JP4287324B2 - Electronic component equipment - Google Patents

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Description

本発明は、光スイッチや加速度センサに代表されるＭＥＭＳ（マイクロメカニカルシステム）デバイスを備えた電子部品装置に係り、特にＭＥＭＳ構造に発生する微小な容量を検出する技術に関するものである。   The present invention relates to an electronic component device including a MEMS (micro mechanical system) device typified by an optical switch or an acceleration sensor, and more particularly to a technique for detecting a minute capacitance generated in a MEMS structure.

従来より、微細加工技術により形成したＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical Systems）構造体を使用した電子部品装置が知られている（例えば、非特許文献１、非特許文献２、非特許文献３参照）。このような電子部品装置では、ＭＥＭＳ構造体に発生する容量を検出することで目的の物理量を検出したり、検出した物理量を基に自己の制御を行ったりする技術が開発されてきた。例えば、加速度センサでは、ＭＥＭＳ技術で作製された１対の電極間に発生する容量を検出することで、加速度が検出される。   2. Description of the Related Art Conventionally, electronic component devices using MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) structures formed by microfabrication techniques are known (see, for example, Non-Patent Document 1, Non-Patent Document 2, and Non-Patent Document 3). In such an electronic component device, a technique has been developed in which a target physical quantity is detected by detecting a capacitance generated in the MEMS structure, or self control is performed based on the detected physical quantity. For example, in an acceleration sensor, acceleration is detected by detecting a capacitance generated between a pair of electrodes manufactured by MEMS technology.

図１６にＭＥＭＳ構造体を使用した一般的な電子部品装置の構成を示す。電子部品装置は、基板１００と、導電性材料からなる可動部材１０１と、支柱１０２と、制御電極１０３と、検出電極１０４と、構造体制御装置１０５とから構成される。電子部品装置が光スイッチの場合、可動部材１０１はミラーである。支柱１０２は、可動部材１０１が制御電極１０３及び検出電極１０４の上に離間して配置されるように可動部材１０１を支える。可動部材１０１は、支柱１０２を介して所定の電位に設定される。構造体制御装置１０５により制御電極１０３に制御電圧が印加されると、可動部材１０１と制御電極１０３との間に静電力が発生し、この静電力に見合う分だけ可動部材１０１が変位する。可動部材１０１が変位すると、可動部材１０１と検出電極１０４との間に形成される静電容量Ｃｓが変化する。構造体制御装置１０５は、容量Ｃｓを検出することにより、可動部材１０１の位置を検出し、制御電極１０３への印加電圧を制御する。こうして、可動部材１０１の位置を制御することができる。   FIG. 16 shows a configuration of a general electronic component device using the MEMS structure. The electronic component device includes a substrate 100, a movable member 101 made of a conductive material, a support column 102, a control electrode 103, a detection electrode 104, and a structure control device 105. When the electronic component device is an optical switch, the movable member 101 is a mirror. The support column 102 supports the movable member 101 so that the movable member 101 is spaced apart from the control electrode 103 and the detection electrode 104. The movable member 101 is set to a predetermined potential via the support column 102. When a control voltage is applied to the control electrode 103 by the structure control device 105, an electrostatic force is generated between the movable member 101 and the control electrode 103, and the movable member 101 is displaced by an amount corresponding to the electrostatic force. When the movable member 101 is displaced, the electrostatic capacitance Cs formed between the movable member 101 and the detection electrode 104 changes. The structure control device 105 detects the position of the movable member 101 by detecting the capacitance Cs, and controls the voltage applied to the control electrode 103. Thus, the position of the movable member 101 can be controlled.

しかし、図１６に示した電子部品装置では、検出電極１０４と接地電位との間に寄生容量Ｃｐが発生するため、可動部材１０１と検出電極１０４との間に形成される容量Ｃｓの検出が難しいという問題があった。その理由は、構造体制御装置１０５は容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとが並列接続された容量を検出することになるが、容量Ｃｓが数１０ｆＦ〜数１００ｆＦであるのに対して、寄生容量Ｃｐが数ｐＦとなるためである。   However, in the electronic component device shown in FIG. 16, since a parasitic capacitance Cp is generated between the detection electrode 104 and the ground potential, it is difficult to detect the capacitance Cs formed between the movable member 101 and the detection electrode 104. There was a problem. The reason is that the structure controller 105 detects a capacitance in which the capacitance Cs and the parasitic capacitance Cp are connected in parallel. The capacitance Cs is several tens of fF to several hundreds of fF, whereas the parasitic capacitance Cp is This is because it becomes several pF.

