JP4385320B2

JP4385320B2 - PWM modulation circuit

Info

Publication number: JP4385320B2
Application number: JP2004104459A
Authority: JP
Inventors: 光近藤
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 2004-03-31
Filing date: 2004-03-31
Publication date: 2009-12-16
Anticipated expiration: 2024-03-31
Also published as: JP2005295027A

Description

本発明は、オーディオ機器等に用いられるＤクラスアンプ（デジタルアンプとも称する。）の技術分野に関し、特に、そのＰＷＭ変調回路（パルス幅変調回路）に関する。 The present invention relates to a technical field of a D class amplifier (also referred to as a digital amplifier) used for audio equipment and the like, and more particularly to a PWM modulation circuit (pulse width modulation circuit) thereof.

一般に、ＰＷＭ（Pulse Width Modulatioｎ）変調回路としては、図４に示すオペアンプのＰＷＭコンパレータ１１によるものが最も簡単な基本回路として公知である。 In general, a PWM (Pulse Width Modulation) modulation circuit using an operational amplifier PWM comparator 11 shown in FIG. 4 is known as the simplest basic circuit.

図４のＰＷＭコンパレータ１１は、オペアンプの反転入力端子（−）と非反転入力端子（＋）にそれぞれ加えた２つの入力電圧を比較（Conpare）し、両者が僅かな差の電圧であった場合でも常に出力電圧はオンかオフ状態となる電圧コンパレータであり、換言すれば開ループ利得で動作する差動増幅回路である。 The PWM comparator 11 in FIG. 4 compares two input voltages applied to the inverting input terminal (−) and the non-inverting input terminal (+) of the operational amplifier, respectively, and the voltages are slightly different from each other. However, it is a voltage comparator whose output voltage is always on or off, in other words, a differential amplifier circuit that operates with an open loop gain.

図４において、ＰＷＭコンパレータ１１の反転入力端子（−）に変調処理すべきゆっくりと変化する入力アナログ信号Ｖin（オーディオ信号であり、仮に正弦波とする。）が入力され、非反転入力端子（＋）に搬送波として前記オーディオ入力信号Ｖinに対して十分に高い所定周波数の三角波（ノコギリ波等の傾斜波を含む）Ｖａが入力されると、ＰＷＭコンパレータ１１が両者を比較することにより、その出力には図５の電圧波形を示すシミュレーション図に示されるように、前記オーディオ入力信号Ｖinのレベルに対応した幅を有する太線で表示されたパルス列（デジタルビットストリーム）のＰＷＭ出力１２が得られる。 In FIG. 4, a slowly changing input analog signal Vin (an audio signal, which is assumed to be a sine wave) to be modulated is input to the inverting input terminal (−) of the PWM comparator 11, and a non-inverting input terminal (+ When a triangular wave Va (including a ramp wave such as a sawtooth wave) Va having a sufficiently high frequency with respect to the audio input signal Vin is input as a carrier wave, the PWM comparator 11 compares the two and outputs it to the output. 5, a PWM output 12 of a pulse train (digital bit stream) displayed with a thick line having a width corresponding to the level of the audio input signal Vin is obtained.

ＰＷＭ変調回路を備えるオーディオ機器のＤクラスアンプでは、上記のようなＰＷＭコンパレータ１１でオーディオ入力の入力アナログ信号Ｖinと三角波Ｖａとを比較することによりＰＷＭ出力１２を得て、これを交互にオン／オフするスイッチング素子で構成されるパワースイッチング回路で増幅し、ローパスフィルタ回路を通してオーディオ信号に復調してスピーカーを鳴らす構成となっている。 In the D class amplifier of the audio equipment having the PWM modulation circuit, the PWM comparator 11 as described above compares the audio input analog signal Vin and the triangular wave Va to obtain the PWM output 12, which is turned on / off alternately. It is amplified by a power switching circuit composed of switching elements that are turned off, and is demodulated into an audio signal through a low-pass filter circuit to sound a speaker.

