CN107949954B - 无源串馈式电子引导电介质行波阵列 - Google Patents

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Abstract

一种基于电介质行波阵列（DTWA）技术的低成本无源电子扫描阵列，其使用波导传输媒介的微促动控制向阵列元件馈电以引导阵列波束。通过相干地合成具有非常低的损耗的元件输出、加权的波导定向耦合器，实现阵列增益。通过可变气隙的引入修改填充电介质的波导的传播延迟，改变耦合贴片阵列元件的辐射相位，从而相应地引导波束。因为电路是无源和双向的，所以与要求传输/接收器切换的有源相控阵不同，能够在接收或传输时使用同一天线阵列。该设计已经在Ku‑波段下通过黄铜板测试验证，且用模拟可扩展至Ka‑波段下，从而在+/‑50o的观测场（FoR）上以几乎一致的增益引导波束。该方法在每个单个阵列元件处提供没有有源部件的相控制，这将相控阵的成本显著地减少了至少一个数量级。

Description

无源串馈式电子引导电介质行波阵列
相关申请的交叉引用
本申请可以涉及美国专利申请序列No. US 13/372,122、US 13/372,117、US 13/357,448和US 14/193,072，以及包括WO 2012/109652、US 2012/0274528、US2012/0206310和US 2012/0744375的公开的专利申请文献。
技术领域
本专利涉及串馈式相控阵天线，且具体地涉及设置在阵列的辐射天线元件和具有可调整波传播常数的（多个）波导之间的（多个）耦合器。
背景技术
军用、商用和消费者用户需要不断增加的数据带宽，不论是在陆地数据网络内侧还是外侧。带宽需求每两（2）至三（3）年就加倍，且预期满足这些需要的卫星被发射从而以规模经济提供数据服务。虽然此时可得到充足的卫星带宽，但是在移动（SOTM）终端天线上的现有的卫星通信（Satcom）或者是大/庞大的（碟形天线/定位器）或者是高成本（相控阵）的。
相控阵天线在无线电广播、军事、空间、雷达、声纳、气象卫星、光学和其他通信系统中具有许多应用。相控阵是辐射元件的阵列，其中馈给该元件的相应信号的相对相位可以变化。因此，阵列的辐射方向图能够沿期望的方向强化，且沿非期望的方向被抑制。由各个元件辐射的信号的相对振幅、通过相长干涉和相消干涉影响，确定有效的辐射方向图。相控阵可以设计为连续指向固定方向，或沿方位角或仰角迅速扫描。
存在若干不同方式来向相控阵的元件馈电。在串馈式布置中，辐射元件串联置放，逐渐越来越远离馈电点。相比于并联阵列，串馈式阵列因此更容易构造。另一方面，并联阵列通常对于每个元件都要求一个馈电和功率分流/合成布置。
然而，串馈式阵列通常是频率敏感的，且因此导致带宽约束。这是因为当改变操作频率时，辐射元件之间的相位与馈线区段的长度成比例地改变。因此，标准串馈式阵列中的波束以非线性方式倾斜。
发明内容
如将从下文的具体实施例的讨论理解的那样，我们已经实现了可以利用许多耦合元件的串馈式天线阵列。耦合元件从一个，或优选地两个波导为每个辐射器抽取传输功率的一部分。受控的移相器可以任选地置放在每个耦合器处，以延迟至相应的相控阵元件中的每一个的传输功率的量。传输线也可以在与馈电相对的端部处以假负载终止从而避免反射。
该布置是固有地频率敏感的，因为当频率改变时，在相应辐射元件处的相位也改变。相位中的这种改变与其相应的馈线区段的长度成比例。虽然这种效果能够在频率扫描中被用于获得优点，但是其通常是不期望的，因为相控制器必须然后还为每个相应的频率改变确定相位移中的改变。
在一个实施方案中，通过使用具有可变波传播常数的波导避免该缺点。在用这种波导实现的圆极化阵列的一个示例中，使用单行双极化耦合器，或一对波导。可变电介质波导和天线元件之间的耦合能够被单独控制，从而提供每一个元件的精确相控，同时保持驻波比（SWR）相对低。
在其他方面中，可使用多种辐射模态，以扩展观测场（field of regard）。可以针对某一频率范围内的操作优化每一种辐射模态。
在其他布置中，为了增加阵列的瞬时可用带宽以及为了允许独立于频率维持主波束的方向，能够在波导耦合器中嵌入渐进延迟元件。在该布置中，沿可变电介质波导置放耦合器壁。耦合器壁可以是弯曲的。这些弯曲的壁形成聚焦电介质镜。这些引起进入耦合器的能量在镜之间往复行进，积累延迟，且因此影响另一相位移。
在一个实施例中，通过调整波导中的层之间的气隙，提供波导的可变传播常数。其中，波导大体配置为带有顶表面、底表面、馈电端和负载端的细长平板。波导可以由诸如氮化硅、二氧化硅、氟化镁、二氧化钛或适用于在期望的操作频率下传播的其他材料的电介质材料层形成。邻近层可以由具有不同介电常数的材料形成。在层之间形成间隙时，也设置控制元件以调整间隙的大小。控制元件可以例如是压电、电活性材料或机械位置控制器。此类间隙还可被用于控制阵列的波束宽度和方向。
在一个改进中，用于许多馈电点的延迟元件沿波导定位，且用渐进延迟元件馈电。延迟元件可以嵌入波导内或处于波导上。
在另一改进中，沿波导正交于可重新配置的间隙结构形成电镀通孔。定位在电镀通孔中的引脚允许间隙结构随着促动器间隙改变大小机械地上下滑动。
在又一改进中，2D圆形或矩形行波阵列由带有多个层和促动器控制的间隙的（多个）波导馈电，以提供高增益、半球形覆盖范围。
本文中所描述的天线技术方案通过使用可变的有效电介质行波天线阵列解决了对于可引导、宽带宽、低剖面天线的需要。通过将传播速度控制应用于行波阵列技术，产生高效的无源天线阵列，其是线性、自然双向的，且没有有源、复杂和昂贵的电子设备。电介质行波结构提供天线元件的激励，以产生成本有效的、高增益微波天线阵列，其能够应对必要的高功率水平。对于这种相控阵技术，存在多种可能应用。
