JP4365264B2

JP4365264B2 - Electronic component equipment

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Publication number: JP4365264B2
Application number: JP2004133226A
Authority: JP
Inventors: 俊重島村; 正美浦野; 仁石井; 克之町田
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2004-04-28
Filing date: 2004-04-28
Publication date: 2009-11-18
Anticipated expiration: 2024-04-28
Also published as: JP2005315694A

Description

本発明は、光スイッチや加速度センサに代表されるＭＥＭＳ（マイクロメカニカルシステム）デバイスを備えた電子部品装置に係り、特にＭＥＭＳ構造に発生する微小な容量を検出する技術に関するものである。 The present invention relates to an electronic component device including a MEMS (micro mechanical system) device typified by an optical switch or an acceleration sensor, and more particularly to a technique for detecting a minute capacitance generated in a MEMS structure.

従来より、微細加工技術により形成したＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）構造体を使用した電子部品装置が知られている（例えば、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３参照）。このような電子部品装置では、ＭＥＭＳ構造体に発生する容量を検出することで目的の物理量を検出したり、検出した物理量を基に自己の制御を行ったりする技術が開発されてきた。例えば、加速度センサでは、ＭＥＭＳ技術で作製された１対の電極間に発生する容量を検出することで、加速度が検出される。 2. Description of the Related Art Conventionally, electronic component devices using MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) structures formed by microfabrication techniques are known (see, for example, Non-Patent Document 1, Non-Patent Document 2, and Non-Patent Document 3). In such an electronic component device, a technique has been developed in which a target physical quantity is detected by detecting a capacitance generated in the MEMS structure, or self control is performed based on the detected physical quantity. For example, in an acceleration sensor, acceleration is detected by detecting a capacitance generated between a pair of electrodes manufactured by MEMS technology.

図１５にＭＥＭＳ構造体を使用した一般的な電子部品装置の構成を示す。電子部品装置は、基板１００と、導電性材料からなる可動部材１０１と、支柱１０２と、制御電極１０３と、検出電極１０４と、構造体制御装置１０５とから構成される。電子部品装置が光スイッチの場合、可動部材１０１はミラーである。支柱１０２は、可動部材１０１が制御電極１０３及び検出電極１０４の上に離間して配置されるように可動部材１０１を支える。可動部材１０１は、支柱１０２を介して所定の電位に設定される。構造体制御装置１０５により制御電極１０３に制御電圧が印加されると、可動部材１０１と制御電極１０３との間に静電力が発生し、この静電力に見合う分だけ可動部材１０１が変位する。可動部材１０１が変位すると、可動部材１０１と検出電極１０４との間に形成される静電容量Ｃｓが変化する。構造体制御装置１０５は、容量Ｃｓを検出することにより、可動部材１０１の位置を検出し、制御電極１０３への印加電圧を制御する。こうして、可動部材１０１の位置を制御することができる。 FIG. 15 shows a configuration of a general electronic component device using the MEMS structure. The electronic component device includes a substrate 100, a movable member 101 made of a conductive material, a support column 102, a control electrode 103, a detection electrode 104, and a structure control device 105. When the electronic component device is an optical switch, the movable member 101 is a mirror. The support column 102 supports the movable member 101 so that the movable member 101 is spaced apart from the control electrode 103 and the detection electrode 104. The movable member 101 is set to a predetermined potential via the support column 102. When a control voltage is applied to the control electrode 103 by the structure control device 105, an electrostatic force is generated between the movable member 101 and the control electrode 103, and the movable member 101 is displaced by an amount corresponding to the electrostatic force. When the movable member 101 is displaced, the electrostatic capacitance Cs formed between the movable member 101 and the detection electrode 104 changes. The structure control device 105 detects the position of the movable member 101 by detecting the capacitance Cs, and controls the voltage applied to the control electrode 103. Thus, the position of the movable member 101 can be controlled.

しかし、図１５に示した電子部品装置では、検出電極１０４と接地電位との間に寄生容量Ｃｐが発生するため、可動部材１０１と検出電極１０４との間に形成される容量Ｃｓの検出が難しいという問題があった。その理由は、構造体制御装置１０５は容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとが並列接続された容量を検出することになるが、容量Ｃｓが数１０ｆＦ〜数１００ｆＦであるのに対して、寄生容量Ｃｐが数ｐＦとなるためである。 However, in the electronic component device shown in FIG. 15, since a parasitic capacitance Cp is generated between the detection electrode 104 and the ground potential, it is difficult to detect the capacitance Cs formed between the movable member 101 and the detection electrode 104. There was a problem. The reason is that the structure controller 105 detects a capacitance in which the capacitance Cs and the parasitic capacitance Cp are connected in parallel. The capacitance Cs is several tens of fF to several hundreds of fF, whereas the parasitic capacitance Cp is This is because it becomes several pF.

検出したい容量に対して大きな寄生容量が発生する場合でも、目的の容量を検出することを可能にする技術として、非特許文献４に開示された技術がある（以下、第１の従来例と呼ぶ）。本技術は容量型の指紋センサに関するものである。この第１の従来例を図１６を用いて説明する。図１６に示す容量型指紋センサは、検出電極２０１と人の指２０３との間に形成される容量Ｃｓを検出することで、指紋画像を取得する。この容量型指紋センサでは、検出電極２０１に対向して補償電極２０２が配置される。補償電極２０２は演算増幅器２０５のフィードバックにより検出電極２０１と同電位となるように制御されるため、検出電極２０１に発生する寄生容量が抑制される。 There is a technique disclosed in Non-Patent Document 4 as a technique that makes it possible to detect a target capacitance even when a large parasitic capacitance occurs with respect to the capacitance to be detected (hereinafter referred to as a first conventional example). ). The present technology relates to a capacitive fingerprint sensor. The first conventional example will be described with reference to FIG. The capacitive fingerprint sensor shown in FIG. 16 acquires a fingerprint image by detecting a capacitance Cs formed between the detection electrode 201 and a human finger 203. In this capacitive fingerprint sensor, a compensation electrode 202 is disposed opposite the detection electrode 201. Since the compensation electrode 202 is controlled to have the same potential as the detection electrode 201 by feedback of the operational amplifier 205, parasitic capacitance generated in the detection electrode 201 is suppressed.

以下、図１６に示したセンサの動作について説明する。まず、リセット状態では、第１の制御スイッチ２０４の一端の電位ＶｒがＶ１に設定され、かつ第１の制御スイッチ２０４はオン状態とされる。一方、演算増幅器２０５の非反転入力端子と出力端子との間に設けられた第２の制御スイッチ２０６もオン状態とされ、演算増幅器２０５のフィードバックループは閉じられる。演算増幅器２０５の反転入力端子の電位がＶ１であることから、フィードバックループにより検出電極２０１の電位もＶ１となる。次に、第２の制御スイッチ２０６が開いたときの検出電極２０１の電位をＶ２とする。このとき、実効的な指の容量をＣｆ、演算増幅器２０５の非反転入力端子と出力端子との間の容量をＣｓｐｌ、電位Ｖ１とＶ２との差をΔＶｒとすると、演算増幅器２０５の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅はΔＶ０＝（１＋Ｃｆ／Ｃｓｐｌ）ΔＶｒとなり、指の容量Ｃｓに対応した信号出力を得ることができる。 Hereinafter, the operation of the sensor shown in FIG. 16 will be described. First, in the reset state, the potential Vr at one end of the first control switch 204 is set to V1, and the first control switch 204 is turned on. On the other hand, the second control switch 206 provided between the non-inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 205 is also turned on, and the feedback loop of the operational amplifier 205 is closed. Since the potential of the inverting input terminal of the operational amplifier 205 is V1, the potential of the detection electrode 201 is also V1 due to the feedback loop. Next, the potential of the detection electrode 201 when the second control switch 206 is opened is set to V2. At this time, if the effective finger capacitance is Cf, the capacitance between the non-inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 205 is Cspl, and the difference between the potentials V1 and V2 is ΔVr, the output voltage Vout of the operational amplifier 205 Becomes ΔV0 = (1 + Cf / Cspl) ΔVr, and a signal output corresponding to the finger capacitance Cs can be obtained.

検出したい容量に対して大きな寄生容量が発生する場合でも、目的の容量を検出することを可能にする他の技術として、特許文献１に開示された技術がある（以下、第２の従来例と呼ぶ）。本技術は、ダイアフラムを用いた圧力センサに関するものである。この第２の従来例を図１７を用いて説明する。図１７に示す圧力センサにおいて、演算増幅器３０２の非反転入力端子には、第１の制御スイッチ３０３を介して基準電圧Ｖｈが供給される。演算増幅器３０２の反転入力端子と出力端子との間には第２の制御スイッチ３０４が接続され、センサの入力端子３０１と演算増幅器３０２の非反転入力端子との間には、静電容量Ｃｓを有するセンサＳが接続される。寄生容量Ｃｐは、センサＳと演算増幅器３０２の非反転入力端子との接続部に形成される。基準電圧Ｖｈは例えば接地電位である。センサＳの一例として、マイクロマシンにより微小面積を有するように加工され、かつ対向するダイアフラムと電極との間に容量Ｃｓを形成するように構成されたものが挙げられる。センサＳは、加えられた物理量の変化によって生起されるダイアフラムの変位に応じて、容量Ｃｓを変化させるものである。 As another technique that makes it possible to detect a target capacitance even when a large parasitic capacitance occurs with respect to the capacitance to be detected, there is a technology disclosed in Patent Document 1 (hereinafter referred to as a second conventional example). Call). The present technology relates to a pressure sensor using a diaphragm. The second conventional example will be described with reference to FIG. In the pressure sensor shown in FIG. 17, the reference voltage Vh is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302 via the first control switch 303. A second control switch 304 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 302, and a capacitance Cs is set between the sensor input terminal 301 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302. The sensor S which has is connected. The parasitic capacitance Cp is formed at the connection between the sensor S and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302. The reference voltage Vh is, for example, a ground potential. As an example of the sensor S, a sensor that is processed to have a small area by a micromachine and that is configured to form a capacitor Cs between an opposing diaphragm and an electrode can be cited. The sensor S changes the capacitance Cs according to the displacement of the diaphragm caused by the change of the applied physical quantity.