また、下記［特許文献１］には、本願出願人が先に提案したＰＷＭ変調回路を備えるＤクラスアンプが記載されている。これは、図６のブロック図に示されるＤクラスアンプ１０のように、ＰＷＭ変調回路５のＰＷＭ出力ＰＷＭ１からＰＷＭ変調回路５の入力アナログ信号Ｖinへの負帰還ループ回路３、またはパワースイッチング回路８の出力Ｖ１から前記ＰＷＭ変調回路５の入力アナログ信号Ｖinへの負帰還ループ回路３′（破線で表示）により、高精度のＰＷＭ出力ＰＷＭ１が得られるように構成されている点に特徴を有する。 [Patent Document 1] below describes a D-class amplifier including a PWM modulation circuit previously proposed by the applicant of the present application. This is because, like the D class amplifier 10 shown in the block diagram of FIG. 6, the negative feedback loop circuit 3 from the PWM output PWM1 of the PWM modulation circuit 5 to the input analog signal Vin of the PWM modulation circuit 5, or the power switching circuit 8 It is characterized in that a highly accurate PWM output PWM1 can be obtained by a negative feedback loop circuit 3 '(indicated by a broken line) from the output V1 to the input analog signal Vin of the PWM modulation circuit 5.

なお、図６の上記Ｄクラスアンプ１０を含めて、従来のＤクラスアンプでは、ＰＷＭ変調回路５の最大変調度は所定の値に固定されていて、外部から任意には制御できない構成となっている。 In the conventional D class amplifier including the D class amplifier 10 of FIG. 6, the maximum modulation degree of the PWM modulation circuit 5 is fixed to a predetermined value and cannot be arbitrarily controlled from the outside. Yes.

特開２００３−３１８６６６号公報JP 2003-318666 A

図６のようなＤクラスアンプ１０に用いられているフィードバックが掛けられたＰＷＭ変調回路５の場合、入力信号Ｖinとフィードバック信号Ｖfbの関係で、Ｄクラスアンプの電源オン時には、前記ＰＷＭ変調回路５が正または負の最大変調度のＰＷＭ出力（ＰＷＭ変調信号）ＰＷＭ１を出力するが、この変調の方向がＤクラスアンプ１０内部の充電が必要とされる前記パワースイッチング回路８中のフローティング電源回路７を充電するのとは逆方向になった場合には、充電パルスのデューティが不足して充電されず、Ｄクラスアンプ１０が起動できないことが有り得る。 In the case of the PWM modulation circuit 5 to which the feedback used in the D class amplifier 10 as shown in FIG. 6 is applied, the PWM modulation circuit 5 is turned on when the D class amplifier is powered on due to the relationship between the input signal Vin and the feedback signal Vfb. Outputs a PWM output (PWM modulation signal) PWM1 having a positive or negative maximum modulation degree, and the direction of this modulation is the floating power supply circuit 7 in the power switching circuit 8 in which the D class amplifier 10 needs to be charged. When charging is performed in the opposite direction, the duty of the charging pulse is insufficient and charging is not possible, and the D-class amplifier 10 may not be activated.

従来は、このような場合を想定して、図６のＤクラスアンプ１０では、前記フローティング電源回路７を充電するための起動専用回路４を別途備えている。この起動専用回路４は電源オン時に前記ＰＷＭ変調回路５のＰＷＭ出力ＰＷＭ１が、入力信号Ｖinやフィードバック信号Ｖfbの如何に関わらず、前記フローティング電源回路７を充電することができるＰＷＭ変調度を持つように、起動時の所定の時間だけＰＷＭ変調度を制限する強制信号Ｓ１を発生する。これによってＤクラスアンプ１０全体が確実に起動するのである。 Conventionally, assuming such a case, the D class amplifier 10 of FIG. 6 is provided with a separate start-up circuit 4 for charging the floating power supply circuit 7. The start-up circuit 4 has a PWM modulation degree that allows the PWM output PWM1 of the PWM modulation circuit 5 to charge the floating power supply circuit 7 regardless of the input signal Vin or the feedback signal Vfb when the power is turned on. In addition, a forcing signal S1 for limiting the PWM modulation degree for a predetermined time at the start-up is generated. As a result, the entire D class amplifier 10 is reliably activated.

しかしながら、上記起動専用回路４を設けることはＤクラスアンプ１０のコスト上昇や回路スペースの確保の問題を招いていた。 However, the provision of the start-up dedicated circuit 4 raises the cost of the D class amplifier 10 and the problem of securing the circuit space.

