JP4395383B2

JP4395383B2 - Ａｇｃ回路

Info

Publication number: JP4395383B2
Application number: JP2004016038A
Authority: JP
Inventors: 肩吾對馬; 和郎山下; 誠幸足立
Original assignee: Japan Radio Co Ltd
Current assignee: Japan Radio Co Ltd
Priority date: 2004-01-23
Filing date: 2004-01-23
Publication date: 2010-01-06
Anticipated expiration: 2024-01-23
Also published as: JP2005210505A

Description

本発明は、入力された高周波電力を一定の電力レベルで出力するＡＧＣ回路に関するものであり、とりわけ、モニタ電圧に対して、可変減衰器の減衰量を線形的に減衰させるための線形化回路を、簡単な回路構成で実現するＡＧＣ回路に関する。

高周波信号の入力に対して、ある一定のダイナミックレンジで出力を一定化させる回路としてＡＧＣ回路が公知である。このＡＧＣ回路は、携帯電話に代表される移動体通信やＦＷＡといった固定マイクロ波通信を含むあらゆる無線通信分野において、フェージング補償回路として用いられている。図８は、従来のＡＧＣ回路の一例を示す。以下、図８を用いて、従来のＡＧＣ回路の動作について説明する。

図８において、ここでは図示しないアンテナにより受信された高周波信号Ｐｉｎは、ＡＧＣ回路１００に入力され、比較電圧Ｖｓにより定まる一定の電力レベルＰｏｕｔで出力される。より詳細に説明すると、ＡＧＣ回路１００内に入力された高周波信号Ｐｉｎは、可変減衰器３０に入力され、制御電流Ｉｐにより定まる減衰を受け、分配器５０を介して出力される。このとき、分配器５０に入力された高周波信号Ｐｉｎの一部が、検波器７０により検波され、高周波信号Ｐｉｎのレベルに応じた検波電圧Ｖｄを比較回路９０に出力する。そして、比較回路９０では、ＡＧＣ回路１００から出力される電力レベルＰｏｕｔを設定するための比較電圧Ｖｓと、検波器７０から出力された検波電圧Ｖｄとを比較し、該比較結果に基づいた設定電圧Ｖｃを、線形化回路１０に出力する。さらに、線形化回路１０では、入力された設定電圧Ｖｃに基づいて、可変減衰器３０に制御電流Ｉｐを出力することにより、可変減衰器３０の減衰量を制御する。従って、ＡＧＣ回路１００は、入力された高周波信号Ｐｉｎの電力レベルが変動しても、入力レベルに応じて可変減衰器３０の減衰量を制御しているため、高周波信号Ｐｏｕｔを一定の値で出力させることができる。次に、可変減衰器３０について詳細に説明する。

図９は、減衰素子としてｐｉｎダイオードを用いた場合のマイクロ波帯における可変減衰器の回路構成を示す。ここで、正規化インピーダンスをＺ０とし、可変減衰器３０の入出力電圧を、それぞれｖｉ、ｖｏとする。入力信号源３１から入力端ｂに入力された入力電圧ｖｉは、ダイオード３３，３７及び、マイクロストリップ線路３５のインピーダンスにより決定される減衰を受け、出力端ａから出力される。ここで、ダイオード３３及び３７の高周波インピーダンスをＺｐとし、マイクロストリップ線路３５の電気長を高周波信号Ｐｉｎの４分の１波長（すなわちジャイレータとして機能させる）とすると、可変減衰器３０の伝達関数（減衰量）は、式１のようになる。

さらに、ダイオード３３及び３７に制御電流Ｉｐが流れたときの高周波インピーダンスＺｐは式２で近似される。

従って、前述した可変減衰器３０の伝達関数（減衰量）を表す式１は、制御電流Ｉｐの関数として表すことができる。さらに、式２において、ダイオード３３及び３７に制御電流Ｉｐが流れたときの高周波インピーダンスＺｐを制御電流Ｉｐと反比例の関数として近似すると、式１に示した可変減衰器３０の伝達関数（減衰量）は、制御電流Ｉｐの２乗項，比例項，定数項からなる多項式となる。

