JP4426431B2 - フェーズドアレイアンテナ - Google Patents

Description

本発明は、フェーズドアレイアンテナに関するものである。
より詳細には、可変誘電率誘電体を用いるフェーズドアレイアンテナにおいて、可変誘電率誘電体の材料特性に変動やヒステリシスがある場合でも、現在のメインビーム方向を正確に制御する技術に関する。

従来のフェーズドアレイアンテナとして、可変誘電率誘電体を用いて可変移相器を実現し、入力端子と全ての放射素子との間に、同種同数の可変移相器を配置するとともに、可変誘電率誘電体の誘電特性曲線に基づいて、現在のメインビーム方向が決定されるアンテナが提案されている（例えば、特許文献１参照）。

図１１はこの従来のフェーズドアレイアンテナの可変移相器の構造を示す。この移相器２１００は、常誘電体基材２１０１を用いたマイクロストリップハイブリッドカプラ２１０３と、強誘電体基材２１０２を用い、前記マイクロストリップハイブリッドカプラ２１０３と接して形成されたマイクロストリップスタブ２１０４とを備えている。そして、前記マイクロストリップスタブ２１０４に印加する直流の制御電圧により前記マイクロストリップハイブリッドカプラ２１０３を通過する高周波電力の移相量が変化するように構成されている。

つまり、前記移相器２１００の基材は、常誘電体基材２１０１と、強誘電体基材２１０２とから構成されている。そして、前記常誘電体基材２１０１上には、矩形状の環状導体層２１０３ａが配置されている。この環状導体層２１０３ａと常誘電体基材２１０１とにより、マイクロストリップハイブリッドカプラ２１０３が構成されている。

また、前記強誘電体基材２１０２上には、前記矩形状の環状導体層２１０３ａの対向する２つの直線部分２１０３ａ１，２１０３ａ２の延長上に位置し、かつ該２つの直線部分２１０３ａ１，２１０３ａ２の一端にそれぞれつながるよう、２つの直線状導体層２１０４ａ１，２１０４ａ２が配置されている。そして、これら２つの直線状導体層２１０４ａ１，２１０４ａ２と強誘電体基材２１０２とにより、マイクロストリップスタブ２１０４が構成されている。

さらに、前記常誘電体基材２１０１上には、前記２つの直線部分２１０３ａ１，２１０３ａ２の延長上に位置し、かつ該２つの直線部分２１０３ａ１，２１０３ａ２の他端にそれぞれつながるよう、導体層２１１５ａ，２１２０ａが配置されている。

そして、この導体層２１１５ａと常誘電体基材２１０１とにより入力線路２１１５が構成され、前記導体層２１２０ａと常誘電体基材２１０１とにより出力線路２１２０が構成されている。

なお、前記環状導体層２１０３ａの直線部分２１０３ａ２の一端側、及び他端側がマイクロストリップハイブリッドカプラ２１０３のポート２，ポート１となっており、前記環状導体層２１０３ａの直線部分２１０３ａ１の一端側、及び他端側がマイクロストリップハイブリッドカプラ２１０３のポート３，ポート４となっている。
つまり、前記移相器２１００は、マイクロストリップスタブ２１０４に直流の制御電圧を加えることにより、通過する高周波電力の移相量が変化する構成となっている。

以下詳述すると、正しく設計されたマイクロストリップハイブリッドカプラ２１０３の隣り合う２つのポート（ポート２およびポート３）に、同一の反射素子（マイクロストリップスタブ２１０４）を接続した構成の移相器２１００では、入力ポート（ポート１）から入った高周波電力は、この入力ポート１からは出力されず、反射素子、つまり、マイクロストリップスタブ２１０４での反射電力を反映した高周波電力が出力ポート（ポート４）からのみ出力される。

ここで、前記反射素子であるマイクロストリップスタブ２１０４での反射は、図１１（ａ）に示すように制御電圧が作るバイアス電界２１０５が、前記マイクロストリップスタブ２１０４を伝播する高周波電力の作る電界と同一方向のものとなるため、図１１（ｂ）に示すように、制御電圧を変化させると、高周波電力に対するマイクロストリップスタブ２１０４の実効誘電率も変化する。これにより、高周波電力に対するマイクロストリップスタブ２１０４の等価電気長も変化し、該マイクロストリップスタブ２１０４での移相量が変化する。

次に、図１２を用いて従来のフェーズドアレイアンテナの構成とその動作原理について説明する。
図１２において、この従来のフェーズドアレイアンテナ８３０は、誘電体基板上に等間隔で列状に配置された複数のアンテナ素子８０６ａ〜８０６ｄと、アンテナ制御装置８００と、ビームチルト電圧８２０とから構成されている。そして、前記アンテナ制御装置８００は、高周波電力が印加される入力端子（給電端子）８０８と、高周波阻止素子８０９と、複数の位相器８０７ａ１〜８０７ａ４とから構成されている。

また、前記フェーズドアレイアンテナ８３０において、アンテナ素子８０６ａは入力端子８０８に、アンテナ素子８０６ｂは１つの移相器８０７ａ１を介して入力端子８０８に、アンテナ素子８０６ｃは２つの移相器８０７ａ３，８０７ａ４を介して入力端子８０８に、アンテナ素子８０６ｄは３つの移相器８０７ａ２，８０７ａ３，８０７ａ４を介して入力端子８０８にそれぞれ接続されている。また、ビームチルト電圧８２０は、高周波阻止素子８０９を介して入力端子８０８に接続されている。

なお、前記移相器８０７ａ１〜８０７ａ４の構成は、上述のように、図１１を用いて示したとおりであり、各移相器８０７ａ１〜８０７ａ４は、同一の特性を有するものとする。

このような構成のフェーズドアレイアンテナ８３０では、各アンテナ素子８０６ａ〜８０６ｄと入力端子８０８との間に位置する移相器の数が、隣接するアンテナ素子８０６ｂ〜８０６ｄと入力端子８０８との間に位置する移相器８０７の数より順次１個ずつ増加している。また、移相器８０７の特性を全て同一としているため、図１２（ｂ）に示すように、アンテナの指向性の制御（ビームチルト）を１つのビームチルト電圧８２０（Ｖｃ）の制御で行うことができることとなる。