附图说明
以下描述参考附图，在附图中：
图1是单位单元波导耦合器的等轴视图。
图2是单位单元的侧视图。
图3是在使用一对向贴片辐射器馈电的可变电介质波导的实施例中的单位单元的横截面端视图。
图4是使用单个波导的实施例，以及用于每一个阵列元件的耦合器；如可以用正交混合器实施的那样，耦合器包括匹配的反射移相器。
图5是具有通过使用双正交耦合器为每一个元件提供的恒定相位移的一对波导的实施例的俯视图。
图6是图5的两波导实施例的一个单元的更详细的俯视图。
图7是图5和图6的同一实施例的单位单元的横截面视图。
图8是等轴、局部剖视图，其示出与示出形成为板的耦合波导壁的实施例相同的实施例的细节。
图9是同一实施例的另一等轴视图，并且其中使用引脚实现壁。
图10是串馈式相控阵的高电平示意图。
图11示出针对不同气隙大小的电场幅度。
图12示出通过以选定频率为波导的有效电介质充能来扫描阵列。
图13更详细地示出微促动器。
图14针对两层电介质波导示出：（A）ε相对于扫描角度；（B）有效ε相对于气隙大小和（C）介电常数相对于频率。
图15示出增益相对于扫描角度曲线图。
图16示出扫描通过宽边的零方向性损耗。
图17示出用于右旋（RH）和左旋（LH）圆极化（CP）元件两者的馈电布置。
图18是针对三个频率的增益和轴比的曲线图。
图19是所得的针对30x85元件阵列的仰角方向图（elevation pattern）。
图20是用于Ka-波段实施方案的参数表。
图21是预期的增益方向图。
图22示出针对三种辐射模态的有效介电常数相对于扫描角度。
图23示出当采用多种辐射模态以扩展观测场时的增益相对于角度。
图24和图25是使用垂直于波导的传播轴线设置的弯曲壁实施方案的等轴和剖视侧视图。
图26A示出带有可变有效传播常数的波导和交叉的偶极子辐射器。
图26B示出电气连接图。
图27是多层波导的分解俯视图，其中，使用带有电镀通孔的滑动引脚限定波导侧壁。
图28是图27的实施例的侧视横截面视图。
图29是同一实施例的仰视图。
图30A是同一实施方案的俯视图。
图30B也是同一实施方案的侧视图。
图31A、31B和31C是使用圆形阵列元件的另一实施方案的横截面、俯视图和侧视图。
具体实施方式
1.引言
在微波相控阵天线中，期望的是简化功分相网络的设计和制造。在此类部件中，各个相控制元件被串联地置放在每个辐射元件之间。在这种串馈式配置中，传输线（其可以是波导或任何其他横电磁波模（TEM）线）包含控制功分和旁瓣电平的所有天线元件分接点（tap point）以及控制阵列的扫描角度的移相器。相比于并联馈电结构，这种布置提供在所需的电子电路方面的节省，所述并联馈电结构将通常要求更多的双向功分器来实现相同的功能。
仅以引言的方式，能够通过改变传输线的波传播速度来执行相位移功能，由此引发元件之间的电气长度的改变来提供这种简化。所得的电气长度由下式给出：
Figure 482443DEST_PATH_IMAGE001
，其中，
Figure 15055DEST_PATH_IMAGE002
（方程1，2）
其中，L是元件之间的传输线的长度，且β是波传播常数，其与波速v成反比。波速便利地在某些类型的波导中通过以下关系通过改变材料的介电常数（这相应地直接影响C'（每单位传输长度的电容））而被控制，
Figure 666485DEST_PATH_IMAGE003
（方程3）
其中，L'是每单位长度的电感。然而，这种布置具有改变线的特征阻抗的效果，所述特征阻抗等于：
Figure 600943DEST_PATH_IMAGE004
（方程4）。
传输线的特征阻抗因此是实施方案的基本参数，其影响功率分布、效率、输入电压驻波比（VSWR）等。线阻抗和速度以这种方式耦合的事实通常被认为是串馈式阵列的基本限制。因此，扫描角度和功率带宽被耦合在一起；这两个参数在其他天线系统中通常是独立的。
然而，如果可变波导/传输线表现出反射型功能，则仍然可以使用相同的基本类型的C'变量实现期望的相位移。在该情形中，只要（βL的）两个传输线段相等，则在输入处由于可变线的特征阻抗失配引起的反射就被消除。该布置在被称为“正交耦合（quadraturecoupled）”电路的许多微波电路中发生。在该情形中，方法是提供可变传输线，并且其与辐射元件正交耦合。
2. 波导耦合器/与L型探针馈电正交贴片同轴的孔
在本文中的电介质行波阵列（DTWA）的一个实施方案中，正交耦合器使用同轴孔和L形探针，以向线性阵列中的每个辐射天线元件馈电。该布置解决了如何控制可变电介质波导和天线元件之间的耦合以实现天线元件的精确的加权，同时仍然保持电压驻波比（VSWR）足够低以消除对于宽的侧角而言无效的光子带隙的问题。
图1中示出的这种波导耦合器101的一个实施例经由若干狭槽103耦合于其下方的可变电介质波导102，所述若干狭槽103形成在主要可变电介质波导102和耦合器101的宽壁中。可以以各种取向、数量和大小设置狭槽103，其控制进入和/或离开耦合的波导的耦合电平。
图1示出单位波导耦合器101；多元件阵列中的每个元件均要求一个此类单位耦合器。如下文中将描述的那样，在此类布置中，单位波导耦合器101根据在顶层上的期望的辐射元件间距沿波导102的主轴线周期性地间隔开。
在一个实施例中，单位波导耦合器101形成在印刷电路板（PCB）中，并且带有由过孔或金属板限定的壁，但是单位耦合器101也能够形成在传统的波导结构中。波导耦合器101仅需要长度相对短，因为其被用于将波导模态从主要波导结构102向上传递到辐射元件。
