JP4494182B2 - Light intensity modulator - Google Patents
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Description
本発明は、電気信号で光信号の経路を切り替える光スイッチ等に応用する光強度変調器に関する。 The present invention relates to a light intensity modulator applied to an optical switch or the like that switches a path of an optical signal with an electric signal.
近年のインターネットの普及に伴い、光通信技術が発達しており、大容量の情報を伝送可能な光ネットワークの形成が求められている。そのような光ネットワークの実現にあたり、光強度変調器に対する要求が増している。特に、光パケットに対してルーティングを行うためには、高速かつ高集積度を実現する小型の光強度変調器が必要になってくる。 With the spread of the Internet in recent years, optical communication technology has been developed, and there is a demand for the formation of an optical network capable of transmitting a large amount of information. In realizing such an optical network, there is an increasing demand for an optical intensity modulator. In particular, in order to perform routing on optical packets, a small optical intensity modulator that realizes high speed and high integration is required.
このような光強度変調器としては、位相変調器を用いて構成されたマッハツェンダー型の光強度変調器があるが、この位相変調器を構成するには電気光学素子が必要になる。この電気光学素子を構成する材料として、2次の電気光学効果を有し、高い誘電率を有する誘電体材料が用いられる。このような誘電体材料として、KTaxNb1−xO3(0<x<1)(KTNとも呼ぶ)が好ましく用いられる。 As such a light intensity modulator, there is a Mach-Zehnder type light intensity modulator configured using a phase modulator, and an electro-optical element is required to configure this phase modulator. As a material constituting the electro-optic element, a dielectric material having a secondary electro-optic effect and having a high dielectric constant is used. As such a dielectric material, KTa x Nb 1-x O 3 (0 <x <1) (also referred to as KTN) is preferably used.
KTN結晶は、立方晶から正方晶さらに菱面体晶へと温度により結晶系を変える性質を有しており、立方晶においては、大きい2次の電気光学効果を有することが知られている。特に、立方晶から正方晶への相転移温度に近い領域では、比誘電率が発散する現象が起こり、比誘電率の自乗に比例する2次の電気光学効果はきわめて大きい値となる。従って、位相変調の際に必要になる印加電圧を低く抑えることが可能となる。 KTN crystals have the property of changing the crystal system depending on temperature from cubic to tetragonal to rhombohedral, and it is known that cubic crystals have a large secondary electro-optic effect. In particular, in a region close to the phase transition temperature from cubic to tetragonal, a phenomenon in which the relative permittivity diverges occurs, and the secondary electro-optic effect proportional to the square of the relative permittivity is a very large value. Therefore, it is possible to keep the applied voltage required for phase modulation low.
さて、例えば、広く知られている従来技術による一般的な光強度変調器として、図1のように、導波路のコア部分に+電極と一電極とを形成して、該両電極間に電圧を印加するものが提案されている(特許文献1参照)。図1(a)および(b)は、従来の光位相変調器の構成図であり、図1(a)は、従来の光位相変調器の上面図であり、図1(b)は、図1(a)のA−A‘線切断断面図である。 Now, for example, as a general light intensity modulator according to the well-known prior art, as shown in FIG. 1, a + electrode and one electrode are formed in the core portion of the waveguide, and a voltage is applied between the two electrodes. Has been proposed (see Patent Document 1). 1A and 1B are configuration diagrams of a conventional optical phase modulator, FIG. 1A is a top view of the conventional optical phase modulator, and FIG. It is AA 'line cutting | disconnection sectional drawing of 1 (a).
図1において、基板1上にコア2が形成されており、コア2の両側に+電極3と−電極4とが対向するように設けられている。このような構成では、電極3および4の間に印加された電位差のために、その間の領域に電界Ecoreが生じる。すると、コア2が電気光学効果を有する物質の場合、電界の印加された部分の屈折率が変化し、コア2の屈折率は、コア2に生じた電界に応じて変化する。コア2を構成する材料が一次の電気光学効果が支配的な物質の場合、コア2の屈折率の変化量Δnは、コア2に生じた電界の量に比例する。
Δn∝Ecore
In FIG. 1, a core 2 is formed on a
Δn∝E core
また、コア2を構成する材料が、二次の電気光学効果が支配的な物質の場合、コア2の屈折率の変化量Δnは、コア2に生じた電界の量の二乗に比例する。
Δn∝Ecore 2
When the material constituting the core 2 is a substance in which the secondary electro-optic effect is dominant, the refractive index change amount Δn of the core 2 is proportional to the square of the amount of the electric field generated in the core 2.
Δn∝E core 2
このとき、一次、二次いずれの電気光学効果の場合も、コア2に沿って伝播していく光は、屈折率の変化に伴って位相の変化Δφを受ける。
Δφ=2πΔn*L/λ
ここで、Lは屈折率が変化したコア部分の長さであり、λは伝搬光の波長である。
At this time, in both the primary and secondary electro-optic effects, the light propagating along the core 2 undergoes a phase change Δφ with a change in refractive index.
Δφ = 2πΔn * L / λ
Here, L is the length of the core portion where the refractive index has changed, and λ is the wavelength of the propagating light.