以下、図１７に示したセンサの動作について説明する。容量Ｃｓを検出するシーケンスは初期化サイクルと測定サイクルとからなっている。初期化サイクルの期間中では、第１の制御スイッチ３０３と第２の制御スイッチ３０４とがオン状態にされ、かつ入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｈに設定される（Ｖｉｎ＝Ｖｈ）。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔも基準電圧Ｖｈと等しくなるように設定される。一方、測定サイクルの期間中、第１の制御スイッチ３０３と第２の制御スイッチ３０４とはオフ状態にされ、入力電圧ＶｉｎはＶｈ＋△Ｖに設定される。容量Ｃｓを測定するために、第１の制御スイッチ３０３と第２の制御スイッチ３０４とがオフされると、演算増幅器３０２の出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式を満足する。 Hereinafter, the operation of the sensor shown in FIG. 17 will be described. The sequence for detecting the capacitance Cs includes an initialization cycle and a measurement cycle. During the initialization cycle, the first control switch 303 and the second control switch 304 are turned on, and the input voltage Vin is set to the reference voltage Vh (Vin = Vh). Thereby, the output voltage Vout is also set to be equal to the reference voltage Vh. On the other hand, during the measurement cycle, the first control switch 303 and the second control switch 304 are turned off, and the input voltage Vin is set to Vh + ΔV. When the first control switch 303 and the second control switch 304 are turned off to measure the capacitance Cs, the output voltage Vout of the operational amplifier 302 satisfies the following equation.

Ｖｏｕｔ＝−（Ｒｆ１／Ｒｉ１）（Ｖｉｎ−ｖ⁺）＋ｖ ⁺＝−Ｖｉｎ＋２ｖ⁺
・・・（１）
式（１）において、ｖ⁺ は演算増幅器３０２の非反転入力端子の電圧である。また、センサの入力端子３０１と演算増幅器３０２の反転入力端子との間に設けられた抵抗Ｒｉ１と、演算増幅器３０２の反転入力端子と出力端子との間に設けられた抵抗Ｒｆ１とが等しくなるように設定されている（Ｒｆ１＝Ｒｉ１）。
入力電圧Ｖｉｎを初期化サイクルで設定したＶｈからＶｈ＋△Ｖに変化させると、センサ容量Ｃｓに蓄積される電荷Ｑ１と寄生容量Ｃｐに蓄積される電荷Ｑ２とは、以下の式によって表される。
Ｑ１＝（Ｖｉｎ−ｖ ⁺）Ｃｓ＝（Ｖｈ＋△Ｖ−ｖ⁺）Ｃｓ・・・（２）
Ｑ２＝ｖ⁺Ｃｐ・・・（３） Vout = − (Rf1 / Ri1) (Vin−v ⁺ ) + v ⁺ = −Vin + 2v ⁺
... (1)
In equation (1), v ⁺ is the voltage at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302. In addition, the resistor Ri1 provided between the sensor input terminal 301 and the inverting input terminal of the operational amplifier 302 is equal to the resistor Rf1 provided between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 302. (Rf1 = Ri1).
When the input voltage Vin is changed from Vh set in the initialization cycle to Vh + ΔV, the charge Q1 stored in the sensor capacitor Cs and the charge Q2 stored in the parasitic capacitor Cp are expressed by the following equations.
^{Q1 = (Vin- v +) Cs} = (Vh + △ V-v +) Cs ··· (2)
Q2 = v ⁺ Cp (3)

センサ容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとは直列に接続されているので、ＣｓとＣｐには同一の電荷量が蓄積され、よって、Ｑ１＝Ｑ２である。したがって、次式が成立する。
ｖ⁺Ｃｐ＝（Ｖｈ＋△Ｖ−ｖ⁺）Ｃｓ・・・（４）
上記したように基準電圧Ｖｈを接地電位（Ｖｈ＝０）とすると、演算増幅器３０２の非反転入力端子の電圧ｖ⁺ は、以下の式で表される。
ｖ⁺＝ΔＶ・Ｃｓ／（Ｃｓ＋Ｃｐ）・・・（５）
式（５）を式（１）に代入すると、演算増幅器３０２の出力電圧Ｖｏｕｔは以下のように書き直すことができる。
Ｖｏｕｔ＝−Ｖｉｎ＋２・△Ｖ・Ｃｓ／（Ｃｓ＋Ｃｐ）・・・（６） Since the sensor capacitor Cs and the parasitic capacitor Cp are connected in series, the same charge amount is accumulated in Cs and Cp, and thus Q1 = Q2. Therefore, the following equation is established.
v ⁺ Cp = (Vh + ΔV−v ⁺ ) Cs (4)
As described above, when the reference voltage Vh is the ground potential (Vh = 0), the voltage v ⁺ of the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302 is expressed by the following equation.
v ⁺ = ΔV · Cs / (Cs + Cp) (5)
If Expression (5) is substituted into Expression (1), the output voltage Vout of the operational amplifier 302 can be rewritten as follows.
Vout = −Vin + 2 · ΔV · Cs / (Cs + Cp) (6)

センサＳと図１７の回路におけるセンサ以外の部分とがそれぞれ別々のチップ上に形成され、これらチップが電気的に接続されている場合、寄生容量Ｃｐは、数ｐＦから約１５ｐＦ又はそれ以上の程度の範囲であり、センサＳの容量Ｃｓは、通常、１ｆＦから数１００ｆＦ程度である。したがって、寄生容量ＣｐはセンサＳの容量Ｃｓに比べて大きいので、Ｃｓ／（Ｃｓ＋Ｃｐ）をＣｓ／Ｃｐで近似できる。よって、演算増幅器３０２の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ＝−Ｖｉｎ＋２・△Ｖ・Ｃｓ／Ｃｐ・・・（７）
式（７）は演算増幅器３０２の出力電圧ＶｏｕｔがセンサＳの容量Ｃｓに応じて線形に変化することを表している。 When the sensor S and the part other than the sensor in the circuit of FIG. 17 are formed on separate chips and these chips are electrically connected, the parasitic capacitance Cp is about several pF to about 15 pF or more. The capacitance Cs of the sensor S is normally about 1 fF to several hundreds fF. Accordingly, since the parasitic capacitance Cp is larger than the capacitance Cs of the sensor S, Cs / (Cs + Cp) can be approximated by Cs / Cp. Therefore, the output voltage Vout of the operational amplifier 302 is expressed by the following equation.
Vout = −Vin + 2 · ΔV · Cs / Cp (7)
Expression (7) represents that the output voltage Vout of the operational amplifier 302 changes linearly according to the capacitance Cs of the sensor S.

このように、演算増幅器３０２の非反転入力端子の近傍に寄生容量Ｃｐが存在する場合でも、センサＳの容量Ｃｓが寄生容量Ｃｐに比べて極めて小さい限り、演算増幅器３０２は容量Ｃｓと線形関係にある電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。さらに、演算増幅器３０２の利得（Ｒｆ１／Ｒｉ１）及び入力電圧Ｖｉｎの変化量ΔＶを、容量Ｃｓに応じて調整することにより、十分に大きな出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。 Thus, even when the parasitic capacitance Cp exists in the vicinity of the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302, as long as the capacitance Cs of the sensor S is extremely smaller than the parasitic capacitance Cp, the operational amplifier 302 has a linear relationship with the capacitance Cs. A certain voltage Vout can be output. Furthermore, a sufficiently large output voltage Vout can be obtained by adjusting the gain (Rf1 / Ri1) of the operational amplifier 302 and the change amount ΔV of the input voltage Vin according to the capacitance Cs.

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
特表２００１−５１０５８０号公報「オプティカルネットワーキング：ＭＥＭＳミラーコントロール(Optical Networking:MEMS Mirror Control)」，アナログデバイスズ(ANALOG DEVICES)，２００２年９月１８日検索，インターネット＜ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｎａｌｏｇ．ｃｏｍ／ｐｒｏｄｕｃｔＳｅｌｅｃｔｉｏｎ／ｓｉｇｎａｌＣｈａｉｎｓ／ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ／ｃｏｍｍｓ＿１７．ｈｔｍｌ＞マダナゴーパル(K.V.Madanagopal）、他２名，「リアルタイムソフトウェアコントロールオブスプリングサスペンデットマイクロエレクトロメカニカルデバイスズフォープレシジョンオプティカルポジショニングアプリケーションズ(Real Time Software Control Of Spring Suspended Micro-Electro-Mechanical(MEM) Devices For Precision Optical Positioning Applications)」，２００２インターナショナルカンファレンスオンオプティカルＭＥＭＳ２００２(2002 International Conference on Optical MEMS 2002)，２００２年８月，ｐ．４１−４２平尾他，「ＭＥＭＳミラーの高速駆動回路検討」，２００２年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会，ｐ．４４５，２００２年９月１１日「５００ディーピーアイキャパシティブタイプシーモスフィンガープリントセンサーウィズピクセルレベルアダプティブイメージエンハンスメントスキーム（A 500dpi Capacitive-Type CMOS Fingerprint Sensor with Pixel-Level Adaptive Image Enhancement Scheme ）」，アイエスエスシーシー２００２ペーパーズ（ISSCC2002 PAPERS），２００３年２月，ｐ．３５２−３５３ The applicant has not yet found prior art documents related to the present invention by the time of filing other than the prior art documents specified by the prior art document information described in this specification.
Special table 2001-510580 gazette “Optical Networking: MEMS Mirror Control”, ANALOG DEVICES, search September 18, 2002, Internet <http: // www. analog. com / productSelection / signal Chains / communications / comms_17. html> Madana Gopal (KVMadanagopal) and two others, "Real Time Software Control Of Spring Suspended Micro-Electro-Mechanical (MEM) Devices For Precision Optical Positioning Applications" , 2002 International Conference on Optical MEMS 2002, August 2002, p. 41-42 Hirao et al., “Examination of MEMS mirror high-speed drive circuit”, 2002 IEICE Communication Society Conference, p. 445, September 11, 2002 “500 dpi Capacitive-Type CMOS Fingerprint Sensor with Pixel-Level Adaptive Image Enhancement Scheme”, ISSC 2002 Papers (ISSCC2002 PAPERS), 2003 February, p. 352-353

しかしながら、図１６に示した第１の従来例では、第１の制御スイッチ２０４により検出電極２０１の電位をＶ１に設定するステップと、第２の制御スイッチ２０６を開くステップとが必要になるため、容量Ｃｓの検出に時間がかかるという問題点があった。したがって、この第１の従来例を、高速動作が必須となる光スイッチのフィードバック制御に適用することはできない。また、第１の従来例では、第２の制御スイッチ２０６の開閉に伴う雑音が容量検出の精度を劣化させるという問題点があった。 However, in the first conventional example shown in FIG. 16, it is necessary to set the potential of the detection electrode 201 to V1 by the first control switch 204 and to open the second control switch 206. There is a problem that it takes time to detect the capacitance Cs. Therefore, this first conventional example cannot be applied to feedback control of an optical switch that requires high-speed operation. Further, in the first conventional example, there is a problem that noise accompanying opening / closing of the second control switch 206 deteriorates the accuracy of capacitance detection.