この指向性の制御について具体的に説明する。例えば、移相器８０７ａ１〜８０７ａ４を、通過する高周波電力の位相をそれぞれ移相量Φ遅らせるものとし、各移相器８０７の配置間隔を距離ｄとすると、図１２（ａ）に示すように、アンテナ素子８０６ａに入射された高周波電力は、位相の変化なく入力端子８０８に供給される。

これに対し、アンテナ素子８０６ｂに入射された高周波電力は、移相器８０７ａ１によりその位相が移相量Φだけ遅らされて入力端子８０８に供給される。アンテナ素子８０６ｃに入射された高周波電力は、移相器８０７ａ３，８０７ａ４によりその位相が移相量２Φだけ遅らされて入力端子８０８に供給され、さらに、アンテナ素子８０６ｄに入射された高周波電力は、移相器８０７ａ２，８０７ａ３，８０７ａ４によりその位相が移相量３Φだけ遅らされて入力端子８０８に供給される。

即ち、アンテナ８０６ａ〜８０６ｄの列方向に対して所定の角度Θ（＝ａｒｃｃｏｓ（Φ／ｄ））をなす方向Ｄが、前記アンテナ素子８０６ａ〜８０６ｄによる受信電波の最大感度方向となる。なお、図１２（ａ）中のｗ１〜ｗ３は、同一位相の受信電波の波面を示す。
特開２００４−２３２２８号公報（第２５−３９頁、第９図，第１０図）

しかしながら、前記従来の構成では、現在のメインビーム方向を推定するのに、可変誘電率誘電体の誘電特性曲線を用いる方法しかなく、印加電界による誘電率変化曲線が正確に判明していないとアンテナのビームチルト量が正しく求まらないという問題があった。

即ち、可変誘電率誘電体の誘電特性が温度や材料の経年劣化により変化した場合には、現在のメインビーム方向の推定が困難になる。また、可変誘電率誘電体の誘電特性がヒステリシスを有する場合には、現在のメインビーム方向の推定が複雑になる等の課題を有していた。

本発明は、前記従来の課題を解決するためになされたもので、可変誘電率誘電体の材料特性に変動やヒステリシスがある場合でも、現在のメインビーム方向を正確に求めることが可能であり、よって、メインビームの正確な制御が可能なフェーズドアレイアンテナを提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の請求項１に係るフェーズドアレイアンテナは、１次元もしくは２次元フェーズドアレイアンテナにおいて、高周波電力を入力するアンテナ入力端子と全ての各アンテナ放射素子との間に、印加電界により誘電率が変化する可変誘電率誘電体を用いた移相器を、同種同数配設するとともに、アンテナ放射素子に高周波電力を給電する給電線上の少なくとも２つ以上の個所から、それぞれ信号電力の一部をサンプル抽出し、該抽出した複数のサンプル信号に基づき現在のメインビーム方向を算出するものであり、前記複数のサンプル信号は２つのサンプル信号であり、現在のメインビームの方向は、前記２つのサンプル信号をＲ信号、およびＬ信号、前記Ｒ信号を２分岐した信号をＲ／Ｒ信号、およびＲ／Ｌ信号、前記Ｌ信号を２分岐した信号をＬ／Ｒ信号、およびＬ／Ｌ信号、として、前記Ｒ／Ｌ信号、およびＬ／Ｒ信号にそれぞれ所定の位相差を加えた後、前記Ｒ／Ｒ信号と前記位相差を加えたＬ／Ｒ信号との合成信号、および前記位相差を加えたＲ／Ｌ信号と前記Ｌ／Ｌ信号との合成信号に対し電力検波を行うことにより算出することを特徴とするものである。

また、本発明の請求項２に係るフェーズドアレイアンテナは、請求項１記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、前記移相器を、右側チルト用移相器および左側チルト用移相器、の２つのグループに分けて互いに独立に制御することを特徴とするものである。

また、本発明の請求項３に係るフェーズドアレイアンテナは、請求項１記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、前記２つのサンプル信号を抽出する給電線上の位置は、前記２つの検波出力がともに最大値および最小値を含むように、相対移相量を確保できる位置であることを特徴とするものである。

また、本発明の請求項４に係るフェーズドアレイアンテナは、請求項３記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、前記２つの検波出力の最大値と最小値を換算定数に用いて得られた換算式と、現在の前記２つの検波出力値とに基づき、現在のメインビーム方向を算出することを特徴とするものである。

また、本発明の請求項５に係るフェーズドアレイアンテナは、請求項４記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、前記換算式は、Θ＝ａｒｃｃｏｓ（ａｒｃｓｉｎ（（ＤＲ−ＤＬ）／（ＤＭＡＸ−ＤＭＩＮ））／２ｄ）であることを特徴とするものである。但し、Θはメインビームの方向、ｄはアンテナ放射素子同士の間隔、Ｄ_Rは前記Ｒ／Ｒ信号と前記位相差を加えたＬ／Ｒ信号との合成信号を電力検波した検波出力Ｒ信号、Ｄ_Lは前記位相差を加えたＲ／Ｌ信号と前記Ｌ／Ｌ信号との合成信号を電力検波した検波出力Ｌ信号、Ｄ_MAXは検波出力Ｒ信号または検波出力Ｌ信号の最大値、Ｄ_MINは検波出力Ｒ信号または検波出力Ｌ信号の最小値，ａｒｃｃｏｓ（）とａｒｃｓｉｎ（）は逆三角関数である。

また、本発明の請求項６に係るフェーズドアレイアンテナは、請求項４記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、予め定めた一定周期ごとに、前記換算式の換算定数を更新することを特徴とするものである。

