JP4387738B2 - 電荷信号変換アンプ - Google Patents

Description

本発明は、電荷発生型のセンサから出力される電荷信号を電圧に変換する電荷信号変換アンプに関する。

一般に、機械的に作用する負荷の大きさに比例して電荷を発生する圧電素子等の電荷発生型のセンサは、連続する動的圧力等の計測に適しており、例えば、エンジンの気筒内の燃焼圧力を計測するための圧力センサ（筒内圧センサ）等に使用される。この電荷発生型のセンサからの信号を取り出すには、超高入力インピーダンスのアンプを用いて電圧信号に変換するのが一般的であり、図８に示すような逆位相で無限大のゲインを持つアンプＡ0の入出力間に帰還コンデンサＣを設けた電荷信号変換アンプ（所謂チャージアンプ）が多用されている。

しかしながら、電荷発生型センサを用いた計測では、電荷のリークや温度変化によるゼロ点のドリフトという問題が常につきまとう。例えば、圧電素子を用いた圧力センサに電荷信号変換アンプを接続して圧力計測を行う場合、圧力をゼロから上昇させ、再びゼロに戻すと、電荷信号変換アンプから出力される信号のゼロ点レベルが、電荷がリークした分だけセンサの電荷が負になって負方向にドリフトしたり、温度上昇によって正の方向にドリフトしたりして変動し、正確な計測を阻害する。

この電荷の漏洩や温度変化によるゼロ点レベルの変動について、エンジンの燃焼室に取り付けた圧電素子からなる筒内圧センサにチャージアンプを接続し、筒内の燃焼圧を計測する場合を例に取って説明する。

通常の４サイクル（吸気→圧縮→燃焼→排気）エンジンでは、ピストンが上死点近辺に到達し、排気弁が閉じて吸気弁が開いた状態での筒内圧は、自然吸気型エンジンでは大気圧、過給器付き型エンジンでは、大気圧に過給圧（例えば、５００ｍｍＨｇ〜１５００ｍｍＨｇ程度）を加えた圧力である。

このとき、センサ素子の圧電効果により筒内の圧力負荷に比例した電荷が発生する。この電荷を−ｑとすると、電荷−ｑはチャージアンプの帰還コンデンサＣに蓄積され、アンプＡ0により電圧信号＋Ｖに変換されて出力される。従って、筒内圧が大気圧の状態での信号レベルをゼロレベル、過給圧がある場合には、大気圧ゼロのレベルに過給圧をＤＣ電圧成分として上乗せしたレベルとして、やがて発生する燃焼圧により立ち上がる燃焼波形の基本レベルとなる。

ピストンが上死点から下死点に向かう間、吸気が継続し、この間、筒内圧に大きな変化は見られず略基本レベルに維持される。次に、ピストンが下死点近辺に到達し、吸気弁が閉じて下死点から上死点に向かう間に圧縮が始まると、この圧縮の開始と共に筒内圧が上昇を開始し、圧電素子の電荷が増加してチャージアンプの帰還コンデンサＣに順次蓄積され、アンプＡ0で変換・出力される電圧信号＋Ｖも上昇する。

そして、上死点に到達する直前（圧縮圧が最大値となる直前）での点火により燃焼圧が発生し、この燃焼圧の発生により、圧電素子の電荷が急激に増大し、アンプＡ0で変換・出力される電圧信号＋Ｖも急激に上昇する。このとき、燃焼圧として出力される信号は、前述の基本レベルからの信号、すなわち、自然吸気型エンジンにおいては、大気圧のレベルからのものであり、過給器付き型エンジンの場合には、過給圧のＤＣ電圧成分に重累したものである。

次に、筒内圧が最大となった後、ピストンが上死点から下死点に向かい、それと共に筒内の圧力が減少に転じると、電荷が極性を反転して圧電素子に帰還を開始する。即ち、この現象を圧電素子側から見ると、燃焼圧により圧電素子に正の応力（圧縮力）が働くときには、−ｑの極性の電荷が応力に正比例して帯電し、燃焼圧が減衰して圧電素子に負の応力（引っ張り）が働くときには、応力に反比例して電荷は＋ｑに極性を反転する。この現象は、帰還コンデンサＣの極性を反転させ、結果として出力信号の極性も反転する。

その後、ピストンが下死点近辺に到達して排気弁が開き（吸気弁は閉じたまま）、ピストンが上死点に向かう行程で燃焼ガスを排気すると、自然吸気型エンジンの筒内圧は大気圧に、過給器付き型エンジンの筒内圧は過給圧に夫々復帰し、１燃焼サイクルが完了して信号のレベルも夫々燃焼サイクル開始以前のレベルに復帰することになる。

これらの信号電圧をオシログラフの縦軸に、横軸には時間もしくはクランク軸の回転角度を入力すると、１サイクルの筒内圧の変化すなわち燃焼波形が描けるが、この燃焼波形は、自然吸気型エンジンにおいては大気圧（信号レベル）から立ち上がって燃焼の終結と共に元の信号レベルに回帰し、過給器付き型エンジンにおいては、過給圧のレベル（ＤＣ電圧のレベル）から立ち上がり燃焼の終結とともに元の過給圧のレベルに回帰することになる。

しかしながら、センサとアンプとを接続して構成される実際の電子回路においては、絶縁抵抗は現実には無限大ではないため、エンジンの燃焼のような急速に繰り返しされる燃焼サイクルでは、サイクル毎に電荷が漏洩し、漏洩した電荷がマイナスの信号電圧に変換されてしまう。また、エンジンの燃焼圧を計測する際には、温度変化の激しい環境下での計測となるため、温度の変化が出力として重畳してしまい、あたかも直流の上に圧力信号が載っているかのようになる。このため、図９に示すように、有効燃焼圧ＥＣＰに対し、信号レベルのドリフトＤＶが発生し、結果として波形の立ち上がり点がオフセットする原因となる。