ここで、Ｚｐ／Ｚ０＝１となるときの制御電流Ｉｐを１として正規化し、式２を式１に代入すると、正規化された制御電流Ｉｐに対する可変減衰器３０の減衰量は図１０に示すようになる。図１０から、見受けられるように、制御電流Ｉｐに対する可変減衰器３０の減衰量は、非線形特性を有している。さらに、従来の線形化回路１０は、入力される設定電圧Ｖｃに対して、出力される制御電流Ｉｐが比例特性であるため、入力電力Ｐｉｎに対する設定電圧Ｖｃの特性が図１１に示すようになる。従って、設定電圧Ｖｃをモニタ電圧として受信電力をモニタする場合において、以下のような課題があった。

例えば、モニタ電圧から受信電力を求める必要があるものの一例として、ＦＷＡ、ＦＰＵ等におけるパラボラアンテナの据え付け工事が挙げられる。パラボラアンテナの据付工事では、電波発信源の方向に対して、正確にパラボラアンテナの向きを向かわせる必要がある。このとき、パラボラアンテナから受信された受信電力レベルが規定電力か否かを判断しつつ、パラボラアンテナの向きを調整する。このときモニタ端子から出力された電圧値を基にして受信電力レベルを検出することになるが、モニタ端子から出力された電圧値が受信電力に対して非線形特性を有しているとすると、モニタ電圧に対する入力電力の特性を図示したグラフなどが必要となり、現地作業者は、そのグラフを参照しつつ据付工事をすることになる。このため、モニタ電圧（設定電圧Ｖｃ）に対して減衰量を線形化させるために、折れ線近似により近似する方法及び回路構成も提案されている（特許文献１）。

特開平９−９３０５９号公報特開平１０−１１２６２０号公報

しかしながら、前述したような折れ線近似を用いた方法は、折れ点を多く実装しなければならず回路構成を複雑にする又は複雑な処理が必要であった。このため、モニタ電圧と可変減衰器の減衰特性を線形化させるための線形化回路を単純な構成で実現することが望まれる。

本発明の構成は、入力された高周波電力を、減衰素子に流れる電流により減衰量を制御して出力する可変減衰器と、前記可変減衰器から出力された高周波電力の一部を検波する検波器と、高周波電力の出力レベルを設定する比較電圧と前記検波電圧とを比較し、該比較結果に基づく設定電圧を出力する比較回路と、前記設定電圧に基づいた制御電流を、前記可変減衰器に出力する線形化回路と、を有するＡＧＣ回路において、前記設定電圧と電源電圧により定まる基準電圧とを演算増幅し出力する第一の演算増幅回路と、エミッタに電源電圧が印加され、ベースに前記第一の演算増幅回路から出力された電圧が印加され、コレクタから前記設定電圧に対して指数特性を有する電流を出力する指数トランジスタと、を有する指数回路と、前記指数トランジスタのコレクタに接続され、定電流を流す定電流源と、前記設定電圧と前記電源電圧により定まる基準電圧とを演算増幅し出力する第二の演算増幅回路を有し、前記設定電圧に対して比例特性を有する電流を出力する比例回路と、を備え、前記線形化回路は、前記指数回路から出力された電流と、前記定電流源に流れる電流と、前記比例回路から出力された電流と、を加算して出力することを特徴とする。

また、本発明は、前記第一及び第二の演算増幅回路に正の温度特性を有する素子を接続し、前記定電流源に負の温度特性を有する素子を備えることが望ましい。

また、本発明は、前記指数トランジスタとエミッタが共通接続され、ベースとコレクタが接続され、コレクタ電位を、前記第一の演算増幅回路に、基準電圧として印加するトランジスタを備えた線形化回路を含むことが望ましい。

本発明の他の構成は、入力された高周波電力を、減衰素子に流れる電流により減衰量を制御して出力する可変減衰器と、前記可変減衰器から出力された高周波電力の一部を検波する検波器と、高周波電力の出力レベルを設定する比較電圧と前記検波電圧とを比較し、該比較結果に基づく設定電圧を出力する比較回路と、前記設定電圧に基づいた制御電流を、一対のトランジスタを用いて前記可変減衰器に出力する線形化回路と、を有するＡＧＣ回路において、前記一対のトランジスタにおけるエミッタ間の電位差が設定電圧で決まる値となるように演算増幅して出力する第一の演算増幅回路と、ベースに前記第一の演算増幅回路から出力された電圧が印加され、エミッタから前記設定電圧に対して指数特性を有する電流を出力する指数トランジスタと、を有する指数回路と、前記指数トランジスタのエミッタに接続され、定電流を流す定電流源と、前記設定電圧と電源電圧により定まる基準電圧とを演算増幅し出力する第二の演算増幅回路を有し、前記設定電圧に対して比例特性を有する電流を出力する比例回路と、前記指数トランジスタとコレクタ及びベースが共通接続され、エミッタ電位を前記第一の演算増幅回路に帰還量として負帰還で印加するトランジスタを有する線形化回路と、を備え、前記線形化回路は、前記指数回路から出力された電流と、前記定電流源に流れる電流と、前記比例回路から出力された電流と、を加算して出力することを特徴とする。

