JP4368741B2 - 受信機 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信で用いられる受信機に関するものであり、特に、ディジタル周波数変調が行われた信号を周波数検波により復調する受信機に関するものである。

以下、周波数検波を行う従来の受信機（下記非特許文献１参照）について説明する。周波数検波を行う従来の受信機は、たとえば、局部発振器と、受信信号を局部発振器から出力される信号を用いてＩＦ（Intermediate Frequency）信号にダウンコンバートするミキサと、ＩＦ信号の雑音除去と波形整形を行うバンドパスフィルタ機能を有するＢＰＦ部と、ＢＰＦ部の出力から周波数成分を検出する周波数検出部と、周波数検出部の出力を２ビット周期にわたって積分放電する２ビット積分部と、２ビット積分部の出力から送信データ系列を判定する４レベル判定部と、を備えている。上記のように構成される従来の受信機は、周波数検出信号を２ビット周期にわたり積分放電し、マルチレベル判定を行う。

ここで、従来の受信機の動作原理について簡単に説明する。なお、説明を簡単にするため、受信信号はＧＭＳＫ（Gaussian filtered Minimum Shift Keying）変調方式により変調されているものとする。

まず、ミキサが、アンテナを介して受け取った受信信号を、局部発振器の出力信号を用いてＩＦ信号にダウンコンバートする。つぎに、ＩＦ信号に含まれる帯域外雑音の除去，信号の波形整形、を行うため、ＢＰＦ部が、ＩＦ信号に対してバンドパスフィルタによるフィルタリング処理を行う。

つぎに、周波数検出部が、フィルタリング後の信号の周波数成分を検出する。周波数検出部から出力された周波数成分は、２ビット積分部にて２ビット周期にわたり積分放電される。図１８−１，図１８−２，図１８−３，図１８−４は、上記積分放電の過程を示す図である。横軸が時間を表し、始点は、放電後の０の状態である。そこから積分を開始し、終点は、２ビット周期にわたって積分された後の値となる。積分による軌跡は、全１６本となる。復調の対象となるビットの前２ビットの値により、４通りの軌跡に分けることができ、それが、“１１”の場合は図１８−１，“０１”の場合は図１８−２，“１０”の場合は図１８−３，“００”の場合は図１８−４のように描かれ、上記各４通りの軌跡は、それぞれ、太線で示されている。

太線で示された各４本の軌跡は、復調対象のビットが０であるか、１であるかによって、中心を境に２本ずつに分けられる。したがって、その中心にしきい値（ＬＥＶＥＬ−１，２，３，４）を設けて、そのしきい値よりも２ビット積分後の値が大きければ１と判定し、逆に小さければ０と判定することにより、送信系列を判定する。

そして、４レベル判定部では、前２ビットの判定値に基づいて４通りのしきい値を選択することにより、正しい判定を行うことが可能となる。

このように、従来の受信機においては、２ビット積分を行うことにより複数ビットにわたる符号間干渉の影響を軽減できるため、通常の周波数検波に比べて特性が優れている。

Multilevel Decision Method for Band-Limited Digital FM with Limiter-Discriminator Detection , in IEEE Journal on Selected Areas in Communications, vol. SAC-2, No. 4, pp.498-506, July 1984

しかしながら、上記文献に記載された従来の受信機においては、判定の際に使用するしきい値が、予め設定された固定値であるため、移動環境におけるフェージングの影響や、送受信機間で発生する周波数誤差の影響により、特性が劣化する、という問題があった。すなわち、従来の受信機では、あらゆる環境において、優れた特性を実現することが困難である、という問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、移動環境におけるフェージングの影響や送受信機間で発生する周波数誤差の影響を受けた場合であっても、優れた特性を実現可能な受信機を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明にかかる受信機は、周波数変調が行われている受信信号を周波数検波により復調する受信機であって、受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、周波数変換後の受信信号に対して帯域外雑音除去や波形整形を行うフィルタ手段と、前記フィルタ手段の出力信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、前記周波数検出手段が出力する周波数検出信号を特定の周期にわたって積分する積分手段と、前記周波数検出信号の平均化結果を用いて送受信機間の周波数誤差を検出し、さらに前記平均化結果に基づいて送信系列を判定するためのしきい値を設定する周波数誤差検出手段と、前記しきい値を用いて前記積分後の信号から送信系列を判定する判定手段と、を備えること特徴とする。

この発明によれば、周波数誤差検出手段が、周波数変換後の受信信号の平均化結果に基づいて周波数誤差を検出し、さらにその平均化結果に基づいて送信系列を判定するためのしきい値を設定することとした。

この発明によれば、周波数誤差検出手段が周波数変換後の受信信号の平均化結果に基づいて送信系列を判定するためのしきい値を設定することとしたので、たとえば、送受信機間の周波数誤差が大きい場合であっても、適切な判定を行うことができ、優れた特性を実現することができる、という効果を奏する。