検出したい容量に対して大きな寄生容量が発生する場合でも、目的の容量を検出することを可能にする技術として、非特許文献４に開示された技術がある（以下、第１の従来例と呼ぶ）。本技術は容量型の指紋センサに関するものである。この第１の従来例を図１７を用いて説明する。図１７に示す容量型指紋センサは、検出電極２０１と人の指２０３との間に形成される容量Ｃｓを検出することで、指紋画像を取得する。この容量型指紋センサでは、検出電極２０１に対向して補償電極２０２が配置される。補償電極２０２は演算増幅器２０５のフィードバックにより検出電極２０１と同電位となるように制御されるため、検出電極２０１に発生する寄生容量が抑制される。   There is a technique disclosed in Non-Patent Document 4 as a technique that makes it possible to detect a target capacitance even when a large parasitic capacitance occurs with respect to the capacitance to be detected (hereinafter referred to as a first conventional example). ). The present technology relates to a capacitive fingerprint sensor. The first conventional example will be described with reference to FIG. The capacitive fingerprint sensor shown in FIG. 17 acquires a fingerprint image by detecting a capacitance Cs formed between the detection electrode 201 and a human finger 203. In this capacitive fingerprint sensor, a compensation electrode 202 is disposed opposite the detection electrode 201. Since the compensation electrode 202 is controlled to have the same potential as the detection electrode 201 by feedback of the operational amplifier 205, parasitic capacitance generated in the detection electrode 201 is suppressed.

以下、図１７に示したセンサの動作について説明する。まず、リセット状態では、第１の制御スイッチ２０４の一端の電位ＶｒがＶ１に設定され、かつ第１の制御スイッチ２０４はオン状態とされる。一方、演算増幅器２０５の非反転入力端子と出力端子との間に設けられた第２の制御スイッチ２０６もオン状態とされ、演算増幅器２０５のフィードバックループは閉じられる。演算増幅器２０５の反転入力端子の電位がＶ１であることから、フィードバックループにより検出電極２０１の電位もＶ１となる。次に、第２の制御スイッチ２０６が開いたときの検出電極２０１の電位をＶ２とする。このとき、実効的な指の容量をＣｆ、演算増幅器２０５の非反転入力端子と出力端子との間の容量をＣｓｐｌ、電位Ｖ１とＶ２との差をΔＶｒとすると、演算増幅器２０５の出力電圧Ｖｏｕｔの振幅はΔＶ０＝（１＋Ｃｆ／Ｃｓｐｌ）ΔＶｒとなり、指の容量Ｃｓに対応した信号出力を得ることができる。   Hereinafter, the operation of the sensor shown in FIG. 17 will be described. First, in the reset state, the potential Vr at one end of the first control switch 204 is set to V1, and the first control switch 204 is turned on. On the other hand, the second control switch 206 provided between the non-inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 205 is also turned on, and the feedback loop of the operational amplifier 205 is closed. Since the potential of the inverting input terminal of the operational amplifier 205 is V1, the potential of the detection electrode 201 is also V1 due to the feedback loop. Next, the potential of the detection electrode 201 when the second control switch 206 is opened is set to V2. At this time, if the effective finger capacitance is Cf, the capacitance between the non-inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 205 is Cspl, and the difference between the potentials V1 and V2 is ΔVr, the output voltage Vout of the operational amplifier 205 Becomes ΔV0 = (1 + Cf / Cspl) ΔVr, and a signal output corresponding to the finger capacitance Cs can be obtained.