また、本発明の他の構成は、前記第一及び第二の演算増幅回路に正の温度特性を有する素子を接続し、前記定電流源に負の温度特性を有する素子を備えることが望ましい。

本発明のＡＧＣ回路によれば、簡単な回路構成で、モニタ電圧Ｖｃから入力電力をモニタすることができる。また、温度補償を施すことにより、温度変化に対応することが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について図面を用いて説明する。図１は、本発明の第一の実施形態に係るＡＧＣ回路における線形化回路である。以下に、第一の実施形態に係る線形化回路について詳細に説明する。

「第一の実施形態」
図１に示した線形化回路は、定電流Ｉｒを流す定電流源１１と、入力された設定電圧Ｖｃに対して指数特性を有する電流Ｉａを出力する指数回路１３とを備え、定電流Ｉｒと電流Ｉａとを加算した制御電流Ｉｐを出力する構成である。以下、定電流源１１及び、指数回路１３について詳細に説明する。

まず、定電流源１１について詳細に説明する。定電流源１１には、電源電圧Ｖｃｃが印加され、抵抗Ｒ４、トランジスタＴＲ１、抵抗Ｒ１及びＲ４により定まる定電流Ｉｒを抵抗Ｒ１に流す。さらに、トランジスタＴＲ２は、トランジスタＴＲ１と電流ミラー回路を構成しており、その電流ミラー比を１：１と設定すると、トランジスタＴＲ２のエミッタに接続された抵抗Ｒ２には定電流Ｉｒが流れる。ここで、トランジスタＴＲ２のコレクタ電流をＩｃ２とし、エミッタ電流とコレクタ電流が、ほぼ同じ値であるものとすると、
Ｉｃ２＝Ｉｒ・・・（３）
となる。従って、定電流源１１は定電流Ｉｒを出力することができる。

次に、指数回路１３について詳細に説明する。指数回路１３のトランジスタＴＲ３は、定電流源１１のトランジスタＴＲ１と電流ミラー回路を構成しており、その電流ミラー比を１：１と設定すると、トランジスタＴＲ３のエミッタに接続された抵抗Ｒ３には定電流Ｉｒが流れる。そして、トランジスタＴＲ３のコレクタ電流をＩｃ３とし、エミッタ電流とコレクタ電流が、ほぼ同じ値であるものとすると、
Ｉｃ３＝Ｉｒ・・・（４）
となる。ここで、トランジスタＴＲ４のコレクタと、トランジスタＴＲ３のコレクタとの間（Ａ点）には、電源電圧ＶｃｃからトランジスタＴＲ４のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ４だけ降下した電位（Ｖｃｃ−ＶＢＥ４）が印加される。そして、前述したＡ点の電位（Ｖｃｃ−ＶＢＥ４）が、抵抗Ｒ７及びＲ８により分圧され演算増幅回路ＩＣ１に印加される。ここで、トランジスタＴＲ３に流れる電流Ｉｒは定電流であるため、Ａ点における電位は変化しない。従って、電源電圧Ｖｃｃにより定まる一定の電位が第一の演算増幅回路ＩＣ１に基準電圧として印加されることになる。

そして、指数回路１３は、演算増幅回路ＩＣ１において、印加された設定電圧Ｖｃと、前述した基準電圧とを演算増幅し、指数トランジスタＴＲ５のベースに出力する。ここで、指数トランジスタＴＲ５のエミッタ電位は、電源電圧Ｖｃｃで一定の値であるため、指数トランジスタＴＲ５のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ５は、設定電圧Ｖｃに応じて変動することになる。従って、指数トランジスタＴＲ５のコレクタに出力される電流Ｉａは、設定電圧Ｖｃに応じて出力される。

