JP4450736B2

JP4450736B2 - カンチレバー型機器用完全デジタル式コントローラ

Info

Publication number: JP4450736B2
Application number: JP2004561466A
Authority: JP
Inventors: ロジャープロコッシュ; ジェイソンクリーブランド; ダンボセック; トッドデイ; クリントキャラハン; マリオビーヴィアニ
Original assignee: アサイラムリサーチコーポレーション
Priority date: 2002-12-18
Filing date: 2003-12-18
Publication date: 2010-04-14
Anticipated expiration: 2023-12-18
Also published as: US10107832B2; US20120266336A1; US20040206166A1; US8925376B2; EP1573299A4; WO2004057303A2; EP1573299A2; US20150113687A1; AU2003303160A8; JP2006510891A; CA2510968A1; US20080011067A1; AU2003303160A1; CN100523778C; US20100333240A1; US9689890B2; CN1742197A; KR100713795B1; US7234342B2; US7937991B2

Description

発明の詳細な説明

発明の背景および概要
本発明は、原理的に不可能な部分は別として、デジタル電子回路を用いて、カンチレバー型機器の動作を制御するための装置、および本装置を用いるための一般的な方法に関する。

カンチレバー型機器には、原子間力顕微鏡、分子力プローブ機器、高分解能プロファイルメータ、および化学的または生物学的検出プローブ等の機器が含まれる。原子間力顕微鏡（ＡＦＭ）は、カンチレバー端部の鋭いプローブで試料表面上を走査して得られる情報に基づいて表面トポグラフィ（および他の試料特性）の画像を生成するために用いる装置である。走査中に検出されるカンチレバーの撓みまたは振動変化が試料のトポグラフィ（または他の）特徴に対応する。撓みまたは振動変化は、光学式レバーの編成により検出するのが普通である。トンネル効果検出法、干渉分光法、圧電素子（ストレインゲージ）応答法、および静電容量法を含む他の検出手段を用いることもある。光学式レバーの編成による場合、光学式レバーと同じ基準座標系にあるカンチレバーに光ビームを導く。そして、カンチレバーからの反射ビームを位置検出器（ＰＳＤ）に照射する。カンチレバーの撓みまたは振動が変化すると、ＰＳＤ上の反射スポットの位置が変化し、ＰＳＤ出力に変化が起きる。カンチレバーの撓みまたは振動の変化は、カンチレバー基部の垂直方向位置を試料に対して変化させ、撓みまたは振動を一定の所定値に保つ。ＡＦＭ画像を生成するのはこのフィードバックである。ＡＦＭは、幾つかの異なる画像化モードで操作でき、カンチレバー先端部が試料表面と常に接触している接触モード、および先端部が表面と接触しないか、または間欠的にしか接触しない振動モードが含まれる。振動の位相または周波数、または同相および直交位相に対する応答を含む、カンチレバーに関する他の情報が光学式レバー編成により収集でき、この情報を用いて試料画像を形成する。これらの画像は、試料の弾性、損失、および接着特性を含む様々な解釈を有することになる。このように、様々なトポグラフィ特徴を、他の機械的、化学的、電気的特性と関係付けることができる。

典型的な従来技術の光学式レバーシステムを図１に示す。このシステムでは、十分な光強度があり、かつポインティングまたは他のノイズがない光源１（スーパールミネッセントダイオードまたはレーザ）で形成するのが好ましい光ビーム２を、コリメーターレンズすなわちレンズアセンブリ３、および集束レンズすなわちレンズアセンブリ５を通してミラー６に導き、このミラーは、集束した光ビーム７を光学式レバーシステムと同じ基準座標系内にあるカンチレバー８上の特定スポットに導く。次いで、調整可能ミラー１３、およびビーム位置オフセット用の平行移動台（不図示）を伴うことが多い検出光学系に反射ビーム９を集め、位置検出器１０（ＰＳＤ）を照射する。