（多个）可变波导102由能够改变其传播常数的机械配置或电介质材料形成，或者通过使用其中介电常数经由偏置电压改变的材料形成，或者通过在多层波导中的机械层分离形成。参见下文的讨论，以及我们的相关美国专利公开2012/0206310，以便获得可调整的波导结构的更多细节。
图2示出单位单元101几何形状的侧视图。在耦合器的一端（向贴片天线辐射元件104馈电的端部）上，存在缩短的引脚106（过孔），其穿过波导的顶部中的同轴孔，向上通过基底层，且到达贴片元件104下方的L形探针105上。在耦合器101的另一侧上是另一引脚，其用作匹配的负载107。因为耦合器101是定向的（directional），所以匹配的负载107中耗散非常少的能量。
在L型探针105的上方安置另一基底108，且在其顶部安置贴片辐射器元件104。L型探针105电容耦合到贴片辐射器104。用由负载引脚107提供的串联电感消除L型探针和接地平面之间的分路电容。
图3示出用于带有并联布置的两个波导102-1、102-2的实施例的馈电（feed）的几何构造的更多细节。当两个相应的L型探针105-1、105-2、波导耦合器101-1、101-2和主要可变电介质波导102-1、102-2与单个辐射贴片104（按照图3和5）安放在一起时，每个辐射贴片辐射非常宽、高度有效的天线方向图，如图10中所示。如下文针对某些示例配置所描述的那样，通过控制两个可变电介质波导的输入的相位移和幅值，能够实现任何极化。
3.正交电介质行波天线馈电
在一个实施方案中，两个馈电之间的相位移连同用于植入（多个）主要波导102的可变电介质中的改变一起改变。
传统地，为了向电介质行波天线馈电，散射体或耦合器沿波导的长度串联地馈电。对于该波导中的固定传播常数，这固定了散射体或耦合器之间的相位差，这相应地以该固定的相位差辐射或耦合能量到另一传输线上。在固定波束圆极化行波天线中，这意味着两个正交散射体或耦合器以λ/4间隔开（其中，λ是传播频率）。这引起两个极化之间的相位移正交，或者分开90度。
然而，当波导102的传播常数能够变化时，诸如在本文中所描述的电介质行波天线的情形中，散射体或耦合器101之间的这种相位移随着γ（和传播的速度）的虚数部分变化。该可变相位移的影响引起圆极化（CP）天线的轴比劣化，因为轴比在其中具有用于相位差的项。通常，人们将以这种间距将散射体或耦合器间隔开，以在波束横穿宽边时引起相位移成90度，因此1）轴比将在宽边处最优，且2）在波导内消除了光子带隙反射。
经受这种轴比劣化的替代方案是向正交辐射元件（一个示例将是双输入贴片）馈电，如图5中所绘制的那样。图5示出在馈电之前置放的具有相对恒定相位移110的两个波导102-1、102-2。在CP天线示例中，这将是引入波导中的一者的90度的恒定相位移。以这种方式，散射体或耦合器101对之间的相位移是固定的，且波导的传播常数的改变不影响该相位移（为了清楚起见，图5中仅示出L型探针105；应当理解，如图3中所示出的那样，单位耦合器101在该实施例中与每个辐射元件104相关联）。
按照图4，两个波导102-2、102-2能够向单行双极化、双输入辐射器馈电，或者按照图5，每个波导能够向单独的一行单极化辐射器馈电。
该实施方案解决了当改变传输线速度时的阻抗失配。
按照图4，该实施方案a）将阻抗变换器插入阵列的每个辐射元件和后续设备之间；和2）将两个等价的可变传输线置放在正交混合端口上，且在第四端口处使用合成的反射波作为输出。
该布置由如下因素促进：（a）当元件分开半波长（λ/2）时，由于导纳合计，在视轴附近扫描到的行波天线上的高电压驻波比（VSWR）；（b）在其速度改变时，串馈式传输线的特征阻抗改变，以引导阵列。
现有技术的方法具有若干缺点，包括：
（a）当天线元件分开半波长时，VSWR累积（buildup）。众所周知，一条线上的阻抗每半波长重复，从而有效地使元件并联。当N个此类阻抗并联置放时，导致高VSWR。
（b）馈线的特征阻抗（Zo）在其速度（vp）改变时改变，以引导波束。Zo和vp通过Zo=sqrt（L'/C'）和Vp=l/sqrt（L'*C'）相关。在不改变Zo和vp两者的情况下，不可能改变C'。
图4方法的优点在于，阻抗变换器的添加消除了VSWR累积；此外，无反射移相器解耦Zo和Vp。
因此，降低的VSWR将增加增益和改善系统性能；且对于馈线参数C'的给定改变，解耦的Vp和Zo将改善最大扫描角度。
更具体地，通过将匹配的（多个）反射型移相器120插入线内，在短路可变线的电气长度改变时，不存在馈线Zo的变化。
额外地，通过形成元件和馈线阻抗50欧姆的并联组合，在每个天线元件和阵列的其余部分的会合处的阻抗能够变得等于50欧姆。这通过使用四分之一波变换器或其他方法增加馈线阻抗来完成。
4.两个波导和定向耦合器向每个贴片辐射器馈电
图5是两个波导实施方案的一个实施方案的俯视剖视图。图6示出来自俯视图的一个单位单元的细节。圆形辐射元件被实现为贴片天线104。两个波导耦合器101-1、101-2如先前提及的那样向正交的贴片元件104馈电。限定单位波导耦合器101中的每一个的壁可以用如图所示的设置在单位单元附近的矩形区域中的通路引脚130的“尖桩篱栅”实现。还可见的是L型探针105-1、105-2、负载引脚107-1、107-2和耦合狭槽103-1、103-2。
图7是用于该实施例的单位单元101的更加详细的横截面侧视图，其示出辐射贴片、L形探针105、容纳L形探针105的同轴孔112、短引脚107和耦合波导102的区段。图7中也列出示例尺寸和材料（在该视图中，看到L形探针105和短引脚107的竖直轴线彼此对齐）。