以下に、本発明にかかる受信機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明にかかる受信機の実施の形態１の構成を示す図であり、局部発振器１と、受信信号を局部発振器１から出力される信号によりベースバンド信号にダウンコンバートするミキサ２と、ベースバンド信号に含まれる帯域外雑音の除去や波形整形を行うフィルタ機能を有するＬＰＦ部３と、ＬＰＦ部３出力の周波数成分を検出する周波数検出部４と、周波数検出部４出力を２ビット周期にわたって積分放電する２ビット積分部５と、周波数検出部４出力に基づいて周波数誤差検出信号と送信系列の判定で用いるしきい値を出力する周波数誤差検出／しきい値設定部８と、２ビット積分部５出力を周波数誤差検出／しきい値設定部８の処理時間分だけ遅延させる遅延部６と、上記しきい値に基づいて遅延部６出力を判定する４レベル判定部７と、を備えている。

ここで、上記のように構成された受信機の動作について説明する。なお、ここでは、説明を簡単にするため、変調方式として、たとえば、ＧＭＳＫと想定する。

まず、ミキサ２では、無線伝送路を介して受け取った受信信号を、局部発振器１から出力される信号により複素ベースバンド信号にダウンコンバートする。この複素ベースバンド信号は、ビット周期に対して特定の整数倍だけオーバーサンプリングされていることとする（サンプリングはＡＤ変換器などで実現する）。つぎに、ＬＰＦ部３では、複素ベースバンド信号に含まれる帯域外雑音の除去や信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。フィルタリング処理としては、たとえば、ディジタル信号処理により実現する場合は、ＦＩＲ（Finite Impulse Response）フィルタを用いればよく、ＧＭＳＫ信号の場合は、ガウスフィルタなどを用いればよい。

つぎに、周波数検出部４では、ＬＰＦ部３による出力信号の周波数成分を検出する。図２は、周波数検出部４の内部構成例を示す図であり、遅延検波部１１と、位相検出部１２と、を備えている。遅延検波部１１では、フィルタリング後の複素ベースバンド信号を、下記（１）式のように複素領域で遅延検波する。
ｄ（ｎ）＝ｒ（ｎ）・ｒ（ｎ−１）^* …（１）
ただし、ｒ（ｎ）は時刻ｎにおけるＬＰＦ部３出力である複素ベースバンド信号であり、ｒ（ｎ−１）は１サンプル分遅延後の複素ベースバンド信号であり、ｒ（ｎ−１）^*はｒ（ｎ−１）の複素共役信号であり、ｄ（ｎ）は複素遅延検波後の信号である。

位相検出部１２では、この複素遅延検波後の信号ｄ（ｎ）に対して、下記（２）式のように位相検出を行う。
ｐ（ｎ）＝ａｒｃｔａｎ（ｄ（ｎ）） …（２）
ただし、ａｒｃｔａｎ（ｘ）は複素信号ｘの逆正接演算を表し、ｐ（ｎ）はｄ（ｎ）の位相成分を表す。

ｐ（ｎ）は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号ｄ（ｎ）の位相成分であるため、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分となり、下記（３）式で表すことができる。
ｐ（ｎ）＝２πｆ（ｎ）・Ｔ …（３）
ただし、ｆ（ｎ）は、周波数変調された信号の時刻ｎにおける周波数成分を表し、Ｔはオーバーサンプル周期を表す。また、ここでは雑音成分は除いている。

また、図３は、上記図２とは異なる、周波数検出部４の内部構成例を示す図であり、クオドラチャ検波部１３と、振幅正規化部１４と、電力計算部１５と、を備えている。クオドラチャ検波部１３では、フィルタリング後の複素ベースバンド信号から、下記（４）により周波数を検出する。
ｑ（ｎ）＝Ｉｍ｛ｒ（ｎ）｝・Ｒｅ｛ｒ（ｎ−１）｝
−Ｒｅ｛ｒ（ｎ）｝・Ｉｍ｛ｒ（ｎ−１）｝ …（４）
ただし、Ｒｅ｛ｘ｝は複素信号ｘの実部を表し、Ｉｍ｛ｘ｝は複素信号ｘの虚部を表す。

また、ｑ（ｎ）は、下記（５）式で表すことができる。
ｑ（ｎ）＝Ａ²・ｓｉｎ｛２πｆ（ｎ）・Ｔ｝ …（５）
ただし、Ａは複素ベースバンド信号の振幅成分を表す。また、雑音成分は除いている。

また、オーバーサンプル周期Ｔを小さく設定し、２πｆ（ｎ）・Ｔを小さな値と仮定すると、上記（５）式は下記（６）式で近似できる。
ｑ（ｎ）＝Ａ²・｛２πｆ（ｎ）・Ｔ｝ …（６）