従って、従来技術において、二つの電極3および4の間に印加された電圧によって、コア2を進行する光の位相をΔφだけ変調することが可能になる。
Therefore, in the prior art, the phase of the light traveling through the core 2 can be modulated by Δφ by the voltage applied between the two
しかし、コア2に特に高誘電率材料を用いた場合は、従来技術では以下のような欠点が顕在化する。すなわち、コア2に高誘電率材料を用いた場合、電極3および4の間の電気容量Cが大きくなる。このとき、電極3および4の間に一定の電圧を印加するのに必要な電流の量は、電気容量Cの増加に応じて増加する。コア2に対して、位相変調に必要十分な電界を印加するのに必要な電極3および4の間に印加する電圧をV0とする。この電圧V0を印加するために充電する必要がある電荷の量Qは、Q=CV0となる。コア2を伝播する光の位相を時間的に変化させるには、コア2に印加する電界を時間的に変化させる必要がある。例えば、ある時間τの間に電荷Qを充電するには、
I=Q/τ=CV0/τ (1)
の駆動電流を流す必要がある。例えば、C=1nFの容量を有するスイッチで駆動電圧V0=3V、動作周波数1GHzで動作させようとした場合、時間τは約300ps程度となる。そのため、充電時に最大10Aもの電流が必要になり、高速で駆動電流が大きく、消費電力の大きい駆動回路が必要になってしまう。
However, when a high dielectric constant material is used for the core 2 in particular, the following drawbacks become apparent in the prior art. That is, when a high dielectric constant material is used for the core 2, the electric capacity C between the
I = Q / τ = CV 0 / τ (1)
It is necessary to flow the drive current. For example, when a switch having a capacity of C = 1 nF is operated at a driving voltage V 0 = 3 V and an
このように、コア部分に高誘電率材料を用いた場合に、その駆動電流が大きくならないようにするためには、極力駆動電圧V0を小さくし、かつ電気容量Cを小さく設計することが必要になる。しかしながら、このためには、まず電極に印加する電圧が、有効にコアに印加されることが必要になる。 As described above, when a high dielectric constant material is used for the core portion, it is necessary to design the drive voltage V 0 as small as possible and the capacitance C as small as possible in order to prevent the drive current from increasing. become. However, this requires that the voltage applied to the electrode first be effectively applied to the core.
なるべくコアだけに電界を生成するためには、極力電極の間隔をコア(導波路)の幅と同程度に狭くすることが必要になる。しかし、駆動電圧V0を下げるために電極間隔(コアの両側に対向して配置された電極間の間隔)を狭くするほど電極間の電気容量Cは増大してしまい、式(1)で決まる充電に必要な電流を大きく下げることは難しい。逆に、電気容量Cを下げるためには、電極の間隔を広げればよいが、そうすると、印加した電圧がコア部分に有効にかかりにくくなるために、必要な電界をコアに生成させるための電圧V0が増大してしまい、やはり駆動電流を減らすことはできないという問題があった。 In order to generate an electric field only in the core as much as possible, it is necessary to reduce the distance between the electrodes as much as possible to the width of the core (waveguide). However, the capacitance C between about electrodes to narrow the electrode spacing in order to reduce the driving voltage V 0 (spacing between disposed opposite to both sides of the core electrodes) will be increased, determined by the formula (1) It is difficult to greatly reduce the current required for charging. On the contrary, in order to reduce the electric capacity C, the distance between the electrodes may be increased. However, since the applied voltage is less likely to be effectively applied to the core portion, the voltage V for generating the necessary electric field in the core is reduced. There was a problem that 0 increased and the drive current could not be reduced.
本発明は、このような問題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、駆動電流が小さく、高速で動作可能な光強度変調器を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to provide a light intensity modulator having a small driving current and capable of operating at high speed.
本発明は、このような目的を達成するため、請求項1記載の発明は、基板上に形成された、入射光を第1および第2の光路に分岐する分岐手段と、前記第1の光路を構成する第1の光導波路と、前記第2の光路を構成する第2の光導波路と、前記第1および第2の光導波路に連結され、該第1および第2の光導波路から入射される光を合波する合波手段とを備える光強度変調器において、前記第1および第2の光導波路の少なくとも一方が、二次の電気光学効果を有し、前記基板よりも高い誘電率を有する材料からなるコアを含む導波路であって、該導波路にプラス電極およびマイナス電極を設け、前記プラス電極およびマイナス電極は、前記コアの幅よりも広い間隔で前記導波路中の光の進行する方向に沿って配置され、かつ前記コアに対して前記方向に電界を印加するように前記導波路上に配置されていることを特徴とする。
In order to achieve the above object, the present invention is characterized in that the invention according to
請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記プラス電極および前記マイナス電極は複数個あり、前記方向に沿って、前記プラス電極および前記マイナス電極が交互になるように前記導波路上に配置されていることを特徴とする。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, there are a plurality of the positive electrodes and the negative electrodes, and the wave guides are arranged so that the positive electrodes and the negative electrodes alternate along the direction. It is arranged on the road.
請求項3記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記材料は、KTaxNb1−xO3(0<x<1)であることを特徴とする。
The invention described in
請求項4記載の発明は、請求項1または2記載の発明において、前記材料は、K1−yLiyTaxNb1−xO3(0<x<1、0<y<1)であることを特徴とする。
The invention according to claim 4 is the invention according to
請求項5記載の発明は、請求項1乃至4のいずれかに記載の発明において、前記導波路のうち、前記コア以外の領域であって、前記プラス電極および前記マイナス電極による電界が印加される領域の少なくとも一部分を除去することを特徴とする。 According to a fifth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the first to fourth aspects of the present invention, an electric field is applied to the waveguide other than the core in the plus electrode and the minus electrode. It is characterized in that at least a part of the region is removed.