图8和图9是两个波导实施例的另外的等轴视图，其示出若干辐射贴片和单位耦合器。图8使用金属板以限定单位单元壁；图9布置代替地使用引脚以实现相同目的。
在本文中所描述的DTWA方法中，与在每个元件处带有低噪声放大器（LNA）或功率放大器（PA），或传输/接收（T/R）模块的更常见的并馈并联结构不同，构建如图10中所示的无源功分和相控制网络存在成本和可生产性优势。
在串馈式配置中，单个传输线（波导或TEM线）包含控制功分和旁瓣电平的所有天线元件分接点和控制阵列的扫描角度的移相器。这相比于并馈结构是在电子电路方面的极大节省，并馈结构将要求许多双向功分器以执行相同功能。在一些情形中，存在通过如上文提到的那样通过改变传输线波传播速度执行移相功能的进一步简化。
在本文中图5、6、10和其他处的DTWA阵列是完全无源电子扫描阵列，其相比有源电子扫描阵列提供许多优势。在一个示例中，包括位于阵列后方的电子部件的完全Ka-波段DTWA Tx/Rx阵列组件能够配合于同一壳体内。
为了满足承受压力的Ka-波段SOTM相控阵要求，存在两种（2）类型的通用型天线实施方案：1）有源电子引导阵列（AESA），或者2）无源电子引导阵列（PESA）。尽管两种方法都使用连接到可变延迟控制电路的天线元件的阵列以提供可引导方向图，但是实施方案中的差异如此大，以致于其必须被详细地比较。
由于其更低的成本、坚固性和简单性，本文中优选的PESA实施方案是远为更佳的方法。由于独特的架构，该方法提供与完整AESA相同的性能特征，但是没有有源电子模块的复杂性和成本。在接收（Rx）AESA中，通过将许多微波低噪声放大器（LNA）接近每一个接收元件置放获得对噪声温度（G/T）所要求的增益，使得所关心的信号的信噪比（SNR）贯穿天线的其余部分维持高，这能够然后具有相当大的射频（RF）损耗。AESA的前端增益需要充足以贯穿部件的下游链将信号提高至高于热噪声。由于系统现在能够在LNA之后具有更多插入损耗，因此能够放松对诸如移相器和功率合成器的其他部件的要求。起初，尤其对于其中功率合成器中的消耗性损耗对于成本和性能而言具有主要影响的大的阵列而言，这将看起来似乎是良好的权衡。然而，考虑插入有源设备的实际影响，通常GaAs场效应晶体管（FET）的若干级恰好在通向系统的输入处增益，其中在所述输入处，期望的信号最弱，且系统确实地与RF环境相互连接。在通常具有非常敏感的输入的放大器前方没有带通滤波的情况下，将在靠在一起操作的若干系统的电磁干扰（EMI）环境中发生饱和（saturation）且甚至静电放电-前端的破坏。滤波必须恰好置放在该输入处，且因此对信噪比（SNR）具有负面效果，所以如果滤波器将是低损耗，则大小和重量增加。每一个通道的相位和增益匹配的问题尤其在Ka-波段下由滤波器/放大器组合极大地加剧。AESA系统因此必须采用带有足够分辨率的修正的移相器以适应这些相位误差，且在要求大量数据存储的软件中被校准。这种校准随着温度和时间变化，这使得系统操作极大地复杂化，且使移相器的控制变成重要的网络挑战。校准时间甚至能够限制系统的操作构思。由于在高信号电平处的LNA的幅值调制/相位调制（AM/PM）转换，还存在相位中的小变化，这尤其以正交幅值调制（QAM）型调制增大了误差矢量幅度（EVM）。额外地，为了实现所要求的瞬时带宽，除了移相之外，实时延迟元件也是必要的。AESA内的这些部件限制一直是多年来其缓慢发展的主要原因。
而这些问题对于PESA而言都不存在。如我们将看到的那样，此处优选的方法的动态范围仅由波导和印刷电路部件的击穿电压限制，其等于数百瓦的功率处理能力。在传输的AESA中，存在与将功率放大器置放在每一个阵列元件处相关联的额外设计问题。首先，存在如上文所描述的相位和幅值匹配的问题，且必须提供手段以校准传输路径以及接收路径。在AESA中放大器加热期间的小的相位漂移可以影响误差矢量幅度（EVM），且不可能被修正。用于相修正的移相器必须在放大器输出处出现，在该情形中，其损耗减少了有源设备的效率且提升了其温度。AM/PM转换更多的是关于传输的问题，尤其是如果尝试振幅锥削以便减少传输模式旁瓣的情况。放大器因此必须是高度线性的，这意味着其效率低且输出滤波以减少宽带同址噪声进一步降低了系统效率。所有这些部件均增加了大小、重量和功率。其在高功率水平和温度下操作的事实减少了平均失效间隔时间（MTBF）。虽然AESA理论上能够“优雅降级”，但是已经观察到，PESA总是更加可靠。尤其属于本文中所描述的类型的无源电子引导阵列（PESA）绝对没有AESA的缺点。
优选的PESA实施方案使用波导传输媒介的延迟的微促动控制向元件馈电以引导阵列的波束。在任何阵列元件和输出之间的路径中均不存在有源设备。通过相干地合成非常低损耗的元件输出、宽带波导定向耦合器，实现阵列增益。在波束形成器中仅存在两个（2）低损耗微波部件；传输线和定向耦合器。以这种低复杂度，最大化可靠性，且减少了设计风险。由于电路是无源和双向的，因此在接收和传输上使用同一天线阵列，并且在性能中没有差异。事实上，完全双工操作是可能的，其已经在Ku-波段下经过范围测试且被证实。
图11示出针对两个不同的气隙厚度的用于DTWA的模拟电场幅度。图12示出针对不同的有效电介质（通过选择电介质层之间的间隙的大小选定）的相对于仰角的增益方向图。
可变有效电介质波导102-1、102-2为辐射元件提供串联型移相。在方程（5）中，如果β wg 是传播模态的波数，则θ代表沿阵列轴线的扫描角度。β wg 由波导内的气隙的变化（这由微促动器改变）（d是元件分开距离）控制，m被描述为整数辐射模数且能够是任何整数，且λ是元件间距。当使用更高的辐射模态时，使用更高的电介质材料以支持这种慢波。