本発明のフェーズドアレイアンテナによれば、可変誘電率誘電体を用いるフェーズドアレイアンテナにおいて、アンテナ放射素子に給電する高周波電力の一部をサンプル抽出し、この抽出したサンプル信号に基いて現在のメインビーム方向を算出するものであり、前記複数のサンプル信号は２つのサンプル信号であり、現在のメインビームの方向は、前記２つのサンプル信号をＲ信号、およびＬ信号、前記Ｒ信号を２分岐した信号をＲ／Ｒ信号、およびＲ／Ｌ信号、前記Ｌ信号を２分岐した信号をＬ／Ｒ信号、およびＬ／Ｌ信号、として、前記Ｒ／Ｌ信号、およびＬ／Ｒ信号にそれぞれ所定の位相差を加えた後、前記Ｒ／Ｒ信号と前記位相差を加えたＬ／Ｒ信号との合成信号、および前記位相差を加えたＲ／Ｌ信号と前記Ｌ／Ｌ信号との合成信号に対し電力検波を行うことにより算出するようにしたので、可変誘電率誘電体の材料特性に変動やヒステリシスがある場合でも、これらに影響されることなく、現在のメインビーム方向を正確に求めることが可能となる。よって、メインビームを正確に制御することができるとともに、上述のように、２つのサンプル信号をそれぞれ分岐し、一方の信号と、他方の信号に所定の位相差を加えた信号との合成信号を２つ得てこれらを電力検波するようにしたので、直交検波方式により検波を行うことが可能となる。

また、本発明のフェーズドアレイアンテナによれば、移相器を２つのグループに分けて互いに独立に制御するようにしたので、移相器を制御する回路の規模が少なくて済む。

また、本発明のフェーズドアレイアンテナによれば、２つのサンプル信号を抽出する給電線上の位置は、２つの検波出力がともに最大値および最小値を含む位置に設定するようにしたので、換算式を用いてメインビームの方向を算出するのに必要な、検波出力の最大値および最小値を得ることが可能となる。

また、本発明のフェーズドアレイアンテナによれば、２つの検波出力の最大値と最小値を換算定数に用いて得られた換算式と、現在の前記２つの検波出力値とに基づき、現在のメインビーム方向を算出するので、可変誘電率誘電体の誘電特性曲線を用いることなく、現在のメインビーム方向を求めることが可能となる。よって、メインビームを正確に制御することができる。

また、本発明のフェーズドアレイアンテナによれば、前記換算式として、Θ＝ａｒｃｃｏｓ（ａｒｃｓｉｎ（（ＤＲ−ＤＬ）／（ＤＭＡＸ−ＤＭＩＮ））／２ｄ）を用いるようにしたので、現在の検波出力と、検波出力の最大値，最小値とを用いてメインビーム方向を求めることが可能となる。

また、本発明のフェーズドアレイアンテナによれば、一定周期ごとに換算式の換算定数を更新するので、検波出力の最大値，最小値が変動した場合でもメインビームの方向を正しく求めることが可能となる。

以下に、本発明のフェーズドアレイアンテナの実施の形態を図面とともに詳細に説明する。

（実施の形態１）
以下、本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナについて示す。
図１は本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナの構成を、図２はフェーズドアレイアンテナの移相器を、図３は各アンテナ素子で受信した信号成分のアンテナ入力端子までの総移相量を、図４はサンプル信号の相対移相値と検波出力の関係を、また図５は可変誘電率誘電体の温度・経年劣化による特性変動例を、図６は可変誘電率誘電体のヒステリシス特性例を、図７はメインビームの指向方向の校正動作を、それぞれ示す。また、図８は本実施の形態１による移相器の他の構成例を、図９はビームを１次元方向のみにスイング可能な２次元フェーズドアレイアンテナの構成を、図１０はビームを２次元方向にスイング可能な２次元フェーズドアレイアンテナの構成をそれぞれ示す。

図１（ａ）において、アンテナ素子（アンテナ放射素子）１０１，１０２，１０３，１０４は互いに所定のアンテナ素子間隔ｄ（１３０）を置いて同一直線上に配置されている。波面１４２はアンテナ素子１０１，１０２，１０３，１０４で受信した到来電波の同一波面である。またアンテナ素子１０１，１０２，１０３，１０４の信号成分の総移相量はΦ１（１３５），Φ２（１３６），Φ３（１３７），Φ４（１３８）である。また、アンテナ素子間の空間での移相量１３４は例えば図１に示す通りである。

この図１の状況ではアンテナ素子に対し角度Θ（１３１）の方向にメインビームが形成されている。アンテナ入力端子１０５は送信信号をこのアンテナに入力する。右側チルト用可変移相器１０６，１０７，１０８，１０９はそれぞれ同じ単位移相量ΔΦＲ（１３２）を有し、給電線上で移相を行う。左側チルト用可変移相器１１０，１１１，１１２，１１３はそれぞれ同じ単位移相量ΔΦＬ（１３３）を有し、給電線上で移相を行う。サンプル信号抽出用結合器１１６，１１７はサンプル抽出位置１１４，１１５に設けられており、サンプルＲ信号１１８，サンプルＬ信号１１９を抽出する。サンプルＲ／Ｒ信号１２０、およびサンプルＲ／Ｌ信号１２１はサンプルＲ信号１１８より分岐したもので、これらはサンプルＲ信号１１８と同じ信号である。サンプルＬ／Ｒ信号１２２、およびサンプルＬ／Ｌ信号１２３はサンプルＬ信号１１９より分岐したもので、これらはサンプルＬ信号１１９と同じ信号である。＋９０度固定移相器１２４，１２５はサンプルＬ／Ｒ信号１２２，サンプルＲ／Ｌ信号１２１の位相を＋９０度シフトする。検波器１２６はサンプルＲ／Ｒ信号１２０および＋９０度固定移相器１２４の出力信号の合成信号を検波し検波Ｒ信号１２８を得る。検波器１２７はサンプルＬ／Ｌ信号１２３および＋９０度固定移相器１２５の出力信号の合成信号を検波し検波Ｌ信号１２９を得る。制御電圧発生部１４３は検波Ｒ信号１２８、および検波Ｌ信号１２９を受け右側チルト用制御電圧１４４、および左側チルト用制御電圧１４５を出力する。制御部１００は制御電圧発生部１４３に対する制御信号を発生する。インダクタンス１５１および１５２は左側チルト用制御電圧１４５を移相器１１１，１１２，１１３および１１０に、インダクタンス１５３および１５４は右側チルト用制御電圧１４４を移相器１０９，１０８，１０６および１０７に、それぞれ伝達する。容量１６１はアンテナ入力端子１０５と移相器１１２との間に、容量１６２はアンテナ入力端子１０５と移相器１０９との間にそれぞれ設けられている。また、容量１６３は移相器１０７とサンプル信号抽出用結合器１１７との間に、容量１６４は移相器１１０とサンプル信号抽出用結合器１１６との間にそれぞれ設けられている。