検出したい容量に対して大きな寄生容量が発生する場合でも、目的の容量を検出することを可能にする他の技術として、特許文献１に開示された技術がある（以下、第２の従来例と呼ぶ）。本技術は、ダイアフラムを用いた圧力センサに関するものである。この第２の従来例を図１８を用いて説明する。図１８に示す圧力センサにおいて、演算増幅器３０２の非反転入力端子には、第１の制御スイッチ３０３を介して基準電圧Ｖｈが供給される。演算増幅器３０２の反転入力端子と出力端子との間には第２の制御スイッチ３０４が接続され、センサの入力端子３０１と演算増幅器３０２の非反転入力端子との間には、静電容量Ｃｓを有するセンサＳが接続される。寄生容量Ｃｐは、センサＳと演算増幅器３０２の非反転入力端子との接続部に形成される。基準電圧Ｖｈは例えば接地電位である。センサＳの一例として、マイクロマシンにより微小面積を有するように加工され、かつ対向するダイアフラムと電極との間に容量Ｃｓを形成するように構成されたものが挙げられる。センサＳは、加えられた物理量の変化によって生起されるダイアフラムの変位に応じて、容量Ｃｓを変化させるものである。   As another technique that makes it possible to detect a target capacitance even when a large parasitic capacitance occurs with respect to the capacitance to be detected, there is a technology disclosed in Patent Document 1 (hereinafter referred to as a second conventional example). Call). The present technology relates to a pressure sensor using a diaphragm. The second conventional example will be described with reference to FIG. In the pressure sensor shown in FIG. 18, the reference voltage Vh is supplied to the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302 via the first control switch 303. A second control switch 304 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 302, and a capacitance Cs is set between the sensor input terminal 301 and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302. The sensor S which has is connected. The parasitic capacitance Cp is formed at the connection between the sensor S and the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302. The reference voltage Vh is, for example, a ground potential. As an example of the sensor S, a sensor that is processed to have a small area by a micromachine and that is configured to form a capacitor Cs between an opposing diaphragm and an electrode can be cited. The sensor S changes the capacitance Cs according to the displacement of the diaphragm caused by the change of the applied physical quantity.

以下、図１８に示したセンサの動作について説明する。容量Ｃｓを検出するシーケンスは初期化サイクルと測定サイクルとからなっている。初期化サイクルの期間中では、第１の制御スイッチ３０３と第２の制御スイッチ３０４とがオン状態にされ、かつ入力電圧Ｖｉｎが基準電圧Ｖｈに設定される（Ｖｉｎ＝Ｖｈ）。これにより、出力電圧Ｖｏｕｔも基準電圧Ｖｈと等しくなるように設定される。一方、測定サイクルの期間中、第１の制御スイッチ３０３と第２の制御スイッチ３０４とはオフ状態にされ、入力電圧ＶｉｎはＶｈ＋△Ｖに設定される。容量Ｃｓを測定するために、第１の制御スイッチ３０３と第２の制御スイッチ３０４とがオフされると、演算増幅器３０２の出力電圧Ｖｏｕｔは、以下の式を満足する。   Hereinafter, the operation of the sensor shown in FIG. 18 will be described. The sequence for detecting the capacitance Cs includes an initialization cycle and a measurement cycle. During the initialization cycle, the first control switch 303 and the second control switch 304 are turned on, and the input voltage Vin is set to the reference voltage Vh (Vin = Vh). Thereby, the output voltage Vout is also set to be equal to the reference voltage Vh. On the other hand, during the measurement cycle, the first control switch 303 and the second control switch 304 are turned off, and the input voltage Vin is set to Vh + ΔV. When the first control switch 303 and the second control switch 304 are turned off to measure the capacitance Cs, the output voltage Vout of the operational amplifier 302 satisfies the following equation.