ここで、指数回路１３の指数トランジスタＴＲ５のコレクタに流れる電流Ｉａについて詳細に説明する。指数トランジスタＴＲ５のコレクタに流れる電流Ｉａを求めるためには、指数トランジスタＴＲ５のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ５を求める必要がある。ここで、指数トランジスタＴＲ５のエミッタ電圧は、Ｖｃｃが印加されているため、ベース電圧、すなわち、演算増幅回路ＩＣ１の出力電圧を求めることにより、指数トランジスタＴＲ５のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ５が求まる。演算増幅回路ＩＣ１はＡ点の電位（Ｖｃｃ−ＶＢＥ４）を抵抗Ｒ７及びＲ８により分圧した電位を基準としている。Ａ点の電位は、指数トランジスタＴＲ５とペアに配置されたトランジスタＴＲ４のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ４により設定される電圧であるため、指数トランジスタＴＲ５のコレクタに流れる電流Ｉａは、ＶＢＥ５とＶＢＥ４の差分ΔＶＢＥの関数として表現することができる。

ここで、バイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧ＶＢＥと、エミッタ電流Ｉｅ（及びコレクタ電流Ｉｃ）の関係は、ｐｎ接合における順方向電圧Ｖｆに対する、順方向電流Ｉｆで近似できる（Ｖｆ＝ＶＴ×ｌｎ（Ｉｆ／Ｉｓ４））ことから、トランジスタＴＲ４及びＴＲ５のベースエミッタ間電圧を、それぞれＶＢＥ４、ＶＢＥ５とすると、その差分ΔＶＢＥは、式５のようになる。
ΔＶＢＥ＝ＶＢＥ５−ＶＢＥ４
＝ＶＴ×ｌｎ（Ｉａ／Ｉｓ４）−ＶＴ×ｌｎ（Ｉｒ／Ｉｓ５）
・・・（５）
ここで、ＶＴは、ボルツマン定数ｋと、絶対温度Ｔと、電荷量ｑとからなる熱電圧（ＶＴ＝ｋＴ／ｑ）であり、Ｉｓ４及びＩｓ５は、トランジスタＴＲ４及びＴＲ５の各々の飽和電流である。

そして、トランジスタＴＲ４とＴＲ５の飽和電流Ｉｓ４とＩｓ５が等しいものとすると、トランジスタＴＲ５のコレクタに出力される電流Ｉａは、式５を展開して、式６のようになる。
Ｉａ＝Ｉｒ×ｅｘｐ（ΔＶＢＥ／ＶＴ）・・・（６）
さらに、Ｒ５＝Ｒ７、Ｒ６＝Ｒ８とし、トランジスタＴＲ３のベース電流及び抵抗Ｒ６，Ｒ８に流れる電流が微小である（無視できるレベル）とすると、ΔＶＢＥは、式７のようになる。
ΔＶＢＥ＝（Ｒ６／Ｒ５）×Ｖｃ・・・（７）
そして、式７を式６に代入することにより、式８が導かれる。
Ｉａ＝Ｉｒ×ｅｘｐ（（Ｒ６／Ｒ５）×（Ｖｃ／ＶＴ））・・・（８）
従って、式８に示すように、図１に示す指数回路１３は、設定電圧Ｖｃに対して指数特性を有する電流Ｉａを出力することができる。

従って、図１に示した線形化回路において、入力された設定電圧Ｖｃに対して出力される制御電流Ｉｐは、前述した定電流源１１からの出力電流−Ｉｒと、指数回路１３からの出力電流Ｉａとを加算した値になるため、式９のようになる。
Ｉｐ＝Ｉａ−Ｉｒ
＝Ｉｒ×ｅｘｐ（（Ｒ６／Ｒ５）×（Ｖｃ／ＶＴ））−Ｉｒ・・・（９）

ここで、一例として、設定電圧Ｖｃが１Ｖ増える毎に可変減衰器の減衰量を１０ｄＢ増える線形化回路を設計するものとすると、式１０ａ及び１０ｂのような条件となる。
Ｉａ＝ｅｘｐ（Ｖｃ／１．５）・・・（１０ａ）
Ｉｒ＝ −１・・・（１０ｂ）
さらに、式１０ａ及び１０ｂを、式９に代入したときの、（正規化された）制御電流Ｉｐに対する設定電圧Ｖｃ及び減衰量の特性を図示すると、図２のようになる。図２では、正規化制御電流Ｉｐに対して、設定電圧Ｖｃと減衰量とが、減衰量が３０ｄＢを少し上回る程度まで、ほぼ同じ特性であることを示している。従って、図２に示したような理想的な近似をすることができたものとすると、モニタ電圧Ｖｃに対する可変減衰器の減衰量は、図３に示すように線形的に変化することが可能となる。