請求項6記載の発明は、請求項1乃至5のいずれかに記載の発明において、前記導波路は、リッジ導波路であることを特徴とする。 According to a sixth aspect of the present invention, in the invention according to any one of the first to fifth aspects, the waveguide is a ridge waveguide.
以上説明したように、本発明によれば、プラス電極およびマイナス電極の間隔を広げることができ、上記電極間の電気容量を大幅に低減することが可能となる。このとき、印加する電圧の大きさは大きくなるが、それ以上に電気容量の減少の効果が大きいので、駆動電流が小さく、高速で動作可能な光強度変調器を提供することが可能となる。 As described above, according to the present invention, the interval between the plus electrode and the minus electrode can be widened, and the electric capacity between the electrodes can be greatly reduced. At this time, although the magnitude of the voltage to be applied is increased, the effect of reducing the electric capacity is greater than that, so that it is possible to provide a light intensity modulator that can operate at a high speed with a small driving current.
以下、図面を参照して本発明の実施形態を詳細に説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(第1の実施形態)
図2(a)および(b)は、本発明の第1の実施形態に係る光位相変調器の構成図であり、図2(a)は、本実施形態に係る光位相変調器の上面図であり、図2(b)は、図2(a)のB−B‘線切断断面図である。
(First embodiment)
2A and 2B are configuration diagrams of the optical phase modulator according to the first embodiment of the present invention, and FIG. 2A is a top view of the optical phase modulator according to the present embodiment. FIG. 2B is a cross-sectional view taken along the line BB ′ of FIG.
図2において、高誘電率のKTaxNb1−xO3(0<x<1)(KTN)からなる導波路コア7およびクラッド6が、KTNと比べて誘電率の低いKTaO3からなる基板5上に形成されることにより導波路を形成している。すなわち、基板5上に形成したクラッド6に、導波路コア7が囲まれるように形成された埋め込み導波路となっている。このとき、クラッド6の屈折率は、導波路コア7の屈折率よりも実効的に低くすることは言うまでもない。
In FIG. 2, a
クラッド6上には、導波路コア7に電界を印加するために、二つの金属電極である、+電極8および−電極10が、導波路コア7の両側に互いに対向するように、共にくし型にして配置されている。+電極8は、複数の電極片9aと、該電極片9aのそれぞれの一方端を接続する電極部9bとからなり、−電極10は、複数の電極片11aと、該電極片11aのそれぞれの一方端を接続する電極部11bとからなる。このとき、各電極片9aと各電極片11aとは、互いに略平行に、かつそれら電極片の長手方向が、導波路コア7を伝搬する光の進行方向Pに対してほぼ直交する方向になるように配置されている。また、各電極片9aと各電極片11aとは、導波路コア7と必要最小限のクラッド6とに電界を印加できるように、導波路コア7の対応する領域をほぼ覆うように配置されている。
On the clad 6, in order to apply an electric field to the
また、クラッド6の各電極片9a間、および各電極片11a間には、略矩形でありクラッド6を貫通する深さである、除去領域12が形成されている。すなわち、除去領域12は、クラッド6について、高誘電率部が除去された領域であり、導波路コア7と必要最小限のクラッド6以外の部分に極力電界が印加されないようにできる、クラッド6のうち電界が印加される領域の少なくとも一部分である。このように、導波路のうち、各電極片の間で、導波路コア7以外の高誘電率部分を除去することで、導波路コア7と必要最小限のクラッド6以外の部分に極力電界がかからないようになっている。
Further, between the
なお、除去領域12の形状は略矩形に限定されない。すなわち、導波路コア7および必要最小限のクラッド6以外の部分に極力電界が印加されないようにするために、各電極片9a間、および各電極片11a間の領域において、クラッド6から高誘電率部を除去することが重要であって、除去領域12の形状は、導波路コア7および必要最小限のクラッド6以外の部分に電界が極力印加されないような適切な形状であればいずれであってもよい。
Note that the shape of the
さらに、導波路コア7上での隣り合う電極片9aと電極片11aとの間隔L1は、導波路コアの幅Wに比べて広くなっていて(L1>W)、電極の間の電気容量が小さくなるようになっている。導波路の上の各電極片の数は、+、−共に、隣り合う異符号の電極で電界形成されるような数であればよく、電極片9a、11a共にn個(n≧2)とすればよい。また、電極片9aまたは電極片11aのいずれか一方がn個であり、他方がn−1個であってもよい。さらに、導波路コア7の上の電極片の幅W2は、問隔L1に比べて非常に小さく設定する(L1>>W2)。
Further, the spacing L 1 between the
上述の間隔L1と幅Wとの関係を以下で説明する。 The relation between the distance L 1 and the width W of the above will be described below.