電力計算部１５では、複素ベースバンド信号の電力成分を下記（７）式により検出する。
ａ（ｎ）＝｜ｒ（ｎ）｜² …（７）
これを平均化することで、平均電力ｅ（ｎ）を計算する。雑音成分がない場合は、Ａ²が正しく計算される。

振幅正規化部１４では、クオドラチャ検波部１３出力ｑ（ｎ）を、電力計算部１５出力ｅ（ｎ）で正規化する。雑音成分を除いて考えると、振幅正規化部１４出力ｐ´（ｎ）は下記（８）式で表すことができる。
ｐ´（ｎ）＝２πｆ（ｎ）・Ｔ …（８）

つぎに、２ビット積分部５では、上記周波数検出部４出力を２ビット周期にわたり積分放電する。図４は、２ビット積分部５の内部構成例を示す図であり、加算部２１と、遅延部２２と、タイミング検出部２３と、を備えている。加算部２１では、入力された周波数検出部４出力と遅延部２２出力とを加算する。この動作を２ビット周期にわたって行うことにより、２ビット周期にわたる積分を行う。なお、遅延部２２には、初期値として０を設定しておく（放電しておく）必要がある。また、タイミング検出部２３では、ビットタイミングを検出し、図５に示す積分区間の２ビット周期を積分できるように、初期値０を設定する。図５は、周波数検出部４出力のアイパターンの観測結果を示す図である。

つぎに、周波数誤差検出／しきい値設定部８の動作について説明する。図６は、周波数誤差検出／しきい値設定部８の内部構成例を示す図であり、平均化部３１と、係数調整部３２と、しきい値演算部３３と、を備えている。平均化部３１では、周波数検出部４出力を平均化する。なお、平均化は、たとえば、移動平均フィルタを用いればよく、その平均化周期の設定には自由度を持たせる。この平均化結果は、送受信機間の周波数誤差がなければ０となるが、周波数誤差Δｆが存在する場合には、その周波数誤差による成分２πΔｆＴが検出される。

係数調整部３２では、平均化部３１出力を２πＴで除算することによりΔｆを検出し、その結果を周波数誤差検出信号として出力する。

しきい値演算部３３では、内部で保持している４通りの固定しきい値（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）のそれぞれに、平均化部３１出力を２・Ｔ_S／Ｔ倍した値である２πΔｆ（２Ｔ_S)を加算し、４レベル判定部７にて判定に用いる４通りのしきい値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を設定する。ただし、固定しきい値（Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４）は、予め計算により算出しておく。また、Ｔ_S はビット周期を表す。

このように、本実施の形態では、上記しきい値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を、検出した周波数誤差成分に基づいて設定することにより、後段の４レベル判定部７における判定を正しく行う。

つぎに、４レベル判定部７では、遅延部６出力と上記で設定したしきい値に基づいて、送信系列の判定処理を行う。図７は、４レベル判定部７の内部構成例を示す図であり、比較部４１と、遅延部４２，４３と、しきい値選択部４４と、を備えている。遅延部４２と遅延部４３は、それぞれ１ビット分だけ入力を遅延させる機能を有する。しきい値選択部４４では、遅延部４２出力と遅延部４３出力に基づいて、上記４通りのしきい値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）のうち１つを選択し、比較部４１に対して出力する。すなわち、しきい値選択部４４では、過去２ビット分の判定値に基づいて、現在の判定を行うためのしきい値を選択する。比較部４１では、遅延部６出力が、与えられたしきい値よりも大きければ１と判定し、一方、小さければ０と判定し、その判定値を出力する。

なお、実施の形態１の受信機では、ＧＭＳＫ変調方式を想定して説明したが、必ずしもＧＭＳＫ変調方式でなくてもよく、たとえば、一般的なディジタル周波数（ＦＳＫ：Frequency Shift Keying）変調方式であっても適用可能である。また、２ビット積分部５においては、積分区間の設定を変えることも可能であり、必ずしも２ビット周期でなくてもよい。これと関連して、４レベル判定部におけるしきい値設定も変更可能であり、必ずしも４通りのしきい値でなくてもよい。また、遅延部における遅延設定は任意でよく、たとえば、遅延がなくても構わない。この場合、周波数誤差検出の反映が遅れるが、周波数誤差は、一般的に高速に時間変動しないため、特性の劣化は小さい。

また、実施の形態の受信機では、複素ベースバンド信号から周波数検出を行う構成としたが、たとえば、ＩＦ信号から周波数検出を行う構成としてもよい。図８は、ＩＦ信号から周波数検出を行う場合の構成を示す図であり、局部発振器５１と、ミキサ２によりダウンコンバートされたＩＦ信号の雑音除去と波形整形を行うバンドパスフィルタ機能を有するＢＰＦ部５２と、ＢＰＦ部５２出力から周波数成分を検出する周波数検出部５３と、を備えている。周波数検出部５３では、たとえば、リミッタアンプによりＩＦ信号を矩形信号にした後、パルスカウントにより位相検出し、その位相信号を微分することにより周波数検出を行う。