「第二の実施形態」
また、第一の実施形態の図１に示した線形化回路に、設定電圧Ｖｃに対して比例特性を有する電流を出力する比例回路を設けて、設定電圧Ｖｃに対する減衰量を近似させても良い。そこで、第二の実施形態として、第一の実施形態で示した線形化回路に、新たに比例回路１５を備えた線形化回路を、図４を用いて説明する。図４において、定電流源１１、指数回路１３は、第一の実施形態において、図１を用いて説明した回路と同一もしくは類似の構成であり、その動作も同一もしくは類似の動作をするものであるため、定電流源１１及び指数回路１３の説明は、ここでは割愛する。以下、比例回路１５について、詳細に説明する。

比例回路１５において、第二の演算増幅回路ＩＣ２には、電源電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ９，Ｒ１０により分圧した電位が印加される。ここで、電源電圧Ｖｃｃが一定の値であるため、電源電圧Ｖｃｃにより定まる一定の電位が第二の演算増幅回路に基準電圧として印加されることになる。

そして、比例回路１５は、第二の演算増幅回路ＩＣ２において、印加された設定電圧Ｖｃと、前述した基準電圧とを演算増幅し抵抗Ｒ１３に出力する。ここで、Ｂ点の電位をＶｂとすると、抵抗Ｒ１３に流れる電流Ｉｂは、式１１のようになる。
Ｉｂ＝（Ｖｃｃ−Ｖｂ）／Ｒ１３・・・（１１）
ここで、Ｒ９＝Ｒ１１、Ｒ１０＝Ｒ１２とし、Ｒ１０、Ｒ１２に流れる電流が微小（無視できるレベル）とすると、
Ｖｃｃ−Ｖｂ＝（Ｒ１０／Ｒ９）×Ｖｃ・・・（１２）
となる。従って、式１２を式１１に代入すると、
Ｉｂ＝（Ｒ１０／（Ｒ９×Ｒ１３））×Ｖｃ・・・（１３）
となる。ここで、トランジスタＴＲ６のエミッタ電流とコレクタ電流が、ほぼ等しいものとすると、トランジスタＴＲ６のコレクタから、式１３で示したＩｂが出力される。従って、比例回路１５は、入力された設定電圧Ｖｃに対して比例特性を有する電流Ｉｂを出力することができる。

ここで、比例回路１５を備えたことによる線形化回路から出力される制御電流Ｉｐの特性は、式１４で表すことができる。
Ｉｐ＝Ｉａ＋Ｉｂ−Ｉｒ・・・（１４）
さらに、設定電圧Ｖｃに対して出力される制御電流Ｉｐを求めるために、式１４に第一の実施形態で示した式９と式１３を代入すると、
Ｉｐ＝Ｉｒ×ｅｘｐ（（Ｒ６／Ｒ５）×（Ｖｃ／ＶＴ））＋（Ｒ１０／（Ｒ９×Ｒ１３））×Ｖｃ−Ｉｒ・・・（１５）
となる。従って、第二の実施形態に示す線形化回路では、設定電圧Ｖｃに対して指数特性、比例特性、定数により近似式回路を構成することが可能となる。

前述した第一の実施形態で説明した線形化回路（比例回路１５なし）と、第二の実施形態で説明した線形化回路（比例回路１５あり）との設定電圧Ｖｃに対する減衰量に関する実測値を図５に示す。各々の線形化回路において、設定電圧Ｖｃが１Ｖ増える毎に可変減衰器３０の減衰量が１０ｄＢ増えるように定数を選択し、周波数帯は１８．５ＧＨｚで実測した。図５からもわかるように、制御電圧Ｖｃに対する減衰量の実測値は、図３に示した理論値と非常に近い値であることがわかる。ここで、比例回路１５がなしの場合を比例回路１５がある場合と比べると、低電圧（設定電圧Ｖｃが２Ｖ以下）領域において良好な線形特性を有し、制御電圧Ｖｃが２Ｖ以上の領域では飽和しやすい特性であることがわかる。従って、比例回路１５を線形化回路に備えるか否かは、使用する周波数帯及び入出力電力等の仕様に応じて適宜設計すれば良い。

「第三の実施形態」
前述の第一及び第二の実施形態で説明した線形化回路は、指数回路１３及び比例回路１５を、ｐｎｐトランジスタを用いて構成していた。しかし、ｐｎｐトランジスタとｎｐｎトランジスタとを比べた場合、一般的にｎｐｎトランジスタの性能の方がばらつき等の諸特性が優れている。そこで、第三の実施形態として、指数回路及び比例回路をｎｐｎトランジスタで構成する線形化回路について、図６を用いて説明する。