Figure 797569DEST_PATH_IMAGE005
（方程5）。
在按照用于参考的图13的优选布置中，可变有效电介质波导102中的每一个均可以包含两（2）层电介质。两（2）个板之间的空间在每一个波导中形成单个气隙，其通过微致动控制。在该实施例中，上板保持在多层PCB上方固定到多层PCB，同时仅使下板向下移动以控制气隙高度。随着气隙厚度增加，β wg 增大，从而引起θ的改变。先前已经针对移相器应用描述了该方法，然而，相信该技术在行波天线中的应用对于优选的DTWA设计而言是独特的。
图14示出针对Ka-波段的单个间隙实施例的HFSS模型的其他结果，其示出（A）ε相对于扫描角度；（B）有效ε相对于气隙大小和（C）介电常数相对于截止频率。
具体波导色散可以引起非常小的波束偏斜；以及，元件间距也可以引起波束偏斜。那些能够由每一个元件处的渐进延迟（依赖于频率的相位移）的实现修正，从而改善带宽。
对于大多数Ka-波段SOTM应用，期望圆极化（CP）。为了促进CP，人们能够利用两（2）个可变电介质波导，按照图5向单行辐射贴片馈电那样正交馈入。与单个波导相比，该方法在观测场（FoR）上提供更好的轴比，因为θ、π增益角度δ在整个FoR上在90°下保持恒定。额外地，其允许可选择的极化左旋（LH）/右旋（RH）/圆极化（CP）/线性（LHCP/RHCP/线性）。如果馈电以λ/4间隔开，则也可能从单个波导向单个辐射CP贴片馈电，然而，这要求贴片馈电之间的相位移固定于波导中的传播速度，因此低轴比仅在狭窄的FoR上是可能的。
波导可以布置成确保基本引导模态传播，且所有其他引导模态对于整个操作频段和通过整个气隙范围保持截止。如图15中所示，在该行波天线中也被称为光子带隙的开放的禁带被消除，原因在于每一个定向波导耦合器的回波损耗如此低，使得反射的功率的相干总和不显著地增加VSWR。
图16以针对不同间隙大小的RHCP增益相对于θ的曲线图示出所得的零定向性损耗。由于相对定向的空间谐波（hormones）的耦合，存在穿过宽边的开放禁带，这也在宽边处引起高VSWR。但是耦合器维持定向性、耦合值和贯穿系统带宽的回波损耗以及波导特征阻抗。
图17示出RH/LH CP馈电电路。
波导馈电的单位单元贴片也可具有宽的3 dB仰角方向图，以减少在所要求的观测场（FoR）上的扫描损耗和在宽仰角方向图上的低轴比以便实现最大信号效率。额外地，从波导定向耦合器馈电的贴片具有极其低的回波损耗和高效率，从而允许其贯穿Ka-波段实现8.5 dBiC的峰值增益。图18中示出针对三（3）个频率的单位单元RHCP增益、LHCP增益和轴比图（pattern），并且其带有代表整个Rx Ka-波段的性能。取决于在FoR上所要求的G/T和增益裕度，能够定制单位单元方向图，以更紧密地配合FoR要求上的增益。例如，对于Ka-波段SOTM应用，下文示出的在FoR上的阵列增益在宽边处具有过量G/T，且在FoR边缘处满足G/T要求。如果在FoR权衡（trade）上的阵列大小/增益示出G/T可以不滚降到低于FoR边缘处的要求，则该单位单元将被修正以具有更低的峰值增益，但是更宽的仰角方向图（其最终在扫描角度上使G/T平滑），满足在所有扫描角度上的要求，同时减少所要求的阵列大小。
对于每一个元件，从由H. J. Riblet在“Procedeeings of the IRE（IRE论文集），1948, pp.61-63”的“A New Type of Waveguide Directional Coupler（一种新型的波导定向耦合器）中完成的工作修改的定向耦合器被设计为提供：1）针对幅值锥缩实施方案的可控耦合值，和2）在波导中极其低的回波损耗，从而消除了穿过宽边的光子禁带。额外地，定向耦合器直接向贴片馈电馈电，从而消除了任何有损耗的中间馈线。通过该方法缓解了导致随着频率的大的增益变化的光子带隙现象。
波导定向耦合器的实施方案解决了两（2）个问题：
1）光子带隙效应的消除，所述光子带隙效应在通常的半波行波阵列上在宽边处引起增益失落（dropout），以及2）允许针对旁瓣电平/波束宽度控制的精确幅值辐照（illumination）。定向耦合器具有极其低的回波损耗，基本上消除了主要波导中的任何反射，这种反射是光子带隙效应的源。耦合器元件的大小和形状控制耦合到PCB集成的波导中的引导模态内的能量的水平，所述波导相应地向其上方的贴片馈电。
在图19中，示出旁瓣电平控制，其是波导定向耦合器的修正的泰勒幅值级数的结果，以形成沿阵列的期望电流分布。在Ka-波段卫星通信应用中，SLL和波束宽度控制是重要的，因为通信卫星牢固地置放在与地球相对位置保持静止的轨道位置中，近至1度。47 CFRFCC 25.209要求严格的旁瓣电平和波束宽度遵循，且也存在类似的军事要求以防止邻近轨道位置的干扰。
电介质波导内的引导模态可以被激励或者直接从PA、LNA或降频器/升频器接收。通常，短的同轴电缆将天线连接至这些设备。对于本申请，同轴馈电设计为与波导相互连接。在Rx Ka-波段带宽（19.2-21.2GHz）上使用针对Ka-波段DTWA开发的波导馈电实现从同轴电缆至波导引导模态（在波束扫描通过FoR时，其阻抗和波数迅速改变（超过因子2：1））的模态转换。存在与期望的传播相对的方向后方的四分之一波腔。在所有气隙上和贯穿波段，馈电实现<2:1的VSWR和<0.6 dB的插入损耗。
5.系统考虑
