated cannot be regarded as the same, the SIR cannot be optimized and a good bit error rate characteristic cannot be obtained, so that there is a problem that an ideal channel capacity cannot be obtained.
[0022]
In the conventional spread spectrum receiver, when the mobile station to be communicated moves and the moving speed is high, it becomes difficult for the base station side to direct the beam to the mobile station with high accuracy. There was a problem.
[0023]
Also, in the initial state of forming a beam with an adaptive array antenna in a conventional spread spectrum receiver, the arrival direction of the multipath wave from the mobile station to the base station is not known, and a beam with sharp directivity cannot be formed. As described above, a path is selected using one antenna. However, when one antenna is used, there is a problem that path detection cannot be performed with high accuracy in a transmission line that is greatly affected by interference.
[0024]
Further, in the conventional spread spectrum receiving apparatus, as described above, when one antenna is used, a weight is set for each received signal. In this case, it takes a lot of time to form a beam based on the adaptive algorithm. On the transmitting side of the mobile station, until the beam formation is completed so that the required quality at the base station can be satisfied. A lot of transmission signal power is required. As a result, the base station side has a problem in that the interference power increases instantaneously and an ideal channel capacity cannot be obtained.
[0025]
The present invention has been made in view of the above, and provides a spread spectrum receiver capable of realizing good bit error rate characteristics even when the interference wave power of beams formed in units of paths cannot be regarded as the same. The purpose is to obtain.
[0026]
In addition, the present invention provides a spread spectrum receiver capable of accurately directing a beam to a mobile station even when the mobile station to be communicated moves and the moving speed is high. For the purpose.
[0027]
In addition, the present invention can perform path detection with high accuracy even when path selection is performed using one antenna, and can significantly reduce the time required to form a beam based on an adaptive algorithm. An object of the present invention is to obtain a spread spectrum receiving apparatus capable of
[0028]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems and achieve the object, the spread spectrum receiver according to the present invention performs a despreading process on a signal received by a single antenna or a plurality of antennas, and vice versa. The data is demodulated based on the post-spread signal, and further, a plurality of multipath waves satisfying a predetermined standard are detected from the despread signal, and time-sequential position information of these paths And a plurality of beam forming means for forming a beam by an adaptive algorithm based on the time-series position information received for each path. (Corresponding to the complex multipliers 150 to 152 and the adder 161) and the received signal obtained in units of the beam are calculated, and the channel amplitude is calculated based on the estimation result. A plurality of transmission path estimation means (corresponding to transmission path estimation section 170 and complex conjugate calculation section 163) that perform the same weighting processing and phase fluctuation removal processing, and the amount of interference based on the received signal obtained for each beam. A plurality of interference amount extracting means for extracting (corresponding to the interference amount estimating unit 171) and a plurality of normalizing means for normalizing the signal after the phase fluctuation removal processing based on the interference amount (corresponding to the normalizing unit 172) Combining means for combining all the normalized signals (corresponding to delay units 180 to 182 and adding unit 185), determining means for determining the combined signal (corresponding to data determining unit 190), It is characterized by providing.
[0029]
In the spread spectrum receiver according to the next invention, the interference amount extraction means calculates the interference amount based on a known sequence added to the transmission signal.
[0030]
In the spread spectrum receiving apparatus according to the next invention, the path detecting means includes a plurality of beam generating means (corresponding to the multiple beam generating section 141) for generating a plurality of beams necessary for covering the service target area; Path detection that detects all paths having a power value equal to or greater than a predetermined threshold for each beam, and further normalizes the power value of the detected path based on the interference power calculated for each beam. Means (corresponding to beam-by-beam

path detection units

200, 210, and 220), and path selection means (corresponding to path selection unit 330) for selecting a predetermined number of paths from the detected paths in descending order of power value. It is characterized by providing.
[0031]
In the spread spectrum receiver according to the next invention, the beam forming means sets a weight at the time of beam formation by the plurality of beam generation means as an initial value of a weight required when forming a beam using the adaptive algorithm. It is characterized by using.
[0032]
In the spread spectrum receiver according to the next invention, the adaptive algorithm calculates an error signal by subtracting the received signal from a reference signal generated from the determination result, and further assigns a weighting coefficient to the error signal. A new error signal is generated by performing the integration processing used.
[0033]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Embodiments of a spread spectrum receiver according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.
[0034]
Embodiment 1 FIG.
In the present embodiment, a spread spectrum receiver using an adaptive array antenna will be described. FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a spread spectrum receiving apparatus according to the present invention. 1, 100, 101,..., 102 are antennas composed of N (natural numbers), 110, 111,..., 112 are band pass filters (BPF), and 120, 121,.