図１７に示した第２の従来例においても、第１の従来例と同様に、第１の制御スイッチ３０３により入力電圧ＶｉｎをＶｈに設定するステップと、第２の制御スイッチ３０４を開くステップとが必要になるため、容量Ｃｓの検出に時間がかかるという問題点があった。また、第２の制御スイッチ３０４の開閉に伴う雑音が容量検出の精度を劣化させるという問題点があった。さらに、第２の従来例の場合、センサＳから入力端子３０１に接続される端子と演算増幅器３０２の非反転入力に接続される端子とを引き出す必要がある。しかし、図１５に示した電子部品装置で光スイッチを実現する場合、可動部材１０１は通常、接地電位とされ、検出電極１０４からのみ端子が引き出されるようになっている。このため、第２の従来例の構造を光スイッチに適用しようとすると、新たに端子を取り出すためにプロセス工程が増加し、製造コストが増加するという問題点があった。 In the second conventional example shown in FIG. 17, as in the first conventional example, the step of setting the input voltage Vin to Vh by the first control switch 303 and the step of opening the second control switch 304 Therefore, there is a problem that it takes time to detect the capacitance Cs. Further, there is a problem that noise accompanying opening / closing of the second control switch 304 deteriorates the accuracy of capacitance detection. Further, in the case of the second conventional example, it is necessary to draw out a terminal connected to the input terminal 301 and a terminal connected to the non-inverting input of the operational amplifier 302 from the sensor S. However, when the optical switch is realized by the electronic component device shown in FIG. 15, the movable member 101 is normally set to the ground potential, and the terminal is drawn only from the detection electrode 104. For this reason, when the structure of the second conventional example is applied to an optical switch, there is a problem in that the number of process steps increases in order to newly extract a terminal, and the manufacturing cost increases.

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、制御信号または検出すべき物理量に応じて変位する形状可変構造体と形状可変構造体の変位に応じて容量が変化する容量可変構造体を備える電子部品装置において、容量可変構造体の容量に対して寄生容量が大きい場合でも、検出精度の劣化を抑えつつ、容量可変構造体の容量を高速に検出することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and a variable shape structure that is displaced according to a control signal or a physical quantity to be detected, and a variable capacity structure that has a capacitance that varies according to the displacement of the variable shape structure. An object of the present invention is to detect a capacitance of a variable capacitance structure at high speed while suppressing deterioration in detection accuracy even when a parasitic capacitance is larger than a capacitance of the variable capacitance structure.

本発明は、入力された制御信号または検出すべき物理量に応じて変位する形状可変構造体と、この形状可変構造体の変位を表す容量を検出する構造変位検出ユニットとを有する電子部品装置において、前記形状可変構造体は、その変位に応じて容量が変化する容量可変構造体を備え、前記構造変位検出ユニットは、前記容量可変構造体に電界を発生させる電界発生部と、前記電界の発生開始を指示する誘導開始信号を出力する誘導開始信号発生部と、前記誘導開始信号に応じて前記電界発生の基となる誘導信号を前記電界発生部に出力する電界誘導部と、前記電界の発生開始と同時に前記容量可変構造体の出力端子から出力される容量信号から、前記容量可変構造体の容量を表す情報信号を抽出する容量情報抽出部と、前記情報信号を情報処理可能な形式に変換する出力調整部とを備え、前記容量情報抽出部は、所定の電位の第１の電位比較基準信号を発生する第１の電位比較基準信号発生部と、前記容量信号と前記第１の電位比較基準信号との電位差を増幅して検出信号として出力する第１の電位比較部と、前記検出信号と前記誘導開始信号との位相差に対応した幅を有するパルス信号を前記情報信号として抽出する位相比較部とから構成され、前記出力調整部は、前記情報信号のパルス幅が有する時間の情報をアナログ電圧に変換する時間−電圧変換回路と、前記アナログ電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路とから構成されるものである。 The present invention relates to an electronic component device having a shape variable structure that is displaced according to an input control signal or a physical quantity to be detected, and a structure displacement detection unit that detects a capacitance representing the displacement of the shape variable structure. The variable shape structure includes a variable capacitance structure whose capacitance changes according to the displacement, and the structural displacement detection unit includes an electric field generation unit that generates an electric field in the variable capacitance structure, and generation of the electric field is started. An induction start signal generating unit for outputting an induction start signal for instructing the electric field, an electric field induction unit for outputting an induction signal as a basis of the electric field generation to the electric field generation unit according to the induction start signal, and generation start of the electric field from the capacitance signal output from the output terminal of said variable volume structure at the same time, the capacity information extraction unit for extracting an information signal representative of the capacity of the variable capacity structure, information processing the information signal And an output adjustment section that converts the possible format, before Symbol capacity information extraction unit, and the first potential comparator reference signal generator for generating a first potential comparison reference signal having a predetermined potential, the capacitance signal and A first potential comparison unit that amplifies a potential difference from the first potential comparison reference signal and outputs it as a detection signal; and a pulse signal having a width corresponding to a phase difference between the detection signal and the induction start signal. A phase comparison unit that extracts the information signal, and the output adjustment unit converts a time information included in the pulse width of the information signal into an analog voltage, and converts the analog voltage into a digital signal. It comprises an A / D conversion circuit for conversion.

また、本発明の電子部品装置において、前記形状可変構造体は、その変位に応じて容量が変化する容量可変構造体を備え、前記構造変位検出ユニットは、前記容量可変構造体に電界を発生させる電界発生部と、前記電界の発生開始を指示する誘導開始信号を出力する誘導開始信号発生部と、前記誘導開始信号に応じて前記電界発生の基となる誘導信号を前記電界発生部に出力する電界誘導部と、前記電界の発生開始と同時に前記容量可変構造体の出力端子から出力される容量信号から、前記容量可変構造体の容量を表す情報信号を抽出する容量情報抽出部と、前記情報信号を情報処理可能な形式に変換する出力調整部とを備え、前記容量情報抽出部は、所定の電位の第１の電位比較基準信号を発生する第１の電位比較基準信号発生部と、前記容量信号と前記第１の電位比較基準信号との電位差を増幅して検出信号として出力する第１の電位比較部と、前記検出信号と前記誘導信号との位相差に対応した幅を有するパルス信号を前記情報信号として抽出する位相比較部とから構成され、前記出力調整部は、前記情報信号のパルス幅が有する時間の情報をアナログ電圧に変換する時間−電圧変換回路と、前記アナログ電圧をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路とから構成されるものである。 In the electronic component device according to the aspect of the invention, the variable shape structure includes a variable capacitance structure whose capacitance changes according to the displacement, and the structural displacement detection unit generates an electric field in the variable capacitance structure. An electric field generation unit, an induction start signal generation unit that outputs an induction start signal that instructs the start of generation of the electric field, and an induction signal that is a basis for the electric field generation is output to the electric field generation unit in response to the induction start signal An electric field induction unit , a capacitance information extraction unit that extracts an information signal representing the capacitance of the variable capacitance structure from a capacitance signal output from the output terminal of the variable capacitance structure simultaneously with the start of generation of the electric field, and the information and an output adjustment section that converts the signal to the information processing possible formats, the prior SL capacity information extraction unit, and the first potential comparator reference signal generator for generating a first potential comparison reference signal having a predetermined potential, Said Pulse signal having a first potential comparator for outputting a potential difference detection signal by amplifying the said Amount signal first potential comparison reference signal, the width corresponding to the phase difference between the detection signal and the induced signal A phase comparator for extracting the information signal as the information signal, and the output adjuster converts the time information of the pulse width of the information signal into an analog voltage, and converts the analog voltage into a digital signal. It comprises an A / D conversion circuit that converts it into a signal.

また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記電界誘導部は、所定の電圧を出力する誘導電圧発生回路と、制御端子が前記誘導開始信号発生部の出力端子に接続され、入力端子が前記誘導電圧発生回路の出力端子に接続され、出力端子が前記電界発生部の入力端子に接続され、前記誘導開始信号の出力に応じて閉状態となる制御スイッチとから構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記容量情報抽出部は、さらに、前記誘導開始信号又は前記誘導信号を遅延させた上で前記位相比較部に入力する遅延部を有するものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記遅延部は、所定の電位の第２の電位比較基準信号を発生する第２の電位比較基準信号発生部と、前記誘導開始信号又は前記誘導信号と前記第２の電位比較基準信号との電位差を増幅した信号を前記位相比較部に出力する第２の電位比較部とから構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記容量可変構造体は、前記形状可変構造体の可動部材と、この可動部材と対向して設置された検出電極とから構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記電界発生部は、容量素子から構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記容量可変構造体は、前記形状可変構造体の可動部材と、この可動部材と対向して設置された第１の検出電極とから構成され、前記電界発生部は、前記第１の検出電極と対向して設置された第２の検出電極から構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記形状可変構造体は、光の経路を変更するマイクロミラーである。 In the configuration example of the electronic component device according to the present invention, the electric field induction unit includes an induction voltage generation circuit that outputs a predetermined voltage, a control terminal connected to an output terminal of the induction start signal generation unit, and an input terminal Is connected to the output terminal of the induction voltage generation circuit, the output terminal is connected to the input terminal of the electric field generation unit, and the control switch is closed according to the output of the induction start signal. .
Additionally, in an example of the electronic component device of the present invention, the capacity information extraction portion further having a delay section to be inputted to the phase comparator in terms of delayed pre Symbol induction start signal or the induction signal It is.
Additionally, in an example of the electronic component device of the present invention, the delay unit includes a second electric potential comparison reference signal generator for generating a second potential comparison reference signal having a predetermined potential, before Symbol induction start signal or And a second potential comparison unit that outputs a signal obtained by amplifying a potential difference between the induction signal and the second potential comparison reference signal to the phase comparison unit.
Further, in one configuration example of the electronic component device according to the present invention, the variable capacity structure is composed of a movable member of the variable shape structure and a detection electrode disposed opposite to the movable member. is there.
Moreover, in one structural example of the electronic component device of the present invention, the electric field generating unit is composed of a capacitive element.
Further, in one configuration example of the electronic component device of the present invention, the variable capacitance structure is configured by a movable member of the variable shape structure and a first detection electrode disposed to face the movable member. The electric field generator is composed of a second detection electrode that is disposed to face the first detection electrode.
Moreover, in one configuration example of the electronic component device of the present invention, the variable shape structure is a micromirror that changes a light path.