様々なＡＦＭが、カンチレバーの撓みまたは振動を検出し、カンチレバー基部の垂直方向位置を修正しつつ、試料上で先端部を走査するための様々な仕組みを提示している。米国特許第Ｒｅ３４，４８９号の「光学的に置換可能な流体セルを有する原子間力顕微鏡」は、固定カンチレバー下の圧電素子チューブスキャナの編成上に試料が搭載されるＡＦＭを記載している。圧電素子は、３次元の全方向で試料を位置決めする。別のＡＦＭが、米国特許第５，０２５，６５８号の「小型原子間力顕微鏡」に記載されている。このＡＦＭは、カンチレバーを搬送する圧電素子チューブスキャナの編成の下方に試料を固定して配置する。圧電素子は、３次元の全方向で試料を位置決めする。第３のＡＦＭは、本発明者らの同時係属出願第１０／０１６，４７５号の「高精度位置計測用改良型リニア可変差動トランス」に記載されている。このＡＦＭでは、圧電素子スタックを用いて試料をｘおよびｙ方向に位置決めする精密テーブルに試料を搭載し、一方、カンチレバーは、試料上方でそのｚ方向の位置決めを行う第３の圧電素子スタック上に搭載される。従って、ｘ−ｙ位置はｚ位置から切り離されている。リニア可変差動トランスが３次元の全位置を検出して正確な位置情報を提供する。これら３方式のＡＦＭのより詳細な説明は、参照特許および出願に記載されている。

従来、ＰＳＤ出力の解釈、カンチレバーの撓みまたは振動（誤差信号）を一定の所定値に保つのに必要な、試料に対するカンチレバー基部の垂直位置変化の計算、ならびにこの変化を達成するのに必要な信号、および試料画像を形成するのに必要な信号の伝送に利用される電子回路は、アナログ式回路、または、比較的最近の場合は、アナログ式とデジタル式の混成回路であった。アナログ式、およびアナログ／デジタル式混成回路は、カンチレバー振動の位相または周波数、または同相および直交位相に対する応答を、これらの特徴が利用可能な場合、検出するためにも用いられる。この回路を実装する各装置を収容するものはコントローラと呼ぶのが普通であるが、ユーザとコントローラとの間のインターフェース役をするコンピュータ内にそれらの装置の幾つかが配置されることもある。

本発明者らは、コントローラ内のアナログ式電子回路が、ＡＦＭ、および他のカンチレバー型機器の動作におけるノイズおよび他の問題の一因となることが多い、という状況から脱した。つまり、本明細書に開示する本発明は、コントローラの主要部に配置し、性能およびフレキシビリティの改良を担うデジタル式電子回路を利用する。本発明者らは、機器のフレキシビリティを著しく改良する混成アナログ／デジタル装置により、信号ルーティング能力も改良した。この新アーキテクチャは、過去のＡＦＭコントローラの機能全てを踏襲できるだけでなく、アナログ式電子回路では従来達成不可能であった多くの新機能を可能にする。

アナログ回路は、単一チャンネルロックイン増幅器を用いて、カンチレバーと駆動信号との間の位相推移を計測している。図２はこのような増幅器の典型例を示す。このＡＦＭは振動モードで動作していて、発振器２０がカンチレバーの振動を生成するとともに、発振器の信号は位相シフタ２１を通ってルーティングされる。位相シフタ２１からの基準信号と、ＰＳＤ（不図示）からの自動ゲイン制御２２された信号２３との単純なアナログ乗算から位相に依存する信号が得られ、その出力は低域通過フィルタ２５処理される。乗算は、アナログ式の混合器すなわち乗算器２４により実行される。この形式の回路の出力はカンチレバーの位相に依存する。一次近似では、計測値は位相角のコサインに比例する。この手法は実装が非常に簡単であるが、非線形性と、自動ゲイン制御回路がもつ本質的な限界とにより、位相角が大きくなると著しく不正確になる。