Despreading units

130, 131, ..., 132 are beams that individually form beams based on L (natural number) paths generated from signals after despreading affected by multipath waves. 140 is a path detection unit, 150, 151,..., 152 are complex multipliers, 153 is a delay unit, 160 is a weight control unit, 161 is an addition unit, 162 Is a complex multiplier, 163 is a complex conjugate calculation unit, 164 is a subtractor, 165 is a complex multiplier, and 170 is a transmission path estimation unit for estimating a transmission path for each path. Yes 171 is an interference amount estimator that estimates the amount of interference for each path, and 172 is a normalizer that normalizes the output of the complex multiplier 162. 180, 181, ..., 182, ..., 183, 184 Is a delay unit, 185 is an adding unit, and 190 is a data determining unit.
[0035]
Next, the operation of the spread spectrum receiver configured as described above will be described. First, signals from mobile stations received by the N antennas 100 to 102 are filtered by the

BPFs

110, 111,. Then, the band-limited signal is input to

despreading sections

120, 121,..., 122, where despreading is performed using the same sequence as the spreading code sequence (corresponding to the PN sequence) used on the transmission side. .
[0036]
In mobile communication, radio waves are reflected, diffracted, and scattered by surrounding buildings and terrain, so interference occurs due to arrival of multipath waves that have passed through multiple transmission paths, and the amplitude of the received waves. And frequency selective fading in which the phase fluctuates randomly. Therefore, the path detection unit 140 selects L paths from one despread signal that is affected by the multipath wave in the same procedure as in the conventional technique (see FIG. 7). More specifically, since each beam forming unit to be described later performs signal processing only on L paths determined in advance due to restrictions of H / W and S / W, for example, all of the paths L paths are selected in descending order of the average power value, and the time-series position corresponding to each path is output as path position information.
[0037]
After the path position information is output by the path detection unit 140, the beam forming units 130 to 132 form a beam by signal processing using an adaptive algorithm. The beam forming unit 130 performs signal processing on the path with the largest signal power as in the conventional case, and the beam forming units 131,. Signal processing is performed on a path with high power.
[0038]
Here, the operation of the beam forming unit 130 will be described in detail. Note that the despread signal from the despreading unit 120 described above is separated into path units by the path detection unit 140 and input to the beam forming unit 130. Therefore, each beam forming unit forms a beam for each detected path.
[0039]
First, the weight control unit 160 calculates weights based on an adaptive algorithm such as LMS (Least Mean Square), and the complex multipliers 150 to 152 perform path units for signals received by the respective antennas. Multiply complex weights for beamforming. Adder 161 combines the received signals multiplied by the complex weights, and outputs the combined result as a signal after antenna combining having directivity.
[0040]
Next, transmission path estimation section 170 calculates a transmission path estimation value (complex value) for the first path using a known series of pilot symbols provided for each slot (see FIG. 9). Thereafter, the complex conjugate calculation unit 163 calculates a complex conjugate value of the transmission path estimation value calculated by the transmission path estimation unit 170. The complex conjugate value is input to the complex multiplier 162 and multiplied with the signal after antenna synthesis. Here, a signal that is weighted in proportion to the signal amplitude and from which the phase variation is removed is output. Is done.
[0041]
On the other hand, in the interference amount estimation unit 171, the output y of the addition unit 161 which is a signal after antenna combination₁(K_s, J), the amount of interference is calculated. Where k_sRepresents the slot order and j is the kth_sIt represents the order of pilot symbols in the th slot.
[0042]
First, in the interference amount estimation unit 171, the k-th_sPilot symbol P in the th slot_s(K_s, J) are added in-phase for all symbols (where | P_s(K_s, J) | = 1), k-th_sTransmission path estimate η corresponding to the th slot₁(K_s) Is calculated. Where η₁(K_s) Is a complex number.
[0043]
Next, in the interference amount estimation unit 171, the transmission path estimation value η₁(K_s) And the output y of the adder 161₁(K_s, J) and the k-th as in equation (2)_sInterference amount σth slot₁ ²(K_s) Is calculated.
[0044]
[Expression 2]