式１３９はサンプル信号が最大値，最小値を取り得る相対移相の範囲を示す式、式１４０は左右チルト用移相器１つずつによる移相量とサンプル信号の相対移相量の関係を表す式、式１４１はメインビーム方向Θを求める式である。

また、図１（ｂ）において、制御電圧発生部１４３は、最大値，最小値検出部１４３１、レジスタ１４３２、相対移相値演算部１４３３、角度演算部１４３４、比較部１４３５、およびＶ_R，Ｖ_L発生部１４３６を有する。

また、図２において、移相器２００は印加電界により誘電率が変化する可変誘電率誘電体を用いたものである。この移相器２００は固定誘電率誘電体２０１、可変誘電率誘電体２０２、入出力線路導体２０３、９０度ハイブリッドカプラ導体２０４、先端開放スタブ導体２０５、接地導体２０６からなる。

また、図３において、表３０１は各アンテナ素子で受信した信号成分のアンテナ入力端子までの総移相量（図１のΦ１〜Φ４）を示す。

また、図４において、グラフ４０１はサンプル信号の相対移相値と検波出力の関係を、曲線４０２は検波出力Ｒ信号と相対移相値の関係を、曲線４０３は検波出力Ｌ信号と相対移相値の関係を、式４０４は相対移相値と２つの検波出力値との関係を、式４０５は２つの検波出力値の差から相対移相値を換算する演算式を、式４０６は相対移相値からメインビーム方向Θを求める演算式を、それぞれ示す。

また、図５において、電界５０１は可変誘電率誘電体に印加される電界を、誘電率５０２は可変誘電率誘電体の誘電率を、誘電率曲線５０３は材料特性に変動がある場合の可変誘電率誘電体の誘電率曲線を、それぞれ示す。

また、図６において、電界６０１は可変誘電率誘電体に印加される電界を、誘電率６０２は可変誘電率誘電体の誘電率を、誘電率曲線６０３は材料特性にヒステリシスがある場合の可変誘電率誘電体の誘電率曲線を、それぞれ示す。

また、図７（ａ）において、処理１はステップＳ１により、処理２はステップＳ２ないしＳ４により、処理３はステップＳ５により、処理４はステップＳ６により、処理５はステップＳ７により、処理６はステップＳ８およびＳ９により、それぞれ構成される。

さらに、図７（ｂ）において、ステップＳ６はステップＳ６１ないしＳ６３により構成される。

次に動作について説明する。
図１に示すように、本実施の形態１のフェーズドアレイアンテナは、１つのアンテナ入力端子１０５を有する１次元のアレイアンテナである。アンテナ入力端子１０５と全てのアンテナ放射素子１０１〜１０４との間には、印加電界により誘電率が変化する可変誘電率誘電体を用いた同種の移相器１０６〜１１３が、いずれの経路においても同数（３つ）ずつ配置されている。

そして、アンテナ入力端子１０５から入力された高周波電力は、移相器を介してアンテナ放射素子に供給される。この高周波電力は、給電線上の２つのサンプル抽出位置１１４，１１５から、サンプル信号抽出用結合器１１６，１１７によって、サンプルＲ信号１１８，サンプルＬ信号１１９としてそれぞれ抽出される。

さらに全て同種の移相器１０６〜１１３は、右側チルト用移相器１０６〜１０９および左側チルト用移相器１１０〜１１３の２つのグループに分けられて、制御電圧発生部１４３が発生する右側チルト用制御電圧Ｖ_R１４４と、左側チルト用制御電圧Ｖ_L１４５により、独立に制御されている。

さらにサンプルＲ信号１１８はサンプルＲ／Ｒ信号１２０と、サンプルＲ／Ｌ信号１２１に分岐され、サンプルＬ信号１１９はサンプルＬ／Ｒ信号１２２と、サンプルＬ／Ｌ信号１２３に分岐される。その後、サンプルＲ／Ｌ信号１２１と、サンプルＬ／Ｒ信号１２２には＋９０度固定移相器１２４，１２５により、それぞれ＋９０度の位相差が加えられた後、サンプルＲ／Ｒ信号１２０と、サンプルＬ／Ｒ信号１２２とが、およびサンプルＲ／Ｌ信号１２１と、サンプルＬ／Ｌ信号１２３とが、それぞれ合成される。そして、この互いに直交する成分を合成した信号が検波器１２６，１２７によりそれぞれ電力検波（二乗検波）され、検波Ｒ信号（ＤＲ）１２８と、検波Ｌ信号（ＤＬ）１２９が出力される。

この検波Ｒ信号１２８と、検波Ｌ信号１２９は、制御電圧発生部１４３に入力されて、メインビームの方向が検出され、これと、制御部１００により指令されたメインビームの方向とのずれがなくなるように、右側チルト用制御電圧Ｖ_R １４４と、左側チルト用制御電圧Ｖ_L １４５が発生され、フェーズドアレイアンテナの制御が行われる。

また２つのサンプル信号の抽出位置１１４，１１５は、図１のサンプル信号の相対移相範囲を示す式１３９が示すように、また図４の検波出力信号と相対移相値の関係曲線４０２，４０３が示すように、検波Ｒ信号（ＤＲ）１２８と、検波Ｌ信号（ＤＬ）１２９とが、ともに最大値および最小値を含むように、相対移相量が確保される位置となっている。即ち、式１３９に示すように、サンプルＲ信号とサンプルＬ信号の相対移相値ΔＰ_R−ΔＰ_Lが、ΔＰ_R−ΔＰ_L≧９０°かつΔＰ_R−ΔＰ_L≦−９０°であれば、検波出力Ｄ_R，Ｄ_Lは必ず最大値あるいは最小値を含む。従って、この式１３９に示された制約条件に該当する抽出位置でサンプル信号を抽出することで、図４に示された曲線４０２および４０３を用いてメインビームの方向を正しく検出することが可能になる。