本発明は、上記のようなフィードバック型のＰＷＭ変調回路５を使用しているＤクラスアンプ１０の事情に鑑みてなされたものであり、簡単で低コストな回路構成でありながら、従来要していたフローティング電源回路７の起動専用回路４を不要とする最大変調度が可変のパルス幅変調回路を提供するものである。 The present invention has been made in view of the circumstances of the D-class amplifier 10 using the feedback-type PWM modulation circuit 5 as described above, and has been conventionally required while having a simple and low-cost circuit configuration. In addition, the present invention provides a pulse width modulation circuit with a variable maximum modulation degree that does not require the start-up dedicated circuit 4 of the floating power supply circuit 7.

本発明は上記課題を達成するために、入力アナログ信号Ｖinを積分して出力する積分回路１４と、前記積分回路１４の出力Ｖｏと三角波Ｖａとが入力されるＰＷＭコンパレータ１７と、前記ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力ＰＷＭ２を前記積分回路１４の入力側にフィードバックする負帰還ループ１８と、を備えるＰＷＭ変調回路２０であって、
前記積分回路１４の出力側と前記ＰＷＭコンパレータ１７の入力側との間に接続され、且つ、外部の制御信号Ｓ２によりオン／オフする制御用トランジスタＱ３と当該制御用トランジスタＱ３によって各ベース電圧が変化しさらに各エミッタ側が前記積分回路１４の出力Ｖｏに接続された２つのトランジスタとを有し、前記各ベース電圧で変化する前記２つのトランジスタの各エミッタ電圧に基づく電圧クランプ動作により前記積分回路１４の負方向と正方向の出力Ｖｏの最大信号振幅ｆ１、ｆ２を所定のレベルに制限して、前記ＰＷＭ出力１７の最大変調度を制限する最大変調度制限手段Ｋが設けられていることを特徴とするＰＷＭ変調回路２０を提供する。 In order to achieve the above object, the present invention integrates an output analog signal Vin and outputs it, a PWM comparator 17 to which the output Vo and the triangular wave Va of the integration circuit 14 are input, and the PWM comparator 17. And a negative feedback loop 18 that feeds back the PWM output PWM2 to the input side of the integrating circuit 14,
A control transistor Q3 connected between the output side of the integration circuit 14 and the input side of the PWM comparator 17 and turned on / off by an external control signal S2, and each base voltage is changed by the control transistor Q3. Further, each emitter side has two transistors connected to the output Vo of the integration circuit 14, and the voltage clamping operation based on the emitter voltages of the two transistors changing at the respective base voltages causes the integration circuit 14 to A maximum modulation degree limiting means K is provided for limiting the maximum modulation degree of the PWM output 17 by limiting the maximum signal amplitudes f1 and f2 of the negative and positive output Vo to a predetermined level. A PWM modulation circuit 20 is provided.

本発明に係るＰＷＭ変調回路は上記のように構成されていて、ＰＷＭ変調回路の最大変調度を外部から容易に設定変更できるので、Ｄクラスアンプの起動時に、ＰＷＭ変調回路の最大変調度を所定値に一時的に制限することによりフローティング電源回路を確実に充電でき、Ｄクラスアンプの起動が安定する。 The PWM modulation circuit according to the present invention is configured as described above, and the maximum modulation degree of the PWM modulation circuit can be easily changed from the outside, so that the maximum modulation degree of the PWM modulation circuit is predetermined when the D-class amplifier is started up. By temporarily limiting to the value, the floating power supply circuit can be reliably charged, and the start-up of the D class amplifier is stabilized.

また、従来要していた起動専用回路が不要となり、コスト的にも安価になる。 In addition, the start-up dedicated circuit, which has been required conventionally, becomes unnecessary, and the cost is reduced.

本発明に係るＰＷＭ変調回路の実施の形態について図面に基づいて説明する。 Embodiments of a PWM modulation circuit according to the present invention will be described with reference to the drawings.