図３は、従来技術の別のアナログ式信号処理回路である２相ロックイン増幅器を示す。この従来技術では、ＰＳＤ（不図示）からの（自動ゲイン制御されない）信号２６は、０°の基準（「同相」成分、すなわち「Ｉ」）、および９０°の基準（「直交位相」成分、すなわち「Ｑ」）の両方とアナログ乗算され、それぞれの出力は低域フィルタ２５処理される。それぞれの乗算はアナログ式混合器（すなわち乗算器）２４により実行される。この回路は、カンチレバー振動（振動は不図示の圧電素子により物理的に得られる）を制御する信号、およびその信号の直交位相信号を、デジタル式装置、つまり直接デジタルシンセサイザ２７に依存している。しかし、両信号はデジタル／アナログ変換器２８を通ってルーティングされてから、アナログ乗算に至る。同様に、アナログ乗算器２４の出力は、別のデジタル装置、すなわち、同相および直交位相信号により振幅および位相を計算するデジタル信号プロセッサ２９（ＤＳＰ）を通ってルーティングされる。ここでもまた変換器、この場合はアナログ／デジタル変換器３０が必要である。場合によって、このＤＳＰは、物理的にみてコントローラの一部ではなく、代わりに、コンピュータマザーボード上のプラグインカードに配置されることもある。この方法によれば、単一チャンネルロックイン増幅器の場合よりも満足できる位相結果が生成される。なぜなら、自動ゲイン制御による制限の影響を受けないため、この場合の位相は数学的にみて正しいからである。とはいえ、アナログ式電子回路は、ノイズおよび非線形性の点から相変わらず高くつく。この方法の主な欠点は、依然としてアナログ乗算器に依存しているということである。これらの装置は、本質的にノイズが多く、非線形で、周波数および温度に依存する誤差、および出力信号への混合器基準信号のブリードスルーの影響を受ける。

既に説明した欠点および短所に加えて、従来技術のコントローラは、アップグレードについても厳しい限界がある。典型例としては、機能を変更し、または新特徴を追加するために、新しいハードウエア筐体、カード、モジュール、または幾つかの他のアドオンを購入しなければならない。最悪の場合、コントローラ全体を工場に返送して、ハードウエアのバグフィックスのような取るに足らないことを行う必要があるかもしれない。

好適な実施の形態の説明
上記のように、本明細書で開示する本発明は、ＡＦＭ、および他のカンチレバー型機器用のコントローラであり、コントローラ内の主要部に配置され、性能およびフレキシビリティの改良を担うデジタル電子回路を用いる。本発明者らは、機器のフレキシビリティを大きく改良する混成アナログ／デジタル装置により、信号ルーティング能力も改良した。この新アーキテクチャは、過去のＡＦＭコントローラの機能全てを踏襲できるだけでなく、アナログ式電子回路では従来達成不可能であった多くの新機能を可能にする。

開示するコントローラは、変更しなければ、カンチレバーの撓みまたは振動を検出しつつ試料上で先端部を走査し、カンチレバー基部の垂直方向位置を修正するための圧電素子チューブスキャナを利用するＡＦＭと関連させて用いることはできない。これは、上記の米国特許第Ｒｅ３４，４８９号、および米国特許第５，０２５，６５８号に開示されているＡＦＭを含む。開示するコントローラは、本発明者らの同時係属出願第１０／０１６，４７５号に開示されるＡＦＭ、および類似の構造のＡＦＭとの関連で用いることができる。また、開示するコントローラにより、その出願で開示されている形式のＬＶＤＴからのフィードバックを用いてＡＦＭの動作をより正確に制御することが容易になる。

新コントローラの基本的な回路図を図４に示す。開示するコントローラの３つの主要要素が、強化した機能を創出するデジタルソリューションを提供する際に特に重要である。これらは、フィールドプログラマブルゲートアレイ３１（ＦＰＧＡ）、デジタル信号プロセッサ３２（ＤＳＰ）、およびクロスポイントスイッチ３３である。これらの要素のそれぞれについて、以下で別々に説明する。