後述するが、印加する電圧と電気容量とにはトレードオフがある。電気容量Cと電圧V0とのトレードオフによって決まる駆動電流を従来技術と比較するために、例として、本実施形態において、導波路コアを直方体と仮定し、その断面の面積の大きさを面積S(=W×W)とする。このとき、例えば、導波路コアの長手方向に長さ10Wだけ進む毎に周期的に電極片9aおよび電極片11aを交互になるように配置するとする。この電極間(隣り合う電極片9aと電極片11aとの間の)の電気容量は、W*W*10Wの直方体の長手方向の両端に電極をつけた場含の電気容量で近似することができる。この電気容量は、C1=εWW/(10W)=0.1εW (2)
となる。ここでεは導波路コアの誘電率である。
As will be described later, there is a trade-off between applied voltage and electric capacity. In order to compare the driving current determined by the trade-off between the capacitance C and the voltage V 0 with the prior art, as an example, in the present embodiment, the waveguide core is assumed to be a rectangular parallelepiped, and the size of the cross-sectional area is defined as the area. Let S (= W × W). At this time, for example, it is assumed that the
It becomes. Where ε is the dielectric constant of the waveguide core.
また、従来技術のように、導波路コアの長手方向に対して直交方向に+と一との電極を配置したときの、上述の直方体と同じ直方体の容量は,W*W*10Wの直方体の長手方向に沿った、向かい合う長い面に電極をつけた場合の容量で近似することができる。このときの容量は、
C2=εW(10W)/W=10εW (3)
となる。
Further, as in the prior art, when the + and one electrodes are arranged in a direction orthogonal to the longitudinal direction of the waveguide core, the capacity of the same rectangular parallelepiped as the above-mentioned rectangular parallelepiped is W * W * 10W rectangular parallelepiped. It can be approximated by the capacity when electrodes are attached to long faces facing each other along the longitudinal direction. The capacity at this time is
C 2 = εW (10W) / W = 10εW (3)
It becomes.
式(2)および(3)から分かるように、本実施形態に係るC1は従来技術のC2と比較して容量が1/100の大きさであり、電気容量については、本実施形態は従来技術100の改善となる。また、+電極と−電極との間の間隔については、従来技術では短辺の長さWであったのに対して、本実施形態の場合は、長辺の10Wとなる。従って、導波路コアに同程度の電界をかけるのに従来技術と比較して10倍の電圧が必要になる(ここでは、導波路コアに沿った方向の一定の位相(屈折率)変化を生成するのに必要な印加電界は、導波路コアの長手方向に電圧を印加した場合でも、それと直交する方向に印加した場合でも同じとして比較している)。 As can be seen from the equations (2) and (3), C 1 according to the present embodiment has a capacity that is 1/100 of that of C 2 of the prior art. This is an improvement over the prior art 100. Further, the distance between the + electrode and the − electrode is 10 W of the long side in the present embodiment, whereas the length of the short side is W in the prior art. Therefore, 10 times the voltage is required to apply the same electric field to the waveguide core as compared with the prior art (in this case, a constant phase (refractive index) change in the direction along the waveguide core is generated). The applied electric field required to do this is the same regardless of whether a voltage is applied in the longitudinal direction of the waveguide core or in a direction perpendicular thereto.
しかしながら、結果として、上述した式(1)から分かるように、充電するのに必要なトータルの電流は、C、V0の効果を合わせて従来技術に比べて1/10になることがわかる。つまり、同じように導波路コアにのみ電界をかける状況であっても、本実施形態に係る位相変調器の方が、従来のものよりも駆動に必要な電流の量を少なくすることができる。よって、間隔L1を導波路コアの幅Wよりも大きくすることによって、+および−の電極間の電気容量を小さくすることができ、電極間に印加する電圧を考慮しても、位相変調動作に必要な駆動電流を抑えることができる。 However, as a result, as can be seen from equation (1) described above, the total current required to charge, C, the combined effect of V 0 It can be seen that 1/10 compared to the prior art. That is, similarly, even in a situation where an electric field is applied only to the waveguide core, the phase modulator according to the present embodiment can reduce the amount of current required for driving than the conventional one. Thus, by greater than the width W of the waveguide core spacing L 1, + and - electrical capacitance between the electrodes can be reduced, even in consideration of voltage applied between the electrodes, the phase modulation operation The drive current required for this can be suppressed.
実際に電極片を導波路コアに形成する際には、ある必要な長さ(導波路コアのうち電界印加により屈折率が変化する部分の長さ)Lの間に、例えばトータルでN=2n個または2n−1個の電極片を形成する。その中のn個が、上述のように+電極片であり、残りのN−n個が−電極片として、これらの+と−の電極片とを交互に等間隔に形成していくことになる。その際に、トータルの電極片の数Nが減って、それぞれの+と−との電極片の間隔が広がるにつれて、+と−との電極片の間に印加するべき電圧V0は大きくなるが、その代わりに、隣り合う異符号同士の電極片の間隔が広がること、および電極の数が減る。このため、隣り合う異符号の電極片の間の電気容量Cが減少する。つまり、電極片のトータル数Nを変えることによって、印加する電圧と電気容量とのトレードオフがある。 When the electrode piece is actually formed on the waveguide core, during a certain required length (the length of the portion of the waveguide core where the refractive index changes due to electric field application) L, for example, N = 2n in total Or 2n-1 electrode pieces are formed. Among them, n pieces are + electrode pieces as described above, and the remaining N−n pieces are − electrode pieces, and these + and − electrode pieces are alternately formed at equal intervals. Become. At this time, the voltage V 0 to be applied between the + and − electrode pieces increases as the total number N of electrode pieces decreases and the distance between the + and − electrode pieces increases. Instead, the distance between adjacent electrode pieces with different signs is increased, and the number of electrodes is reduced. For this reason, the electrical capacitance C between adjacent electrode pieces of different signs is reduced. That is, there is a trade-off between the applied voltage and the electric capacity by changing the total number N of electrode pieces.