本発明によれば、電界発生部を通して誘導信号を検出電極に印加するため、従来のセンサのような演算増幅器のフィードバック制御を必要とせず、誘導信号を印加するステップと情報信号を変換するステップの２回の制御ステップだけで容量可変構造体の容量を高速に検出することができ、形状可変構造体の変位を高速に検出することができる。また、第１の電位比較基準信号の電位を適切に設定すれば、容量信号から容量可変構造体の容量による変化分のみを増幅して抽出することができるので、容量可変構造体の容量が寄生容量に比べて小さい場合でも、容量可変構造体の容量を検出することができる。また、容量検出に必要な制御スイッチは電界発生部に誘導信号を印加するか否かを決めるスイッチの１つだけでよいので、検出精度の劣化を抑えることができる。また、電界発生部を通して誘導信号を検出電極に印加し、検出電極から容量信号を取り出すため、容量可変構造体の出力端子は１つでよい。その結果、本発明を光スイッチに適用する場合でも、新たに端子を取り出す必要がなく、プロセス工程が増加することがなくなる。 According to the present invention, since the induction signal is applied to the detection electrode through the electric field generator, the feedback control of the operational amplifier as in the conventional sensor is not required, and the step of applying the induction signal and the step of converting the information signal The capacity of the variable capacity structure can be detected at high speed only by two control steps, and the displacement of the variable shape structure can be detected at high speed. Further, if the potential of the first potential comparison reference signal is set appropriately, only the change due to the capacitance of the variable capacitance structure can be amplified and extracted from the capacitance signal, so that the capacitance of the variable capacitance structure is parasitic. Even when the capacity is smaller than the capacity, the capacity of the capacity variable structure can be detected. Further, since only one control switch for determining the capacitance is required to determine whether or not to apply the induction signal to the electric field generation unit, it is possible to suppress deterioration in detection accuracy. In addition, since the induction signal is applied to the detection electrode through the electric field generation unit and the capacitance signal is extracted from the detection electrode, only one output terminal of the capacitance variable structure is required. As a result, even when the present invention is applied to an optical switch, there is no need to take out a new terminal and the number of process steps is not increased.

また、誘導開始信号の代わりに誘導信号を位相比較部に入力することにより、情報信号のパルス幅の最小値を小さくすることができるので、出力調整部の時間−電圧変換回路に用いる容量素子の容量値を小さくすることができ、時間−電圧変換回路のレイアウト面積を小さくすることができる。 Moreover, since the minimum value of the pulse width of the information signal can be reduced by inputting the induction signal instead of the induction start signal to the phase comparison unit, the capacitance element used for the time-voltage conversion circuit of the output adjustment unit can be reduced. The capacitance value can be reduced, and the layout area of the time-voltage conversion circuit can be reduced.

また、誘導信号生成部から位相比較部に入力される誘導開始信号又は誘導信号を遅延させた上で位相比較部に入力する遅延部を容量情報抽出部に設けることにより、情報信号のパルス幅の最小値を小さくすることができ、出力調整部の時間−電圧変換回路のレイアウト面積を小さくすることができる。 Further, by delaying the induction start signal or induction signal input from the induction signal generation unit to the phase comparison unit and then inputting the delay unit to the phase comparison unit in the capacitance information extraction unit, the pulse width of the information signal can be reduced. The minimum value can be reduced, and the layout area of the time-voltage conversion circuit of the output adjustment unit can be reduced.

また、遅延部を第２の電位比較基準信号発生部と第２の電位比較部とから構成し、第２の電位比較基準信号の電位を適切に設定すれば、誘導開始信号又は誘導信号を遅延させた上で位相比較部に入力することができ、情報信号のパルス幅の最小値を小さくすることができる。また、遅延部を多段のインバータ回路で構成する場合に比べて、遅延部のレイアウト面積を小さくすることができる。 In addition, if the delay unit includes a second potential comparison reference signal generation unit and a second potential comparison unit, and the potential of the second potential comparison reference signal is set appropriately, the induction start signal or the induction signal is delayed. Then, it can be input to the phase comparator, and the minimum value of the pulse width of the information signal can be reduced. Further, the layout area of the delay unit can be reduced as compared with the case where the delay unit is configured by a multi-stage inverter circuit.

また、第１の検出電極に対向して第２の検出電極を配置することにより、第１の検出電極に寄生容量が発生しないようにすることができるので、容量可変構造体の容量の変化による容量信号の変化を大きくすることができ、容量検出の感度を大きくすることができる。 In addition, since the second detection electrode is arranged opposite to the first detection electrode, it is possible to prevent the first detection electrode from generating a parasitic capacitance. The change in the capacitance signal can be increased, and the sensitivity of capacitance detection can be increased.

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態となる電子部品装置の構成を示すブロック図である。
電子部品装置は、入力された制御信号または検出すべき物理量に応じて変位する形状可変構造体１と、形状可変構造体１の変位を表す容量を検出する構造変位検出ユニット２とから構成される。電子部品装置の例としては、例えば光スイッチがある。 [First Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electronic component device according to a first embodiment of the present invention.
The electronic component device includes a shape variable structure 1 that is displaced according to an input control signal or a physical quantity to be detected, and a structure displacement detection unit 2 that detects a capacitance representing the displacement of the shape variable structure 1. . An example of the electronic component device is an optical switch.

形状可変構造体１は、その変位に応じて容量が変化する容量可変構造体１０を備える。構造変位検出ユニット２は、容量可変構造体１０に電界を発生させる電界発生部２０と、容量可変構造体１０の容量を検出する構造変位検出回路２１とを備える。構造変位検出回路２１は、電界発生の基となる誘導信号Ｓｄを電界発生部２０に出力する誘導信号生成部２２と、容量可変構造体１０の出力端子と電界発生部２０の出力端子との接続部で得られる容量信号Ｓｃａｐから容量可変構造体１０の容量を表す情報信号Ｓｉを抽出する容量情報抽出部２３と、情報信号Ｓｉを情報処理可能な形式の出力信号Ｓｏに変換する出力調整部２４とを有する。 The variable shape structure 1 includes a variable capacity structure 10 whose capacity changes according to the displacement. The structural displacement detection unit 2 includes an electric field generation unit 20 that generates an electric field in the variable capacitance structure 10 and a structural displacement detection circuit 21 that detects the capacitance of the variable capacitance structure 10. The structural displacement detection circuit 21 includes an induction signal generation unit 22 that outputs an induction signal Sd that is a base for generating an electric field to the electric field generation unit 20, and a connection between the output terminal of the variable capacitance structure 10 and the output terminal of the electric field generation unit 20. The capacity information extraction unit 23 that extracts the information signal Si representing the capacity of the variable capacity structure 10 from the capacity signal Scap obtained by the unit, and the output adjustment unit 24 that converts the information signal Si into an output signal So of a format that can process information. And have.

本実施の形態の形状可変構造体１の具体例を図２に示す。形状可変構造体１は、容量可変構造体１０と、基板１１と、導電性材料からなる可動部材１２と、基板１１上に形成された制御電極１３と、可動部材１２が制御電極１３の上に離間して配置されるように可動部材１２を支える支柱１４とを有する。容量可変構造体１０は、可動部材１２と、基板１１上に形成された検出電極１５とから構成される。 A specific example of the variable shape structure 1 of the present embodiment is shown in FIG. The variable shape structure 1 includes a variable capacity structure 10, a substrate 11, a movable member 12 made of a conductive material, a control electrode 13 formed on the substrate 11, and the movable member 12 on the control electrode 13. It has the support | pillar 14 which supports the movable member 12 so that it may arrange | position apart. The variable capacitance structure 10 includes a movable member 12 and a detection electrode 15 formed on the substrate 11.

電子部品装置が光スイッチの場合、可動部材１２はミラーである。この可動部材１２は、支柱１４を介して所定の電位に設定される。図示しない駆動回路により制御電極１３に制御電圧が印加されると、可動部材１２と制御電極１３との間に静電力が発生し、この静電力に見合う分だけ可動部材１２が変位する。
容量可変構造体１０と電界発生部２０の具体例を図３に示す。前述のように、容量可変構造体１０は、可動部材１２と検出電極１５とから構成され、電界発生部２０は、容量素子Ｃｓｔｄから構成される。 When the electronic component device is an optical switch, the movable member 12 is a mirror. The movable member 12 is set to a predetermined potential via the support column 14. When a control voltage is applied to the control electrode 13 by a drive circuit (not shown), an electrostatic force is generated between the movable member 12 and the control electrode 13, and the movable member 12 is displaced by an amount corresponding to the electrostatic force.
Specific examples of the variable capacitance structure 10 and the electric field generator 20 are shown in FIG. As described above, the variable capacitance structure 10 includes the movable member 12 and the detection electrode 15, and the electric field generation unit 20 includes the capacitive element Cstd.

形状可変構造体１の可動部材１２が変位すると、可動部材１２と検出電極１５との間に形成される静電容量Ｃｓが変化する。構造変位検出回路２１の誘導信号生成部２２は、電界発生部２０の容量素子Ｃｓｔｄの入力端子に誘導信号Ｓｄを入力する。誘導信号Ｓｄの入力により、容量素子Ｃｓｔｄは、容量可変構造体１０に電界を発生させる。この電界の発生により、容量可変構造体１０の出力端子（検出電極１５）と容量素子Ｃｓｔｄの出力端子との接続部から、容量可変構造体１０の容量Ｃｓの情報を含む容量信号Ｓｃａｐが出力される。容量情報抽出部２３は、容量信号Ｓｃａｐと誘導信号生成部２２が発生する誘導開始信号Ｓｓとを比較して、容量可変構造体１０の容量Ｃｓを表す情報信号Ｓｉを抽出する。出力調整部２４は、情報信号Ｓｉを情報処理可能な形式の出力信号Ｓｏに変換して出力する。 When the movable member 12 of the shape variable structure 1 is displaced, the capacitance Cs formed between the movable member 12 and the detection electrode 15 changes. The induction signal generation unit 22 of the structural displacement detection circuit 21 inputs the induction signal Sd to the input terminal of the capacitive element Cstd of the electric field generation unit 20. The capacitive element Cstd generates an electric field in the variable capacitance structure 10 by the input of the induction signal Sd. Due to the generation of this electric field, a capacitance signal Scap including information on the capacitance Cs of the capacitance variable structure 10 is output from the connection portion between the output terminal (detection electrode 15) of the capacitance variable structure 10 and the output terminal of the capacitance element Cstd. The The capacity information extraction unit 23 compares the capacity signal Scap with the induction start signal Ss generated by the induction signal generation unit 22 and extracts the information signal Si representing the capacity Cs of the capacity variable structure 10. The output adjustment unit 24 converts the information signal Si into an output signal So having a format that can be processed, and outputs the output signal So.