今、上記のように構成された、本実施の形態のフェーズドアレイアンテナを、受信用に用いる場合を考える。
到来電波の同一波面１４２は、各アンテナ素子１０１〜１０４で受信されてアンテナ入力端子１０５に到達するまでに、図１および図３に示すように、全て３ΔΦＲの総移相量１３５〜１３８を受けることから、式１４１に示すように、Θ方向１３１にメインビームを有することになる。よって、右側および左側チルト用移相器１つずつの単位相対移相量（ΔΦＲ−ΔΦＬ）を変化させることにより、メインビームの方向Θ１３１を変化させることが可能となっている。

ここで全て同種の移相器１０６〜１１３には、図２に示すように、固定誘電率誘電体２０１と可変誘電率誘電体２０２を基板材とし、裏面に接地導体２０６を有し、表面に入出力線路導体２０３、９０度ハイブリッドカプラ導体２０４、先端開放スタブ導体２０５を有する、印加電界により誘電率が変化する可変誘電率誘電体を用いた移相器２００が使用されている。
また移相器２００は、準ＴＥＭモード（ＴＥＭ；Ｔｒａｎｓｖｅｒｓｅ Ｅｌｅｃｔｒｉｃ Ｍｏｄｅ）にて動作するように設計されているので、入出力線路２０３を介して先端開放スタブ導体２０５に制御電圧が印加されると、可変誘電率誘電体２０２の内部において、制御電圧による電界と信号電圧による電界が同一方向となり、よって、制御電圧により信号電圧に対する伝搬定数を変化させることが可能となっている。

したがって、動作周波数にて各端子が整合するよう適切に９０度ハイブリッドカプラ２０４を設計することにより、一方の入出力線路導体２０３を介して入力された信号は、９０度ハイブリッドカプラ２０４を介して、先端開放スタブ導体２０５に入るとともに制御電圧による移相変化を受けた後、再び９０度ハイブリッドカプラ２０４を介して、他方の入出力線路導体２０３に整合された全電力が出力される、という動作を行う。

ここで一般的に、図２に示す可変誘電率誘電体２０２の材料特性には、図５および図６に示すように、温度や経年劣化による誘電率の変動や、ヒステリシスが存在している。このため、特許文献１に示すように、材料の誘電曲線５０３，６０３を用いて、メインビーム方向Θを算出する制御方法では、正確なメインビーム方向Θを算出することは大変複雑で困難であった。

これに対し、本実施の形態１のフェーズドアレイアンテナでは、材料の誘電曲線を用いず、相対移相値と検波出力Ｒ信号（ＤＲ）および検波出力Ｌ信号（ＤＬ）との間には、図４の４０４の関係式が成立するという原理を用いて、２つの検波出力の最大値Ｄ_MAXと最小値Ｄ_MINを換算定数として、２つの検波出力値から相対移相値を換算する式４０５を作成し、さらにメインビーム方向と相対移相値の関係式４０６を用いて、現在のメインビーム方向Θを算出するという制御方法を使用している。

この関係式４０４は、図４の検波出力Ｒ信号（ＤＲ）と相対移相値の関係を示す理論曲線４０２、および検波出力Ｌ信号（ＤＬ）と相対移相値の関係を示す理論曲線４０３を記述するものである。この関係式４０４は、曲線４０２，４０３が二乗検波により得られたものであるためコサイン二乗のカーブを描き、それぞれの最小値がＤ_MINであり、最大値がＤ_MAXであり、曲線４０２，４０３の最大値が＋９０°，−９０°において、また曲線４０２，４０３の最小値が−９０°，＋９０°において得られることを反映している。

この関係式４０４を構成する２つの方程式
Ｄ_R＝Ｄ_MIN＋（Ｄ_MAX−Ｄ_MIN）ｃｏｓ＾２（ΔＰ_R−ΔＰ_L−π／４）
Ｄ_L＝Ｄ_MIN＋（Ｄ_MAX−Ｄ_MIN）ｃｏｓ＾２（ΔＰ_R−ΔＰ_L＋π／４）
を連立方程式として解くことで得られるのが関係式４０５である。なお、＾２は２乗を意味する。
ΔＰ_R−ΔＰ_L＝ａｒｃｓｉｎ（（ＤＲ−ＤＬ）／（ＤＭＡＸ−ＤＭＩＮ））…（４０５）

この関係式４０５に、検波出力Ｒ信号Ｄ_Rおよび検波出力Ｌ信号Ｄ_Lとその最大値Ｄ_MAXおよび最小値Ｄ_MINを代入することで、サンプルＲ信号とサンプルＬ信号の相対移相値ΔＰ_R−ΔＰ_Lが求まる。
そして、このΔＰ_R−ΔＰ_Lを関係式４０６に代入することで、メインビームの方向Θを検出することが可能になる。
Θ＝ａｒｃｃｏｓ（（ΔＰ_R−ΔＰ_L）／２ｄ）
＝ａｒｃｃｏｓ（ａｒｃｓｉｎ（（ＤＲ−ＤＬ）／（ＤＭＡＸ−ＤＭＩＮ））／２ｄ）
…（４０６）

ここで式４０６中のｄは、アンテナ素子間の距離である。
なお、各移相器・サンプル信号抽出用結合器・検波器・給電線路の製造バラツキ等により、検波出力Ｒ信号（ＤＲ）と検波出力Ｌ信号（ＤＬ）とに関してその最大値と最小値が異なる場合は、補正オフセット値と補正係数により、両信号の最大値と最小値が一致するよう検波出力を補正した後に換算するという制御を行うようにすることができる。この換算は一定周期ごとに行えばよい。

これにより、本実施の形態１のフェーズドアレイアンテナでは、可変誘電率誘電体の材料特性に変動やヒステリシスがある場合でも、現在のメインビーム方向を正確に算出することが可能となっている。

また、２つの検波出力値の差から相対移相値を換算する式４０５を作成するためには、２つの検波出力信号がともに最大値と最小値とを含むように、相対移相量を確保する必要があるが、本実施の形態のフェーズドアレイアンテナでは、右側チルト用移相器１０８，１０９と左側チルト用移相器１１２，１１３の、計４つの移相器を挟んだサンプル抽出位置１１４と１１５を選択することで、十分な相対移相量を確保して、サンプル信号を抽出している。
なお、この場合、右側および左側チルト用移相器１つずつによる移相量とサンプル信号の相対移相量とは式１４０の関係となっている。
この式１４０はΔＰ_L，ΔＰ_Rがそれぞれ２Φ_L，２Φ_Rであることから成り立つ関係式である。