以上のように、本実施の形態においては、周波数誤差検出／しきい値設定部が、ベースバンド信号の平均化結果に基づいて周波数誤差を検出し、さらにその平均化結果に基づいて送信系列を判定するためのしきい値を設定することとした。これにより、送受信機間の周波数誤差が大きい場合であっても、適切な判定を行うことができ、優れた特性を実現することができる。

また、本実施の形態においては、周波数検出部において振幅成分を適切に除去することによって、正しく周波数成分を検出することとした。これにより、フェージングなどにより時間の経過によって振幅が変動した場合であっても、適切な判定を行うことができ、優れた特性を実現することができる。

実施の形態２．
図９は、本発明にかかる受信機の実施の形態２の構成を示す図であり、２ビット積分部５の出力信号を入力として動作する周波数誤差検出／しきい値設定部６１を備えている。なお、前述の実施の形態１と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１と異なる処理についてのみ説明する。

図１０は、周波数誤差検出／閾値設定部６１の内部構成例を示す図であり、平均化部６２と、係数調整部６３と、しきい値演算部６４と、を備えている。平均化部６２では、２ビット積分部５出力を平均化する。この平均化は、たとえば、移動平均フィルタを用いればよく、その平均化周期の設定には自由度を持たせる。平均化結果は、送受信機間の周波数誤差がなければ０となるが、周波数誤差Δｆが存在する場合には、その周波数誤差による成分２πΔｆ（２Ｔ_S）が検出される。

係数調整部６３では、平均化部６２出力を２π（２Ｔ_S）で除算することにより、Δｆを検出し、その結果として周波数誤差検出信号を出力する。

しきい値演算部６４では、内部で保持している４通りの固定しきい値（Ｌ１，Ｌ２、Ｌ３，Ｌ４）のそれぞれに平均化部６２出力を加算し、４レベル判定部７にて判定に用いる４通りのしきい値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）を設定する。なお、固定しきい値（Ｌ１，Ｌ２、Ｌ３，Ｌ４）は、予め算出しておく。

このように、本実施の形態では、上記４通りのしきい値を、検出した周波数誤差成分に基づいて設定することにより、後段の４レベル判定部７での判定を正しく行う。

以上のように、本実施の形態においては、周波数誤差検出／しきい値設定部が、２ビット積分結果を平均化して周波数誤差を検出し、さらに、その平均化結果に基づいて送信系列を判定するためのしきい値を設定することとした。このとき、ビット積分結果の平均化は、ビット単位の平均化となる。これにより、前述の実施の形態１と同様の効果が得られるとともに、さらに、実施の形態１よりも計算量を削減することができる。

実施の形態３．
図１１は、本発明にかかる受信機の実施の形態３の構成を示す図であり、２ビット積分部５出力を保持するメモリ部７１と、２ビット積分部５出力と後述する判定値に基づいて周波数誤差検出信号と送信系列の判定で用いるしきい値とを出力する周波数誤差検出／しきい値設定部７２と、２ビット積分部５出力またはメモリ部７１出力、および上記しきい値に基づいて、判定値を出力する４レベル判定部７３と、を備えている。なお、前述の実施の形態１または２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１または２と異なる処理についてのみ説明する。

上記のように構成される実施の形態３の受信機は、４レベル判定部７３が出力する判定値を帰還し、その判定値に基づいて周波数誤差の検出や判定のためのしきい値の再設定を行うものであり、たとえば、パターンジッタを抑えながら、かつ少ない平均化段数で、上記周波数誤差の検出やしきい値の再設定を行う。これにより、実施の形態１や２と比較して回路規模を削減することができる。また、周波数誤差が時間変動するようなシステムであっても、高速に追随可能となる。

ここで、本実施の形態の周波数誤差検出／しきい値設定部７２の動作について説明する。図１２は、周波数誤差検出／しきい値設定部７２の内部構成例を示す図であり、平均化部８１と、遅延部８２，８３と、周波数誤差演算部８４と、を備えている。

まず、遅延部８２では、４レベル判定部７３出力である判定値を１ビット分だけ遅延させる。また、遅延部８３では、遅延部８２出力をさらに１ビット分だけ遅延させる。

平均化部８１では、２ビット積分部５出力を、遅延部８２出力と遅延部８３出力の値に基づいて４通りに分けて平均化し、４通りの平均値を出力する。すなわち、過去２ビット分の判定値が（１，１）の場合の平均値ＴＨ１と、（０，１）の場合の平均値ＴＨ２と、（１，０）の場合の平均値ＴＨ３と、（０，０）の場合の平均値ＴＨ４、の４通りの平均値を算出する。この平均化は、たとえば、移動平均フィルタを用いればよく、その平均化周期の設定には自由度を設ける。平均化結果は、４レベル判定部７３にて判定に用いる４通りのしきい値（ＴＨ１，ＴＨ２、ＴＨ３，ＴＨ４）として出力する。