このような信号レベルのオフセットを含んだ波形データに対しては、研究開発の段階等、高速・大容量の演算装置を利用できる環境下においては、連続する燃焼波形から一つのサイクルの燃焼波形を取り出して処理し、大気圧又は絶対圧上の燃焼波形を想定して波形解析を行うことが可能であるが、量産市販車に適用するには、解決すべき問題が多々ある。

すなわち、量産市販車にエンジンの燃焼圧と燃焼波形を計測するシステムを搭載するには、発生する信号レベルのドリフトに対し、車載の装置でオフセット値を演算処理して信号レベルを求めなければならず、結果として車載の装置に膨大な処理能力を付加させる必要が生じ、装置の大型化やコスト上昇を招いてしまう。

この問題解決の一手段として、例えば、特許文献１には、電荷信号変換アンプの出力段に０．０１〜１．０Ｈｚのスレッショルド値を有するフィルタを接続し、圧力波形の低周波成分を除去することで実質的にゼロ・レベルを維持する技術が提案されている。
特許第３１２３７９８号公報

しかしながら、特許文献１で提案されている技術は、ハイパスフィルタにより燃焼波形の低周波成分を除去するため、実質的にはＡＣカップリングであり、波形の全直流成分を削除する。従って、正確な波形解析のためには、削除された直流分の補正が更に必要となり、信号処理に要する演算負荷を軽減することは困難である。

本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、電荷発生型センサから出力される電荷信号を電圧に変換する際の零点レベルの変動を防止し、信号処理に要する演算負荷を軽減することのできる電荷信号変換アンプを提供することを目的としている。

上記目的を達成するため、本発明による電荷信号変換アンプは、検出対象圧力の作用によって電荷を発生するセンサからの電荷信号を電圧信号に変換して出力する信号変換回路と、信号伝達系で発生する電荷の漏洩による負方向のドリフトと温度変化による正方向のドリフトとを自動的に補正し、上記信号変換回路の出力レベルを上記センサの電荷発生開始時及び終了時において同一レベルとする自動補正回路とを備え、上記自動補正回路は、上記信号変換回路の入力側の電荷を放電するためのスイッチ素子と、上記信号変換回路の出力を正方向の最大ドリフト量を考慮して予め設定したレベルと比較し、上記検出対象圧力が上昇過程にあることを検出する第１のコンパレータ回路と、上記第１のコンパレータ回路で上記検出対象圧力が上昇過程にあることを検出した後、上記信号変換回路の出力がピーク値から下降して上記最大ドリフト量に基づくレベル以下になったとき、上記スイッチ素子を導通させて上記信号変換回路の入力側の電荷を放電させることにより上記正方向のドリフトを補正する第２のコンパレータ回路と、上記信号変換回路の出力が零点を定める基準レベル以下になったとき、上記スイッチ素子を導通させて上記信号変換回路の入力側の電荷を放電させることにより上記負方向のドリフトを補正するアンプ回路とを有することを特徴とする。

本発明の電荷信号変換アンプは、電荷の漏洩による負方向のドリフト及び温度変化による正方向のドリフトに起因する零点レベルの変動を防止することができ、信号処理に要する演算負荷を軽減することができる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。図１〜図７は本発明の実施の一形態に係わり、図１は電荷発生型センサを接続した電荷信号変換アンプの回路図、図２及び図３はセンサ出力及び各部の出力タイミングを示すタイムチャート、図４は異常監視機能を付加した電荷信号変換アンプの回路図、図５は負のドリフト補正用のスイッチ素子と正のドリフト補正用のスイッチ素子とを別に設けた電荷信号変換アンプの回路図、図６は機械的スイッチによる自動補正回路を有する電荷信号変換アンプの回路図、図７は図６の電荷信号変換アンプに異常監視機能を付加した回路図である。

本発明による電荷信号変換アンプは、入力電荷の極性が正負何れの極性にも対応可能であり、また、反転型アンプ、正転型（非反転型）アンプの何れのタイプも適応可能である。図１は、正電荷入力正転型の基本等価回路を示し、同図において、符号Ｃｃは、圧電素子を用いた圧力センサ等の電荷発生型センサの発生電荷を示す等価キャパシタ、符号１は、この等価キャパシタＣｃを入力とする電荷信号変換アンプである。

電荷信号変換アンプ１は、電荷信号を電圧信号に変換する信号変換回路２と、電荷の漏洩や温度変化によるゼロ点の正負のドリフトを自動的に補正する自動補正回路３とを備えている。信号変換回路２は、従来の電荷信号変換アンプと同様の構成であり、電荷発生型センサの発生電荷を蓄電する電圧変換用キャパシタＣｘと、この電圧変換用キャパシタＣｘの電圧を増幅して出力するアンプＡ１とを主として構成され、自動補正回路３は、アンプＡ２、第２のコンパレータ回路を形成するコンパレータＣ１、第１のコンパレータ回路を形成するコンパレータＣ２、タイマＴ１、及びスイッチ素子Ｑ１を主として構成される。

尚、スイッチ素子Ｑ１としては、半導体スイッチ或いはリレースイッチ等を用いることが可能であり、本形態においては、半導体スイッチとしての電界効果型トランジスタ（図１においてはＮチャンネルＭＯＳ型の電界効果型トランジスタ）を用い、以下、スイッチ素子Ｑ１を電界効果型トランジスタＱ１として説明する。