図１は本発明のＰＷＭ幅変調回路のブロック図である。図２は本発明のＰＷＭ幅変調回路の最良の形態の回路図である。図３はオーディオ入力の入力アナログ信号Ｖin（正弦波と仮定する。）と積分回路の出力波形Ｖｏと三角波ＶａとＰＷＭ出力ＰＷＭ１のシミュレーション波形を示す図である。 FIG. 1 is a block diagram of a PWM width modulation circuit of the present invention. FIG. 2 is a circuit diagram of the best mode of the PWM width modulation circuit of the present invention. FIG. 3 is a diagram showing simulation waveforms of the input analog signal Vin (assumed to be a sine wave) of the audio input, the output waveform Vo of the integrating circuit, the triangular wave Va, and the PWM output PWM1.

図１に示されるように、本発明に係るＰＷＭ変調回路２０は、ＰＷＭ出力ＰＷＭ２の一部を入力アナログ信号Ｖinにフィードバックする負帰還ループ１８を備えており、且つ、外部の制御信号Ｓ２が入力され、この制御信号Ｓ２によってＰＷＭ変調回路２０の最大変調度が可変に設定できる構成となっている点に特徴を有する。 As shown in FIG. 1, a PWM modulation circuit 20 according to the present invention includes a negative feedback loop 18 that feeds back a part of a PWM output PWM2 to an input analog signal Vin, and an external control signal S2 is input. The control signal S2 is characterized in that the maximum modulation degree of the PWM modulation circuit 20 can be variably set.

而して、前述の図６のようなパワースイッチング回路８中のフローティング電源回路７を充電するべきＤクラスアンプ１０の電源オン起動時に、従来要していた起動専用回路４無しで、マイクロコンピュータ等の外部からの制御信号Ｓ２のハイ／ロー信号でＰＷＭ変調回路の最大変調度を制限して確実にＤクラスアンプを起動することができる。 Thus, when the D-class amplifier 10 to charge the floating power supply circuit 7 in the power switching circuit 8 as shown in FIG. By limiting the maximum modulation degree of the PWM modulation circuit with the high / low signal of the control signal S2 from the outside, the D class amplifier can be started up reliably.

具体的な回路図は、図２のＰＷＭ変調回路２０のようになり、その入力アナログ信号Ｖin（正弦波と仮定する。）と積分回路１４の出力Ｖｏ波形と三角波ＶａとＰＷＭ出力ＰＷＭ２の動作波形は図３のシミュレーション図のようになる。 The specific circuit diagram is as shown in the PWM modulation circuit 20 of FIG. 2, and the input analog signal Vin (assumed to be a sine wave), the output Vo waveform of the integration circuit 14, the triangular wave Va, and the operation waveform of the PWM output PWM2. Is as shown in the simulation diagram of FIG.

図２において、本発明のＰＷＭ変調回路２０は、入力アナログ信号Ｖinと基準電圧Ｖrefが入力される積分回路１４と、前記積分回路１４の出力Ｖｏと三角波発生回路１３で生成された三角波Ｖａとが入力されるＰＷＭコンパレータ１７と、前記ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力ＰＷＭ２を抵抗Ｒ１を介して前記入力アナログ信号Ｖinにフィードバックする負帰還ループ１８と、を備えるとともに、前記積分回路１４の出力側と前記ＰＷＭコンパレータ１７の入力側との間に接続され、且つ、外部の制御信号Ｓ２により前記積分回路１４の出力Ｖｏの最大信号振幅ｆ１、ｆ２をそれぞれ制限して、前記ＰＷＭ出力ＰＷＭ２の最大変調度を制限する最大変調度制限手段Ｋが設けられている構成である。 2, the PWM modulation circuit 20 of the present invention includes an integration circuit 14 to which an input analog signal Vin and a reference voltage Vref are input, an output Vo of the integration circuit 14, and a triangular wave Va generated by the triangular wave generation circuit 13. An input PWM comparator 17; and a negative feedback loop 18 that feeds back the PWM output PWM2 of the PWM comparator 17 to the input analog signal Vin via a resistor R1. The output side of the integrating circuit 14 and the PWM The maximum modulation amplitude of the PWM output PWM2 is limited by limiting the maximum signal amplitudes f1 and f2 of the output Vo of the integration circuit 14 with an external control signal S2 connected to the input side of the comparator 17 respectively. The maximum modulation degree limiting means K is provided.

なお、本ＰＷＭ変調回路２０は、０−５Ｖで動作し、入力アナログ信号Ｖinの基準点は、＋２．５Ｖである。 The PWM modulation circuit 20 operates at 0-5V, and the reference point of the input analog signal Vin is + 2.5V.