Ｖｏｕｔ＝−（Ｒｆ１／Ｒｉ１）（Ｖｉｎ−ｖ+）＋Ｖ+＝−Ｖｉｎ＋２ｖ+
・・・（１）
式（１）において、ｖ+ は演算増幅器３０２の非反転入力端子の電圧である。また、センサの入力端子３０１と演算増幅器３０２の反転入力端子との間に設けられた抵抗Ｒｉ１と、演算増幅器３０２の反転入力端子と出力端子との間に設けられた抵抗Ｒｆ１とが等しくなるように設定されている（Ｒｆ１＝Ｒｉ１）。
入力電圧Ｖｉｎを初期化サイクルで設定したＶｈからＶｈ＋△Ｖに変化させると、センサ容量Ｃｓに蓄積される電荷Ｑ１と寄生容量Ｃｐに蓄積される電荷Ｑ２とは、以下の式によって表される。
Ｑ１＝（Ｖｉｎ−Ｖ+）Ｃｓ＝（Ｖｈ＋△Ｖ−ｖ+）Ｃｓ ・・・（２）
Ｑ２＝ｖ+Ｃｐ ・・・（３） Vout = − (Rf1 / Ri1) (Vin−v + ) + V + = −Vin + 2v +
... (1)
In equation (1), v + is the voltage at the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302. In addition, the resistor Ri1 provided between the sensor input terminal 301 and the inverting input terminal of the operational amplifier 302 is equal to the resistor Rf1 provided between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 302. (Rf1 = Ri1).
When the input voltage Vin is changed from Vh set in the initialization cycle to Vh + ΔV, the charge Q1 stored in the sensor capacitor Cs and the charge Q2 stored in the parasitic capacitor Cp are expressed by the following equations.
Q1 = (Vin−V + ) Cs = (Vh + ΔV−v + ) Cs (2)
Q2 = v + Cp (3)

センサ容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとは直列に接続されているので、ＣｓとＣｐには同一の電荷量が蓄積され、よって、Ｑ１＝Ｑ２である。したがって、次式が成立する。
ｖ+Ｃｐ＝（Ｖｈ＋△Ｖ−ｖ+）Ｃｓ ・・・（４）
上記したように基準電圧Ｖｈを接地電位（Ｖｈ＝０）とすると、演算増幅器３０２の非反転入力端子の電圧ｖ+ は、以下の式で表される。
ｖ+＝ΔＶ・Ｃｓ／（Ｃｓ＋Ｃｐ） ・・・（５）
式（５）を式（１）に代入すると、演算増幅器３０２の出力電圧Ｖｏｕｔは以下のように書き直すことができる。
Ｖｏｕｔ＝−Ｖｉｎ＋２・△Ｖ・Ｃｓ／（Ｃｓ＋Ｃｐ） ・・・（６） Since the sensor capacitor Cs and the parasitic capacitor Cp are connected in series, the same charge amount is accumulated in Cs and Cp, and thus Q1 = Q2. Therefore, the following equation is established.
v + Cp = (Vh + ΔV−v + ) Cs (4)
As described above, when the reference voltage Vh is the ground potential (Vh = 0), the voltage v + of the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302 is expressed by the following equation.
v + = ΔV · Cs / (Cs + Cp) (5)
If Expression (5) is substituted into Expression (1), the output voltage Vout of the operational amplifier 302 can be rewritten as follows.
Vout = −Vin + 2 · ΔV · Cs / (Cs + Cp) (6)

センサＳと図１８の回路におけるセンサ以外の部分とがそれぞれ別々のチップ上に形成され、これらチップが電気的に接続されている場合、寄生容量Ｃｐは、数ｐＦから約１５ｐＦ又はそれ以上の程度の範囲であり、センサＳの容量Ｃｓは、通常、１ｆＦから数１００ｆＦ程度である。したがって、寄生容量ＣｐはセンサＳの容量Ｃｓに比べて大きいので、Ｃｓ／（Ｃｓ＋Ｃｐ）をＣｓ／Ｃｐで近似できる。よって、演算増幅器３０２の出力電圧Ｖｏｕｔは以下の式で表される。
Ｖｏｕｔ＝−Ｖｉｎ＋２・△Ｖ・Ｃｓ／Ｃｐ ・・・（７）
式（７）は演算増幅器３０２の出力電圧ＶｏｕｔがセンサＳの容量Ｃｓに応じて線形に変化することを表している。 When the sensor S and the part other than the sensor in the circuit of FIG. 18 are formed on separate chips and these chips are electrically connected, the parasitic capacitance Cp is about several pF to about 15 pF or more. The capacitance Cs of the sensor S is normally about 1 fF to several hundreds fF. Accordingly, since the parasitic capacitance Cp is larger than the capacitance Cs of the sensor S, Cs / (Cs + Cp) can be approximated by Cs / Cp. Therefore, the output voltage Vout of the operational amplifier 302 is expressed by the following equation.
Vout = −Vin + 2 · ΔV · Cs / Cp (7)
Expression (7) represents that the output voltage Vout of the operational amplifier 302 changes linearly according to the capacitance Cs of the sensor S.