さらに、本実施の形態１のフェーズドアレイアンテナでは、制御電圧発生部１４３により、予め定めた一定周期ごとに、２つの検波出力値の差から相対移相値を換算する式４０５を作成し直して更新するという、制御が行なわれている。
これにより、使用中に温度が変化したり、材料特性が経年劣化する程の長期の使用をする場合でも、正確なメインビーム方向の算出が可能になる。
このように、メインビームの方向を正確に算出するが可能となることで、図７に示すような処理を行うことによりメインビームの角度の校正が可能となる。

即ち、図７に示す処理１において、このフェーズドアレイアンテナを有する装置の電源がオンされたか否かを検出することにより、アンテナの制御を開始する（ステップＳ１参照）。
次に、処理２において、制御電圧発生部１４３の最大値，最小値検出部は、電圧Ｖ_RとＶ_Lを最大範囲で変化させることで（ステップＳ２参照）、Ｄ_MAXとＤ_MINを求め（ステップＳ３参照）、制御電圧発生部１４３内のレジスタ１４３２に格納する（ステップＳ４参照）。

さらに、処理３において、制御電圧発生部１４３は、制御部１００からのビーム方向要求値ΘＴを受け取る（ステップＳ５参照）。
そして、処理４において、制御電圧発生部１４３の相対移相値演算部１４３３および角度演算部１４３４は、式４０５と式４０６から現在のΘを求める（ステップＳ６参照）。
即ち、相対移相値演算部１４３３はレジスタ１４３２よりＤ_MAXとＤ_MINを取り出す（ステップＳ６１参照）。

次に、相対移相値演算部１４３３は取り出したＤ_MAXとＤ_MINおよび検波器１２６，１２７から入力されるＤ_RとＤ_Lを用いて、式４０５に相当する演算を行い、相対移相値ΔＰＲ−ΔＰＬを算出する（ステップＳ６２参照）。

さらに、角度演算部１４３４は、相対移相値ΔＰＲ−ΔＰＬとアンテナ素子同士の間隔ｄとを使用し、式４０６に相当の演算を行って現在のΘを求める（ステップＳ６３参照）。
次いで、処理５において、制御電圧発生部１４３の比較部１４３５は、ΘとΘＴとを比較する（ステップＳ７参照）。

次に、処理６において、Θ＝ΘＴの場合、Ｖ_R，Ｖ_L発生部１４３６はＶ_RとＶ_Lを変化させず、制御電圧発生部１４３は制御部１００から次のビーム方向要求値ΘＴを受取り処理４に戻る（ステップＳ８参照）。
Θ≠ΘＴの場合、Ｖ_R，Ｖ_L発生部１４３６はＶ_RとＶ_Lを変化させた後、処理４に戻る（ステップＳ９参照）。

これにより、制御部１００が指令したメインビームの角度と、実際に指向しているメインビームの角度の誤差を解消することが可能となる。

以上のように、本実施の形態１においては、送信信号を２つに分岐し、各信号が少なくとも１つ以上の移相器を通過した後で、この通過後の両信号の最大位相差が９０°以上を確保できる位置から信号をそれぞれ抽出し、これら２つの抽出信号をそれぞれ２つに分岐し、それぞれ分岐した一方に＋９０°の位相差を加えた後、位相差を加えていない互いの他方と合成して電力検波し、両検波出力の最大値と最小値と、式４０４により示される両信号の位相差と検波出力の理論曲線とから、式４０６により示されるアンテナのビームチルト量を算出するように構成した。

即ち、本実施の形態１は、１つのアンテナ入力端子を有する１次元アンテナアレイにおいて、アンテナ入力端子と全てのアンテナ放射素子の間に、印加電界により誘電率が変化する可変誘電率誘電体を用いた移相器を同種同数だけ配置するとともに、給電線上の２個所から、それぞれ信号電力の一部をサンプル抽出し、抽出した２つのサンプル信号を元に、現在のメインビーム方向を算出する。

さらに移相器を、右側チルト用移相器および左側チルト用移相器の２つのグループに分けて独立に制御する。
さらに２つのサンプル信号を、それぞれ２分岐した後、各一方の信号を＋９０度の位相差を加えた後、それぞれ他方の信号と合成し電力検波する。

さらに２つのサンプル信号を抽出する位置は、２つの検波出力値がともに最大値および最小値を含むように、相対移相量を確保する位置とする。
さらに２つの検波出力の最大値と最小値を換算定数に用いて換算式を作成するとともに、得られた換算式と現在の２つの検波出力値とから、現在のメインビーム方向を算出する。
さらに予め定めた一定周期ごとに、前記換算式を更新する。

このため、使用中に温度が変化したり、長期の使用で材料特性が経年劣化すること等が原因で、可変誘電率誘電体の材料特性が変動する場合や、可変誘電率誘電体の材料特性にヒステリシスがある場合でも、可変誘電率誘電体の誘電特性曲線を用いることなく現在のメインビーム方向を算出できるので、メインビーム方向の正確な算出が可能となる。よって、メインビームを正確に制御できるフェーズドアレイアンテナを実現することが可能となる。

また、２つの検波出力を得るのに、その検波方式として直交検波を使用できる。
さらに、移相器を２つのグループに分けて独立に制御するので、移相器の制御に要する回路規模が少なくて済む。

また、一定周期ごとに、前記換算式を更新するので、検波出力の最大値，最小値が変化した場合でも、メインビーム方向の正確な算出が可能となる。

なお、本実施の形態１では、図２に示すように、可変誘電率誘電体を固定誘電率誘電体と同一層に構成する例を示したが、多層に構成しても良い。

また、上記実施の形態１では、可変誘電率誘電体を使用して構成した移相器を用いたが、図８に示すように、給電回路と移相器とを共に可変誘電率誘電体を使用して構成するようにした給電移相部を用いてもよい。この給電移相部は本件出願人により開発されたもので、詳細は特願２００４−３５３１５１号に示されている。