[0045]
However, P_s ^*(K_s, J) is P_s(K_s, J) is a complex conjugate value, and P represents the number of pilot symbols in one slot.
[0046]
Finally, the interference amount estimation unit 171 obtains the k-th obtained_sInterference amount σth slot₁ ²(K_s) Is averaged over a plurality of slots as in equation (3), and the interference amount estimation value I of the kth slot in the beam formed from the first path is calculated.₁(K_s) Is calculated.
[0047]
[Equation 3]

[0048]
Here, S represents the number of slots used for averaging.
[0049]
Thereafter, the normalization unit 172 uses the signal after weighting / phase fluctuation removal, which is the output of the complex multiplier 162, as the interference amount estimation value I, which is the output of the interference amount estimation unit 171.₁(K_s) And output the normalized signal in beam units.
[0050]
After the beam forming units 130 to 132 form the first (L path with the largest signal power) to the L th (path with the largest signal power) beam, the delay units 180 to 182 start with the first path from the first path. The delay amount D is set so that the L-th path has all the same timing.₁, D₂, ..., D_LIs added.
[0051]
The adder 185 synthesizes the in-phase signals for each path, and the data decision unit 190 performs a hard decision process on the data, and outputs the hard decision result as demodulated data of the receiving device. Since the hard decision result is used as a reference signal for forming the beam of each path, delay adjustment is performed by delay units 183 to 184, for example, delay amount D_L-D₁, D_L-D₂,..., 0 (the Lth path is not delayed) are added.
[0052]
The beam forming unit 130 receives the hard decision data to which the delay amount is added, and waits for each received signal.Thedecide. Here, a known adaptive algorithm is used for beam forming.
[0053]
For example, the output of the delay unit 184 is multiplied by the transmission path estimation value by the complex multiplier 165 and becomes a reference signal. Thereafter, the subtracter 164 subtracts the antenna combined signal from the reference signal, and an error signal e for the first path.₁(K) is generated. Then, the weight control unit 160 updates / determines the weight according to the above-described equation (1) representing the normalized LMS.
[0054]
As described above, in the present embodiment, the positions of mobile stations are instantaneously unevenly distributed, or there are mobile stations having different transmission signal power due to different transmission speeds. Even when the interference wave powers of the beams cannot be regarded as the same, the signal after the weighting / phase fluctuation removal, which is the output of the complex multiplier 162, is synthesized after weighting according to the amount of interference, that is, after normalization. Therefore, SIR can be optimized and good bit error rate characteristics can be obtained. Thereby, an ideal channel capacity can be obtained.
[0055]
In the present embodiment, LMS is used for determining the weight for determining the beam. However, the adaptive algorithm is not limited to this, and a known algorithm such as RLS may be applied.
[0056]
Embodiment 2. FIG.
In the present embodiment, as in the first embodiment, the weight is calculated based on an adaptive algorithm such as LMS.₁An integration process weighted with respect to (k) is performed. In addition, about the structure similar to FIG. 1 of Embodiment 1, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted. Therefore, here, the operation of the weight controller 160 will be described in detail.
[0057]
First, in the weight control unit 160, the error signal e from the subtracter.₁(K) is received and its error signal e₁For (k), an integration process using a weighting coefficient λ is performed as in equation (4).
E₁(K + 1) = E₁(K) + λ · e₁(K) (4)
Where λ is a weighting factor (0 <λ <1) and E₁(K) is a complex value. Complex value E₁The initial value of (k) is E₁(0) = 0.
[0058]
Next, the weight control unit 160 updates / determines the weight according to Expression (5) representing the normalized LMS.
[0059]
[Expression 4]