上述のトレードオフに関する従来技術からも分かるように、本実施形態の効果は、電極の距離を離すほど顕著になる。完全に導波路コアにのみ電界が印加される場合には、導波路全体の両端にのみ+と−の電極(電極片)を配置するのが理想的であり、このとき駆動電流は最小になる。しかし、現実には、+および−の電極の距離が離れるほど、導波路コア以外の不要な部分に電界がかかりやすくなり、容量が不要に大きくなり易くなる。また、+および−の電極の距離があまり離れると駆動する電圧が大きくなり過ぎてしまう。従って、+および−の電極片の数については、不要部分への電圧のかかり方や、駆動可能な電圧を考慮して適切な数を決定することになる。このように、適切な数の電極片を設けることにより、電界の印加する部分をさらに導波路コアに限定することが可能となる。 As can be seen from the prior art related to the trade-off described above, the effect of this embodiment becomes more prominent as the distance between the electrodes is increased. When the electric field is completely applied only to the waveguide core, it is ideal to arrange + and − electrodes (electrode pieces) only at both ends of the entire waveguide, and at this time, the drive current is minimized. . However, in reality, as the distance between the + and − electrodes increases, an electric field is likely to be applied to unnecessary portions other than the waveguide core, and the capacitance is likely to increase unnecessarily. In addition, if the distance between the + and − electrodes is too large, the driving voltage becomes too large. Accordingly, the number of the + and − electrode pieces is determined in consideration of the voltage applied to the unnecessary portion and the drivable voltage. Thus, by providing an appropriate number of electrode pieces, it is possible to further limit the portion to which the electric field is applied to the waveguide core.
一方、本実施形態の電極間隔L1が、導波路コア7の幅Wと同じ場合は、電極間の容量は従来と同じになり、また導波路コア7に従来と同程度の電界をかけるのに必要な電圧も従来と同じになる。従って、本実施形態において上述の効果を発揮するためには、電極間隔L1が導波路コア幅Wよりも広くなくてはならない。
On the other hand, when the electrode interval L 1 of the present embodiment is the same as the width W of the
導波路コア2を伝搬する光が受ける電気光学効果について以下で説明する。 The electro-optic effect received by the light propagating through the waveguide core 2 will be described below.
上述の電極配置により導波路コア7には、方向Pに平行で電極片9aから電極片11aへの第1の方向の電界と、方向Pとは逆向きで電極片11aから電極片9aへの第2の方向の電界を交互に印加されている。この構成では、導波路コア7として一次の電気光学効果を利用した材料を用いる場合、電極片9aおよび電極片11aの数が2つ以上あると、電界は第1の方向と第2の方向に印加されているため、変調の効果がキャンセルしてしまう。しかしながら、導波路コア7として二次の電気光学効果を利用した材料を用いると、電極片9aおよび電極片11aの数が2つ以上あっても、上述のように、屈折率の変化量Δnは電界の方向に関係なくその絶対値の二乗に比例する。従って、電界の印加方向が第1の方向および第2の方向のどちらであっても、位相の変化は、同じ方向でキャンセルされず、蓄積されていく。このため、+と−の電極片を増やしていっても、全体として位相変調領域の長さに比例した大きさの位相変調が可能になる。
With the above-described electrode arrangement, the
また、+と−の電極片の間隔L1は導波路コア7の幅Wに比べて広いために、主たる印加電界が導波路コアの進行方向(長手方向)に平行なものとなる。このとき、導波路コア7を伝播する光の受ける電界による位相変化は、光の偏光に依存しなくなり、偏波無依存の位相変調器が実現可能になる。光スイッチには、偏波無依存動作が要求されるため、本実施形態に係る光位相変調器を用いて干渉計を構成すれば、そのまま光スイヅチとして用いることが可能になる。
Also, the + and - spacing L 1 of the electrode pieces for wider than the width W of the
以下で、本実施形態に係る光位相変調器の動作を説明する。 Hereinafter, the operation of the optical phase modulator according to the present embodiment will be described.