このように、演算増幅器３０２の非反転入力端子の近傍に寄生容量Ｃｐが存在する場合でも、センサＳの容量Ｃｓが寄生容量Ｃｐに比べて極めて小さい限り、演算増幅器３０２は容量Ｃｓと線形関係にある電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。さらに、演算増幅器３０２の利得（Ｒｆ１／Ｒｉ１）及び入力電圧Ｖｉｎの変化量ΔＶを、容量Ｃｓに応じて調整することにより、十分に大きな出力電圧Ｖｏｕｔを得ることができる。   Thus, even when the parasitic capacitance Cp exists in the vicinity of the non-inverting input terminal of the operational amplifier 302, as long as the capacitance Cs of the sensor S is extremely smaller than the parasitic capacitance Cp, the operational amplifier 302 has a linear relationship with the capacitance Cs. A certain voltage Vout can be output. Furthermore, a sufficiently large output voltage Vout can be obtained by adjusting the gain (Rf1 / Ri1) of the operational amplifier 302 and the change amount ΔV of the input voltage Vin according to the capacitance Cs.

なお、出願人は、本明細書に記載した先行技術文献情報で特定される先行技術文献以外には、本発明に関連する先行技術文献を出願時までに発見するには至らなかった。
特表２００１−５１０５８０号公報 「オプティカルネットワーキング：ＭＥＭＳミラーコントロール(Optical Networking:MEMS Mirror Control)」，アナログデバイスズ(ANALOG DEVICES)，２００２年９月１８日検索，インターネット＜ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ａｎａｌｏｇ．ｃｏｍ／ｐｒｏｄｕｃｔＳｅｌｅｃｔｉｏｎ／ｓｉｇｎａｌＣｈａｉｎｓ／ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ／ｃｏｍｍｓ＿１７．ｈｔｍｌ＞ マダナゴーパル(K.V.Madanagopal）、他２名，「リアルタイムソフトウェアコントロールオブスプリングサスペンデットマイクロエレクトロメカニカルデバイスズフォープレシジョンオプティカルポジショニングアプリケーションズ(Real Time Software Control Of Spring Suspended Micro-Electro-Mechanical(MEM) Devices For Precision Optical Positioning Applications)」，２００２インターナショナルカンファレンスオンオプティカルＭＥＭＳ２００２(2002 International Conference on Optical MEMS 2002)，２００２年８月，ｐ．４１−４２ 平尾他，「ＭＥＭＳミラーの高速駆動回路検討」，２００２年電子情報通信学会通信ソサイエティ大会，ｐ．４４５，２００２年９月１１日 「５００ディーピーアイキャパシティブタイプシーモスフィンガープリントセンサーウィズピクセルレベルアダプティブイメージエンハンスメントスキーム（A 500dpi Capacitive-Type CMOS Fingerprint Sensor with Pixel-Level Adaptive Image Enhancement Scheme ）」，アイエスエスシーシー２００２ペーパーズ（ISSCC2002 PAPERS），２００３年２月，ｐ．３５２−３５３ The applicant has not yet found prior art documents related to the present invention by the time of filing other than the prior art documents specified by the prior art document information described in this specification.
Special table 2001-510580 gazette “Optical Networking: MEMS Mirror Control”, ANALOG DEVICES, search September 18, 2002, Internet <http: // www. analog. com / productSelection / signal Chains / communications / comms_17. html> Madana Gopal (KVMadanagopal) and two others, "Real Time Software Control Of Spring Suspended Micro-Electro-Mechanical (MEM) Devices For Precision Optical Positioning Applications" , 2002 International Conference on Optical MEMS 2002, August 2002, p. 41-42 Hirao et al., “Examination of MEMS mirror high-speed drive circuit”, 2002 IEICE Communication Society Conference, p. 445, September 11, 2002 “500 dpi Capacitive-Type CMOS Fingerprint Sensor with Pixel-Level Adaptive Image Enhancement Scheme”, ISSC 2002 Papers (ISSCC2002 PAPERS), 2003 February, p. 352-353