[0060]
However, the denominator of the second term on the right side of Equation (5) represents the norm, and k is the sampling time (t = kT_s: T_sIs the sampling period) and X₁(K) is a vector representation of the first path of each despread signal (X₁(K) = [x₁(1, k), x₁(2, k), ..., x₁(N, k)]^T) And W₁(K) is a vector representation of each weight for the first pass (w₁(K) = [w₁(1, k), w₁(2, k), ..., w₁(N, k)]^T). W₁The initial value of (k) is w₁(0) = [1, 0, ..., 0]^T, Μ represents a step size, and τ represents a delay time (delay amount).
[0061]
As described above, in the present embodiment, the same effect as that of the first embodiment described above can be obtained, and further, the error signal e₁Since the characteristic can be emphasized by performing the integration process using the weighting coefficient λ with respect to (k), even when the mobile station to be communicated moves and the movement speed is high The base station can direct the beam to the mobile station with high accuracy.
[0062]
Embodiment 3 FIG.
Also in the present embodiment, a spread spectrum reception apparatus using an adaptive array antenna will be described as in the first embodiment. FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the second embodiment of the spread spectrum receiving apparatus according to the present invention. In addition, about the structure similar to

Embodiment

1 or 2 mentioned above, the same code | symbol is attached | subjected and description is abbreviate | omitted.
[0063]
In FIG. 2,

reference numerals

130, 131,..., 132 denote beam forming units that individually form beams based on L (natural number) paths generated from a signal after despreading influenced by a multipath wave. 141 is a multiple beam generation unit, 142 is a weight vector setting unit, and 143 is a spatio-temporal region path detection unit.
[0064]
Next, the operation of the spread spectrum receiver configured as described above will be described.
Note that description of operations similar to those of the first embodiment is omitted. For example, the multiple beam generator 141 covers the service target area with multiple beams based on the despread signal received from each despreader. FIG. 3 is a diagram showing a state where a service target area is covered with a plurality of beams, and here, H (natural number) beams are covered.
[0065]
FIG. 4 is a diagram showing the configuration of the multiple beam generator 141. 4, 200, 210,..., 220 are beam forming units, 201, 202,..., 203 are complex multipliers, and 204 is an adding unit.
[0066]
In this multi-beam generation unit 141, first, in order to form a beam corresponding to the first path in H beams, multipliers 201 to 203 set weight vectors for each despread signal. Multiply the first beam forming weight output from the unit 142. Then, the adding unit 204 adds all the multiplication results and outputs a beam corresponding to the first path to the spatiotemporal region path detecting unit 143. In the multiple beam generation unit 141, as described above, a weight vector is set for each despread signal in order to form beams corresponding to the second to Hth paths in H beams. Multiply the second to Hth beam forming weights output from the unit 142.
[0067]
The spatio-temporal region path detection unit 143 detects a path for each beam based on the received H beam signals. FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of the spatiotemporal region path detection unit 143. In FIG. 5,