図６は、指数回路１４のトランジスタＴＲ７及び指数トランジスタＴＲ８と、比例回路１６のトランジスタＴＲ９をｎｐｎトランジスタで構成した線形化回路である。図６において、定電流源１１は、第一及び第二の実施形態で示したものと同一もしくは類似の構成であり、その動作も同一もしくは類似の動作をするものとする。以下、指数回路１４及び、比例回路１６について、詳細に説明する。

まず、指数回路１４について説明する。指数回路１４は、トランジスタＴＲ７及び指数トランジスタＴＲ８のベース及びコレクタが共通接続され、各々のコレクタに電源電圧Ｖｃｃが印加される。そしてトランジスタＴＲ７のエミッタと、指数トランジスタＴＲ８エミッタとの間の電位差が、Ｖｃ×（Ｒ６／Ｒ５）となるよう第一の演算増幅回路及びトランジスタ７で負帰還制御をする構成となっている。以下に詳細に説明する。

指数回路１４の指数トランジスタＴＲ８のエミッタに流れる電流Ｉａについて詳細に説明する。前述したように、指数トランジスタＴＲ８のエミッタに流れる電流Ｉａを求めるためには、指数トランジスタＴＲ８のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ８を求める必要がある。まず、線形化回路１０の出力端には、可変増幅器３０のｐｉｎダイオード３３（又は３７）の負荷で決まる電圧Ｖｐが印加されている。そして、この出力端電圧Ｖｐと設定電圧Ｖｃとの電位差（Ｖｐ−Ｖｃ）が抵抗Ｒ５，Ｒ６により分圧され、ＧＮＤレベルを基準とすると、（Ｖｐ＋（Ｖｃ−Ｖｐ）×（Ｒ６／Ｒ５＋Ｒ６））の値を持つ電圧が、基準電圧として、第一の演算増幅回路ＩＣ３に印加されることになる。そして、第一の演算増幅回路ＩＣ３はＡ点とＣ点との電位差がＶｃ×（Ｒ６／Ｒ５）となるようトランジスタＴＲ７を介して負帰還制御し、トランジスタＴＲ７及び指数トランジスタＴＲ８のベース電圧を制御する。そして前述した制御量に応じて指数トランジスタＴＲ８のエミッタから電流Ｉａが出力されることになる。さらに、トランジスタＴＲ７のエミッタ電位と、指数トランジスタＴＲ８のエミッタ電位との差分は、ベース電圧が共通のため、指数トランジスタＴＲ８のエミッタに流れる電流Ｉａは、ＶＢＥ８とＶＢＥ７の差分ΔＶＢＥの関数として表現することができる。

ここで、第一の演算増幅回路ＩＣ３からＡ点とＣ点の間に対して出力される電圧差はＶＢＥ８とＶＢＥ７の差分ΔＶＢＥである。さらに、第一の演算増幅回路ＩＣ３は、入力された設定電圧Ｖｃに対して、図６のＩＣ３，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７，Ｒ８から構成されるいわゆるレベルシフタ回路としての出力電圧がＶｃ×（Ｒ６／Ｒ５）として出力される。従ってΔＶＢＥは、第一の実施形態で示した式７と同じになり、指数トランジスタＴＲ８のエミッタに流れる電流Ｉａは、式８と同じ式が導くことが出来る。従って、指数回路１４は入力電圧Ｖｃに対して、指数特性を有する電流Ｉａを出力することができる。

次に、比例回路１６について、以下に詳細に説明する。比例回路１６は、第二の演算増幅回路ＩＣ４がトランジスタＴＲ９を介して、負帰還で印加される電圧を基準として、入力電圧Ｖｃと演算増幅して出力する構成である。ここで、第二の実施形態で示した比例回路１５と同様に、Ｒ９＝Ｒ１１、Ｒ１０＝Ｒ１２とし、Ｒ１０、Ｒ１２に流れる電流を無視できるものとすると、抵抗Ｒ１３の両端に印加される電位差は、（Ｒ１０／Ｒ９）×Ｖｃとなる。なお、トランジスタＴＲ９は、エミッタホロワとして動作しており、第二の演算増幅回路ＩＣ４のドライブ能力が十分にあれば無くとも良い。このため、比例回路１６に入力される設定電圧Ｖｃに対する出力電流Ｉｂは、第二の実施形態で示した式１３と同じになる。従って、指数回路１４のトランジスタＴＲ７及び指数トランジスタＴＲ８と、比例回路１６のトランジスタＴＲ９をｎｐｎトランジスタで構成しても第二の実施形態で示した線形化回路を具備したＡＧＣ回路と同じ特性が得られる。なお、前述したように、第一の実施形態の指数回路１３と、第三の実施形態に示した指数回路１４が、同様な特性が得られる。従って、図６を用いて第三の実施形態に示した線形化回路において、比例回路１６をなしにしたときの特性は、第一の実施形態と同様な特性となる。