本実施の形態の電子部品装置の構造変位検出ユニット２の構造変位検出回路２１の具体例を図４に示す。誘導信号生成部２２は、電界の発生開始を指示する誘導開始信号Ｓｓを出力する誘導開始信号発生部２２０と、誘導開始信号Ｓｓに応じて誘導信号Ｓｄを出力する電界誘導部２２１とから構成されている。 FIG. 4 shows a specific example of the structural displacement detection circuit 21 of the structural displacement detection unit 2 of the electronic component device according to the present embodiment. The induction signal generation unit 22 includes an induction start signal generation unit 220 that outputs an induction start signal Ss that instructs the start of electric field generation, and an electric field induction unit 221 that outputs an induction signal Sd according to the induction start signal Ss. ing.

電界誘導部２２１は、所定の電圧を出力する誘導電圧発生回路２２２と、誘導開始信号発生部２２０からの誘導開始信号Ｓｓの出力に応じて閉状態となる制御スイッチ２２３とから構成される。制御スイッチ２２３の制御端子は誘導開始信号発生部２２０の出力端子に接続され、制御スイッチ２２３の入力端子は誘導電圧発生回路２２２の出力端子に接続され、制御スイッチ２２３の出力端子（誘導信号生成部２２の出力端子）は電界発生部２０の入力端子に接続されている。 The electric field induction unit 221 includes an induction voltage generation circuit 222 that outputs a predetermined voltage, and a control switch 223 that is closed according to the output of the induction start signal Ss from the induction start signal generation unit 220. A control terminal of the control switch 223 is connected to an output terminal of the induction start signal generation unit 220, an input terminal of the control switch 223 is connected to an output terminal of the induction voltage generation circuit 222, and an output terminal (induction signal generation unit) of the control switch 223. 22 output terminal) is connected to the input terminal of the electric field generator 20.

図４に示すように、容量情報抽出部２３は、所定の電位の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆを発生する電位比較基準信号発生部２３０と、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとを比較する電位比較部２３１と、電位比較部２３１から出力された検出信号Ｓｅと誘導開始信号発生部２２０から出力された誘導開始信号Ｓｓの位相を比較する位相比較部２３２とから構成されている。 As shown in FIG. 4, the capacitance information extraction unit 23 compares the potential comparison reference signal generation unit 230 that generates the potential comparison reference signal Svref with a predetermined potential, and the potential comparison that compares the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref. 231 and a phase comparator 232 that compares the phase of the detection signal Se output from the potential comparator 231 and the phase of the induction start signal Ss output from the induction start signal generator 220.

電位比較部２３１は、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとを比較して、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとの電位差を増幅した検出信号Ｓｅを出力する。電位比較基準信号発生部２３０としては、一般的な参照電圧発生回路を用いればよく、電位比較部２３１としては、一般的な差動増幅回路を用いればよい。
位相比較部２３２は、検出信号Ｓｅと誘導開始信号Ｓｓの位相を比較して、検出信号Ｓｅと誘導開始信号Ｓｓとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出する。位相比較部２３２の具体例としては、一般的な排他的論理和回路等を用いればよい。 The potential comparison unit 231 compares the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref, and outputs a detection signal Se obtained by amplifying the potential difference between the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref. A general reference voltage generation circuit may be used as the potential comparison reference signal generation unit 230, and a general differential amplifier circuit may be used as the potential comparison unit 231.
The phase comparison unit 232 compares the phases of the detection signal Se and the induction start signal Ss, and extracts the phase difference between the detection signal Se and the induction start signal Ss as the information signal Si. As a specific example of the phase comparison unit 232, a general exclusive OR circuit or the like may be used.

図４に示すように、出力調整部２４は、情報信号Ｓｉのパルス幅をアナログ電圧Ｓａｎに変換する時間−電圧変換回路２４０と、時間−電圧変換回路２４０から出力されたアナログ電圧Ｓａｎを情報処理が容易なディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換回路２４１とから構成される。 As shown in FIG. 4, the output adjustment unit 24 processes the time-voltage conversion circuit 240 that converts the pulse width of the information signal Si into the analog voltage San, and the analog voltage San output from the time-voltage conversion circuit 240. And an A / D conversion circuit 241 for converting the digital signal into an easy digital signal.

図５は、本実施の形態の誘導信号生成部２２における各部の信号波形を示す図である。図５（ａ）に示すように誘導開始信号Ｓｓがロウレベルからハイレベルに遷移すると、電界誘導部２２１の制御スイッチ２２３がオン状態となる。その結果、誘導電圧発生回路２２２から出力される電圧が誘導信号Ｓｄとして電界発生部２０に印加され、容量検出が開始される。 FIG. 5 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22 according to the present embodiment. As shown in FIG. 5A, when the induction start signal Ss transitions from the low level to the high level, the control switch 223 of the electric field induction unit 221 is turned on. As a result, the voltage output from the induction voltage generation circuit 222 is applied to the electric field generation unit 20 as the induction signal Sd, and capacitance detection is started.

このとき、誘導信号Ｓｄは、図５（ｂ）に示すように次第に上昇して、一定の誘導電位（誘導電圧発生回路２２２の出力電位）に落ち着く。この誘導電位は、第１の共通電位（例えば接地電位）と第２の共通電位（例えば電源電位）との中間の電位に設定される。
電界発生部２０が備える容量素子Ｃｓｔｄは、検出電極１５に発生する寄生容量Ｃｐと同程度の大きさに設定される。誘導信号Ｓｄの印加で発生した電界により、容量可変構造体１０の検出電極１５に、形状可変構造体１の可動部材１２の変位に対応した電荷が誘起される。このとき、検出電極１５に発生する容量信号Ｓｃａｐは、容量可変構造体１０の容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとが足し合わされた容量（Ｃｓ＋Ｃｐ）と、電界発生部２０の容量Ｃｓｔｄとで誘導信号Ｓｄを分圧した電位となる。したがって、容量信号Ｓｃａｐは、容量可変構造体１０の容量Ｃｓが大きいほど、第１の共通電位側に降下することになる。 At this time, the induction signal Sd gradually rises as shown in FIG. 5B and settles to a constant induction potential (the output potential of the induction voltage generation circuit 222). This induced potential is set to an intermediate potential between the first common potential (for example, ground potential) and the second common potential (for example, power supply potential).
The capacitive element Cstd provided in the electric field generation unit 20 is set to a size that is approximately the same as the parasitic capacitance Cp generated in the detection electrode 15. Due to the electric field generated by applying the induction signal Sd, a charge corresponding to the displacement of the movable member 12 of the variable shape structure 1 is induced in the detection electrode 15 of the variable capacity structure 10. At this time, the capacitance signal Scap generated at the detection electrode 15 is obtained by using the capacitance (Cs + Cp) obtained by adding the capacitance Cs of the capacitance variable structure 10 and the parasitic capacitance Cp, and the capacitance Cstd of the electric field generation unit 20 as the induction signal Sd It becomes a divided potential. Therefore, the capacitance signal Scap decreases toward the first common potential side as the capacitance Cs of the capacitance variable structure 10 increases.

図６は、誘導信号生成部２２と容量情報抽出部２３における各部の信号波形を示す図である。図６（ａ）に示すように、容量信号Ｓｃａｐについては、容量Ｃｓが最小値をとる場合と最大値をとる場合の両方を示した。本実施の形態の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆは、容量信号Ｓｃａｐの傾きが小さくなる電位に設定される。より具体的には、容量Ｃｓが最大値をとる場合の容量信号Ｓｃａｐの飽和電位よりも若干低い電位が好ましい。その理由は、電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆが飽和電位に近い方が、容量Ｃｓの検出感度を大きくできるからである。 FIG. 6 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22 and the capacity information extraction unit 23. As shown in FIG. 6A, regarding the capacitance signal Scap, both the case where the capacitance Cs takes the minimum value and the case where the capacitance Cs takes the maximum value are shown. The potential comparison reference signal Svref of the present embodiment is set to a potential at which the slope of the capacitance signal Scap becomes small. More specifically, a potential slightly lower than the saturation potential of the capacitance signal Scap when the capacitance Cs takes the maximum value is preferable. This is because the detection sensitivity of the capacitor Cs can be increased when the potential comparison reference signal Svref is closer to the saturation potential.

容量情報抽出部２３の電位比較部２３１は、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとの電位差を増幅した矩形波状の検出信号Ｓｅを出力する（図６（ｂ））。したがって、容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化は、検出信号Ｓｅが遷移する時刻（図６（ｂ）の例では検出信号Ｓｅがローレベルからハイレベルに立ち上がる時刻）の変化に変換され、容量Ｃｓが大きいほど検出信号Ｓｅが遷移するまでの時間が長くなる。 The potential comparison unit 231 of the capacitance information extraction unit 23 outputs a rectangular wave detection signal Se obtained by amplifying the potential difference between the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref (FIG. 6B). Therefore, the change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs is converted into a change in the time when the detection signal Se transitions (in the example of FIG. 6B, the time when the detection signal Se rises from the low level to the high level). The larger it is, the longer the time until the detection signal Se transitions.

検出信号Ｓｅと図６（ｃ）に示す誘導開始信号Ｓｓとの排他的論理和処理を位相比較部２３２で行うことにより、検出信号Ｓｅと誘導開始信号Ｓｓとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出することができる。こうして、容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化は、情報信号Ｓｉのパルス幅ｔｗｉｄｔｈの変化に変換され、図６（ｄ）に示すように容量Ｃｓが大きいほどパルス幅ｔｗｉｄｔｈが大きくなる。 The phase comparison unit 232 performs exclusive OR processing between the detection signal Se and the induction start signal Ss shown in FIG. 6C, thereby extracting the phase difference between the detection signal Se and the induction start signal Ss as the information signal Si. can do. Thus, the change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs is converted into the change in the pulse width twidth of the information signal Si. As shown in FIG. 6D, the pulse width twidth increases as the capacitance Cs increases.