reference numerals

300, 310,..., 320 denote beam-by-beam path detection units that perform path detection in units of beams, 301 denotes a transmission path estimation unit, 302 denotes an average power value calculation unit, and 303 denotes a threshold. A value calculation unit, 304 is a determination unit that determines a path, 305 is an interference power value calculation unit, 306 is a normalization unit, and 330 is a path selection unit. Hereinafter, the operation will be described taking the beam-by-beam detection unit 300 corresponding to the first beam as an example.
[0068]
In the spatio-temporal region path detection unit 143, first, the transmission path estimation unit 301 estimates a transmission path based on the beam-by-beam signal # 1 corresponding to the first beam. Specifically, the transmission path estimation unit 301 uses the pilot symbols provided for each slot to add all symbols in one slot in-phase, and obtains an instantaneous transmission path estimation value.
[0069]
Next, the average power value calculation unit 302 performs a power averaging process over several slots using the transmission path estimated value, and calculates an average power delay profile as a result of the process. Thereafter, the threshold value calculation unit 303 regards the path with the smallest power in the average power delay profile as noise, that is, interference power, and further adds power larger by ΔdB from this minimum power for path selection. Output as a threshold.
[0070]
The determination unit 304 compares the average power delay profile with a threshold value, and sets a path having an average power value larger than the threshold value as a multipath for the desired signal, and the temporal position information and power value of the path. Output information. The temporal position information of the path is output to the path selection unit 330, while the power value information of the path is output to the normalization unit in order to normalize the interference power.
[0071]
On the other hand, the interference power value calculation unit 305 receives the average power delay profile, the temporal position information and the power value information of the path, and here, based on the temporal position information and the power value information of the path. To estimate the amount of interference. Specifically, the interference power value calculation unit 305 adds all the average power profiles that have not been determined to have a path within a predetermined observation time range, and further averages the added power profiles. The beam interference power is calculated.
[0072]
The normalization unit 306 performs normalization processing based on the beam interference power on the path power value. Therefore, the path power value is divided by the beam interference power, and the result of the division is used as the normalized power value. Output.
[0073]
In the path selection unit 330, first, based on the beam identification information for identifying the path information obtained from which beam, that is, based on the temporal position information of the path and the normalized power value, H Identify the beam-by-beam path detector outputs. Then, in order for each beam forming unit to perform signal processing only on L paths determined in advance due to restrictions of H / W and S / W, for example, the normalized power value of all the paths L paths are selected in descending order. Further, the path selection unit 330 outputs temporal position information of the selected path to each beam forming unit, while outputting temporal position information to the weight vector setting unit 142. A similar process is performed for the second to Lth paths.
[0074]
The weight vector setting unit 142 first sets an initial weight for each beam forming unit for each path based on the path detection result by the spatio-temporal region path detection unit 143. It should be noted that the initial weight set for each beam forming unit is the weight at the time of beam formation by the multiple beam generation unit 141, and the weight of the beam when the path is detected by the spatio-temporal region path detection unit 143. Is set as the initial value of the beam in units of paths. The same applies to the second to Lth paths.InIs set.
[0075]
As described above, in the present embodiment, the same effects as those of the first and second embodiments can be obtained, and, in the initial state in which the beam is formed by the adaptive array antenna, a plurality of predetermined directivities are provided. By using the beam to cover the service target area and performing path detection based on interference power, the interference power in the beam can be suppressed. Detection can be performed.
[0076]
Further, in the present embodiment, in the initial state of beam formation after path detection, the beam information for identifying which beam of the plurality of beams having the predetermined directivity is obtained is identified. The weight at the time of beam formation by the multiple beam generation unit 141 is set as the initial value of the adaptive antenna weight using the beam identification information. As a result, the arrival direction of the multipath is known, so the time until the beam is formed based on the adaptive algorithm is significantly reduced compared to the conventional technique in which the weight is determined when the arrival direction of the multipath is unknown. can do.
[0077]
In the present embodiment, LMS is used for determining the weight for determining the beam. However, the adaptive algorithm is not limited to this, and a known algorithm such as RLS may be applied.
[0078]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the mobile station position is unevenly distributed instantaneously, or there are mobile stations having different transmission signal power due to different transmission speeds. Even if the interference wave powers of the beams cannot be considered the same, the signal after weighting / phase fluctuation removal is combined after weighting according to the amount of interference, that is, after normalization, so SIR is optimal. And good bit error rate characteristics can be obtained. As a result, it is possible to obtain a spread spectrum receiver capable of realizing an ideal channel capacity.
[0079]
According to the next invention, since the weighting process according to the interference amount is performed, the SIR can be optimized. As a result, it is possible to obtain a spread spectrum receiver capable of realizing good bit error rate characteristics.
[0080]
According to the next invention, in the initial state in which the beam is formed by the adaptive array antenna, the service target area is covered using a plurality of beams having predetermined directivities and the path based on the interference power is used. Since the interference power in the beam is suppressed by performing the detection, for example, it is possible to obtain a spread spectrum receiving apparatus capable of performing path detection with high accuracy even in a transmission path having a large influence of interference. Play.
[0081]
According to the next invention, in the initial state of beam formation after path detection, beam identification for identifying which beam of the plurality of beams having the predetermined directivity is path information. The weight at the time of beam formation by the multiple beam generation means is set as the initial value of the adaptive antenna weight using the information. As a result, the arrival direction of the multipath can be known, so that it is possible to significantly reduce the time until the beam is formed as compared with the conventional technique in which the weight is determined from the state where the arrival direction of the multipath is not known. There is an effect that a spread spectrum receiver can be obtained.
[0082]
According to the next invention, since the characteristic can be emphasized by performing the integration process using the weighting coefficient on the error signal, the mobile station to be communicated moves, and its moving speed Even in the case of high speed, it is possible to obtain a spread spectrum receiver capable of directing a beam with high accuracy to a mobile station.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a first embodiment of a spread spectrum receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 2 is a diagram showing a configuration of a third embodiment of a spread spectrum receiving apparatus according to the present invention.
FIG. 3 is a diagram illustrating a state where a service target area is covered by a plurality of beams.
FIG. 4 is a diagram illustrating a configuration of a multiple beam generation unit.
FIG. 5 is a diagram illustrating a configuration of a spatio-temporal region path detection unit.
FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of a conventional spread spectrum receiver.
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of a path detection unit.
FIG. 8 is a diagram illustrating processing of a threshold value calculation unit, a determination unit, and a path selection unit.
FIG. 9 is a diagram showing a slot configuration.
[Explanation of symbols]
100, 101, 102 Antenna, 110, 111, 112 Band pass filter (BPF), 120, 121, 122 Despreading unit, 130, 131, 132 Beam forming unit, 140 Path detecting unit, 141 Multiple beam generating unit, 142 weight Vector setting unit, 143 space-time domain path detection unit, 150, 151, 152 complex multiplier, 153 delay unit, 160 weight control unit, 161 addition unit, 162 complex multiplier, 163 complex conjugate calculation unit, 164 subtractor, 165 Complex multiplier, 170 transmission path estimation unit, 171 interference amount estimation unit, 172 normalization unit, 180, 181, 182, 183, 184 delay unit, 185 addition unit, 190 data determination unit, 200, 210, 220 beam forming unit , 201, 202, 203 complex multiplier, 204 adder, 30 310, 320 Path detection unit for each beam, 301 Transmission path estimation unit, 302 Average power value calculation unit, 303 Threshold calculation unit, 304 Determination unit, 305 Interference power value calculation unit, 306 Normalization unit, 330 Path selection unit .