図４の残りの部分には、ＡＦＭへの接続（「顕微鏡へのケーブル」）、コンピュータインターフェースへの接続（「ＰＣへのＵＳＢ」）、様々なコントローラ機能へのユーザ入力を可能にする各種のＢＮＣ、およびｘ−ｙスキャナとカンチレバーのｚ位置を制御する圧電素子とにアナログ駆動信号を配信するために用いる３台の高電圧増幅器（「ＨＶアンプ」）が含まれる。図では、振動モードでの画像化用にプログラムされた開示コントローラのダイヤグラムを示す。これは説明用の構成を意図したものであり、他の多くの構成が容易にプログラム可能である。この実施例では、ＰＳＤ（不図示）からのアナログのカンチレバー撓み信号（図４の左上隅の「カンチレバー撓みから」）を高域通過フィルタ処理して直流信号を除去し、クロスポイントスイッチ３３の左側の入力４に送る（「ＡＣＤｅｆｌ」）。このスイッチ入力からスイッチ右側の出力２（「ＩｎＦａｓｔ」）にスイッチし、そこからアナログアンチエイリアスフィルタ３４を経由して、高速（１６ビット、５ＭＨｚ）アナログ／デジタル変換器３５へ送る。ＡＤＣ変換後は、信号チェーンは全て純デジタル演算するので、信号振幅および位相量は基本的に完全なものになる。このように、デジタル計算処理に無価値の信号部分を除去するフィルタ処理は別として、撓み信号は検出後直接デジタル化され、ＦＰＧＡ３１に送られ、そこでアナログ式２相ロックイン増幅器（図３）と類似の方法でデジタル的に混合または乗算される。混合した後、得られた２つのデジタル信号はデジタル低域通過フィルタ処理され、ＤＳＰに送られ、そこで同相および直交位相成分が振幅および位相に変換される。その振幅を用いてデジタルフィードバック計算を行う。その計算結果をデジタル／アナログ変換器に送り、増幅後にそのアナログ信号によってカンチレバーｚ位置制御用の圧電素子を適切な方向に移動させる。２相ロックイン増幅器の説明と併せて既に説明したものと等価な、デジタル化した撓み信号の混合に関連する機能に加えて、ＦＰＧＡ３１の一部を形成する直接デジタルシンセサイザを用いて、カンチレバーの振動を制御する信号を発生する。その信号をデジタル／アナログ変換器に送り、低域通過フィルタ処理して、クロスポイントスイッチ３３の左側の入力１５（「ＤＤＳ」）に送る。この入力から右側の出力１５（「Ｓｈａｋｅ」）にスイッチされる。そこから、「震動」圧電素子３８に出力を送り、振動を物理的に得る。

図４には示していないが、開示するコントローラは、当該技術に精通する者には周知の技術により、マルチドロップバスを用いる自動構成を実装する。マルチドロップバスは、シリアル番号、装置パラメータ、およびハードウエア装置の特徴を恒久的に記録できる。相互接続基板またはコントローラに装置をプラグインするかプラグを外した時、本バスはこれらの装置を自動検出し、適切なパラメータをソフトウエア内で更新できる。マルチドロップバスはまた、装置内の集積型センサをサポートする。これにより装置パラメータの温度定格を下げることが可能となる。温度センサは故障の検出にも利用できる。

フィールドプログラマブルゲートアレイ
ＦＰＧＡはロジックブロックアレイ、およびブロック間の相互接続からなるプログラム可能なハードウエアである。ロジックブロックおよび相互接続は、ともに動的に構成および再構成して、極めて多数の低レベルおよび高レベルのハードウエア機能を実行できる。更に、動的に構成および再構成して、多くのタスクを一斉に（並列に）実行できる。この本質的な並列性により、ＦＰＧＡは典型的なマイクロプロセッサまたはＤＳＰよりも数百倍または数千倍高速な演算を実行できる。