具体的には、電荷発生型センサの等価キャパシタＣｃに電圧変換用キャパシタＣｘが接続され、この電圧変換用キャパシタＣｘに蓄電した電荷による電圧がアンプＡ１の非反転入力端に入力するよう接続されている。アンプＡ１の出力端は３系統に分岐され、第１の系統はアンプ出力として外部に延出され、第２の系統は、抵抗Ｒ２を介してアンプＡ１の反転入力端に接続され、抵抗Ｒ１を介して接地されている。第３の系統は、アンプＡ２の反転入力端及びコンパレータＣ１の反転入力端に接続されると共に、抵抗Ｒ４を介してコンパレータＣ２の非反転入力端に接続されている。

アンプＡ２は、センサ出力の負側のドリフトを検出する反転型のアンプであり、その非反転入力端に、抵抗Ｒ５，Ｒ６で回路電圧Ｖｃｃ（例えば、＋ＤＣ５Ｖ）を分圧して生成される基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば、＋２ｍＶ）が印加される。この基準電圧Ｖｒｅｆは、単一電源動作における“０”点を定める電圧であり、アンプＡ２は、基準電圧Ｖｒｅｆを“０”とし、基準電圧Ｖｒｅｆより小さい電圧をマイナス、基準電圧Ｖｒｅｆより大きい電圧をプラスとして動作する。

一方、コンパレータＣ１，Ｃ２は、センサ出力の正側のドリフトを補正するためのものであり、コンパレータＣ１の非反転入力端に、コンパレータＣ２の出力を抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧した比較電圧Ｖｒ１が印加され、コンパレータＣ２の反転入力端には、回路電圧ＶｃｃとタイマＴ１の出力（Ｑ出力）端とを接続する抵抗Ｒ９，Ｒ１０によって分圧される比較電圧Ｖｒ２が印加される。コンパレータＣ１の出力端は、タイマＴ１のトリガ入力（Ｂ入力）端に接続され、コンパレータＣ２の出力端は、抵抗Ｒ７を介してコンパレータＣ１の非反転入力端に接続されると共に、順方向のダイオードＤ３から抵抗Ｒ１１を介して自身の非反転入力端子に接続されている。

タイマＴ１は、コンパレータＣ１の出力の立上がりエッジをトリガとして、外付けの抵抗Ｒｔ及びコンデンサＣｔによって定まるパルス幅のワンショットパルスを出力するものであり、タイマＴ１のＱ出力端とアンプＡ２の出力端とが、それぞれ、ダイオードＤ１，Ｄ２によるＯＲ回路を介して電界効果型トランジスタＱ１のゲートに接続されている。

電界効果型トランジスタＱ１は、ゲートがゲート抵抗Ｒｇを介して接地され、ドレインが電圧変換用キャパシタＣｘ及びアンプＡ１の非反転入力端に接続され、ソースが抵抗Ｒ５，Ｒ６による基準電圧を与える電位点に接続されている。また、電界効果型トランジスタＱ１のゲートには、ダイオードＤ４を介して外部リセット信号を入力することが可能にとなっており、必要に応じて電界効果型トランジスタＱ１をＯＮさせ、アンプＡ１の入力側の電荷を放電することができる。

尚、前述したように、本発明の電荷信号変換アンプは、以上の正電荷入力正転型に限定されることなく、入力電荷の正負、アンプの正転型／反転型、スイッチ素子等の組み合わせにより、正電荷入力反転型、負電荷入力正転型、負電荷入力反転型等の種々の回路構成とすることが可能である。正電荷入力反転型、負電荷入力正転型、負電荷入力反転型におけるアンプＡ１及びアンプＡ２の構成は、先に本出願人が提出した特願２００３−７６１３０号に開示されており、アンプＡ１，Ａ２の出力形式に合わせ、コンパレータＣ１，Ｃ２、タイマＴ１の接続を変更すれば良い。

以上の構成において、電荷発生型センサのセンサ素子に機械的負荷を与えると、この機械的負荷の大きさに直接比例した＋ｑ（正）の極性を有する電荷が発生する。そして、電荷発生型センサの等価キャパシタＣｃにより、信号変換回路２の電圧変換用キャパシタＣｘが蓄電され、アンプＡ１により正の電圧に変換されて出力される。一方、センサ素子の機械的負荷が減少に転じると、電荷の極性は−ｑ（負）に反転し、電圧変換用キャパシタＣｘから逆流してキャパシタＣｃに帰還する。

このとき、アンプＡ１の出力電圧Ｖ0、すなわち電荷発生型センサの発生電荷ｑを電圧に変換した値は、以下の（１）式で与えられる。但し、Ｃｓは、電荷発生型センサと電圧変換用キャパシタＣｘとを接続する同軸ケーブルや電圧変換用キャパシタＣｘとアンプＡ１の入力ピンとの間の信号線等の信号伝達系の等価浮遊容量、Ｃｄｓは電界効果型トランジスタのドレイン・ソース間容量、Ｃｄｇはドレイン・ゲート間容量である。
Ｖ0＝（１＋Ｒ２／Ｒ１）ｑ／（Ｃｃ＋Ｃｓ＋Ｃｘ＋Ｃｄｓ＋Ｃｄｇ）…（１）

この現象をアンプＡ１の出力で観察すると、センサ素子に機械的負荷が加わる以前の電圧はゼロであり、負荷が加わると同時にプラス電圧となり、負荷の減少が始まるとマイナス電圧に転じる。従って、電荷の漏洩がなければ電荷はゼロになり、アンプＡ１の出力電圧もゼロになる。