また、三角波発生回路１３は、振幅が０−５Ｖの三角波Ｖａを生成する。 Further, the triangular wave generation circuit 13 generates a triangular wave Va having an amplitude of 0-5V.

また、ＰＷＭ出力ＰＷＭ２は、負帰還ループ１８によって抵抗Ｒ１を通して入力アナログ信号Ｖinに所定比率でフィードバックされており、オーディオ帯域において高いゲインを有する誤差修正アンプ１５（オペアンプ）によって、十分なフィードバック量が得られるので、ＰＷＭ出力ＰＷＭ２の信号を増幅・復調してオーディオ信号を得たときの歪み率が良好となる作用効果を有するものである。その全体的なＰＷＭ変換精度は、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ１、Ｒ６の調整で設定される。 The PWM output PWM2 is fed back to the input analog signal Vin at a predetermined ratio through the resistor R1 by the negative feedback loop 18, and a sufficient feedback amount is obtained by the error correction amplifier 15 (op amp) having a high gain in the audio band. Therefore, the distortion rate when the audio signal is obtained by amplifying and demodulating the signal of the PWM output PWM2 has the effect of improving the distortion rate. The overall PWM conversion accuracy is set by adjusting the capacitor C1 and the resistors R1 and R6.

次に、本発明の主たる構成要素である最大変調度制限手段Ｋとしての最大変調度制限回路１９は、ＰＷＭコンパレータ１７ヘの前記積分回路１４の出力Ｖｏの負方向と正方向の最大振幅レベルを、外部の制御信号Ｓ２によりオン／オフする制御用ＰＮＰトランジスタＱ３によって各ベース電圧ＶＢ１、ＶＢ２が変化するＮＰＮトランジスタＱ１とＰＮＰトランジスタＱ２の各エミッタ電圧ＶＥ１、ＶＥ２で、所定のレベルに制限することにより、ＰＷＭコンパレータ１７のＰＷＭ出力ＰＷＭ２の最大変調度を制限する。 Next, the maximum modulation degree limiting circuit 19 as the maximum modulation degree limiting means K, which is the main component of the present invention, sets the maximum amplitude levels in the negative direction and the positive direction of the output Vo of the integration circuit 14 to the PWM comparator 17. By limiting the base voltages VB1, VB2 by the control PNP transistor Q3 which is turned on / off by the external control signal S2, the emitter voltages VE1, VE2 of the PNP transistor Q2 are limited to a predetermined level. The maximum modulation degree of the PWM output PWM2 of the PWM comparator 17 is limited.

その構成は、電源＋５Ｖを３つの直列接続の抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４で抵抗分割して各ベース電圧ＶＢ１、ＶＢ２が設定されたＮＰＮトランジスタＱ１とＰＮＰトランジスタＱ２の各エミッタ側が積分回路１４の出力Ｖｏに接続されており、各エミッタ電圧ＶＥ１、ＶＥ２がＰＷＭコンパレータ１７ヘの入力信号の正負方向の最大信号振幅を決めるようになっている。正方向の信号振幅制限は前記ＰＮＰトランジスタＱ２、負方向の信号電圧振幅制限は前記ＮＰＮトランジスタＱｌがその役目を担っている。 The configuration is such that the emitter side of the NPN transistor Q1 and the PNP transistor Q2 in which the base voltages VB1 and VB2 are set by dividing the power source + 5V by three series-connected resistors R2, R3, and R4 is the output Vo of the integrating circuit 14 The emitter voltages VE1 and VE2 determine the maximum signal amplitude in the positive / negative direction of the input signal to the PWM comparator 17. The PNP transistor Q2 serves to limit the signal amplitude in the positive direction, and the NPN transistor Ql serves to limit the signal voltage amplitude in the negative direction.