ＦＰＧＡの速度および能力を把握するには、ＦＰＧＡをＤＳＰと比較することが有用である。ＤＳＰの性能がどれ位良いかのベンチマーク試験の１つは、１秒間で実行できる乗算回数である。現在のＤＳＰは、１００ＭＨｚオーダーのクロック周波数を有する。１クロックサイクルで１計算を実行する場合、そのＤＳＰは、最良で毎秒およそ１億回の計算を実行できることを意味する。乗算はＦＰＧＡにとっては簡単なタスクなので、典型的なＦＰＧＡは、同一クロックサイクルの間に、例えば１００回の乗算を実行するように構成できる。従って、典型的なＦＰＧＡは、典型的なＤＳＰよりも少なくとも１００倍高速である。ＦＰＧＡは毎秒１００億回の乗算を実行でき、一方、典型的なＤＳＰは僅か１億回しか実行できない。多くのことを一斉に実行するＦＰＧＡの能力により、ＦＰＧＡは、ＡＦＭコントローラの信号処理チェーンが有するべき強力で代替のないツールとなる。ＤＳＰだけを用いて（更に言えば、ＤＳＰが多数の場合でも）デジタル式２相ロックイン、ＤＤＳ、幾つかのフィルタチェーン、およびデジタル式ＡＦＭコントローラに必要な他の全てを実装するのは著しく困難であろうが、その一方で、本明細書で説明したＦＰＧＡを含むコントローラはそれを実現した。

図５は、開示するコントローラの一部を形成するＦＰＧＡ３１に実装される機能を示す。これらは、デジタル式２相ロックイン、ユーザが選択可能な周波数の正弦波を発生する直接デジタルシンセサイザ２７（ＤＤＳ）、および各種のデジタルフィルタ４１を含む。これらの各機能は必要に応じて動的に再構成できる。

図５に示すように、かつ上記のように、ＦＰＧＡは完全デジタル式ロックインを実装する。このロックインは、アナログ式２相ロックイン増幅器（図３）の説明と併せて上記で説明したものと類似している。しかし、ここでは図３の信頼性に乏しいアナログ乗算器２４がデジタル混合器すなわち乗算器４０により置き換えられており、デジタル混合器すなわち乗算器は、温度、周波数、およびアナログ乗算器に現れるブリードスルーの影響を受けることなく、これらを誤差源として除去し、高忠実度の出力信号を提供する。同様に、注目すべきは、上記のように、ロックイン全体がデジタル式でソフトウエアにより記述されるので、その如何なる側面も、ＦＰＧＡを再プログラムするだけでアップグレードまたは変更できる。これは検出の仕組み全体を変更することを含む。例えば、（高速ＡＣまたは間欠接触モード等の）カンチレバー振幅を各サイクルベースで計算することが必要な実験では、ＦＰＧＡにプログラムしたロックインをピーク検出器プログラムで置き換えることができ、コントローラハードウエアに修正を加えたり、または追加したりする必要がない。

開示するコントローラの全ての信号チェーンの全ての側面がＦＰＧＡに関わる。従って、通常のコントローラ寿命中に、いずれかの信号処理ハードウエアに加える必要があるかもしれない修正、バグフィックス、新特徴等も、簡単なプログラム変更で済む。

デジタル信号プロセッサ
開示するコントローラの一部を形成するＤＳＰ３２は、他の走査型プローブ顕微鏡の場合のように、インターフェースコンピュータ内部ではなくコントローラ自体の内部に配置される。この設計によりＤＳＰと、ＦＰＧＡ、ＡＤＣ、ＤＡＣ、およびクロスポイントスイッチ等の補助装置との間のデータ転送が簡単になる。ＤＳＰがコントローラ内にあるので、コントローラとコンピュータとの間で標準的なインターフェースを用いることが可能になる。好適な実施の形態ではＵＳＢインターフェースを利用した。この編成はまた、ＦＰＧＡとＤＳＰとの間でのタスクのやり取りが便利になる。一般に、ＤＳＰはＦＰＧＡよりもプログラミングが簡単であり、一方、ＦＰＧＡはＤＳＰよりもずっと高速である。