この図８において、接地導体層３１０１は結合窓３１０８を有する。接地導体層３１０１は可変誘電率誘電体層３１０４と並行となるように配置されている。これら接地導体層３１０１および可変誘電率誘電体層３１０４の間は空気層３１０２となっている。可変誘電率誘電体層３１０４の接地導体層３１０１側の主面には主導体層３１０３が形成されている。またその反対側の主面には副導体層３１０５が形成されている。アンテナベース基板３１０６は、その両主面を貫通するようにバイアス電圧供給線３１０７が形成され、バイアス電圧供給線３１０７の可変誘電率誘電体層３１０４側の一部は接続ハンダ３１１２により副導体層３１０５と接続されている。またアンテナ支持誘電体３１１０は接地導体層３１０１と並行となるように配置されている。これらアンテナ支持誘電体３１１０と接地導体層３１０１との間は空気層３１０９となっている。接地導体層３１０１のアンテナ支持誘電体３１１０側の主面にはアンテナパッチ３１１１が形成されている。

なお、上記実施の形態１では、可変誘電率誘電体層の材料として、強誘電体を用いる例を示したが、電界印加により誘電率が変化する材料を使用するものであれば、強誘電体に限るものではなく、上記実施の形態１と同様の効果が得られる。
また、上記実施の形態１では１次元フェーズドアレイアンテナのみを示したが、２次元フェーズドアレイアンテナにも適用できる。

２次元フェーズドアレイアンテナの中には、２次元に配列されたアンテナ素子を有するが、メインビームを１次元に、即ち水平方向（あるいは垂直方向）にしかスイングさせないものがある。この種の２次元フェーズドアレイアンテナは、図９に示すように、上記実施の形態１と同様の構成の１次元フェーズドアレイアンテナにおいて、アンテナ素子１０１〜１０４を列状アンテナアレイ９０１〜９０４に置換えればよい。

また、本来の２次元フェーズドアレイアンテナ、即ちアンテナ素子を２次元に配列するとともに、メインビームについても２次元にスイングさせる場合は、図１０に示すように、回路を構成すればよい。

図１０において、この２次元フェーズドアレイアンテナは、アンテナ入力端子１０５、アンテナ素子１０１ｊ，１０２ｊ，１０３ｊ，１０４ｊ、移相器１０６ｊ，１０７ｊ，１０８ｊ，１０９ｊ，１１０ｊ，１１１ｊ，１１２ｊ，１１３ｊ，１２０ｊ，１３０ｊ、サンプル信号抽出用結合器１１６ｌ，１１７ｌ、インダクタンス１４０ｋ，１４０ｋ＋４，１４１ｋ，１５０ｋ，１５０ｋ＋４、容量１６１ｋ，１６２ｋ，１６３ｋ，１６４ｋ，１６５ｋ、＋９０度固定移相器１２４ｌ，１２５ｌ、検波器１２６ｌ，１２７ｌ、制御電圧発生部１４３および制御部１００を有する。但しｊ，ｋは1〜４のいずれかを、ｌは１，２のいずれかを示す。

これら、図９および図１０の構成においても、メインビームの方向検出とその校正は図１の１次元フェーズドアレイアンテナと同様の処理を行えばよい。但し、図１０の場合、制御電圧発生部１４３は２次元に拡張した処理を行う必要がある。

また、サンプル信号を抽出する位置をアンテナ入力端子に対して対称な位置としたが、非対称な位置であっても良く、間に配置する可変移相器の数も、検波出力信号が最大値と最小値を含む相対移相量が確保できれば、４個以外の数としても良い。

さらに、制御電圧発生部および制御部はハードウエア回路により実現してもよいが、ソフトウエアにより実現するようにしてもよい。

本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナの全体構成を示す図 本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナの制御電圧発生部の構成を示す図 本発明の実施の形態１における移相器の斜視図 本発明の実施の形態１における受信信号のアンテナ入力端子までの総移相量を示す図 本発明の実施の形態１におけるサンプル信号の相対移相値と検波出力との関係を示す図 本発明の実施の形態１における可変誘電率誘電体の温度・経年劣化による変動特性例を示す図 本発明の実施の形態１における可変誘電率誘電体のヒステリシス特性例を示す図 本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナにおけるメインビーム方向の検出および校正処理の全体を示す図 本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナにおけるメインビーム方向の検出および校正処理の詳細を示す図 本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナにおいて使用可能な移相器の構成の一例を示す断面図 本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナを２次元フェーズドアレイアンテナに適用した場合の構成の一例を示す図 本発明の実施の形態１によるフェーズドアレイアンテナを２次元フェーズドアレイアンテナに適用した場合の他の構成例を示す図 従来のフェーズドアレイアンテナの可変移相器の構造を示す図であり、図１１（ａ）はその断面斜視図、図１１（ｂ）はそのバイアス電界と実効誘電率との関係のグラフを示す図 従来のフェーズドアレイアンテナの構成を示す図であり、図１２（ａ）はその回路構成を示す図、図１２（ｂ）はそのメインビームがスイングされる様子を示す模式図