しかしながら、現実には、センサ素子と電圧変換用キャパシタＣｘとを接続する同軸ケーブルや電圧変換用キャパシタＣｘからアンプＡ１の入力ピンに至る信号線等の信号伝達系の絶縁抵抗は有限であり、電圧変換用キャパシタＣｘに蓄電された電荷の一部は漏洩し、機械的負荷の減少が始まると、マイナス電圧に転じる信号電圧に重累して出力されてしまう。すなわち、荷重開始時の初期のレベルに復帰すべき信号電圧が負の領域に到達してしまい、アンプＡ１から出力される信号のゼロ点が負方向にドリフトして正確な計測を阻害する。

また、温度変化の激しい環境下で電荷発生型センサに電荷信号変換アンプを接続して計測を行う場合、例えば、圧電素子を使用した圧力センサを用いてエンジンの筒内燃焼圧を計測する場合には、温度変化の激しい環境下での計測となるため、温度の上昇が出力として重畳する正方向のドリフトが発生し、あたかも直流の上に圧力信号が載っているかのようになる。

このような電荷の漏洩によるゼロ点の負側のドリフト及び温度変化によるゼロ点の正側のドリフトは、自動補正回路３によって補正され、センサ素子の電荷発生開始時及び終了時における信号変換回路２の出力レベル（ゼロ点レベル）が同一レベルに維持される。以下、圧電素子を用いた圧力センサにより圧力を計測する場合を例に取り、自動補正回路３の動作について説明する。

先ず、電荷の漏洩による負のドリフトに対する自動補正について説明する。ここでは、説明を簡単にするために、アンプＡ１の利得設定用抵抗Ｒ１，Ｒ２を、それぞれ、無し（∞）、短絡（０Ω）とする。これにより、アンプＡ１の利得は１になり、センサで発生した電荷は、電圧変換用キャパシタＣｘにより、アンプＡ１の取り扱える低圧の電圧になる。アンプＡ１は電圧として取り出すためのバッファーアンプとして動作する。

センサに正の圧力が加わり、正の電荷が発生した場合、信号変換回路２のアンプＡ１は正の電圧を出力する。一方、電荷がリークしてゼロに戻るとき、或いは負の圧力になるときには、アンプＡ１は、負の出力をしようとする。自動補正回路３のアンプＡ２は、このアンプＡ１の負の出力を、電荷の漏洩として検出する。

自動補正回路３のアンプＡ２は、高利得（１００，０００〜１，０００，０００程度）のアンプであり、信号変換回路２のアンプＡ１の負電圧を反転増幅し、その増幅出力を電界効果型トランジスタＱ１のゲートに加える。電界効果型トランジスタＱ１のゲート電圧がスレッシホルド電圧Ｖｔｈ（１〜３Ｖ程度）以下の場合には、ドレイン・ゲート間容量Ｃｄｇを通して電圧変換用キャパシタＣｘに電荷が注入される。

その後、電界効果型トランジスタＱ１のゲート電圧がスレッシホルド電圧Ｖｔｈを超えると、ドレイン−ソース間が導通を始める。その結果、センサの電荷は電界効果型トランジスタＱ１を通じて放電され、アンプＡ１の出力端における電圧が“０”（２ｍＶ）となる。

アンプＡ２及び電界効果型トランジスタＱ１による負のドリフトに対する自動補正は、アンプＡ１側から見れば、出力が負のとき一種の負帰還回路を構成しており、アンプＡ１の入力を電界効果型トランジスタＱ１でゼロ点と導通することにより自動補正をかけ、以後、圧力が上昇すると、最低圧力（負圧を含む）をゼロ点として動作し、アンプＡ１の入力がマイナスの領域にある限り、この状態が継続する。

この自動補正が機能している状態では、電界効果型トランジスタＱ１のゲートに正の電圧がかかっており、継続的に圧力が変化しない場合、或る点でバランスし、そのバランス状態が維持される。このようなバランス状態は、各部の電圧、アンプＡ１，Ａ２の利得やオフセット、電界効果型トランジスタＱ１のスレッシホルド電圧Ｖｔｈや相互コンダクタンスｇｍ等のパラメータの影響を受けるが、アンプＡ１の出力は、ほぼゼロとなる。

すなわち、電界効果型トランジスタＱ１のゲート電圧が下がると、ドレイン−ゲート間容量Ｃｄｇに蓄えられた電荷がアンプＡ１の入力電圧を下げる方向に働き、その結果、アンプＡ１とアンプＡ２とを通してゲート電圧を上げるように作用する。逆に、ゲート電圧が上がる場合も同様である。従って、アンプの他の電圧が変動しない限り、その状態を維持する。

以上のバランス状態から脱却する要因としては、次の（Ａ），（Ｂ）に示す２つの要因を挙げることができる。これらの要因によってバランス状態が解かれたとき、自動補正回路３は機能を停止する。

（Ａ）圧力が上昇する。
アンプＡ１の入力が上昇すると、アンプＡ１の出力が上昇し、アンプＡ２の出力（電界効果型トランジスタＱ１のゲート電圧）が低下する。更に圧力が上昇すると、アンプＡ２の出力がゼロとなり、自動補正回路３による補正が終了する。尚、このとき、電界効果型トランジスタＱ１のドレイン・ゲート間容量Ｃｄｇに蓄えられた電荷が一部入力と相殺され、この入力との相殺がゲート電圧が“０”になるまで続く。結果として、アンプＡ１は、入力の立ち上がり時に出力が圧縮される。この圧縮量は、ドレイン・ゲート間容量Ｃｄｇとスレッシホルド電圧Ｖｔｈにより決まる。従って、半導体スイッチとしての電界効果型トランジスタＱ１には、ドレイン・ゲート間容量Ｃｄｇが小さいものを使用することが望ましい。