「第四の実施形態」
図９に示した可変減衰器のｐｉｎダイオードのインピーダンス特性は、温度特性を有する。このため、温度特性を補償した制御電流Ｉｐを出力することにより、ＡＧＣ回路全体の温度補償も可能となる。そこで、第四の実施形態として、可変減衰器の温度特性に合わせた制御電流を出力させる線形化回路を図７に示す。以下に、温度補償された制御電流Ｉｐを出力する線形化回路について、図７を用いて、詳細に説明する。

可変減衰器に用いたｐｉｎダイオードのインピーダンスＺｐの温度特性は、式１６に示す式で表される。

式１６からわかるように温度変数Ｔは分子にある。このため、分母にある制御電流Ｉｐを同じ温度特性とすれば、ｐｉｎダイオードのインピーダンスＺｐは温度補償され、可変減衰器の温度依存性を抑えることができる。

図７において、定電流源１１ｂは、第一から三の実施形態における定電流源１１に、温度補償用としてトランジスタＴＲ１０及びＴＲ１１を挿入したものであり、基本的な動作については第一から三の実施形態における定電流源１１と同じである。さらに、指数回路１４ｂは、第三の実施形態に示した指数回路１４に温度補償用として、感温抵抗Ｒ６ｂ及びＲ８ｂを挿入したものであり、基本的な動作については第三の実施形態における指数回路１４と同じである。そして、比例回路１６ｂは、第３の実施形態に示した比例回路１６に温度補償用として、感温抵抗Ｒ１０ｂ、Ｒ１２ｂを挿入したものであり、基本的な動作については第三の実施形態における比例回路１６と同じである。以下に温度補償を施した定電流源１１ｂ、指数回路１４ｂ及び、比例回路１６ｂについて、詳細に説明する。

まず、定電流源１１ｂの温度補償について説明する。定電流源１１ｂのトランジスタＴＲ１のベースエミッタ間電圧ＶＢＥ１は、負の温度特性を有している。このため、定電流Ｉｒは正の温度特性を有することになる。従って、トランジスタＴＲ１０及びＴＲ１１のようにベースエミッタ間ＶＢＥを追加して調整することにより、可変減衰器のｐｉｎダイオードのインピーダンスＺｐの温度特性をキャンセルできる。

次に、指数回路１４ｂの温度補償について説明する。抵抗Ｒ６ｂ及びＲ８ｂを正の温度係数を有する感温抵抗を用いることにより、指数回路１４ｂのＩＣ３からの出力電圧（Ｖｃ×（Ｒ６／Ｒ５）＝ΔＶＢＥ）を調整し、指数トランジスタＴＲ８から出力される出力電流Ｉａの温度補償を行うことができる。

そして、比例回路１６ｂの温度補償について説明する。指数回路１４ｂと同様に、抵抗Ｒ１０ｂ及びＲ１２ｂを正の温度係数を有する感温抵抗にすることにより、比例回路１６ｂの出力電流Ｉｂに正の温度特性を持たせることができる。従って、可変減衰器のｐｉｎダイオードのインピーダンスＺｐの温度特性をキャンセルできる。