図３の左半分の波形グラフから判るように、制御信号Ｓ２が５Ｖ（ハイレベル）で制御用（ＰＮＰ）トランジスタＱ３がオフの場合には、その最大信号振幅はｆ１、ｆ２の高レベルであるが、図３の右半分の波形グラフから判るように、制御信号Ｓ２を０ＶにしてＱ３をオンさせると、ＰＷＭコンパレータ１７ヘのＶｏの最大信号振幅は、ｆ１′、ｆ２′と小さくなり、その結果、ＰＷＭコンパレータ１７の最大変調度が低下する。このｆ１′、ｆ２′の振幅レベルは、Ｑ１、Ｑ２の各ベース電圧ＶＢ１、ＶＢ２の設定の際に、Ｑ３のコレクタまたはエミッタに接続した抵抗Ｒ５の値により任意に設定できるので、本ＰＷＭ変調回路２０をＤクラスアンプに用いた場合には、このＲ５の抵抗値をＰＷＭコンパレータ１７の最大変調度が６０〜７０％程度になるように定めておき、電源オン起動時に、所定の時間だけ前記制御用トランジスタＱ３をオンさせることによって、フローティング電源回路を完全に充電することができるので、Ｄクラスアンプを確実に起動することが可能になる。 As can be seen from the waveform graph in the left half of FIG. 3, when the control signal S2 is 5V (high level) and the control (PNP) transistor Q3 is off, the maximum signal amplitude is high level of f1 and f2. However, as can be seen from the waveform graph in the right half of FIG. 3, when the control signal S2 is set to 0 V and Q3 is turned on, the maximum signal amplitude of Vo to the PWM comparator 17 is reduced to f1 ′ and f2 ′. As a result, the maximum modulation degree of the PWM comparator 17 decreases. The amplitude levels of f1 'and f2' can be set arbitrarily according to the value of the resistor R5 connected to the collector or emitter of Q3 when setting the base voltages VB1 and VB2 of Q1 and Q2. Therefore, this PWM modulation circuit When 20 is used for a D-class amplifier, the resistance value of R5 is determined so that the maximum modulation degree of the PWM comparator 17 is about 60 to 70%, and the control is performed for a predetermined time when the power is turned on. Since the floating power supply circuit can be completely charged by turning on the transistor Q3, the D-class amplifier can be reliably started.

なお、図２における各トランジスタＱ１、Ｑ２のベース電圧ＶＢ１、ＶＢ２は、それぞれ電源（＋５Ｖ）と接地間に接続された抵抗Ｒ２、Ｒ３、Ｒ４と、各ベース間に接続された抵抗Ｒ３、Ｒ５とによる抵抗分割比で設定される。 Note that the base voltages VB1 and VB2 of the transistors Q1 and Q2 in FIG. 2 are resistors R2, R3, and R4 connected between the power source (+ 5V) and the ground, and resistors R3 and R5 connected between the bases, respectively. It is set by the resistance division ratio.

また、電源（＋５Ｖ）側と接地側に接続された抵抗Ｒ２とＲ４の抵抗値を等しく設定することにより、正負各方向の信号電圧振幅制限レベルｆ１′、ｆ２′を対称に設定できる。 Further, by setting the resistance values of the resistors R2 and R4 connected to the power supply (+ 5V) side and the ground side to be equal, the signal voltage amplitude limit levels f1 ′ and f2 ′ in the positive and negative directions can be set symmetrically.

最後に、上記制御信号Ｓ２については、マイクロコンピュータからの制御信号の他に、図２の破線で接続が示されるように、単純にＤクラスアンプ等の電源オン起動時に立ち上がる電源（＋５Ｖ）と接地間にコンデンサＣ２を接続した構成で与えても良い。この場合には、電源オン起動時に制御用トランジスタＱ３が抵抗Ｒ７とコンデンサＣ２の時定数で定まる一定時間（１秒程度）前記制御用トランジスタＱ３のベース電圧を約０Ｖに保持してＱ３をオンさせるので簡易な制御信号として有用である。 Finally, as for the control signal S2, in addition to the control signal from the microcomputer, as shown by the broken line in FIG. 2, the power supply (+ 5V) that rises when the D-class amplifier or the like is turned on and the ground are simply connected. You may give by the structure which connected the capacitor | condenser C2 between. In this case, when the power is turned on, the control transistor Q3 is turned on by holding the base voltage of the control transistor Q3 at about 0 V for a certain time (about one second) determined by the time constant of the resistor R7 and the capacitor C2. Therefore, it is useful as a simple control signal.