また、周波数誤差演算部８４では、平均化部８１が出力する４通りの平均値（ＴＨ１，ＴＨ２、ＴＨ３，ＴＨ４）を平均化した後、２π（２Ｔ_S）で除算し、その結果を周波数誤差検出信号として出力する。

このように、本実施の形態では、上記しきい値を、過去２ビット分の判定値のパターン毎に分けて２ビット積分部５出力を平均化して設定することにより、パターンジッタの影響を軽減する。そのため、平均化部８１における平均化周期を短くできるため、回路規模を削減できる。また、周波数誤差が時間変動するようなシステムであっても、高速に追随可能であり、そのような環境であっても、優れた特性を実現できる。

また、図１３は、４レベル判定部７３の内部構成例を示す図であり、比較部８５を備えている。なお、前述した図７と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

まず、遅延部４２と遅延部４３は、それぞれ１ビット分だけ入力信号を遅延させる機能を有する。しきい値選択部４４では、遅延部４２出力と遅延部４３出力に基づいて、４通りのしきい値（ＴＨ１，ＴＨ２，ＴＨ３，ＴＨ４）の中から１つを選択し、それを比較部８５に対して出力する。すなわち、しきい値選択部４４では、過去２ビット分の判定値に基づいて、現在の判定を行うためのしきい値を選択する。なお、過去２ビット分の判定値が（１，１）の場合はＴＨ１を、（０，１）の場合はＴＨ２を、（１，０）の場合はＴＨ３を、（０，０）の場合はＴＨ４を、それぞれ選択する。

比較部８５では、１段階目として、２ビット積分部５出力に基づいて判定処理を行う。すなわち、２ビット積分部５出力が、与えられたしきい値よりも大きければ１と判定し、一方、小さければ０と判定し、その結果を判定値として出力する。この１段階目の処理においては、与えられるしきい値は、処理遅延により、たとえば、現在受信しているフレームの前のフレームまでの受信信号に基づいて計算された値とする。つぎに、２段階目として、メモリ部７１出力に基づいて判定処理を行う。すなわち、メモリ部７１出力が、与えられたしきい値よりも大きければ１と判定し、一方、小さければ０と判定し、その結果を判定値として出力する。メモリ部７１が、１フレーム分の２ビット積分部５出力を保持するようにしておけば、２段階目の判定においては、与えられるしきい値が処理遅延の影響を受けないため、精度のよい判定を行うことができる。

以上のように、本実施の形態においては、周波数誤差検出／しきい値設定部が、２ビット積分部の出力を、過去２ビット分の判定値のパターン毎に分けて平均化し、その結果を４通りのしきい値として設定することとした。これにより、前述した実施の形態と同様の効果が得られるとともに、さらに、パターンジッタの影響を軽減することができ、しきい値計算における平均化周期を短くできるため、回路規模を削減することができる。また、周波数誤差が時間変動するようなシステムであっても、高速に追随可能であり、そのような環境であっても、優れた特性を実現することができる。

実施の形態４．
図１４は、本発明にかかる受信機の実施の形態４の構成を示す図である。なお、前述の実施の形態１、２または３と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態１、２または３と異なる処理についてのみ説明する。

図１４が実施の形態３における図１１と異なる箇所は、メモリ部７１がないことと、４レベル判定部７３が実施の形態１や２と同一であること、である。すなわち、実施の形態４では、実施の形態３における２段階の判定処理を回避し、１段階の判定処理のみを行うこととした。これにより、周波数誤差検出／しきい値設定部７２において処理遅延分の設定誤差が存在することになるが、処理遅延が小さい場合は特に問題にならず、メモリ部７１が不要となるため、回路規模を小さくすることができる。

実施の形態５．
図１５は、本発明にかかる受信機の実施の形態５の構成を示す図であり、別のアンテナで受け取った受信信号を局部発振器１が出力する信号によりベースバンド信号にダウンコンバートするミキサ９１と、このベースバンド信号に含まれる帯域外雑音の除去や波形整形を行うフィルタ機能を有するＬＰＦ部９２と、ＬＰＦ部３出力とＬＰＦ部９２出力とをダイバーシチ合成し、その結果を用いて周波数成分を検出する周波数検出部９３と、を備えている。なお、前述の実施の形態１〜４と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、実施の形態４と異なる処理についてのみ説明する。