ＤＳＰ３２の機能を図６に示す。

クロスポイントスイッチ
ＤＳＰと同様に開示するコントローラの一部を形成するクロスポイントスイッチ３３は、他の走査型プローブ顕微鏡の場合と同様に、インターフェースコンピュータまたは他の物理的に分離した容器の内部ではなく、コントローラ自体の内部に配置される。ＤＳＰの場合と同様に、この設計によりクロスポイントスイッチと、ＦＰＧＡ、ＡＤＣ、ＤＡＣ、およびＤＳＰ等の補助装置との間のデータ転送が簡単になる。

クロスポイントスイッチ３３の機能を図７に示す。クロスポイントスイッチ３３は、開示するコントローラ内部の入出力信号の大部分に対して電話交換機のように動作する。ソフトウエアコマンドを用いて、クロスポイントスイッチにより、ユーザがハードウエアの適切な部分に信号をルーティングできる。この強力な信号ルーティングフレキシビリティのおかげで、物理的な配線を追加せずに、事実上無限のコントローラトポロジ構成を定義できる。更に、上記したように、全信号がフロントパネルのＢＮＣコネクタにより直ちに利用可能で、使い易い。

好適な実施の形態では、クロスポイントスイッチは、１６個の入力および１６個の出力を含む。クロスポイントスイッチの左側の入力は、ユーザ専用（６Ｉｎ０、７Ｉｎ１、および８Ｉｎ２）、または、現在用いられず将来利用可能なもの（１１ＰｏｇｏＩｎ０、１２ＰｏｇｏＩｎ１、１３ＮｏｔＵｓｅｄ１、および１４ＮｏｔＵｓｅｄ２）を含む。クロスポイントスイッチの右側の出力（１０Ｏｕｔ０、１１Ｏｕｔ１、１２Ｏｕｔ２、１３ＰｏｇｏＯｕｔ、および１４Ｃｈｉｐ）についても同様である。

開示するコントローラにより、ＩｇｏｒＰｒｏ、ＭＡＴＬＡＢ、ＬａｂＶｉｅｗ、およびＶｉｓｕａｌ
Ｂａｓｉｃを含む高レベルソフトウエア制御言語にコントローラをリンクする本発明者らが開発した低レベルコマンドを用いて、ＡＦＭまたは他のカンチレバー型機器を操作することが可能となる。これにより、機器が多数の既存ルーチンおよび制御を活用でき、ひいては、試料のナノリソグラフィおよびナノ操作、自動ばね校正、およびコンピュータのメモリのみに制限される画像（例えば、４０９６×４０９６ピクセル）の生成等の新ルーチンの開発およびプロトタイプ化が可能となる。更に、高レベルソフトウエア制御言語は、ユーザの計測、データ解析、および出版品質の図形の創生を容易にする。これは、制作者がＡＦＭソフトウエアのこれら特徴全てを踏襲するように強いられるか、またはユーザが自らの要件全てを達成するために２つ以上のソフトウエアパッケージの実行を強いられるかのいずれかである、有標ＡＦＭソフトウエアを越える著しい利点である。

マウス駆動のナノリソグラフィおよび操作
以下は、ＭＦＰ−３Ｄを用いて行った操作およびリソグラフィ実験を幾つか収集したものである。この収集は、全てＭｉｃｒｏＡｎｇｅｌｏ（登録商標）インターフェースを用いて行った。大部分の操作シーケンスは初期基準画像で開始する。続いて、この画像に一連の曲線が描き込まれる。これらは、リソグラフィ／操作段階中のカンチレバー先端部のプログラムされた移動を表す。すると、リソグラフィ効果を示す「応答」画像が現れる。このプロセスは、場合によっては何回も、繰り返すことができる。単純な手書き曲線および直線に加えて、ＭｉｃｒｏＡｎｇｅｌｏ（登録商標）は、数学的に定義された曲線およびアレイを創成できる。幾つかのこのサンプルを最後に含める。カンチレバー先端部を周囲に移動させるのに加えて、ＭｉｃｒｏＡｎｇｅｌｏは、リソグラフ／操作プロセス中に計測もできる。実施例は、カンチレバーの高さ、振幅、撓み、位相、電流、または外部信号を含む他のデータチャンネルの監視も含む。