すなわち、間隔L1の隣り合う電極片9aと電極片11bとの間に電圧Vbiasが定常的に印加されている。ここに、さらにV0を加えてVbias+V0(=Vall)の電圧を印加する。すると、導波路コア7の部分に主に方向Pに平行な電界
E=Vall/L1=(Vbias+V0)/L1
が印加される。するとKTNの有する二次の電気光学効果によって、方向Pの導波路コア7の屈折率がΔnだけ変化する。このV0=0のときからの屈折率変化Δnは、以下のような電圧依存性を有する。
Δn∝(Vbias+V0)2/L1 2−Vbias 2/L1 2
=2VbiasV0/L1 2+V0 2/L1 2 (4)
That is, the voltage V bias is constantly applied between the
E = V all / L 1 = (V bias + V 0 ) / L 1
Is applied. Then, the refractive index of the
Δnα (V bias + V 0) 2 /
= 2V bias V 0 / L 1 2 + V 0 2 / L 1 2 (4)
Vbias>>V0の場合は、式(4)の右辺の第一項だけが効いて、2VbiasV0/L1 2に比例した屈折率変化が起こる。その結果、導波路コア7を方向Pに進行した光の位相が、V0=0の場合と比較して、
Δφ1=2πΔn*L1/λ∝4πVbiasV0/(λ・L1)
だけ変化することになる。
V For the bias >> V 0, into play only the first term of the right side of the equation (4) is, 2V bias V 0 / L 1 2 refractive index change is proportional to occur. As a result, compared with the case where the phase of the light traveling in the direction P through the
Δφ 1 = 2πΔn * L 1 / λ∝4πV bias V 0 / (λ · L 1 )
Will only change.
図2では、電界印加方向が第1の方向となる領域が3個、第2の方向となる領域が2個あるので、電界が印加された領域としては合わせて5個の領域があり、L1>>W2であるので、導波路コア7のうち電界印加により屈折率が変化する部分の全体の長さ(位相変調領域の長さ)は5*L1となる。ここで、「位相変調領域」とは、導波路コアについての、導波路コアの長手方向において電界が印加される領域であって、該領域を進行する光の位相を変調する領域のことを指す。 In FIG. 2, there are three regions where the electric field application direction is the first direction and two regions where the electric field application direction is the second direction, so there are a total of five regions to which the electric field is applied. since 1 is >> W 2, the overall length of the portion of which the refractive index is changed by electric field application of the waveguide core 7 (the length of the phase modulation region) becomes 5 * L 1. Here, the “phase modulation region” refers to a region of the waveguide core to which an electric field is applied in the longitudinal direction of the waveguide core and that modulates the phase of light traveling through the region. .
すなわち、方向Pにおける位相変調領域の開始地点に+電極である電極片9aを配置し、電界印加方向が第1の方向となる領域がn個、第2の方向となる領域がn−1個である場合は、それらを合わせると2n−1個の領域となり、位相変調領域の長さは、L1>>W2を考慮して、(2n−1)*L1となる。二次の電気光学効果を持つ材料で導波路コア7が構成されているから、印加電界方向が第1の方向となる領域でも第2の方向となる領域でも、受ける位相の変化する方向は同じであり、全体としての位相変化量Δφtotは加算されて、
Δφtot∝(2n−1)*4πVbiasV0/(λ・L1) (5)
となる。
That is, the
Δφ tot ∝ (2n−1) * 4πV bias V 0 / (λ · L 1 ) (5)
It becomes.
このように、光位相変調器に入力される光信号の位相を、駆動電流の量を抑えて変調することができる。また、電極片9aおよび電極片11aの数に応じて、位相変調量を制御することができる。
In this way, the phase of the optical signal input to the optical phase modulator can be modulated while suppressing the amount of drive current. Further, the phase modulation amount can be controlled in accordance with the number of
なお、本実施形態では、導波路コア、クラッドにKTNを用いているが、これに限定されず、基板よりも誘電率が高く、かつ二次の電気光学効果を有する材料であればいずれを用いても良い。例えば、K1−yLiyTaxNb1−xO3(0<x<1、0<y<1)(KLTN)であっても良い。 In this embodiment, KTN is used for the waveguide core and the clad. However, the present invention is not limited to this, and any material can be used as long as it has a higher dielectric constant than the substrate and has a secondary electro-optic effect. May be. For example, K 1-y Li y Ta x Nb 1-x O 3 (0 <x <1, 0 <y <1) (KLTN) may be used.
また、本実施形態では、導波路コアとクラッドとは、同じ材料を用いているが、互いに異なる材料であっても良い。その際は、導波路コアは、基板よりも誘電率が高く、かつ二次の電気光学効果を有する材料であることは言うまでもない。一方、クラッドは、上記性質を有する材料である必要はなく、導波路コアを伝搬する光の波長に透明であり、導波路コアよりも実効的に屈折率が低ければいずれの材料であってもよい。 In this embodiment, the same material is used for the waveguide core and the clad, but different materials may be used. In this case, it goes without saying that the waveguide core is a material having a dielectric constant higher than that of the substrate and having a secondary electro-optic effect. On the other hand, the clad need not be a material having the above-mentioned properties, and any material can be used as long as it is transparent to the wavelength of light propagating through the waveguide core and has an effective refractive index lower than that of the waveguide core. Good.
さらに、+電極8および−電極10の配置順序も、方向Pに対して電極片9aおよび電極片11aの順序で配置することに限定されず、方向Pに対して電極片11aおよび電極片9aの順に配置するようにしても良い。
Further, the arrangement order of the + electrode 8 and the −
(第2の実施形態)
図3(a)および(b)は、本発明の第2の実施形態に係る光位相変調器の構成図であり、図3(a)は、本実施形態に係る光位相変調器の上面図であり、図3(b)は、図3(a)のC−C‘線切断断面図である。なお、なお、本実施形態において、図2と同一機能を有するものは同一符号を付け、その繰り返しの説明は省略する。
(Second Embodiment)
3A and 3B are configuration diagrams of an optical phase modulator according to the second embodiment of the present invention, and FIG. 3A is a top view of the optical phase modulator according to the present embodiment. FIG. 3B is a cross-sectional view taken along the line CC ′ of FIG. In addition, in this embodiment, what has the same function as FIG. 2 attaches | subjects the same code | symbol, and the repeated description is abbreviate | omitted.