（Ｂ）電荷がリークする。
電荷がリークすると、この場合、正の方向へ向かうことになるので、同様に、アンプＡ１の出力が上昇し、アンプＡ２の出力が減少する。但し、電荷がリークした結果、入力が正の領域に達しないとバランス状態からは抜け出ない。

次に、温度変化による正側のドリフトに対する自動補正について説明する。この正側のドリフトに対する自動補正は、圧力がピークを越えて下降する過程において、予想される最大ドリフト量よりも若干高いレベルを過ぎたときに開始される。具体的には、アンプＡ１の出力がコンパレータＣ２の比較電圧Ｖｒ２を越えて上昇し、その後、ピークを越えて下降に転じ、コンパレータＣ１の比較電圧Ｖｒ１を下回ったとき、電界効果型トランジスタＱ１がＯＮされてアンプＡ１の出力端における電圧が“０”（２ｍＶ）となる。

コンパレータＣ２の比較電圧Ｖｒ２は、タイマＴ１がトリガされていない状態（Ｑ出力がローレベルの状態）において、回路電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ９，Ｒ１０によって分圧した電圧として与えられる。この電圧は、センサによっても異なるが、サイクル間における正方向の最大ドリフト量に対し、ノイズ等を考慮して若干高めの電圧となるように設定される。そして、コンパレータＣ２においてアンプＡ１の出力が比較電圧Ｖｒ２と比較され、アンプＡ１の出力が比較電圧Ｖｒ２より高くなったとき、コンパレータＣ２の出力がローレベル（零Ｖ）からハイレベル（＋Ｖｃｃ；５Ｖ）となる。

このとき、コンパレータＣ２の出力の一部は、ダイオードＤ３及び抵抗Ｒ１１を介して自身の非反転入力側に帰還され、結果としてコンパレータＣ２は自己ホールド状態になり、アンプＡ１の出力に拘わらず、コンパレータＣ２の出力がハイレベルの状態に維持される。この状態では、コンパレータＣ１の比較電圧Ｖｒ１は、コンパレータＣ２の出力を抵抗Ｒ７，Ｒ８で分圧した電圧（Ｖｒ１＝５×Ｒ８／（Ｒ７＋Ｒ８））であり、予想される正方向の最大ドリフト量から設定される比較電圧Ｖｒ２よりも低い値となるように設定される。

そして、コンパレータＣ２により圧力が上昇過程にあることが検出され、圧力がピークを越えて下降過程に転じたとき、この圧力下降過程においてアンプＡ１の出力がコンパレータＣ１の比較電圧Ｖｒ１より低くなると、コンパレータＣ１のＱ出力がハイレベル（５Ｖ）となる。その結果、コンパレータＣ１のハイベルの出力の立ち上がりエッジでタイマＴ１がトリガされる。

タイマＴ１がトリガされると、抵抗Ｒｔ及びコンデンサＣｔによって定まるパルス幅のワンショットパルスが出力される。ワンショットパルスのパルス幅は、使用する半導体素子にもよるが、概ね数百ｎｓ〜数十μｓである。このタイマＴ１からのパルス出力（Ｑ出力）により、電界効果型トランジスタＱ１のゲートにスレッシホルド電圧Ｖｔｈより高い電圧が加えられ、電界効果型トランジスタＱ１のドレイン・ソース間が導通する。その結果、センサ信号の入力状態に拘わらず電荷が放電され、アンプＡ１の入力が“０”（２ｍＶ）となる。同時に、タイマＴ１のＱ出力がハイレベル（５Ｖ）となることにより、コンパレータＣ２の比較電圧Ｖｒ２が５Ｖとなり、コンパレータＣ２の自己ホールド状態が解除される。

タイマＴ１のパルス信号がなくなるときには、電界効果型トランジスタＱ１は、ゲート抵抗Ｒｇによりゲート電圧がゼロに向かうので、スレッシホルド電圧Ｖｔｈ以下では、ドレイン・ゲート間容量Ｃｄｇに蓄えられた電荷が電圧変換用キャパシタＣｘに渡され、アンプＡ１の入力は負方向となる。このときのアンプＡ１の入力電圧は−Ｖｔｈ・Ｃｄｇ／（Ｃｓ＋Ｃｘ＋Ｃｄｇ＋Ｃｄｓ）であり、この電圧は、前述した負のドリフトに対する自動補正が動作するに十分な値であり、入力がどうであろうと、その点をゼロとして回路は動作する。圧力が下がる場合には、負のドリフトに対する自動補正が機能し、最低圧力点をゼロとして作動する。

以上の動作を、図２及び図３のタイムチャートを用いて説明する。図２及び図３のタイムチャートにおいて、（ａ）はドリフトを含むセンサ出力、（ｂ）は自動補正後のアンプ出力、（ｃ）はコンパレータＣ１の出力、（ｄ）はタイマＴ１の出力、（ｅ）はコンパレータＣ２の出力、（ｆ）は負のドリフトに対する自動補正の作動期間を示し、図２において上昇ドリフト時のセンサ出力に対する自動補正、図３において下降ドリフト時のセンサ出力に対する自動補正を例示している。