操作の実演を図８Ａおよび図８Ｂに示す。カーボンナノチューブの両画像は、およそ１００ｎｍの振幅をもつＡＣ／反発モードで作成した。両方の画像で原子ステップを見ることができる。グレースケールは１５ｎｍ、走査サイズは１．４５μｍであった。図８Ａは、ＭｉｃｒｏＡｎｇｅｌｏ（登録商標）インターフェースを用いてスケッチした明るい線のトレースを伴う初期画像を示す。画像が出来上がってから、図８Ａの明るいトレースに沿ってカンチレバーの先端部を移動した。カンチレバーが明るいパスをトレースする際、通常の負荷の力は９０ｎＮに設定した。カンチレバー先端部の公称速度は１μｍ／秒であった。図８Ｂは、得られたカーボンナノチューブの動きを示す。画像の左下のチューブ断面は、画像の右上部分のチューブ断面から分離している。

図９Ａは外部のソフトウエアで生成した画像を示す。ＭｉｃｒｏＡｎｇｅｌｏインターフェースにより、カンチレバーは、このパターンの境界をトレースできる。次いで、Ｏｌｙｍｐｕｓ
ＡＣ２４０カンチレバー、および約２００ｎＮの負荷ポイントを用いて、Ｌｅｘａｎポリカーボネートの表面上に境界線をトレースした。リソグラフィ処理の後、１００ｎｍの振幅で、ＡＣ／反発モードで画像化を実行した。得られた画像を図９Ｂに示す。明らかに、ＡＦＭ先端部は表面を修正し、元画像図の９Ａの境界を再生している。

本コントローラは、内蔵型の回転式エンコーダおよびプログラマブルプッシュボタンスイッチを有する。これにより制御パラメータを標準的なコンピュータのキーボードまたはマウス入力ではなく、「ノブ」を用いて操作できる。

説明した本発明の実施の形態は、好適で、かつ発明概念を説明し易いよう考慮したものに過ぎない。本発明の範囲は、このような実施の形態に制限されるものではない。当該技術に精通する者は、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、様々な多数の他の編成を考案できる。

検出器の基準座標系内に配置したカンチレバーをもつ原子間力顕微鏡用の光学的検出器を示す従来技術。原子間力顕微鏡用コントローラにおける振動モード用の従来技術の単一チャンネルロックイン増幅器を示すブロック図。原子間力顕微鏡用コントローラにおける振動モード用の従来技術の２チャンネルロックイン増幅器を示すブロック図。本明細書で開示するコントローラのブロック図。図４に示すフィールドプログラマブルゲートアレイの詳細ブロック図。図４に示すデジタル信号プロセッサの詳細ブロック図。図４に示すクロスポイントスイッチの詳細ブロック図。ナノリソグラフィの実施例。ナノリソグラフィの実施例。ナノ操作の実施例。ナノ操作の実施例。