出力調整部２４の時間−電圧変換回路２４０は、情報信号Ｓｉのパルス幅ｔｗｉｄｔｈをアナログ電圧Ｓａｎに変換する。時間−電圧変換回路２４０の具体例としては、情報信号Ｓｉのパルス幅ｔｗｉｄｔｈで部分的に充電される程度の容量値の容量素子を用いればよい。Ａ／Ｄ変換回路２４１は、時間−電圧変換回路２４０から出力されたアナログ電圧Ｓａｎをディジタル信号に変換し、出力信号Ｓｏとして出力する。こうして、容量可変構造体１０の容量Ｃｓに相関した出力信号Ｓｏが得られる。 The time-voltage conversion circuit 240 of the output adjustment unit 24 converts the pulse width twidth of the information signal Si into an analog voltage San. As a specific example of the time-voltage conversion circuit 240, a capacitor element having a capacitance value that can be partially charged with the pulse width twidth of the information signal Si may be used. The A / D conversion circuit 241 converts the analog voltage San output from the time-voltage conversion circuit 240 into a digital signal and outputs it as an output signal So. In this way, an output signal So correlated with the capacitance Cs of the variable capacitance structure 10 is obtained.

以上のように、本実施の形態の電子部品装置は、電界発生部２０を通して誘導信号を検出電極１５に印加するため、図１６、図１７に示したセンサのような演算増幅器のフィードバック制御を必要とせず、誘導信号を印加するステップと情報信号をディジタル信号に変換するステップの２回の制御ステップだけで容量可変構造体１０の容量Ｃｓを高速に検出することができ、形状可変構造体１の変位を高速に検出することができる。また、本実施の形態では、電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆを容量信号Ｓｃａｐの傾きが小さくなる電位に設定して、この電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆを閾値として、容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化を時間変化として検出するため、容量可変構造体１０の容量Ｃｓが寄生容量Ｃｐに比べて小さい場合でも、容量Ｃｓを検出することができる。 As described above, since the electronic component device according to the present embodiment applies the induction signal to the detection electrode 15 through the electric field generation unit 20, feedback control of an operational amplifier such as the sensor shown in FIGS. 16 and 17 is necessary. Instead, the capacitance Cs of the variable capacitance structure 10 can be detected at high speed only by two control steps of applying the induction signal and converting the information signal into a digital signal. Displacement can be detected at high speed. In the present embodiment, the potential comparison reference signal Svref is set to a potential at which the slope of the capacitance signal Scap becomes small, the potential comparison reference signal Svref is set as a threshold, and the change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs is taken as a time change. Therefore, even when the capacitance Cs of the variable capacitance structure 10 is smaller than the parasitic capacitance Cp, the capacitance Cs can be detected.

また、本実施の形態では、容量検出に必要な制御スイッチは電界発生部２０に誘導信号Ｓｄを印加するか否かを決める制御スイッチ２２３の１つだけでよいので、検出精度の劣化を抑えることができる。また、本実施の形態では、容量可変構造体１０の出力端子は１つでよい。その結果、本実施の形態を光スイッチに適用する場合でも、新たに端子を取り出す必要がなく、プロセス工程が増加することがなくなる。
なお、図５、図６では、各信号を第１の共通電位（接地電位）から遷移させているが、各信号を第２の共通電位（電源電位）から遷移させるようにしてもよい。 Further, in the present embodiment, only one control switch 223 that determines whether or not to apply the induction signal Sd to the electric field generation unit 20 is necessary for the capacitance detection, so that deterioration in detection accuracy is suppressed. Can do. In the present embodiment, the capacity variable structure 10 may have one output terminal. As a result, even when the present embodiment is applied to an optical switch, there is no need to newly take out a terminal and the number of process steps is not increased.
5 and 6, each signal is transitioned from the first common potential (ground potential), but each signal may be transitioned from the second common potential (power supply potential).

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。図７は、本発明の第２の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニット２の具体例を示すブロック図であり、図４と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の電子部品装置は、第１の実施の形態の誘導信号生成部２２の代わりに誘導信号生成部２２ａを用い、容量情報抽出部２３の代わりに容量情報抽出部２３ａを用いるものであり、誘導信号生成部２２ａから容量情報抽出部２３ａに入力する信号が第１の実施の形態とは異なる。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. FIG. 7 is a block diagram showing a specific example of the structural displacement detection unit 2 in the electronic component device according to the second embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals. The electronic component device of the present embodiment uses an induction signal generation unit 22a instead of the induction signal generation unit 22 of the first embodiment, and uses a capacity information extraction unit 23a instead of the capacity information extraction unit 23. Yes, the signal input from the induction signal generator 22a to the capacity information extractor 23a is different from that of the first embodiment.

すなわち、誘導信号生成部２２ａは、容量情報抽出部２３ａに対して誘導信号Ｓｄを出力する。容量情報抽出部２３ａの位相比較部２３２ａは、電位比較部２３１から出力された検出信号Ｓｅと誘導信号Ｓｄの位相を比較して、検出信号Ｓｅと誘導信号Ｓｄとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出する。 That is, the induction signal generation unit 22a outputs the induction signal Sd to the capacity information extraction unit 23a. The phase comparison unit 232a of the capacitance information extraction unit 23a compares the phases of the detection signal Se and the induction signal Sd output from the potential comparison unit 231, and sets the phase difference between the detection signal Se and the induction signal Sd as the information signal Si. Extract.

図８は、誘導信号生成部２２ａと容量情報抽出部２３ａにおける各部の信号波形を示す図である。図８（ａ）に示すように、検出信号Ｓｅについては、容量Ｃｓが最小値をとる場合と最大値をとる場合の両方を示した。検出信号Ｓｅと図８（ｃ）に示す誘導信号Ｓｄとの排他的論理和処理を位相比較部２３２ａで行うことにより、検出信号Ｓｅと誘導信号Ｓｄとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出することができる（図８（ｄ））。図８（ｃ）において、Ｖｔｈは位相比較部２３２ａの論理閾値である。 FIG. 8 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22a and the capacity information extraction unit 23a. As shown in FIG. 8A, the detection signal Se shows both the case where the capacitance Cs takes the minimum value and the case where the capacitance Cs takes the maximum value. A phase difference between the detection signal Se and the induction signal Sd is extracted as the information signal Si by performing an exclusive OR process on the detection signal Se and the induction signal Sd shown in FIG. (FIG. 8D). In FIG. 8C, Vth is a logical threshold value of the phase comparison unit 232a.

第１の実施の形態と同様に、容量可変構造体１０の容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化は、情報信号Ｓｉのパルス幅ｔｗｉｄｔｈの変化に変換され、容量Ｃｓが大きいほどパルス幅ｔｗｉｄｔｈが大きくなる。ここで、容量Ｃｓが最小値をとる場合のパルス幅ｔｗｉｄｔｈをｔｍｉｎ、容量Ｃｓが最大値をとる場合のパルス幅ｔｗｉｄｔｈをｔｍａｘとすると、容量Ｃｓが最大の変化をしたときのパルス幅ｔｗｉｄｔｈの変化分は、図８（ｄ）に示すようにパルス幅ｔｍａｘからｔｍｉｎを引いたｔｒａｎｇｅである。例えば、形状可変構造体１がマイクロミラーの場合、ミラーが許容し得る最大の変位量で回動すると、情報信号Ｓｉのパルス幅ｔｗｉｄｔｈがｔｍｉｎからｔｍａｘあるいはｔｍａｘからｔｍｉｎまで変化するので、形状可変構造体１の変位の情報はｔｒａｎｇｅの範囲が表していることになる。すなわち、情報信号Ｓｉのパルス幅ｔｗｉｄｔｈのうち最小値ｔｍｉｎの部分は形状可変構造体１の変位の情報を含まない期間となる。 As in the first embodiment, a change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs of the variable capacitance structure 10 is converted into a change in the pulse width twidth of the information signal Si, and the pulse width twidth increases as the capacitance Cs increases. . Here, assuming that the pulse width twidth when the capacitance Cs takes the minimum value is tmin and the pulse width twidth when the capacitance Cs takes the maximum value is tmax, the change in the pulse width twidth when the capacitance Cs changes the maximum. The minute is a range obtained by subtracting tmin from the pulse width tmax as shown in FIG. For example, when the shape variable structure 1 is a micromirror, the pulse width twidth of the information signal Si changes from tmin to tmax or from tmax to tmin when the mirror is rotated by the maximum displacement amount allowable. The range information of the displacement of the body 1 represents the range. That is, a portion of the minimum value tmin in the pulse width twidth of the information signal Si is a period that does not include information on the displacement of the shape variable structure 1.

第１の実施の形態のように出力調整部２４の時間−電圧変換回路２４０に容量素子を用い、パルス幅ｔｗｉｄｔｈの時間内の充電により情報信号Ｓｉをアナログ電圧Ｓａｎに変換する場合、パルス幅の最小値ｔｍｉｎが大きいと、ｔｍｉｎの時間の分だけ容量素子の容量値を大きくする必要があり、回路のレイアウト面積を増大させてしまうという問題がある。したがって、情報信号Ｓｉのパルス幅の最小値ｔｍｉｎを減少させることが望ましい。 When a capacitor is used in the time-voltage conversion circuit 240 of the output adjustment unit 24 as in the first embodiment and the information signal Si is converted into the analog voltage San by charging within the time of the pulse width twidth, If the minimum value tmin is large, it is necessary to increase the capacitance value of the capacitive element by the amount of time tmin, which increases the circuit layout area. Therefore, it is desirable to reduce the minimum value tmin of the pulse width of the information signal Si.

そこで、本実施の形態では、検出信号Ｓｅと誘導信号Ｓｄとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出するようにした。図８（ｃ）に示すように、誘導信号Ｓｄは、誘導開始信号Ｓｓの出力に応じて立ち上がるため、位相比較部２３２ａの論理閾値Ｖｔｈに達する時刻が誘導開始信号Ｓｓに比べて遅くなる。したがって、検出信号Ｓｅとの比較に誘導開始信号Ｓｓを用いる第１の実施の形態と比べて、本実施の形態では、情報信号Ｓｉのパルス幅の最小値ｔｍｉｎを小さくすることができるので、出力調整部２４の時間−電圧変換回路２４０に用いる容量素子の容量値を小さくすることができ、時間−電圧変換回路２４０のレイアウト面積を小さくすることができる。 Therefore, in the present embodiment, the phase difference between the detection signal Se and the induction signal Sd is extracted as the information signal Si. As shown in FIG. 8C, since the induction signal Sd rises in response to the output of the induction start signal Ss, the time when the phase comparison unit 232a reaches the logical threshold value Vth is later than the induction start signal Ss. Therefore, the minimum value tmin of the pulse width of the information signal Si can be reduced in the present embodiment compared to the first embodiment that uses the induction start signal Ss for comparison with the detection signal Se. The capacitance value of the capacitive element used in the time-voltage conversion circuit 240 of the adjustment unit 24 can be reduced, and the layout area of the time-voltage conversion circuit 240 can be reduced.