ここで、上記のように構成された受信機の動作について説明する。たとえば、ミキサ９１では、ミキサ２と同様の処理で、無線伝送路を介して受け取った受信信号を、局部発振器１から出力される信号により複素ベースバンド信号にダウンコンバートする。つぎに、ＬＰＦ部９２では、ＬＰＦ部３と同様の処理で、複素ベースバンド信号に含まれる帯域外雑音の除去や信号の波形整形を行うため、フィルタリング処理を行う。

つぎに、周波数検出部９３では、ＬＰＦ部３出力とＬＰＦ部９２出力とをダイバーシチ合成し、その結果を用いて周波数成分を検出する。図１６は、周波数検出部９３の内部構成例を示す図であり、遅延検波部１０１と、加算部１０２と、を備えている。なお、前述した図２と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

遅延検波部１１では、ＬＰＦ部３にてフィルタリング後の複素ベースバンド信号を、下記（９）式のように複素領域で遅延検波する。
ｄ１（ｎ）＝ｒ１（ｎ）・ｒ１（ｎ−１）^* …（９）
ただし、ｒ１（ｎ）は時刻ｎにおけるＬＰＦ部３出力である複素ベースバンド信号であり、ｒ１（ｎ−１）は１サンプル分遅延後の複素ベースバンド信号であり、ｒ１（ｎ−１）^*はｒ１（ｎ−１）の複素共役信号であり、ｄ１（ｎ）は複素遅延検波後の信号である。

一方、遅延検波部１０１では、ＬＰＦ部９２にてフィルタリング後の複素ベースバンド信号を、下記（１０）式のように複素領域で遅延検波する。
ｄ２（ｎ）＝ｒ２（ｎ）・ｒ２（ｎ−１）^* …（１０）
ただし、ｒ２（ｎ）は時刻ｎにおけるＬＰＦ部９２出力である複素ベースバンド信号であり、ｒ２（ｎ−１）は１サンプル分遅延後の複素ベースバンド信号であり、ｒ２（ｎ−１）^*はｒ２（ｎ−１）の複素共役信号であり、ｄ２（ｎ）は複素遅延検波後の信号である。

加算部１０２では、ｄ１（ｎ）とｄ２（ｎ）とを加算（ダイバーシチ合成）してｄ（ｎ）を求める。これにより、振幅で重み付けを行った各アンテナの信号を合成できるため、最大比合成ダイバーシチに近い合成が実現できる。

位相検出部１２では、このダイバーシチ合成後の信号ｄ（ｎ）に対して、上記（２）式のように位相検出を行う。また、ｐ（ｎ）は、オーバーサンプル間隔での複素遅延検波後の信号ｄ（ｎ）の位相成分であるため、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分となり、上記（３）式で表すことができる。

また、図１７は、上記図１６とは異なる、周波数検出部９３の内部構成例を示す図であり、クオドラチャ検波部１０３と、電力計算部１０４と、加算部１０５，１０６と、を備えている。なお、前述した図３と同様の構成については、同一の符号を付してその説明を省略する。

クオドラチャ検波部１３では、ＬＰＦ部３にてフィルタリング後の複素ベースバンド信号から、下記（１１）により周波数を検出する。
ｑ１（ｎ）＝Ｉｍ｛ｒ１（ｎ）｝・Ｒｅ｛ｒ１（ｎ−１）｝
−Ｒｅ｛ｒ１（ｎ）｝・Ｉｍ｛ｒ１（ｎ−１）｝ …（１１）

また、ｑ１（ｎ）は、下記（１２）式で表すことができる。
ｑ１（ｎ）＝Ａ²・ｓｉｎ｛２πｆ（ｎ）・Ｔ｝ …（１２）

また、オーバーサンプル周期Ｔを小さく設定し、２πｆ（ｎ）・Ｔを小さな値と仮定すると、上記（１２）式は下記（１３）式で近似できる。
ｑ１（ｎ）＝Ａ²・｛２πｆ（ｎ）・Ｔ｝ …（１３）

一方、クオドラチャ検波部１０３では、ＬＰＦ部９２にてフィルタリング後の複素ベースバンド信号から、下記（１４）により周波数を検出する。
ｑ２（ｎ）＝Ｉｍ｛ｒ２（ｎ）｝・Ｒｅ｛ｒ２（ｎ−１）｝
−Ｒｅ｛ｒ２（ｎ）｝・Ｉｍ｛ｒ２（ｎ−１）｝ …（１４）

また、ｑ２（ｎ）は、下記（１５）式で表すことができる。
ｑ２（ｎ）＝Ａ²・ｓｉｎ｛２πｆ（ｎ）・Ｔ｝ …（１５）

また、オーバーサンプル周期Ｔを小さく設定し、２πｆ（ｎ）・Ｔを小さな値と仮定すると、上記（１５）式は下記（１６）式で近似できる。
ｑ２（ｎ）＝Ａ²・｛２πｆ（ｎ）・Ｔ｝ …（１６）