本実施形態では、第1の実施形態と同様に、高誘電率のKTaxNb1−xO3(0<x<1)(KTN)からなる導波路コア7およびクラッド6が、KTNと比べて誘電率の低いKTaO3からなる基板5上に形成されることにより導波路を形成している。ただし、本実施形態では、高誘電率部(クラッド6)を極力少なくして、リッジ型の導波路とした後に、+電極13および−電極15が第1の実施形態の電極構造と同様にくし型に形成されている。すなわち、導波路コア7が埋め込まれたクラッド6を基板5上に突起するようにして、リッジ構造を形成している。
In this embodiment, as in the first embodiment, the
+電極13は、複数の電極片14aと、該電極片14aのそれぞれの一方端を接続する電極部14bとからなり、−電極15は、複数の電極片16aと、該電極片16aのそれぞれの一方端を接続する電極部16bとからなる。このとき、各電極片14aと各電極片16aとは、互いに略平行に、かつそれら電極片の長手方向が方向Pに対してほぼ直交する方向になるように配置されている。また、各電極片14aと各電極片16aとは、リッジ構造であるクラッド6を囲むようにして配置されている。
The +
このような電極構造のため、第1の実施形態よりもさらに不要な高誘電率部分が少なく、隣り合う異符号の各電極片間の電気容量を低減することができるので、駆動電流の少ない光位相変調器が実現可能である。 Because of such an electrode structure, there are fewer unnecessary high dielectric constant portions than in the first embodiment, and the electric capacity between the adjacent electrode pieces with different signs can be reduced. A phase modulator can be realized.
電極の間隔L1は、やはり第1の実施形態と同様に導波路コア7の幅Wに比べて広くなっていて、隣り合う異符号の電極片の間の電気容量を小さくするようになっている。動作の状況についても第1の実施形態と同じであるので、説明は省略する。
Distance L 1 of the electrodes is again first embodiment and they become wider than the width W of the
(第3の実施形態)
本実施形態は、第1および第2の実施形態にて説明した位相変調器を用いて光強度変調器を構成したものである。
(Third embodiment)
In the present embodiment, a light intensity modulator is configured using the phase modulator described in the first and second embodiments.
図4は、本実施形態に係る光強度変調器の構成図である。
図4において、入力ポート17には、3dBカプラ18が連結されている。3dBカプラ18の第1の出力ポートおよび第2の出力ポートにはそれぞれ、第1の光導波路19および第2の光導波路20が連結されている。なお、本実施形態において、入射光を分岐するために3dBカプラを用いているが、これに限定されず、入射された光を所望の比率で分岐できるものであれば、いずれの手段を用いても良い。また、第1の光導波路19および第2の光導波路20は、第1の実施形態にて説明した、クラッド6および導波路コア7を含んでいる。
FIG. 4 is a configuration diagram of the light intensity modulator according to the present embodiment.
In FIG. 4, a 3
第1の光導波路19上には、第1の光導波路19に含まれる導波路コアに電界を印加するために、+電極21および−電極22が第1の実施形態と同様にくし型に形成されている。+電極21および−電極22はそれぞれ、電源23に電気的に接続されている。本実施形態において、+電極21および−電極22の配置、および間隔L1と導波路コアの幅Wとの関係は、第1の実施形態と同様であるので、その説明は省略する。すなわち、第1の光導波路19、+電極21および−電極22を備える本実施形態に係る光位相変調器は、第1の実施形態に係る光位相変調器と同様のものである。
On the first
このように、第2の光導波路20には電界を印加せず、第1の光導波路19にのみ電界を印加するようにして、第1の光導波路19を進行する光の位相を変調する。
Thus, the phase of the light traveling in the first
3dBカプラ24の第1の入力ポートには第1の光導波路19が連結されており、3dBカプラ24の第2の入力ポートには第2の光導波路20が連結されている。なお、本実施形態において、第1の光導波路19を進行する光と第2の光導波路20を進行する光とを合波するために3dBカプラ24を用いているが、これに限定されず、入力される2つの光を合波できるものであれば、いずれの手段を用いても良い。
A first
以上の構成要素は、基板5上に形成されている。
The above components are formed on the
なお、本実施形態において、第1の光導波路19を構成する、導波路コア7および必要最小限のクラッド6以外の部分に極力電界がかからないように、除去領域12を設けても良い。
In the present embodiment, the
また、本実施形態において、+電極21および−電極22が形成されている第1の光導波路19を、第2の実施形態にて説明した、リッジ型の導波路としても良い。
In the present embodiment, the first
以下で、本実施形態に係る光強度変調器の動作を説明する。 Hereinafter, the operation of the light intensity modulator according to the present embodiment will be described.