对于Ka-波段SOTM应用，关于平台位置和方位跟踪卫星位置是重要的。尽管宽带全球卫星（WGS）应答器（通常的Ka-波段应答器）的瞬时带宽和可能的通信信道带宽是125 MHz是真实的，但是通常用于本申请的波形的性质要求跟踪卫星信标，而不是主要通信波形本身。信标信号通常伴随各种应答器信号，不管高于所述波段、低于所述波段或者在所述波段内。分开的信标接收器被用于监测信标信号，且在跟踪运动时向核心终端提供输入。然而，该信标信号能够在频率方面与主要信道带宽分开，从而要求大于通信信道本身的有效瞬时带宽。出于这种原因，可能必须将天线的瞬时带宽扩展至高于通信信道实际上要求的带宽，以适应该跟踪方法。
重要的是解决该精细的系统要求，因为其对系统带宽要求具有大的影响。针对信标接收器信道的DTWA的重新使用对整个系统性能几乎不提供影响。每行单个定向耦合器能够或者被置放在元件之间或者在波导的底侧上，以将来自线阵列的子集的能量耦合到信标接收器内。更低风险实施方案权衡大小、重量、功率和成本以将瞬时带宽减小至仅通信信道所需要的带宽。在添加更低的增益信标DTWA和信标接收器的情况下，邻近通信信道DTWA，与主要阵列并列地执行跟踪，代价是额外的表面面积。
为了解决瞬时带宽需要，存在若干选项。端馈阵列通过改变向天线元件馈电的传输线的传播速度提供角度扫描，由此控制元件之间的相位差。这也具有如下结果：当操作频率改变时，发生角度扫描，这对于我们的应用而言是不期望的效果。事实上，由波导馈电的狭槽的阵列构造的天线更多地由于相比于期望合成这种结构其制造简易而存在。在任何情况下，由于元件输出的矢量叠加出现问题；端馈阵列沿其具有最大增益的方向是通过元件之间的传播的媒介的相位的直接函数。如果在两（2）个元件和远处的叠加点之间的路径中存在固定差分延迟，则相对相位是频率的函数。在并馈结构中，提供手段以平衡这些延迟，使得阵列指向与频率独立。在端馈系统中，必须规定，将来自更接近输出的元件的信号的到达延迟至与来自更远离的元件的延迟相等。例如，从第六元件至输出的延迟是从第一元件至输出的延迟的六（6）倍，其中，存在如下度数的过量相位移：
Figure 817478DEST_PATH_IMAGE006
（方程6）
其中，d是元件之间的（恒定）分开距离，且N是元件号和元件的数量之间的差。常数vp是媒介中的传播速度，且f是所关心的频率。因此，人们仅需要将该量的差分延迟插入天线1和耦合器1之间。取决于所要求的总带宽，解决该要求的三（3）个可行方法是：
1.不实现任何延迟或修正-取决于带宽要求和峰值增益波束宽度，远场峰值波束方向可以跨RF带宽仅在非常小的角度上变化。该非期望的随频率的波束扫描引起在频率曲线上的增益的轻微扭曲，且该扭曲的严重程度取决于波束宽度。直到2.5%带宽，该方法都是可接受的，只要波束宽度不极其窄。
2.嵌入线阵列中的渐进延迟-渐进延迟方法允许在10%带宽上延迟和远场方向图对准的均衡。延迟元件被插在耦合的波导和辐射元件之间。延迟元件针对不同的延迟值被设计N次，且每一个都沿线阵列分开地实现。在渐进延迟元件方法中的限制因子是每单位延迟的损耗。至于波导，在延迟元件中的损耗必须保持最小。各种电路和材料组合都能够实现该延迟，其中在熔融石英上的微带中实现的、耦合若干段（≈5）发夹式谐振器的线滤波器是最优的。用该方法，已经将每延迟的损耗模拟为小于1.0dB/nS。
3. 电介质楔方法-电介质楔可以置放在阵列的顶部上，且被整合为天线罩的部分。楔的介电常数和形状创建沿线阵列所要求的渐进延迟。楔的优点在于，其能够以低损耗、高ε电介质实现，从而提供高延迟对每单位长度损耗比。出于这种原因，其能够实现最高的带宽，>10%。
DTWA天线的一个具体实施方案被设计为满足图20中示出的要求。这些要求从移动应用上对Ka-波段SOTM的系统电平性能分析得到。
6. 多个辐射模态扩展行波天线中的观测场。
以下方程示出针对任何行波天线的峰值辐射扫描角度：
Figure 23331DEST_PATH_IMAGE007
（方程7）。
其中：
θ是扫描角度
λ是自由空间波长
S是线阵列元件间距
β0是自由空间传播常数
β是可调整的波导传播常数；以及
m是辐射模态。
因此，人们能够针对某一范围的β选择多个m（模态值）和找到θ的多个解。例如，在图22的曲线图中，x轴线代表θ（扫描角度），且y轴线代表“有效介电常数”，其与β有关。对于.525λ的元件间距，针对三个频率（在操作频段边缘和在中间频率处）示出方程的解。当我们改变β（波导传播常数）时，方程的解沿θ扫描。
图22中绘制了三个辐射模态（m=0、1、2）。能够容易地看到，为了扫描至单个θ值（诸如由竖直箭头1100指示的θ），人们能够追溯来自带有不同值的有效介电常数的波导的行波天线辐射的源，且取决于该值，将选定某一模态。在所示情形中，人们能够使用高达22.5的有效介电常数沿粗线1100在降低θ的情况下扫描，且如果期望，继续以更低的介电常数7.5扫描。使用该模态切换的方法，FoR能够扩展至180度。
当试图实现非常高的有效介电常数（其中波导后（laters）之间的间隙必须变得非常小）时，该特征变得有用。为了减轻该非常小的间隙要求，在沿该方向扫描阵列时，操作能够切换到下一个最低的模态，以用更大的气隙继续到观测场（FoR）边缘。
HFSS（高频构造的模拟器）模型模拟该现象，且示出多个辐射模态能够被用于扩展观测场（FoR）。参见图23。
7.渐进延迟元件
为了增加阵列的瞬时带宽，即，独立于频率维持主波束的方向，可以将渐进延迟元件嵌入波导耦合器101中或与波导耦合器101嵌合。图24和图25中示出一个可能的几何形状。横向于可变电介质波导101的轴线安置的输入和输出耦合器面140可以弯曲，以形成一对聚焦的电介质镜145。进入耦合器101的能量然后在镜145（非常类似激光器中的镜）之间往复行进（如图由虚线147所示）。程数将取决于镜145的确切曲率。预见到的是，高电介质材料（ε=36）可以被用于积累所要求的延迟。延迟将因此沿阵列逐渐变化。