念のために付言すれば、以上のＰＷＭ変調回路２０の説明は、Ｄクラスアンプへの適用を念頭になされたが、勿論、それ以外の装置への適用も可能である。 As a precaution, the above description of the PWM modulation circuit 20 is intended for application to a D-class amplifier, but of course, application to other devices is also possible.

本発明のＰＷＭ幅変調回路のブロック図である。It is a block diagram of a PWM width modulation circuit of the present invention. 本発明のＰＷＭ幅変調回路の最良の形態の回路図である。It is a circuit diagram of the best form of the PWM width modulation circuit of this invention. オーディオ入力の入力アナログ信号Ｖin（正弦波）と積分回路の出力波形Ｖｏと三角波ＶａとＰＷＭ出力ＰＷＭ１のシミュレーション波形を示す図である。It is a figure which shows the simulation waveform of the input analog signal Vin (sine wave) of an audio input, the output waveform Vo of an integration circuit, the triangular wave Va, and PWM output PWM1. ＰＷＭコンパレータによる基本的なＰＷＭ変調回路の例である。It is an example of the basic PWM modulation circuit by a PWM comparator. ＰＷＭコンパレータの入力及び出力の電圧波形を示すシミュレーション図である。It is a simulation figure which shows the voltage waveform of the input and output of a PWM comparator. 公知のＤクラスアンプのブロック回路図例である。It is an example of a block circuit diagram of a known D class amplifier.

Explanation of symbols

３、３′１８負帰還ループ
４起動専用回路
５パルス幅変調回路
７フローティング電源回路
８パワースイッチング回路
１０Ｄクラスアンプ
１１ＰＷＭコンパレータ
１２、ＰＷＭ１、ＰＷＭ２ＰＷＭ出力
１３三角波発生回路
１４積分回路
１５誤差修正アンプ
１７ＰＷＭコンパレータ
１９最大変調度制限回路
２０ＰＷＭ変調回路
ｆ１、ｆ２最大信号振幅
ｆ１′、ｆ２′ 制限された最大信号振幅
Ｋ最大変調度制限手段
Ｑ１ＮＰＮトランジスタ
Ｑ２ＰＮＰトランジスタ
Ｑ３制御用（ＰＮＰ）トランジスタ
Ｒ１〜Ｒ７抵抗
Ｓ１強制信号
Ｓ２制御信号
Ｃ１、Ｃ２コンデンサ
Ｖin 入力アナログ信号
Ｖａ三角波
Ｖｏ積分回路の出力
ＶＥ１、ＶＥ２Ｑ１、Ｑ２のエミッタ電圧
ＶＢ１、ＶＢ２Ｑ１、Ｑ２のベース電圧
Ｖref 基準電圧
3, 3'18 negative feedback loop
4 Start-up dedicated circuit
5 Pulse width modulation circuit
7 Floating power circuit
8 Power switching circuit 10 D class amplifier 11 PWM comparator 12, PWM1, PWM2 PWM output 13 Triangular wave generation circuit 14 Integration circuit 15 Error correction amplifier 17 PWM comparator 19 Maximum modulation degree limit circuit 20 PWM modulation circuit f1, f2 Maximum signal amplitude f1 ′ , F2 'limited maximum signal amplitude
K Maximum modulation degree limiting means Q1 NPN transistor Q2 PNP transistor Q3 Control (PNP) transistor R1 to R7 Resistance S1 Force signal S2 Control signal C1, C2 Capacitor Vin Input analog signal Va Triangular wave Vo Integration circuit output VE1, VE2 Q1, Q2 Emitter voltage VB1, VB2 Q1, Q2 base voltage Vref reference voltage

Claims

An integration circuit that integrates and outputs an input analog signal; a PWM comparator that receives the output of the integration circuit and a triangular wave; a negative feedback loop that feeds back the PWM output of the PWM comparator to the input side of the integration circuit; A PWM modulation circuit comprising:
A control transistor connected between the output side of the integrating circuit and the input side of the PWM comparator, and turned on / off by an external control signal, and the base voltage changes by the control transistor, and each emitter side Two transistors connected to the output of the integration circuit, and the voltage clamping operation based on the emitter voltages of the two transistors that change with the base voltages, the negative and positive outputs of the integration circuit A PWM modulation circuit comprising a maximum modulation degree limiting means for limiting a maximum modulation degree of the PWM output by limiting a maximum signal amplitude to a predetermined level .