強度P0の入射光は、入力ポート17に入射すると、3dBカプラ18にて分岐されて、強度P0/2の光がそれぞれ、第1の光導波路19および第2の光導波路20に出射される。従って、第1の光導波路19および第2の光導波路20を進行する光の強度は共に、P0/2となる。
Incident light intensity P 0 is incident to the
上述のように、第1の光導波路19には、第1の実施形態と同様の光位相変調器が設けられている(光導波路上に電極が設けられている)ので、第1の光導波路19から出射される光は、+電極21および−電極22間に印加される電圧によって変調され、第1の光導波路19への入射光に比べて位相差Δφが生じる。このとき、他方の電極が設けられていない導波路である、第2の光導波路20から出射される光の位相は変化しない。
As described above, since the first
第1の光導波路19にて変調された光と、第2の光導波路20を進行した変調されていない光とは、3dBカプラ24にて合波されて干渉され、最終的な出力光として、3dBカプラ24から出射される。
The light modulated by the first
ここでは、各光導波路とカプラにおける伝送ロスは無視し、また電圧印加の無い場合には、入力ポート17から入射された光について、前段の3dBカプラである3dBカプラ18にて分岐してから各光導波路19および20を通り、後段の3dBカプラである3dBカプラ24にて合波されるまでの位相差は無いものと仮定すると、後段の3dBカプラ24で合波されて出射される光の強度Pは、干渉効果によって以下のように変化する。
P=P0cos(Δφ) (6)
Here, the transmission loss in each optical waveguide and coupler is ignored, and when no voltage is applied, the light incident from the
P = P 0 cos (Δφ) (6)
つまり、式(6)から分かるように、位相差Δφ=0のときは、最も強い光として出射されるが、位相差Δφが変化するに従って、3dBカプラ24からの最終的な出射光の強度Pは周期的に変化する。
That is, as can be seen from the equation (6), when the phase difference Δφ = 0, the light is emitted as the strongest light, but as the phase difference Δφ changes, the intensity P of the final emitted light from the 3
式(5)に示されるように、第1の光導波路19上に設けられた光位相変調器による位相変化量Δφtotは、
Δφtot=a(2n−1)*4πVbiasV0/(λ・L1) (7)
である。ここで、aは式(4)における屈折率変化の、電圧変化の二乗に対する比例係数である。
As shown in Equation (5), the phase change amount Δφ tot by the optical phase modulator provided on the first
Δφ tot = a (2n−1) * 4πV bias V 0 / (λ · L 1 ) (7)
It is. Here, a is a proportionality coefficient with respect to the square of the voltage change of the refractive index change in Formula (4).
式(6)および(7)より、
P=P0*cos(4πa・(2n−1)・VbiasV0/(λ・L1) (8)
となる。
From equations (6) and (7)
P = P 0 * cos (4πa · (2n−1) · V bias V 0 / (λ · L 1 ) (8)
It becomes.
式(8)から分かるように、電極(+電極21および−電極22)に印加する電圧によって最終的な出力光強度を変調することができる。このとき、電極の間隔L1は、第1および第2の実施形態と同様に導波路コア7の幅Wに比べて広くなっているので、隣り合う異符号の電極片の間の電気容量を小さくすることができる。よって、変調に必要な駆動電流を小さくすることができる。
As can be seen from Equation (8), the final output light intensity can be modulated by the voltage applied to the electrodes (+
本実施形態では、第1の光導波路19にのみ電界を印加するようにしているがこれに限定されない。すなわち、第2の光導波路20にも+電極21および−電極22を設けるようにしても良い。本実施形態では、光強度を変調することが重要であるので、第1および第2の光導波路の双方に電極を設ける場合は、3dBカプラ24にて合波する各光導波路を進行する光が同位相にならないように各光導波路を進行する光を変調すれば良い。
In the present embodiment, an electric field is applied only to the first
17 入力ポート
18、24 3dBカプラ
19 第1の光導波路
20 第2の光導波路
21 +電極
22 −電極
23 電源
17
Claims (6)
前記第1および第2の光導波路の少なくとも一方が、二次の電気光学効果を有し、前記基板よりも高い誘電率を有する材料からなるコアを含む導波路であって、該導波路に互いに極性が異なる第1の電極片と第2の電極片とをそれぞれ複数設け、前記各電極片の長手方向が導波路コアを伝搬する光の進行方向Pに対して直交する方向になるように、前記導波路コアの長手方向に沿って前記第1の電極片と前記第2の電極片との各々を交互に配置し、前記第1の電極片と前記第2の電極片との電極間隔L1を前記導波路コア幅よりも広く構成したことを特徴とする光強度変調器。 A branching means for branching incident light into first and second optical paths, a first optical waveguide constituting the first optical path, and a second optical path constituting the second optical path, which are formed on the substrate. In an optical intensity modulator comprising: an optical waveguide; and a coupling means coupled to the first and second optical waveguides and configured to multiplex light incident from the first and second optical waveguides.
At least one of the first and second optical waveguide has a secondary electro-optic effect, a waveguide including a core made of a material having a dielectric constant higher than that of the substrate, each other waveguide a plurality of different polarities of the first electrode piece and second electrode piece respectively, wherein as the longitudinal direction of the electrode strips is in the direction perpendicular to the traveling direction P of the light propagating in the waveguide core, The first electrode pieces and the second electrode pieces are alternately arranged along the longitudinal direction of the waveguide core, and an electrode interval L1 between the first electrode pieces and the second electrode pieces. A light intensity modulator characterized by comprising a wider than the waveguide core width .
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