しかしながら、図１７に示した第１の従来例では、第１の制御スイッチ２０４により検出電極２０１の電位をＶ１に設定するステップと、第２の制御スイッチ２０６を開くステップとが必要になるため、容量Ｃｓの検出に時間がかかるという問題点があった。したがって、この第１の従来例を、高速動作が必須となる光スイッチのフィードバック制御に適用することはできない。また、第１の従来例では、第２の制御スイッチ２０６の開閉に伴う雑音が容量検出の精度を劣化させるという問題点があった。   However, in the first conventional example shown in FIG. 17, it is necessary to set the potential of the detection electrode 201 to V1 by the first control switch 204 and to open the second control switch 206. There is a problem that it takes time to detect the capacitance Cs. Therefore, this first conventional example cannot be applied to feedback control of an optical switch that requires high-speed operation. Further, in the first conventional example, there is a problem that noise accompanying opening / closing of the second control switch 206 deteriorates the accuracy of capacitance detection.

図１８に示した第２の従来例においても、第１の従来例と同様に、第１の制御スイッチ３０３により入力電圧ＶｉｎをＶｈに設定するステップと、第２の制御スイッチ３０４を開くステップとが必要になるため、容量Ｃｓの検出に時間がかかるという問題点があった。また、第２の制御スイッチ３０４の開閉に伴う雑音が容量検出の精度を劣化させるという問題点があった。さらに、第２の従来例の場合、センサＳから入力端子３０１に接続される端子と演算増幅器３０２の非反転入力に接続される端子とを引き出す必要がある。しかし、図１６に示した電子部品装置で光スイッチを実現する場合、可動部材１０１は通常、接地電位とされ、検出電極１０４からのみ端子が引き出されるようになっている。このため、第２の従来例の構造を光スイッチに適用しようとすると、新たに端子を取り出すためにプロセス工程が増加し、製造コストが増加するという問題点があった。   In the second conventional example shown in FIG. 18, similarly to the first conventional example, the step of setting the input voltage Vin to Vh by the first control switch 303 and the step of opening the second control switch 304 Therefore, there is a problem that it takes time to detect the capacitance Cs. Further, there is a problem that noise accompanying opening / closing of the second control switch 304 deteriorates the accuracy of capacitance detection. Further, in the case of the second conventional example, it is necessary to draw out a terminal connected to the input terminal 301 and a terminal connected to the non-inverting input of the operational amplifier 302 from the sensor S. However, when the optical switch is realized by the electronic component device shown in FIG. 16, the movable member 101 is normally set to the ground potential, and the terminal is drawn only from the detection electrode 104. For this reason, when the structure of the second conventional example is applied to an optical switch, there is a problem in that the number of process steps increases in order to newly extract a terminal, and the manufacturing cost increases.

本発明は、上記課題を解決するためになされたもので、制御信号または検出すべき物理量に応じて変位する形状可変構造体と形状可変構造体の変位に応じて容量が変化する容量可変構造体を備える電子部品装置において、容量可変構造体の容量に対して寄生容量が大きい場合でも、検出精度の劣化を抑えつつ、容量可変構造体の容量を高速に検出することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above-described problems, and a variable shape structure that is displaced according to a control signal or a physical quantity to be detected, and a variable capacity structure that has a capacitance that varies according to the displacement of the variable shape structure. An object of the present invention is to detect a capacitance of a variable capacitance structure at high speed while suppressing deterioration in detection accuracy even when a parasitic capacitance is larger than a capacitance of the variable capacitance structure.