先ず、図２に示すように、センサ出力がゼロレベルから上昇し始め（時点ｔ0）、出力Ｙのａ１点に達すると（時点ｔa1）、このセンサ出力の上昇方向がコンパレータＣ２によって検出され、（ｅ）に示すようにコンパレータＣ２の出力がハイレベル（５Ｖ）となり、その状態がホールドされる。出力Ｙは、予想される正方向の最大ドリフト量よりも若干高い値に設定されるコンパレータＣ２の比較電圧Ｖｒ２に該当し、ドリフトの発生によりセンサ出力のゼロレベルが上昇しても、圧力の上昇に伴うセンサ出力のゼロレベルからの上昇方向がコンパレータＣ２によって確実に検出される。

次いで、センサ出力が更に増加し、ピーク点を越えて減少に転じ、コンパレータＣ１の比較電圧Ｖｒ１に該当する出力Ｘのｂ１点に達すると（時点ｔb1）、（ｃ）に示すコンパレータＣ１の出力がローレベルからハイレベルに反転し、（ｄ）に示すように、タイマＴ１からワンショットパルスが出力される。タイマＴ１からワンショットパルス（パルス幅ｔ１）が出力されると、電界効果型トランジスタＱ１のドレイン・ソース間が導通してアンプＡ１の入力がリセットされる。

その結果、（ｂ）に示すように、アンプ出力がｂ１点でゼロ点に落ち、センサ出力のドリフトの有無に拘わらず、アンプ出力のゼロ点レベルが一定に保たれる。また、（ｅ）に示すように、コンパレータＣ２の出力がハイレベルからローレベルに戻って自己ホールド状態が解除され、コンパレータＣ１の出力もローレベルとなる。

その後、センサ出力がｂ１点から更に下降し、タイマＴ１からのワンショットパルスが０出力となって入力が負の領域になると（時点ｔd1）、（ｆ）に示すように、負のドリフトに対するアンプＡ２による自動補正が作動する。この負のドリフトに対する自動補正は、センサ出力が上昇に転じる直前の極小点をｃ１とすると、この極小点ｃ１からアンプ出力が上昇に転じたとき、作動を停止する（時点ｔc1）。以降、各サイクルの時点ｔa2,ｔb2,ｔd2,ｔc2〜ｔan,ｔbn,ｔdn,ｔcnで同様に作動し、図２に示すようにドリフトが上昇方向にある場合には、前のサイクルの直前の極小値を差し引いて出力することになる。ドリフトが無い場合も又図３に示すようにドリフトが下降方向にある場合においても、同様に作動する。

このように、電荷発生型センサに電荷信号変換アンプを接続して電荷信号を電圧信号に変換する際には、信号伝達系での電荷の漏洩や温度変化によるゼロ点のドリフトは避けることのできないものであるが、自動補正回路３により正負のオフセットを抑えるため、簡潔な回路構成、少ない部品点数等により低価格を実現しつつ、計測信号を処理する際の演算負荷を軽減することができる。

更には、エンジンの筒内燃焼圧に代表されるような急激な圧力の上昇とそれに続く降下が連続して繰り返されるような状況に適用する場合においても、この圧力変動に比例した電荷の急速な流出と流入に伴って発生する電荷の漏洩により１サイクル毎に累積される信号レベルのオフセットを補正すると共に、温度変化による出力誤差を小さくすることができることから、正確な燃焼解析が可能となり、最適な燃焼制御により燃料消費の向上、排ガス抑制等が可能になる。

この場合、電荷信号変換アンプ１の回路電源を投入しての初期状態或いはエンジンストール後の再始動時にアンプＡ１の入力側に大きな電荷が残っている場合や、作動中の温度上昇による実際のドリフト量が予想される最大ドリフト量を越えてしまうような場合等には、信号変換回路２のアンプＡ１の入力が自動補正回路３の作動レベルまで低下しない虞がある。

従って、このような場合、外部リセット信号を用いてアンプＡ１の入力側をリセット・初期化することができるが、外部リセット信号を用いることなく、アンプＡ２の出力とタイマＴ１の出力とを監視する、いわばウォッチドッグタイマ的な異常監視機能を自動補正回路３に付加することにより、両者が正常に出力されないとき、電界効果型トランジスタＱ１を強制的にＯＮさせて自動的にリセットすることができる。

この異常監視機能を付加した自動補正回路３Ａは、具体的には、図４に示すように、正常時にアンプＡ２の出力或いはタイマＴ１の出力によって連続的に再トリガされるタイマＴ２を用いて構成される。すなわち、アンプＡ２の出力端を、ダイオードＤ１を介して電界効果型トランジスタＱ１のゲートに接続すると共に、コンパレータＣ３を介してＯＲゲートＧ１の一方の入力端に接続する。コンパレータＣ３は、後段のＯＲゲートＧ１の論理レベルとの調整を図るためのものであり、アンプＡ２の出力と回路電圧Ｖｃｃを抵抗Ｒ１２，Ｒ１３によって分圧した基準電圧との比較により、アンプＡ２の出力が論理レベルに変換される。

ＯＲゲートＧ１の他方の入力端にはタイマＴ１のＱ出力端が接続され、ＯＲゲートＧ１の出力端がタイマＴ２のトリガ入力（Ｂ入力）端に接続されている。タイマＴ２は、外付けの抵抗Ｒｔ2及びコンデンサＣｔ2によって定まるパルス幅のワンショットパルスを出力する再トリガ可能型のタイマであり、その反転Ｑ出力端（反転Ｑ出力）がダイオードＤ５を介して電界効果型トランジスタＱ１のゲートに接続されている。