符号の説明

１００ 制御部
１０１，１０２，１０３，１０４，１０１１，１０１２，１０１３，１０１４，１０２１，１０２２，１０２３，１０２４，１０３１，１０３２，１０３３，１０３４，１０４１，１０４２，１０４３，１０４４ アンテナ素子
１０５ アンテナ入力端子
１０６，１０７，１０８，１０９ 右側チルト用可変移相器
１１０，１１１，１１２，１１３ 左側チルト用可変移相器
１０６１，１０６２，１０６３，１０６４，１０７１，１０７２，１０７３，１０７４，１０８１，１０８２，１０８３，１０８４，１０９１，１０９２，１０９３，１０９４，１１０１，１１０２，１１０３，１１０４，１１１１，１１１２，１１１３，１１１４，１１２１，１１２２，１１２３，１１２４，１１３１，１１３２，１１３３，１１３４，１２０１，１２０２，１２０３，１２０４，１３０１，１３０２，１３０３，１３０４ 移相器
１１４，１１５ サンプル抽出位置
１１６，１１７，１１６１，１１６２，１１７１，１１７２ サンプル信号抽出用結合器
１１８ サンプルＲ信号
１１９ サンプルＬ信号
１２０ サンプルＲ／Ｒ信号
１２１ サンプルＲ／Ｌ信号
１２２ サンプルＬ／Ｒ信号
１２３ サンプルＬ／Ｌ信号
１２４，１２５，１２４１，１２４２，１２５１，１２５２ ＋９０度固定移相器
１２６，１２７，１２６１，１２６２，１２７１，１２７２ 検波器
１２８ 検波Ｒ信号
１２９ 検波Ｌ信号
１３０ アンテナ素子間隔ｄ
１３１ メインビーム方向Θ
１３２ 右側チルト用移相器１つの移相量ΔΦ_R
１３３ 左側チルト用移相器１つの移相量ΔΦ_L
１３４ アンテナ素子間の空間での移相量
１３５ アンテナ素子１０１で受信した信号成分の総移相量Φ１
１３６ アンテナ素子１０２で受信した信号成分の総移相量Φ２
１３７ アンテナ素子１０３で受信した信号成分の総移相量Φ３
１３８ アンテナ素子１０４で受信した信号成分の総移相量Φ４
１３９ サンプル信号の相対移相範囲を示す式
１４０ 左右チルト用移相器１つずつによる移相量とサンプル信号の相対移相量の関係式
１４１ メインビーム方向Θを求める式
１４２ 到来電波の同一波面
１４３ 制御電圧発生部
１４３１ 最大値、最小値検出部
１４３２ レジスタ
１４３３ 相対移相値演算部
１４３４ 角度演算部
１４３５ 比較部
１４３６ ＶＲ，ＶＬ発生部
１４４ 右側チルト用制御電圧
１４５ 左側チルト用制御電圧
２００ 印加電界により誘電率が変化する可変誘電率誘電体を用いた移相器
２０１ 固定誘電率誘電体
２０２ 可変誘電率誘電体
２０３ 入出力線路導体
２０４ ９０度ハイブリッドカプラ導体
２０５ 先端開放スタブ導体
２０６ 接地導体
３０１ 各アンテナ素子で受信した信号成分のアンテナ入力端子までの総移相量
４０１ サンプル信号の相対移相値と検波出力との関係グラフ
４０２ 検波出力Ｒ信号と相対移相値の関係曲線
４０３ 検波出力Ｌ信号と相対移相値の関係曲線
４０４ 相対移相値と２つの検波出力値との関係を表す式
４０５ ２つの検波出力値の差から相対移相値を換算する式
４０６ 相対移相値からメインビーム方向Θを求める式
５０１ 可変誘電率誘電体に印加される電界
５０２ 可変誘電率誘電体の誘電率
５０３ 材料特性に変動がある場合の可変誘電率誘電体の誘電率曲線
６０１ 可変誘電率誘電体に印加される電界
６０２ 可変誘電率誘電体の誘電率
６０３ 材料特性にヒステリシスがある場合の可変誘電率誘電体の誘電率曲線
９０１，９０２，９０３，９０４ 列状アンテナアレイ

Claims (6)

1. １次元もしくは２次元フェーズドアレイアンテナにおいて、
   高周波電力を入力するアンテナ入力端子と全ての各アンテナ放射素子との間に、印加電界により誘電率が変化する可変誘電率誘電体を用いた移相器を、同種同数配設するとともに、
   アンテナ放射素子に高周波電力を給電する給電線上の少なくとも２つ以上の個所から、それぞれ信号電力の一部をサンプル抽出し、
   該抽出した複数のサンプル信号に基づき現在のメインビーム方向を算出するものであり、
   前記複数のサンプル信号は２つのサンプル信号であり、
   現在のメインビームの方向は、
   前記２つのサンプル信号をＲ信号、およびＬ信号、
   前記Ｒ信号を２分岐した信号をＲ／Ｒ信号、およびＲ／Ｌ信号、
   前記Ｌ信号を２分岐した信号をＬ／Ｒ信号、およびＬ／Ｌ信号、として、
   前記Ｒ／Ｌ信号、およびＬ／Ｒ信号にそれぞれ所定の位相差を加えた後、前記Ｒ／Ｒ信号と前記位相差を加えたＬ／Ｒ信号との合成信号、および前記位相差を加えたＲ／Ｌ信号と前記Ｌ／Ｌ信号との合成信号に対し電力検波を行うことにより算出する、
   ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
2. 請求項１記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、
   前記移相器を、右側チルト用移相器および左側チルト用移相器、の２つのグループに分けて互いに独立に制御する、
   ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
3. 請求項１記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、
   前記２つのサンプル信号を抽出する給電線上の位置は、
   前記２つの検波出力がともに最大値および最小値を含むように、相対移相量を確保できる位置である、
   ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
4. 請求項３記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、
   前記２つの検波出力の最大値と最小値を換算定数に用いて得られた換算式と、現在の前記２つの検波出力値とに基づき、現在のメインビーム方向を算出する、
   ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
5. 請求項４記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、
   前記換算式は、
   Θ＝ａｒｃｃｏｓ（ａｒｃｓｉｎ（（ＤＲ−ＤＬ）／（ＤＭＡＸ−ＤＭＩＮ））／２ｄ）である、
   ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。
   但し、Θはメインビームの方向、ｄはアンテナ放射素子同士の間隔、Ｄ_Rは前記Ｒ／Ｒ信号と前記位相差を加えたＬ／Ｒ信号との合成信号を電力検波した検波出力Ｒ信号、Ｄ_Lは前記位相差を加えたＲ／Ｌ信号と前記Ｌ／Ｌ信号との合成信号を電力検波した検波出力Ｌ信号、Ｄ_MAXは検波出力Ｒ信号または検波出力Ｌ信号の最大値、Ｄ_MINは検波出力Ｒ信号または検波出力Ｌ信号の最小値，ａｒｃｃｏｓ（）とａｒｃｓｉｎ（）は逆三角関数である。
6. 請求項４記載のフェーズドアレイアンテナにおいて、
   予め定めた一定周期ごとに、前記換算式の換算定数を更新する、
   ことを特徴とするフェーズドアレイアンテナ。

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