加算部１０５では、上記ｑ１（ｎ）とｑ２（ｎ）とを加算（ダイバーシチ合成）してｑ（ｎ）を求める。これにより、振幅で重み付けを行った各アンテナの信号を合成できるため、最大比合成ダイバーシチに近い合成が実現できる。

電力計算部１５では、ＬＰＦ部３出力の複素ベースバンド信号の電力成分を下記（１７）式により検出する。
ａ１（ｎ）＝｜ｒ１（ｎ）｜² …（１７）
これを平均化することで、平均電力ｅ１（ｎ）を計算する。雑音成分がない場合は、Ａ²が正しく計算される。

一方、電力計算部１０４では、ＬＰＦ部９２出力の複素ベースバンド信号の電力成分を下記（１８）式により検出する。
ａ２（ｎ）＝｜ｒ２（ｎ）｜² …（１８）
これを平均化することで、平均電力ｅ２（ｎ）を計算する。雑音成分がない場合は、Ａ²が正しく計算される。

加算部１０６では、上記ｅ１（ｎ）とｅ２（ｎ）とをダイバーシチ合成してｅ（ｎ）を求める。

振幅正規化部１４では、加算部１０５出力ｑ（ｎ）を、加算部１０６出力ｅ（ｎ）で正規化する。雑音成分を除いて考えると、振幅正規化部１４出力ｐ´（ｎ）は上記（８）式で表すことができる。

以上のように、本実施の形態においては、２つのアンテナで受信した信号を利用して、周波数検出部が、ダイバーシチ合成を行った上で周波数成分を検出することとした。これにより、前述した各実施の形態と同様の効果が得られるとともに、さらに、最大比合成ダイバーシチと同等な優れた特性を実現することができる。

なお、本実施の形態においては、上記で説明した特徴的な処理を実施の形態４の構成に対して適用した場合を一例として説明したが、これに限らず、実施の形態１〜３の構成に対して適用した場合であっても上記と同様の効果を得ることができる。

以上のように、本発明にかかる受信機は、ディジタル周波数変調が行われた信号を送受信する無線通信システムに有用であり、特に、移動環境におけるフェージングの影響や送受信機間で発生する周波数誤差の影響を受ける可能性のある通信システムに適している。

本発明にかかる受信機の実施の形態１の構成を示す図である。 周波数検出部の内部構成例を示す図である。 周波数検出部の内部構成例を示す図である。 ２ビット積分部の内部構成例を示す図である。 周波数検出部出力のアイパターンの観測結果を示す図である。 周波数誤差検出／しきい値設定部の内部構成例を示す図である。 ４レベル判定部の内部構成例を示す図である。 ＩＦ信号から周波数検出を行う場合の構成を示す図である。 本発明にかかる受信機の実施の形態２の構成を示す図である。 周波数誤差検出／閾値設定部の内部構成例を示す図である。 本発明にかかる受信機の実施の形態３の構成を示す図である。 周波数誤差検出／しきい値設定部の内部構成例を示す図である。 ４レベル判定部の内部構成例を示す図である。 本発明にかかる受信機の実施の形態４の構成を示す図である。 本発明にかかる受信機の実施の形態５の構成を示す図である。 周波数検出部の内部構成例を示す図である。 周波数検出部の内部構成例を示す図である。 積分放電の過程を示す図である。 積分放電の過程を示す図である。 積分放電の過程を示す図である。 積分放電の過程を示す図である。

符号の説明

１，５１ 局部発振器
２，９１ ミキサ
３，９２ ＬＰＦ部
４，５３，９３ 周波数検出部
５ ２ビット積分部
６，２２，４２，４３，８２，８３ 遅延部
７，７３ ４レベル判定部
８，６１，７２ 周波数誤差検出／しきい値設定部
１１，１０１ 遅延検波部
１２ 位相検出部
１３，１０３ クオドラチャ検波部
１４ 振幅正規化部
１５，１０４ 電力計算部
２１，１０２，１０５，１０６ 加算部
２３ タイミング検出部
３１，６２，８１ 平均化部
３２，６３ 係数調整部
３３，６４ しきい値演算部
４１，８５ 比較部
４４ しきい値選択部
５２ ＢＰＦ部
７１ メモリ部
８４ 周波数誤差演算部

Claims (10)