このような異常監視機能を備えた自動補正回路３Ａにおいては、自動補正が正常に作動している状態では、アンプＡ２の出力或いはタイマＴ１の出力によりＯＲゲートＧ１からタイマＴ２を連続的に再トリガし続ける。タイマＴ２は、ワンショットパルスのパルス幅がセンサ出力の上昇下降における１サイクルの長さよりも長く設定されており、再トリガされている限り、反転Ｑ出力が常にローレベルの状態に維持され、電荷信号変換アンプ１の本来の動作には、何ら影響を及ぼさない。

一方、アンプＡ２の出力及びタイマＴ１の出力の両者が共に“０”の状態に止まる異常発生時には、ＯＲゲートＧ１によるタイマＴ２へのトリガがかからず、タイマＴ２の反転Ｑ出力がハイレベルとなって電界効果型トランジスタＱ１をＯＮさせる。これにより、アンプＡ１の入力側の電荷が放電される。このタイマＴ２によるアンプＡ１の入力側の自動リセットにより、以後、自動補正が機能し、タイマＴ２がトリガされて反転Ｑ出力がローレベルとなって正常動作に復帰する。

これにより、電荷信号変換アンプ１の回路電源を投入しての初期状態において何らかの原因によりアンプＡ１の入力側に大量の電荷が残っている場合や、作動中に温度上昇による実際のドリフト量が予想される最大ドリフト量を越えてしまうような場合等にも、自動的にアンプＡ１の入力側をリセットして自動補正回路３Ａを確実に作動させることができる。

また、以上の回路においては、アンプＡ２の出力による負のドリフト補正と、タイマＴ１の出力による正のドリフト補正とにおいて、共通の１個のスイッチ素子（電界効果型トランジスタＱ１）を駆動するようにしているが、アンプＡ２の出力によるスイッチ素子の駆動条件とタイマＴ１の出力によるスイッチ素子の駆動条件とは、必ずしも最適な条件が同じでない。

従って、図５に示すように、負のドリフト補正用のスイッチ素子と正のドリフト補正用のスイッチ素子とを別に設けるようにしても良い。図５に示す自動補正回路３Ｂは、図１に示す自動補正回路３に対し、電界効果型トランジスタＱ１に加えて電界効果型トランジスタＱ２（ＮチャンネルＭＯＳ型）を用いるものであり、アンプＡ２の出力端を電界効果型トランジスタＱ１のゲートに接続し、タイマＴ１のＱ出力端をダイオードＤ２を介して電界効果型トランジスタＱ２のゲートに接続する。

一方の電界効果型トランジスタＱ１は、アンプＡ２の出力に見合った最適なゲート電圧を得られるゲート抵抗Ｒｇ１がゲートに接続され、抵抗Ｒ１４，Ｒ１５で回路電圧Ｖｃｃを分圧した電位点Ｖｓ１にソースが接続されている。また、他方の電界効果型トランジスタＱ２は、タイマＴ１の出力に見合った最適なゲート電圧を得られるゲート抵抗Ｒｇ２がゲートに接続され、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７で回路電圧Ｖｃｃを分圧した電位点Ｖｓ２にソースが接続されている。また、外部リセット信号は、ダイオードＤ４を介して電界効果型トランジスタＱ２のゲートに入力されるよう構成される。

図５の回路においても、基本的な動作は、前述した通りであるが、電界効果型トランジスタＱ１が導通したときのソース電位を定める電位点Ｖｓ１は、アンプＡ２による負のドリフト補正時に、アンプＡ２の出力を低く抑え、電界効果型トランジスタＱ１のドレイン・ゲート間容量Ｃｄｇに蓄えられた電荷を入力電荷で打消さなければならないことによるアンプＡ１の出力の立上がりの圧縮をできるだけ小さくすることのできる値に設定される。アンプＡ２の出力をできるだけ低くするには、電位点Ｖｓ１を高めの電圧（例えば、＋６ｍＶ）に設定すれば良いが、あまり高い電圧にすると、電界効果型トランジスタＱ１の寄生ダイオードからのリークが生じるため、用途に応じて適宜設定される。

また、電界効果型トランジスタＱ２が導通したときのソース電位を定める電位点Ｖｓ２は、アンプＡ１の出力がアンプＡ２による自動補正動作無しでアンプＡ２の基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば、＋２ｍＶ）と同程度になるように設定されるのが良い。すなわち、コンパレータＣ１，Ｃ２及びタイマＴ１による正のドリフト補正時、タイマＴ１からのワンショットパルスにより電界効果型トランジスタＱ２が導通した後、ワンショットパルスが無くなるときに、電界効果型トランジスタＱ２のドレイン・ゲート間の容量Ｃｄｇに蓄えられた電荷がアンプＡ１の入力側に放出されることから、アンプＡ１の入力側の電圧は、一旦、電位点Ｖｓ２と同じになるが、直ぐに減じられる。減じられた結果、アンプＡ１の出力がアンプＡ２の基準電圧Ｖｒｅｆより高ければそのまま、基準電圧Ｖｒｅｆより低ければアンプＡ２による自動補正がかかる。

以上の正負のドリフト補正用のスイッチ素子（電界効果型トランジスタＱ１，Ｑ２）は、機械的なスイッチに置き換えることも可能であり、図６に機械的スイッチによる自動補正回路を有する電荷信号変換アンプの回路図を示す。図６における自動補正回路３Ｃは、半導体スイッチである電界効果型トランジスタに代えて機械的スイッチであるリレーを用いたものであり、この場合には、図１に示す自動補正回路３を、リレーの応答性を考慮した回路構成に変更する。