Claims

カンチレバーの撓みを検出するとともにその撓みを表す信号を出力する位置検出器、及び、前記カンチレバーの基部の垂直方向位置を修正するための修正部を有する原子間力顕微鏡用のコントローラであって、
前記原子間力顕微鏡の前記位置検出器の出力と、前記カンチレバー基部の垂直方向位置を修正する前記修正部との間に接続される、デジタル信号プロセッサを含むフィードバック回路と、
前記位置検出器からの出力をデジタル出力信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータからの前記デジタル出力信号を直接受信し、前記位置検出器からの前記デジタル出力信号を完全にデジタル方式で処理するとともに少なくとも前記デジタル信号プロセッサから受信した信号を処理するようにプログラムされるとともに、前記信号の少なくとも１つに基づいて、ロックイン全体がデジタル式であり且つソフトウエアにより記述される完全デジタル式位相ロックインを実行するフィールドプログラマブルゲートアレイと；
を備え、
前記フィールドプログラマブルゲートアレイは、
０°同相信号と９０°直交位相信号とを有するデジタル基準信号を生成する直接デジタルシンセサイザと、
前記完全デジタル式位相ロックインを用いて前記デジタル基準信号の前記０°同相信号及び前記９０°直交位相信号のそれぞれを前記デジタル出力信号とデジタル的に混合して混合同相信号と混合直交位相信号とを生成するデジタル混合器と、
前記混合同相信号と前記混合直交位相信号とをフィルタ処理するデジタルフィルタ回路と、
を備え、
前記デジタル信号プロセッサは、前記フィールドプログラマブルゲートアレイとは別に、前記位置検出器からのデータを処理するようにプログラムされるとともに、前記デジタル信号プロセッサは、前記デジタルフィルタ処理された同相信号と前記デジタルフィルタ処理された直交位相信号とをデジタル的に処理して振幅成分と位相成分とを有するデジタル信号プロセッサ出力を生成するようにプログラムされた、コントローラ。
請求項１に記載のコントローラにおいて、
前記フィールドプログラマブルゲートアレイは、
前記直接デジタルシンセサイザの前記デジタル基準信号をフィルタリングするデジタルローパスフィルタを含むようにプログラムされた、コントローラ。
請求項１に記載のコントローラにおいて、
前記フィールドプログラマブルゲートアレイ内において、前記デジタル混合器はデジタル式２相ロックイン混合器を備えた、コントローラ。
カンチレバーの撓みを検出するとともにその撓みを表す信号を出力する位置検出器、及び、前記カンチレバーの基部の垂直方向位置を修正するための修正部を有する原子間力顕微鏡からの出力信号を処理するコントローラであって、
前記原子間力顕微鏡の前記位置検出器の出力と、前記カンチレバー基部の垂直方向位置を修正する前記修正部との間に接続される、デジタル信号プロセッサを含むフィードバック回路と、
前記位置検出器からの出力をデジタル出力信号に変換するＡ／Ｄコンバータと、
前記Ａ／Ｄコンバータからの前記デジタル出力信号を直接受信し、前記受信したデジタル出力信号を処理するフィールドプログラマブルゲートアレイであって、少なくともデジタル式２相ロックイン装置、直接デジタルシンセサイザ、及びデジタルフィルタを含むとともに前記出力信号をデジタル的に処理するように構成されたフィールドプログラマブルゲートアレイを備え、
前記デジタル式２相ロックイン装置は、ピーク検出器を備え、
前記直接デジタルシンセサイザは、０°同相信号と９０°直交位相信号とを有するデジタル基準信号を生成するように構成され、
前記デジタル式２相ロックイン装置は、前記デジタル基準信号の前記０°同相信号及び前記９０°直交位相信号のそれぞれを前記デジタル出力信号とデジタル的に混合して混合同相信号と混合直交位相信号とを生成するように構成され、
前記ピーク検出器は、前記デジタル出力信号におけるピークを検出するように構成され、
前記デジタルフィルタは、前記混合同相信号と前記混合直交位相信号とをフィルタ処理するように構成され、
前記デジタル信号プロセッサは、前記フィールドプログラマブルゲートアレイとは別に、前記位置検出器からのデータを処理するようにプログラムされるとともに、前記デジタル信号プロセッサは、前記デジタルフィルタ処理された同相信号と前記デジタルフィルタ処理された直交位相信号とをデジタル的に処理して振幅成分と位相成分とを有するデジタル信号プロセッサ出力を生成するようにプログラムされた、コントローラ。