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図９は、本発明の第３の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニット２の具体例を示すブロック図であり、図４と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の電子部品装置は、第１の実施の形態の容量情報抽出部２３の代わりに容量情報抽出部２３ｂを用いるものである。 [Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 9 is a block diagram showing a specific example of the structural displacement detection unit 2 in the electronic component device according to the third embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals. The electronic component device according to the present embodiment uses a capacity information extraction unit 23b instead of the capacity information extraction unit 23 according to the first embodiment.

容量情報抽出部２３ｂの遅延部２３３は、誘導信号生成部２２から出力された誘導開始信号Ｓｓを遅延させ、この遅延させた信号を位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとして出力する。遅延部２３３の具体例としては、例えば多段のインバータ回路を用いればよい。位相比較部２３２ｂは、電位比較部２３１から出力された検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆの位相を比較して、検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出する。 The delay unit 233 of the capacity information extraction unit 23b delays the induction start signal Ss output from the induction signal generation unit 22, and outputs the delayed signal as the phase comparison reference signal Spref. As a specific example of the delay unit 233, for example, a multistage inverter circuit may be used. The phase comparison unit 232b compares the phases of the detection signal Se output from the potential comparison unit 231 and the phase comparison reference signal Spref, and extracts the phase difference between the detection signal Se and the phase comparison reference signal Spref as the information signal Si. .

本実施の形態では、誘導開始信号Ｓｓを遅延させた位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆと検出信号Ｓｅとを比較するため、情報信号Ｓｉのパルス幅の最小値ｔｍｉｎを小さくすることができるので、出力調整部２４の時間−電圧変換回路２４０に用いる容量素子の容量値を小さくすることができ、時間−電圧変換回路２４０のレイアウト面積を小さくすることができる。 In this embodiment, since the phase comparison reference signal Spref obtained by delaying the induction start signal Ss is compared with the detection signal Se, the minimum value tmin of the pulse width of the information signal Si can be reduced, so that the output adjustment unit The capacitance value of the capacitive element used in the 24 time-voltage conversion circuits 240 can be reduced, and the layout area of the time-voltage conversion circuit 240 can be reduced.

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。図１０は、本発明の第４の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニット２の具体例を示すブロック図であり、図４、図７、図９と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の電子部品装置は、第３の実施の形態の誘導信号生成部２２の代わりに誘導信号生成部２２ａを用い、容量情報抽出部２３ｂの代わりに容量情報抽出部２３ｃを用いるものであり、誘導信号生成部２２ａから容量情報抽出部２３ｃに入力する信号が第３の実施の形態とは異なる。 [Fourth Embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 10 is a block diagram showing a specific example of the structural displacement detection unit 2 in the electronic component device according to the fourth embodiment of the present invention. The same reference numerals are used for the same components as those in FIGS. Is attached. The electronic component device of the present embodiment uses an induction signal generation unit 22a instead of the induction signal generation unit 22 of the third embodiment, and uses a capacity information extraction unit 23c instead of the capacity information extraction unit 23b. Yes, the signal input from the induction signal generator 22a to the capacity information extractor 23c is different from that of the third embodiment.

すなわち、誘導信号生成部２２ａは、容量情報抽出部２３ｃに対して誘導信号Ｓｄを出力する。容量情報抽出部２３ｃの遅延部２３３ｃは、誘導信号Ｓｄを遅延させ、この遅延させた信号を位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとして出力する。位相比較部２３２ｃは、検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出する。 That is, the induction signal generation unit 22a outputs the induction signal Sd to the capacity information extraction unit 23c. The delay unit 233c of the capacity information extraction unit 23c delays the induction signal Sd and outputs the delayed signal as the phase comparison reference signal Spref. The phase comparison unit 232c extracts the phase difference between the detection signal Se and the phase comparison reference signal Spref as the information signal Si.

本実施の形態では、誘導信号Ｓｄを遅延させた位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆと検出信号Ｓｅとを比較するため、第３の実施の形態と比べて、情報信号Ｓｉのパルス幅の最小値ｔｍｉｎをさらに小さくすることができるので、出力調整部２４の時間−電圧変換回路２４０のレイアウト面積をさらに小さくすることができる。 In the present embodiment, in order to compare the phase comparison reference signal Spref obtained by delaying the induction signal Sd and the detection signal Se, the minimum value tmin of the pulse width of the information signal Si is further reduced as compared with the third embodiment. Since the size can be reduced, the layout area of the time-voltage conversion circuit 240 of the output adjustment unit 24 can be further reduced.

［第５の実施の形態］
次に、本発明の第５の実施の形態について説明する。図１１は、本発明の第５の実施の形態の遅延部の構成を示すブロック図である。本実施の形態の電子部品装置は、第４の実施の形態の容量情報抽出部２３ｃにおいて遅延部２３３ｃの代わりに、遅延部２３３ｄを用いるものである。遅延部２３３ｄは、所定の電位の第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２を発生する第２の電位比較基準信号発生部２３３０と、誘導信号生成部２２ａから出力された誘導信号Ｓｄと第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２とを比較する第２の電位比較部２３３１とから構成される。第２の電位比較基準信号発生部２３３０の具体例としては、一般的な基準電位発生回路を用いればよく、第２の電位比較部２３３１の具体例としては、一般的な差動増幅回路を用いればよい。 [Fifth Embodiment]
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described. FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a delay unit according to the fifth embodiment of this invention. The electronic component device according to the present embodiment uses a delay unit 233d instead of the delay unit 233c in the capacity information extraction unit 23c of the fourth embodiment. The delay unit 233d compares the second potential comparison reference signal generation unit 2330 that generates the second potential comparison reference signal Svref2 with a predetermined potential, and the second potential comparison signal Sd output from the induction signal generation unit 22a. The second potential comparator 2331 compares the reference signal Svref2. As a specific example of the second potential comparison reference signal generation unit 2330, a general reference potential generation circuit may be used. As a specific example of the second potential comparison unit 2331, a general differential amplifier circuit is used. That's fine.

図１２は、本実施の形態の誘導信号生成部２２ａと容量情報抽出部２３ｃにおける各部の信号波形を示す図である。第２の電位比較部２３３１は、図１２（ａ）に示す第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２と誘導信号Ｓｄとの電位差を増幅した信号を位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとして出力する（図１２（ｂ））。第４の実施の形態で説明したとおり、容量情報抽出部２３ｃの位相比較部２３２ｃは、電位比較部２３１から出力された検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出する（図１２（ｄ））。 FIG. 12 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22a and the capacity information extraction unit 23c of the present embodiment. The second potential comparison unit 2331 outputs a signal obtained by amplifying the potential difference between the second potential comparison reference signal Svref2 and the induction signal Sd shown in FIG. 12A as the phase comparison reference signal Spref (FIG. 12B). ). As described in the fourth embodiment, the phase comparison unit 232c of the capacitance information extraction unit 23c extracts the phase difference between the detection signal Se output from the potential comparison unit 231 and the phase comparison reference signal Spref as the information signal Si. (FIG. 12D).

本実施の形態では、第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２の電位を調整することで、位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆの遷移するタイミングを調整することができ、結果として情報信号Ｓｉのパルス幅の最小値ｔｍｉｎを小さくすることができる。本実施の形態では、遅延部２３３ｄを第２の電位比較基準信号発生部２３３０と第２の電位比較部２３３１とで構成するため、第４の実施の形態のように遅延部２３３ｃを多段のインバータ回路で構成する場合に比べて、遅延部２３３ｄのレイアウト面積を小さくすることができる。
なお、本実施の形態では、第４の実施の形態に適用した例について説明したが、第３の実施の形態に適用して、遅延部２３３の代わりに遅延部２３３ｄを用いるようにしてもよい。 In the present embodiment, the timing of transition of the phase comparison reference signal Spref can be adjusted by adjusting the potential of the second potential comparison reference signal Svref2, and as a result, the minimum value tmin of the pulse width of the information signal Si. Can be reduced. In the present embodiment, the delay unit 233d is composed of the second potential comparison reference signal generation unit 2330 and the second potential comparison unit 2331, so that the delay unit 233c is a multi-stage inverter as in the fourth embodiment. The layout area of the delay unit 233d can be reduced as compared with the case where the circuit is configured with a circuit.
In this embodiment, the example applied to the fourth embodiment has been described. However, the delay unit 233d may be used instead of the delay unit 233 by applying to the third embodiment. .

［第６の実施の形態］
次に、本発明の第６の実施の形態について説明する。本実施の形態の電子部品装置は、電界発生部の構成が第１〜第５の実施の形態と異なる。本実施の形態の容量可変構造体１０と電界発生部２０ａの具体例を図１３に示す。第１〜第５の実施の形態と同様に、容量可変構造体１０は、可動部材１２と検出電極（以下、第１の検出電極と呼ぶ）１５とから構成される。電界発生部２０ａは、第１の検出電極１５と対向するように基板１１中に配置された第２の検出電極２５から構成される。 [Sixth Embodiment]
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described. The electronic component device of the present embodiment is different from the first to fifth embodiments in the configuration of the electric field generator. Specific examples of the variable capacitance structure 10 and the electric field generator 20a of the present embodiment are shown in FIG. Similar to the first to fifth embodiments, the variable capacitance structure 10 includes a movable member 12 and a detection electrode (hereinafter referred to as a first detection electrode) 15. The electric field generator 20 a is configured by a second detection electrode 25 disposed in the substrate 11 so as to face the first detection electrode 15.

図１４は、容量可変構造体１０と電界発生部２０ａとの接続関係及びこれらに生じる容量を示す図である。第１〜第５の実施の形態では、容量可変構造体１０の出力端子（第１の検出電極１５）と電界発生部２０の出力端子とを接続していたが、本実施の形態では、これらを接続することなく、電界発生部２０ａの第２の検出電極２５を第１の検出電極１５と対向させて配置する。 FIG. 14 is a diagram showing the connection relationship between the variable capacitance structure 10 and the electric field generator 20a and the capacitance generated in these. In the first to fifth embodiments, the output terminal (first detection electrode 15) of the variable capacitance structure 10 and the output terminal of the electric field generation unit 20 are connected. The second detection electrode 25 of the electric field generating unit 20a is arranged to face the first detection electrode 15 without connecting them.