8.其他设计考虑
此外，关于本文中所描述的（多个）相控阵天线，存在其他可能性。
不实现任何延迟或修正。取决于带宽要求和峰值增益波束宽度，远场波束方向可以跨带宽仅在非常小的角度上扫描。随频率的这种波束扫描引起频率曲线上的增益中的轻微扭曲，且该扭曲的严重程度取决于波束宽度。直到2.5%带宽，该方法都是可接受的，只要波束宽度不极其窄。
嵌入线阵列中的渐进延迟。渐进延迟方法允许在10%带宽上延迟和远场方向图对准的均衡。延迟元件能够被插在耦合的波导和辐射元件之间。延迟元件针对不同的延迟值被设计N次，且每一个都沿线阵列分开地实现。在渐进延迟元件方法中的限制因子是每单位延迟的损耗。至于波导，在延迟元件中的损耗必须保持最小。
电介质楔方法。电介质楔可以被置放在阵列的顶部上，且整合为天线罩的部分。楔的介电常数和形状为每一个渐进元件执行时间延迟波束形成。楔的优点在于，其能够以低损耗、高ε电介质实现，从而提供高延迟与每单位长度损耗之比。出于这种原因，其能够实现最高的相对带宽，>10%。
9.带有可调整的传播常数和渐进延迟的波导
常规行波馈电相控阵固有地是窄波段天线。控制波束方向θ的方程如下给出：
Figure 749979DEST_PATH_IMAGE008
（方程8）。
其中，β（波导）是波导的传播常数，β（自由空间）是空气中的传播常数，d是阵列间距，m是模数，以及λ是波长。波长项限制带宽。
图26A和图26B示出改进，其中，行波相控阵的带宽限制通过将渐进延迟嵌入定位在波导上或者波导中的阵列元件内而被克服。在此，可变传播常数波导1502由多层形成，并且其中层之间设置间隙。改变间隙的大小具有改变整个波导的有效传播常数的效果。
在此，由交叉的领结部1504构成的天线元件的阵列沿波导1502的顶表面的长度置放。如针对另一个实施例那样（未示出），可以用正交混合合成器向每一个天线元件1504馈电。宽波段操作的关键是延迟线1525，其沿阵列嵌入每一个天线元件中或与每一个天线元件嵌合。延迟线1525是紧凑螺旋HE11模态线，其使用高介电常数材料，诸如二氧化钛或连四钛酸钡（barium tetratitinate）。
如图26B中所示，延迟1525沿阵列渐进地减小。这些延迟抵消由波导1502引起的延迟，这允许在方程（1）中使用m=0，且导致方程：
Figure DEST_PATH_IMAGE009
（方程9）。
其中，δβ（波导）是添加至波导以容许扫描的额外延迟（加或减）。不存在依赖于频率的项，因此扫描是宽带的。
通过用间隙结构改变波导中的传播常数提供额外延迟。
10. 用于促动器控制的波束引导的实施方案的2D电介质行波阵列方法
在第二改进中，波导具有电镀通孔，其设有可重新配置的间隙结构，并且其中引脚定位在电镀通孔中。在促动器间隙改变大小时，引脚允许结构上下滑动。
为了促进用由多行1D行波激励的元件阵列构成的2D配置沿两个维度的波束引导，2D间隙结构可以利用带有多行周期性地间隔开的电镀通孔1610和压电或电活性材料的促动器带1620的电介质平板1602的层。多行电镀通孔限定各个波导区段1502的侧壁。图27中示出平板波导1600布置。
引脚1630沿促动器带置放以：
1）当间隙间距增加以扫描波束时，确保可重新配置的间隙1603的对准；
2）增加邻近行的1D阵列之间的屏蔽；
3）提供用于对促动器带1620的功率控制的DC路径；以及
4）反馈以提供闭环控制。
导电材料带能够被沉积在压电层1620的两侧上，以使得控制电压能够通过引脚1630加于压电促动器上。控制电压能够被分开地应用于每一行，或者通过在结构的一端处将导电带连接在一起而应用到整个阵列。
图28示出在一端处带有激励喇叭天线（馈电）1650的同一结构1600的侧视图。通常将存在喇叭的阵列，每一行（例如，对于每一个波导）一个。为了促进沿正交于1D元件行的方向的波束引导，用渐进相位移向每一个喇叭馈电。（多个）辐射贴片被置放在平板1602上方的层1650中。
图29示出带有现在在一端处可见的喇叭天线1650的阵列的相同的平板波导结构1603的仰视图。也可看见可重新配置的间隙1603和波导引脚1630。下表面可以具有印刷电路板1680，其向促动器提供控制和功率电路，这允许（多个）间隙大小的控制。间隙的控制改变平板的有效电介质，其允许在不改变行波阵列中的频率的情况下扫描波束。
11. 2D电介质行波天线
在该改进中，由带有多层和促动器控制的间隙的平板波导向2D圆形和矩形行波阵列馈电，以提供高增益半球形覆盖。
行波阵列将通常要求单独的波导，以向2D行波阵列中的每一行提供激励。在此，单个波导提供仰角可引导的元件的线阵列，并且其中线阵列并排配置。分开的常规馈电系统被用于用适当的相位或时间延迟激励每一个线阵列，以在方位角平面中提供可引导性。通过促动器控制电介质中的间隙以控制传播常数，实现行波线阵列的仰角引导。
通过使用带有由促动器控制的2D间隙的二维平板波导，可能消除对于分开的波导的需要和提供高增益半球形覆盖。将考虑的两种几何形状是（A）使用矩形平板的笛卡尔几何形状，以及（B）使用圆形平板的圆形对称几何形状。
（A）使用矩形平板的笛卡尔几何形状情形
如图30A（俯视图）和图30B（侧视图）中所示，使用方形平板波导1600（也由多个电介质层（按照图16（27））形成），其中激励元件1910沿波导的侧边安装。两个邻近侧边的激励元件（竖直极化的）1940被用于在平板中生成平面波激励，如图30A中由虚线1960所示。通过在适当的两个邻边上使用激励元件1910，能够沿任何方向生成平面波1620。