1. 周波数変調が行われている受信信号を周波数検波により復調する受信機において、
   受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、
   周波数変換後の受信信号に対して帯域外雑音除去や波形整形を行うフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段の出力信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、
   前記周波数検出手段が出力する周波数検出信号を特定の周期にわたって積分する積分手段と、
   前記周波数検出信号の平均化結果を用いて送受信機間の周波数誤差を検出し、さらに前記平均化結果に基づいて送信系列を判定するためのしきい値を設定する周波数誤差検出手段と、
   前記しきい値を用いて前記積分後の信号から送信系列を判定する判定手段と、
   を備えること特徴とする受信機。
2. 前記周波数誤差検出手段は、
   前記周波数検出信号を平均化する平均化手段と、
   前記平均化結果から送受信機間の周波数誤差を抽出する周波数誤差抽出手段と、
   予め内部で保持している複数の固定しきい値に対して前記周波数誤差に基づいた所定の演算処理を行い、当該演算結果として前記判定手段が判定に用いる複数のしきい値を得るしきい値演算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項１に記載の受信機。
3. 周波数変調が行われている受信信号を周波数検波により復調する受信機において、
   受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、
   周波数変換後の受信信号に対して帯域外雑音除去や波形整形を行うフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段の出力信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、
   前記周波数検出手段が出力する周波数検出信号を特定の周期にわたって積分する積分手段と、
   前記積分後の信号の平均化結果を用いて送受信機間の周波数誤差を検出し、さらに前記平均化結果に基づいて送信系列を判定するためのしきい値を設定する周波数誤差検出手段と、
   前記しきい値を用いて前記積分後の信号から送信系列を判定する判定手段と、
   を備えること特徴とする受信機。
4. 前記周波数誤差検出手段は、
   前記積分後の信号を平均化する平均化手段と、
   前記平均化結果から送受信機間の周波数誤差を抽出する周波数誤差抽出手段と、
   予め内部で保持している複数の固定しきい値に対して前記周波数誤差に基づいた所定の演算処理を行い、当該演算結果として前記判定手段が判定に用いる複数のしきい値を得るしきい値演算手段と、
   を備えることを特徴とする請求項３に記載の受信機。
5. 前記判定手段は、
   過去の判定値に基づいて、前記複数のしきい値の中から現在の判定を行うためのしきい値を選択するしきい値選択手段と、
   前記選択されたしきい値と前記積分後の信号とを比較し、当該比較結果に応じて送信系列を判定する比較手段と、
   を備えることを特徴とする請求項２または４に記載の受信機。
6. 周波数変調が行われている受信信号を周波数検波により復調する受信機において、
   受信信号の周波数を変換する周波数変換手段と、
   周波数変換後の受信信号に対して帯域外雑音除去や波形整形を行うフィルタ手段と、
   前記フィルタ手段の出力信号の周波数成分を検出する周波数検出手段と、
   前記周波数検出手段が出力する周波数検出信号を特定の周期にわたって積分する積分手段と、
   前記積分後の信号を過去の判定値を用いて平均化し、当該平均化結果を用いて送受信機間の周波数誤差を検出し、さらに前記平均化結果を、送信系列を判定するためのしきい値として設定する周波数誤差検出手段と、
   前記しきい値を用いて前記積分後の信号から送信系列を判定する判定手段と、
   を備えること特徴とする受信機。
7. 前記周波数誤差検出手段は、
   前記積分後の信号を過去の判定値のパターン毎に分けて平均化し、パターン毎の平均化結果として、前記判定手段が判定に用いる複数のしきい値を得る平均化手段と、
   前記複数のしきい値を平均化し、当該平均化結果から送受信機間の周波数誤差を抽出する周波数誤差抽出手段と、
   を備えることを特徴とする請求項６に記載の受信機。
8. 前記判定手段は、
   過去の判定値に基づいて、前記複数のしきい値の中から判定を行うためのしきい値を選択するしきい値選択手段と、
   前記選択されたしきい値と現在の積分後の信号とを比較し、当該比較結果に応じて送信系列を判定し、さらに、前記選択されたしきい値と処理遅延の影響を受けない過去の積分後の信号とを比較し、当該比較結果に応じて送信系列を判定し、当該判定結果を判定値として出力する比較手段と、
   を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
9. 前記判定手段は、
   過去の判定値に基づいて、前記複数のしきい値の中から現在の判定を行うためのしきい値を選択するしきい値選択手段と、
   前記選択されたしきい値と現在の積分後の信号とを比較し、当該比較結果に応じて送信系列を判定し、当該判定結果を判定値として出力する比較手段と、
   を備えることを特徴とする請求項７に記載の受信機。
10. 前記周波数変換手段が、異なるアンテナで受信した複数の受信信号の周波数を変換し、
    前記フィルタ手段が、周波数変換後の複数の受信信号に対して個別に帯域外雑音除去や波形整形を行い、
    前記周波数検出手段が、前記フィルタ手段が出力する複数の信号をダイバーシチ合成し、その結果に基づいて周波数成分を検出することを特徴とする請求項１〜９のいずれか一つに記載の受信機。

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