第１〜第５の実施の形態と同様に、容量可変構造体１０には形状可変構造体１の可動部材１２の変位により変化する容量Ｃｓが可動部材１２と第１の検出電極１５との間に形成される。一方、第１の検出電極１５と第２の検出電極２５との間には容量Ｃｓｔｄが発生し、第２の検出電極２５と第１の共通電位（接地電位）との間には寄生容量Ｃｐが発生する。本実施の形態では、第１の検出電極１５と第２の検出電極２５との間に容量Ｃｓｔｄを発生させることにより、第１の検出電極１５と第１の共通電位との間には寄生容量は発生しない。この寄生容量が発生しないという効果をより確実にするため、第２の検出電極２５の面積を第１の検出電極１５と同じにするか、若しくは第１の検出電極１５よりも大きくすることが好ましい。 Similar to the first to fifth embodiments, the capacitance variable structure 10 has a capacitance Cs that changes due to the displacement of the movable member 12 of the variable shape structure 1 between the movable member 12 and the first detection electrode 15. Formed. On the other hand, a capacitance Cstd is generated between the first detection electrode 15 and the second detection electrode 25, and a parasitic capacitance Cp is generated between the second detection electrode 25 and the first common potential (ground potential). Will occur. In the present embodiment, by generating a capacitance Cstd between the first detection electrode 15 and the second detection electrode 25, a parasitic capacitance is generated between the first detection electrode 15 and the first common potential. Does not occur. In order to ensure the effect that the parasitic capacitance is not generated, it is preferable that the area of the second detection electrode 25 is the same as that of the first detection electrode 15 or larger than that of the first detection electrode 15. .

電界発生部２０ａの第２の検出電極２５には構造変位検出回路２１から誘導信号Ｓｄが入力され、第１の検出電極１５から出力された容量信号Ｓｃａｐが構造変位検出回路２１に入力される。構造変位検出回路２１の構成としては第１〜第５の実施の形態で説明したいずれかの構成を用いればよい。 The induction signal Sd is input from the structural displacement detection circuit 21 to the second detection electrode 25 of the electric field generating unit 20a, and the capacitance signal Scap output from the first detection electrode 15 is input to the structural displacement detection circuit 21. As the configuration of the structural displacement detection circuit 21, any one of the configurations described in the first to fifth embodiments may be used.

本実施の形態では、第１の検出電極１５に対向して第２の検出電極２５を配置することにより、第１の検出電極１５に寄生容量が発生しないようにすることができるので、容量Ｃｓの変化による容量信号Ｓｃａｐの変化を大きくすることができ、第１の実施の形態と比べて、容量検出の感度を大きくすることができる。 In the present embodiment, by disposing the second detection electrode 25 so as to face the first detection electrode 15, it is possible to prevent the first detection electrode 15 from generating a parasitic capacitance. The change of the capacitance signal Scap due to the change of can be increased, and the sensitivity of the capacitance detection can be increased as compared with the first embodiment.

本発明は、光スイッチや加速度センサに代表されるＭＥＭＳデバイスに適用することができる。 The present invention can be applied to MEMS devices represented by optical switches and acceleration sensors.

本発明の第１の実施の形態となる電子部品装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electronic component apparatus used as the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態における形状可変構造体の構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the shape variable structure in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態における容量可変構造体と電界発生部の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the capacity | capacitance variable structure in the 1st Embodiment of this invention, and an electric field generation | occurrence | production part. 本発明の第１の実施の形態における構造変位検出回路の具体例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific example of the structural displacement detection circuit in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態の誘導信号生成部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal generation part of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態の誘導信号生成部と容量情報抽出部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal production | generation part and capacity | capacitance information extraction part of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニットの具体例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific example of the structural displacement detection unit in the electronic component apparatus of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施の形態の誘導信号生成部と容量情報抽出部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal production | generation part and capacity | capacitance information extraction part of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニットの具体例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific example of the structural displacement detection unit in the electronic component apparatus of the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニットの具体例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific example of the structural displacement detection unit in the electronic component apparatus of the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施の形態の電子部品装置における容量情報抽出部の遅延部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the delay part of the capacity | capacitance information extraction part in the electronic component apparatus of the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施の形態の誘導信号生成部と容量情報抽出部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal production | generation part and capacity | capacitance information extraction part of the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施の形態における容量可変構造体と電界発生部の具体例を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the specific example of the capacity | capacitance variable structure and electric field generation | occurrence | production part in the 6th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施の形態における容量可変構造体と電界発生部との接続関係及びこれらに生じる容量を示す図である。It is a figure which shows the connection relation of the capacity | capacitance variable structure and electric field generation | occurrence | production part in the 6th Embodiment of this invention, and the capacity | capacitance which arises in these. ＭＥＭＳ構造体を使用した一般的な電子部品装置の構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the general electronic component apparatus which uses a MEMS structure. 第１の従来例の容量型指紋センサの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the capacitive fingerprint sensor of a 1st prior art example. 第２の従来例の圧力センサの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pressure sensor of a 2nd prior art example.

Explanation of symbols

１…形状可変構造体、２…構造変位検出ユニット、１０…容量可変構造体、１１…基板、１２…可動部材、１３…制御電極、１４…支柱、１５…検出電極、２０…電界発生部、２１…構造変位検出回路、２２、２２ａ…誘導信号生成部、２３、２３ａ、２３ｂ、２３ｃ…容量情報抽出部、２４…出力調整部、２５…第２の検出電極、２２０…誘導開始信号発生部、２２１…電界誘導部、２２２…誘導電圧発生回路、２２３…制御スイッチ、２３０…電位比較基準信号発生部、２３１…電位比較部、２３２、２３２ａ、２３２ｂ、２３２ｃ…位相比較部、２３３、２３３ｃ、２３３ｄ…遅延部、２４０…時間−電圧変換回路、２４１…Ａ／Ｄ変換回路。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Variable shape structure, 2 ... Structural displacement detection unit, 10 ... Capacity variable structure, 11 ... Substrate, 12 ... Movable member, 13 ... Control electrode, 14 ... Support | pillar, 15 ... Detection electrode, 20 ... Electric field generation part, DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 ... Structural displacement detection circuit 22, 22a ... Guidance signal generation part, 23, 23a, 23b, 23c ... Capacitance information extraction part, 24 ... Output adjustment part, 25 ... 2nd detection electrode, 220 ... Induction start signal generation part 221 ... Electric field induction unit, 222 ... Induction voltage generation circuit, 223 ... Control switch, 230 ... Potential comparison reference signal generation unit, 231 ... Potential comparison unit, 232, 232a, 232b, 232c ... Phase comparison unit, 233, 233c, 233d: delay unit, 240: time-voltage conversion circuit, 241: A / D conversion circuit.

Claims

In an electronic component device having a shape variable structure that is displaced according to an input control signal or a physical quantity to be detected, and a structure displacement detection unit that detects a capacitance representing the displacement of the shape variable structure.
The shape variable structure includes a variable capacity structure whose capacity changes according to the displacement,
The structural displacement detection unit includes an electric field generation unit that generates an electric field in the variable capacitance structure, an induction start signal generation unit that outputs an induction start signal that instructs generation start of the electric field, and the induction start signal From the electric field induction unit that outputs the induction signal that is the basis of the electric field generation to the electric field generation unit, and the capacitance signal that is output from the output terminal of the variable capacitance structure simultaneously with the start of the generation of the electric field, the variable capacitance structure A capacity information extraction unit that extracts an information signal representing the capacity of the information, and an output adjustment unit that converts the information signal into a format capable of information processing ,
Before SL capacity information extraction unit, amplifies the potential difference between the first and the potential comparison reference signal generator of the capacitance signal and the first potential comparator reference signal for generating a first potential comparison reference signal having a predetermined potential And a first potential comparison unit that outputs as a detection signal and a phase comparison unit that extracts a pulse signal having a width corresponding to a phase difference between the detection signal and the induction start signal as the information signal,
The output adjustment unit includes a time-voltage conversion circuit that converts time information of the pulse width of the information signal into an analog voltage, and an A / D conversion circuit that converts the analog voltage into a digital signal. An electronic component device.

In an electronic component device having a shape variable structure that is displaced according to an input control signal or a physical quantity to be detected, and a structure displacement detection unit that detects a capacitance representing the displacement of the shape variable structure.
The shape variable structure includes a variable capacity structure whose capacity changes according to the displacement,
The structural displacement detection unit includes an electric field generation unit that generates an electric field in the variable capacitance structure, an induction start signal generation unit that outputs an induction start signal that instructs generation start of the electric field, and the induction start signal From the electric field induction unit that outputs the induction signal that is the basis of the electric field generation to the electric field generation unit, and the capacitance signal that is output from the output terminal of the variable capacitance structure simultaneously with the start of the generation of the electric field, A capacity information extraction unit that extracts an information signal representing the capacity of the information, and an output adjustment unit that converts the information signal into a format capable of information processing ,
Before SL capacity information extraction unit, amplifies the potential difference between the first and the potential comparison reference signal generator of the capacitance signal and the first potential comparator reference signal for generating a first potential comparison reference signal having a predetermined potential And a first potential comparison unit that outputs as a detection signal, and a phase comparison unit that extracts a pulse signal having a width corresponding to a phase difference between the detection signal and the induction signal as the information signal,
The output adjustment unit includes a time-voltage conversion circuit that converts time information included in the pulse width of the information signal into an analog voltage, and an A / D conversion circuit that converts the analog voltage into a digital signal. An electronic component device.

The electronic component device according to claim 1 or 2,
The electric field induction unit includes an induction voltage generation circuit that outputs a predetermined voltage, a control terminal connected to an output terminal of the induction start signal generation unit, an input terminal connected to an output terminal of the induction voltage generation circuit, and an output An electronic component device comprising: a control switch that is connected to an input terminal of the electric field generation unit and is closed in response to an output of the induction start signal.

The electronic component device according to claim 1 or 2,
The capacity information extraction unit further electronic component device, characterized in that it comprises a delay section to be inputted to the phase comparator in terms of delayed pre Symbol induction start signal or the induction signal.

The electronic component device according to claim 4,
The delay unit includes a second electric potential comparison reference signal generator for generating a second potential comparison reference signal having a predetermined potential, before Symbol induction start signal or the induction signal and the said second potential comparison reference signal An electronic component device comprising: a second potential comparison unit that outputs a signal obtained by amplifying a potential difference to the phase comparison unit.

The electronic component device according to any one of claims 1 to 5,
The capacitance variable structure is composed of a movable member of the variable shape structure and a detection electrode disposed opposite to the movable member.

The electronic component device according to any one of claims 1 to 5,
The electric field generating unit is composed of a capacitive element.

The electronic component device according to any one of claims 1 to 5,
The variable capacitance structure is composed of a movable member of the variable shape structure, and a first detection electrode installed opposite to the movable member,
The electronic part device is characterized in that the electric field generation unit includes a second detection electrode disposed to face the first detection electrode.

The electronic component device according to any one of claims 1 to 8,
The electronic component device according to claim 1, wherein the variable shape structure is a micromirror that changes a light path.