すなわち、電圧変換用キャパシタＣｘ及びアンプＡ１の非反転入力端を、リレーＲＹ１の接点（常開接点）を介して抵抗Ｒ１８，Ｒ１９により回路電圧Ｖｃｃを分圧した電位点Ｖｓ３に接続し、フライホイールダイオードＤが並列接続されたリレーＲＹ１のリレーコイルを、ドライバアンプＡ３によって駆動する。

ドライバアンプＡ３は、アンプＡ２の出力を論理レベルに変換するコンパレータＣ３の出力と、タイマＴ１のＱ出力とが入力されるＯＲゲートＧ２によって駆動され、タイマＴ１のトリガ入力（Ｂ入力）端には、コンパレータＣ３の出力と、コンパレータＣ１の出力と、外部リセット信号とがＯＲゲートＧ３を介して入力されるよう接続される。

このリレーＲＹ１を用いた図６の回路においても、基本的な動作は、前述と同様であるが、タイマＴ１に外付けされる抵抗Ｒｔ3及びコンデンサＣｔ3によって定まるワンショットパルスのパルス幅を、リレーＲＹ１が確実に作動する時間（例えば、〜数ｍｓ）とし、アンプＡ２の出力（コンパレータＣ３出力）、コンパレータＣ１の出力、外部リセット信号の何れかでタイマＴ１をトリガすることにより、確実にリレーＲＹ１を作動させる。

また、リレーＲＹ１の接点が閉じたときのアンプＡ１の入力側の電圧を定める電位点Ｖｓ３は、電界効果型トランジスタを使用する場合のドレイン・ゲート間容量Ｃｄｇの影響がないため、アンプＡ１の出力がアンプＡ２による自動補正動作無しでアンプＡ２の基準電圧Ｖｒｅｆ（例えば、＋２ｍＶ）と同程度になるよう、基準電圧ＶｒｅｆをアンプＡ１の増幅度（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１で割った値となるように設定される（実際には、アンプＡ１，Ａ２のオフセット電圧を考慮して設定される）。

尚、この場合においても、前述の説明のように、自動補正回路３ＣのアンプＡ２の出力とタイマＴ１の出力とに対する異常監視機能を設けても良い。すなわち、図７に示すように、図６の回路にタイマＴ２による異常監視機能を付加した自動補正回路３Ｄは、ドライバアンプＡ３を駆動するＯＲゲートＧ４に、アンプＡ２の出力を論理レベルに変換するコンパレータＣ３の出力と、タイマＴ１のＱ出力と、タイマＴ２の反転Ｑ出力とを入力する構成とする。

タイマＴ２のトリガ入力（Ｂ入力）端には、コンパレータＣ３の出力とタイマＴ１の出力とをＯＲゲートＧ５を介して入力し、外付けの抵抗Ｒｔ4及びコンデンサＣｔ4を、反転Ｑ出力のパルス幅がセンサ出力の上昇下降における１サイクルの長さよりも若干長くなるように設定することにより、再トリガされている限り、反転Ｑ出力が常にローレベルの状態に維持されるようにする。

正負のドリフト補正用のスイッチ素子として機械的スイッチであるリレーＲＹ１を用いることは、半導体スイッチ素子に比較して応答性の面で不利であるが、半導体スイッチ素子に蓄積される電荷の影響がなく、回路セッティングが容易であるという利点がある。

電荷発生型センサを接続した電荷信号変換アンプの回路図 センサ出力及び各部の出力タイミングを示すタイムチャート センサ出力及び各部の出力タイミングを示すタイムチャート 異常監視機能を付加した電荷信号変換アンプの回路図 負のドリフト補正用のスイッチ素子と正のドリフト補正用のスイッチ素子とを別に設けた電荷信号変換アンプの回路図 機械的スイッチによる自動補正回路を有する電荷信号変換アンプの回路図 図６の電荷信号変換アンプに異常監視機能を付加した回路図 従来例に係わり、チャージアンプの回路図 同上、電荷の漏洩による信号レベルのオフセットを示す説明図

符号の説明

１ 電荷信号変換アンプ
２ 信号変換回路
３，３Ａ，３Ｂ，３Ｃ，３Ｄ 自動補正回路


代理人 弁理士 伊 藤 進

Claims (1)

1. 検出対象圧力の作用によって電荷を発生するセンサからの電荷信号を電圧信号に変換して出力する信号変換回路と、
   信号伝達系で発生する電荷の漏洩による負方向のドリフトと温度変化による正方向のドリフトとを自動的に補正し、上記信号変換回路の出力レベルを上記センサの電荷発生開始時及び終了時において同一レベルとする自動補正回路とを備え、
   上記自動補正回路は、
   上記信号変換回路の入力側の電荷を放電するためのスイッチ素子と、
   上記信号変換回路の出力を正方向の最大ドリフト量を考慮して予め設定したレベルと比較し、上記検出対象圧力が上昇過程にあることを検出する第１のコンパレータ回路と、
   上記第１のコンパレータ回路で上記検出対象圧力が上昇過程にあることを検出した後、上記信号変換回路の出力がピーク値から下降して上記最大ドリフト量に基づくレベル以下になったとき、上記スイッチ素子を導通させて上記信号変換回路の入力側の電荷を放電させることにより上記正方向のドリフトを補正する第２のコンパレータ回路と、
   上記信号変換回路の出力が零点を定める基準レベル以下になったとき、上記スイッチ素子を導通させて上記信号変換回路の入力側の電荷を放電させることにより上記負方向のドリフトを補正するアンプ回路とを有することを特徴とする電荷信号変換アンプ。

Images