Claims

Performing despreading processing on the signals received by the multiple antennas, the spread spectrum receiving apparatus that performs demodulation processing of data based on the despread signal,
Path detection means for detecting a plurality of multipath waves satisfying a predetermined criterion from the despread signal and outputting time-series position information of the paths;
A plurality of beam forming means for forming a beam by an adaptive algorithm based on the time-series position information received in the path unit;
A plurality of transmission path estimation means for calculating a transmission path estimation value based on the received signal obtained in beam units, performing weighting processing according to the signal amplitude based on the estimation result, and phase fluctuation removal processing;
A plurality of interference amount extracting means for extracting an interference amount based on a received signal obtained in units of beams;
A plurality of normalization means for normalizing the signal after the phase fluctuation removal processing based on the amount of interference;
Combining means for combining all the normalized signals;
Determining means for determining the combined signal;
Equipped with a,
The path detection means includes
A plurality of beam generating means for generating a plurality of beams necessary to cover an area to be serviced;
A path that detects all paths having a power value equal to or greater than a predetermined threshold in the beam unit, and further normalizes the power value of the detected path based on interference power calculated for each beam. Detection means;
Path selection means for selecting a predetermined number of paths in descending order of power value from among the detected paths;
The spread spectrum reception apparatus according to claim Rukoto equipped with.

The beam forming means includes
Wherein an initial value of the weight required when forming a beam using the adaptive algorithm, the spread spectrum receiver according to claim 1 which comprises using the weight at the time of the multiple-beam generating means according to the beam formation.

The interference amount extracting means includes
3. The spread spectrum receiving apparatus according to claim 1, wherein the interference amount is calculated based on a known sequence added to the transmission signal.

The adaptive algorithm is:
An error signal is calculated by subtracting the received signal from the reference signal generated from the determination result, and a new error signal is generated by performing integration processing using a weighting coefficient on the error signal. The spread spectrum receiver according to claim 1 , 2 or 3 .