本発明の第一の実施形態に係るＡＧＣ回路の線形化回路を示す回路図である。本発明の第一の実施形態に係るＡＧＣ回路の線形化回路の正規化制御電流Ｉｐに対する設定電圧Ｖｃ及び可変減衰器の減衰量の特性を示す図である。本発明の第一の実施形態に係るＡＧＣ回路の線形化回路に入力される設定電圧Ｖｃと可変減衰器の減衰量を示す図である。本発明の第二の実施形態に係るＡＧＣ回路の線形化回路を示す回路図である。本発明の第一及び第二の実施形態に係るＡＧＣ回路の線形化回路に入力される制御電圧Ｖｃに対する可変減衰器の減衰量の実測値を示す図である。本発明の第三の実施形態に係るＡＧＣ回路の線形化回路を示す回路図である。本発明の第四の実施形態に係るＡＧＣ回路の線形化回路を示す回路図である。従来のＡＧＣ回路を示す図である。従来のＡＧＣ回路の可変減衰器を示す回路図である。従来のＡＧＣ回路における正規化制御電流Ｉｐに対する可変減衰器の減衰量を示す図である。従来のＡＧＣ回路における設定電圧Ｖｃ（モニタ電圧）に対する可変減衰器の減衰量を示す図である。

符号の説明

１０線形化回路、１１，１１ｂ定電流源、１３，１４，１４ｂ指数回路、１５，１６，１６ｂ比例回路、３０可変減衰器、５０分配器、７０検波器、９０比較回路、１００ＡＧＣ回路。

Claims

入力された高周波電力を、減衰素子に流れる電流により減衰量を制御して出力する可変減衰器と、
前記可変減衰器から出力された高周波電力の一部を検波する検波器と、
高周波電力の出力レベルを設定する比較電圧と前記検波電圧とを比較し、該比較結果に基づく設定電圧を出力する比較回路と、
前記設定電圧に基づいた制御電流を、前記可変減衰器に出力する線形化回路と、
を有するＡＧＣ回路において、
前記設定電圧と電源電圧により定まる基準電圧とを演算増幅し出力する第一の演算増幅回路と、エミッタに電源電圧が印加され、ベースに前記第一の演算増幅回路から出力された電圧が印加され、コレクタから前記設定電圧に対して指数特性を有する電流を出力する指数トランジスタと、を有する指数回路と、
前記指数トランジスタのコレクタに接続され、定電流を流す定電流源と、
前記設定電圧と前記電源電圧により定まる基準電圧とを演算増幅し出力する第二の演算増幅回路を有し、前記設定電圧に対して比例特性を有する電流を出力する比例回路と、
を備え、
前記線形化回路は、前記指数回路から出力された電流と、前記定電流源に流れる電流と、前記比例回路から出力された電流と、を加算して出力することを特徴とするＡＧＣ回路。
請求項１に記載のＡＧＣ回路において、
前記第一及び第二の演算増幅回路に正の温度特性を有する素子を接続し、前記定電流源に負の温度特性を有する素子を備えることを特徴とするＡＧＣ回路。
請求項１に記載のＡＧＣ回路において、
前記線形化回路は、前記指数トランジスタとエミッタが共通接続され、ベースとコレクタが接続され、コレクタ電位を前記第一の演算増幅回路に基準電圧として印加するトランジスタを含むことを特徴とするＡＧＣ回路。
入力された高周波電力を、減衰素子に流れる電流により減衰量を制御して出力する可変減衰器と、
前記可変減衰器から出力された高周波電力の一部を検波する検波器と、
高周波電力の出力レベルを設定する比較電圧と前記検波電圧とを比較し、該比較結果に基づく設定電圧を出力する比較回路と、
前記設定電圧に基づいた制御電流を、一対のトランジスタを用いて前記可変減衰器に出力する線形化回路と、
を有するＡＧＣ回路において、
前記一対のトランジスタにおけるエミッタ間の電位差が設定電圧で決まる値となるように演算増幅して出力する第一の演算増幅回路と、ベースに前記第一の演算増幅回路から出力された電圧が印加され、エミッタから前記設定電圧に対して指数特性を有する電流を出力する指数トランジスタと、を有する指数回路と、
前記指数トランジスタのエミッタに接続され、定電流を流す定電流源と、
前記設定電圧と電源電圧により定まる基準電圧とを演算増幅し出力する第二の演算増幅回路を有し、前記設定電圧に対して比例特性を有する電流を出力する比例回路と、
前記指数トランジスタとコレクタ及びベースが共通接続され、エミッタ電位を前記第一の演算増幅回路に印加するトランジスタを有する線形化回路と、
を備え、
前記線形化回路は、前記指数回路から出力された電流と、前記定電流源に流れる電流と、前記比例回路から出力された電流と、を加算して出力することを特徴とするＡＧＣ回路。
請求項４に記載のＡＧＣ回路において、
前記第一及び第二の演算増幅回路に正の温度特性を有する素子を接続し、前記定電流源に負の温度特性を有する素子を備えることを特徴とするＡＧＣ回路。