激励元件1910应当具有90°的波束宽度，以保证在方位角平面上的均匀覆盖。安装在平板波导1600的顶表面上的是所谓的散射元件1940，其拦截小量的平面波激励且再辐射功率。系统因此操作为漏波结构。
如图所示，应当呈现半球形方向图的散射元件1940能够是以笛卡尔网格模式布置的圆极化交叉偶极子。
如在上文中描述的实施方案中那样，人们能够使用促动器（在图19A中未示出）控制平板中的传播常数，且因此确定波束的仰角，同时在此，平面波在方位角平面中的方向限定波束的方位角角度。
（B）圆形对称实施方案
图31A、31B和31C中示出的实施方案提供圆形对称，如：1）“平坦”圆形平板型式，和2）“锥形楔”型式。
图31A和31B中的平坦圆形情形使用圆形平板波导，其在中央带有用于激励元件、整流器和波束形成器的孔。如在通用型圆形阵列中那样，波束形成器向激励的竖直极化的元件2010的一扇区馈电以获得沿该扇区的方向的窄波束，同时整流器2020选择该扇区方向。散射元件配置在同心圆2030中（出于清楚的目的仅部分示出），从而保持在每一个同心圆中的元件数量恒定。由带有如通过间隙宽度确定的可配置间隙2003的平板波导2002的传播常数确定波束的仰角，所述间隙宽度由间隙促动器控制。由整流器2020的位置确定波束的方位角角度。如在图30A的笛卡尔情形中，散射元件2050应当具有提供半球形覆盖的方向图。
图31C中示出的楔型式使用锥形楔2080作为渐进延迟元件来提供宽带覆盖。楔2080位于圆形平板波导2090的顶部上，并且圆形平板波导2090带有可配置间隙2092。在楔和平板波导之间引入指数耦合层2095。需要指数层2095以跨楔2080生成均匀平面波。不需要散射元件，因为层和楔的高介电常数提供漏波结构。如图31A和31B的平坦平板型式中那样，波束的仰角由平板波导的由间隙宽度确定的传播常数确定。因为没有使用散射元件，所以能够通过引入圆极化激励元件2099，或组合竖直和水平元件（诸如交叉领结），在主波束中提供任意极化。

Claims (15)

1.一种相控阵天线装置，包括：
辐射元件的阵列；
连接到阵列端口的两个或更多个波导，所述波导中的每一个均具有可变传播常数，并且具有顶表面、底表面、激励端和负载端；以及
多个波导耦合器，其每一个均设置在所述辐射元件中的相应的一个和所述波导之间，所述波导耦合器控制馈送至相应的所述辐射元件的信号的相位控制；
嵌入所述波导耦合器中的渐进延迟元件；
其中，所述渐进延迟元件被构造成向馈送至相应的辐射元件的信号引入延迟，由相应延迟元件引入的延迟从所述激励端至所述负载端随位置减小。
2.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述波导耦合器还包括：
邻近所述波导形成的耦合狭槽；和
设置在所述波导和辐射元件之间的探针。
3.根据权利要求2所述的装置，其特征在于，所述波导耦合器还包括：
邻近所述探针设置的负载、耦合狭槽和波导。
4.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，每个波导耦合器包括正交耦合到相应的辐射的一对探针。
5.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述波导耦合器还包括一个或多个镜，其定位成进一步控制延迟。
6.根据权利要求1所述的装置，其特征在于，所述波导以两种模态操作，其中，每个模态具有不同的传播常数。
7.一种天线装置，包括：
波导，其具有顶表面、底表面、激励端和负载端，所述波导由两层或更多层形成，并且其中在所述层之间形成间隙；
控制元件，其布置成调整所述间隙的大小，其中，所述控制元件可以是压电、电活性材料或者机械位置控制器；以及
沿所述波导设置的两个或更多个延迟元件；
多个波导耦合器，其每一个均设置在相应的辐射元件和波导之间；
嵌入所述波导耦合器中的渐进延迟元件，其中，所述渐进延迟元件被构造成向馈送至所述相应的辐射元件的信号引入延迟，由相应的延迟元件引入的延迟从所述激励端至所述负载端随位置减小。
8.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，由所述延迟元件引入的积累额外延迟有效地抵消由所述波导引入的延迟。
9.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述控制元件额外包括：
设置在所述波导的层中的每一个中的孔，并且其中，给定层中的孔布置成网格，且与邻近层中的孔对准；
沿多行孔定位的促动器材料带；和
设置于所述孔中的引脚。
10.根据权利要求9所述的装置，其特征在于，所述孔被电镀，且所述引脚是金属，使得电信号能够传播通过其至所述促动器材料带。
11.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述装置额外地包括：
设置在所述波导的顶表面上的散射元件的阵列。
12.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述散射元件以笛卡尔网格模式设置。
13.根据权利要求12所述的装置，其特征在于，所述散射元件以同心圆形阵列模式设置。
14.根据权利要求11所述的装置，其特征在于，所述装置额外地包括：馈电网络，其配置成向所述阵列提供左旋圆极化（LHCP）和/或右旋圆极化（RHCP）。
15.根据权利要求7所述的装置，其特征在于，所述控制元件是压电促动器，其包括设置在一对电极之间的电介质弹性体。
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