本発明は、入力された制御信号または検出すべき物理量に応じて変位する形状可変構造体と、この形状可変構造体の変位を表す容量を検出する構造変位検出ユニットとを有する電子部品装置において、前記形状可変構造体は、その変位に応じて容量が変化する容量可変構造体を備え、前記構造変位検出ユニットは、前記容量可変構造体に電界を発生させる電界発生部と、前記電界発生の基となる誘導信号を前記電界発生部に出力する誘導信号生成部と、前記電界の発生によって前記容量可変構造体の出力端子から出力される容量信号から、前記容量可変構造体の容量を表す情報信号を抽出する容量情報抽出部と、前記情報信号を情報処理可能な形式に変換する出力調整部とを備え、前記誘導信号生成部は、前記電界の発生開始を指示する誘導開始信号を出力する誘導開始信号発生部と、前記誘導開始信号に応じて前記誘導信号を出力する電界誘導部と、前記誘導開始信号が出力されていないときに前記電界誘導部の出力を所定の電位に設定する初期化部と、前記電界の発生開始タイミングと同期した位相比較基準信号を発生する位相比較基準信号発生部とから構成され、前記容量情報抽出部は、所定の電位の電位比較基準信号を発生する電位比較基準信号発生部と、前記容量信号と前記電位比較基準信号との電位差を増幅して検出信号として出力する電位比較部と、前記検出信号と前記位相比較基準信号との位相差を前記情報信号として抽出する位相比較部とから構成され、前記出力調整部は、前記情報信号のパルスの幅を積分するパルス積分部と、このパルス積分部の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部とから構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記電界誘導部は、所定の電圧を出力する誘導電圧発生回路と、制御端子が前記誘導開始信号発生部の出力端子に接続され、入力端子が前記誘導電圧発生回路の出力端子に接続され、出力端子が前記電界発生部の入力端子に接続され、前記誘導開始信号の出力に応じて閉状態となる制御スイッチとから構成されるものである。 The present invention relates to an electronic component device having a shape variable structure that is displaced according to an input control signal or a physical quantity to be detected, and a structure displacement detection unit that detects a capacitance representing the displacement of the shape variable structure. The variable shape structure includes a variable capacity structure whose capacity changes in accordance with the displacement, and the structural displacement detection unit includes an electric field generating unit that generates an electric field in the variable capacity structure, and a base for generating the electric field. An induction signal generating unit that outputs an induction signal to the electric field generation unit, and an information signal that represents the capacitance of the variable capacitance structure from the capacitance signal that is output from the output terminal of the variable capacitance structure by the generation of the electric field A capacity information extraction unit for extracting the information signal, and an output adjustment unit for converting the information signal into a format that can be processed, and the induction signal generation unit instructs the generation start of the electric field. An induction start signal generating unit for outputting a start signal; an electric field induction unit for outputting the induction signal in response to the induction start signal; and an output of the electric field induction unit when the induction start signal is not output. An initializing unit for setting a potential; and a phase comparison reference signal generating unit for generating a phase comparison reference signal synchronized with the generation start timing of the electric field, wherein the capacitance information extracting unit is a potential comparison reference of a predetermined potential. A potential comparison reference signal generation unit that generates a signal; a potential comparison unit that amplifies a potential difference between the capacitance signal and the potential comparison reference signal and outputs the detection result as a detection signal; and a level of the detection signal and the phase comparison reference signal A phase comparison unit that extracts a phase difference as the information signal, and the output adjustment unit integrates a pulse width of the information signal, and outputs the output of the pulse integration unit. It is those composed of an A / D converter for converting the barrel signal.
In the configuration example of the electronic component device according to the present invention, the electric field induction unit includes an induction voltage generation circuit that outputs a predetermined voltage, a control terminal connected to an output terminal of the induction start signal generation unit, and an input terminal Is connected to the output terminal of the induction voltage generation circuit, the output terminal is connected to the input terminal of the electric field generation unit, and the control switch is closed according to the output of the induction start signal. .

また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記容量情報抽出部は、前記電位比較基準信号発生部の代わりに、所定の電位の第１の電位比較基準信号を発生する第１の電位比較基準信号発生部と、前記第１の電位比較基準信号と異なる電位の第２の電位比較基準信号を発生する第２の電位比較基準信号発生部と、前記第１の電位比較基準信号と前記第２の電位比較基準信号のうちいずれか一方を選択して出力するセレクタとを備えるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記誘導信号生成部は、さらに、前記容量信号の立ち上がりで発生する情報信号の選択出力を許可し、前記容量信号の立ち下がりで発生する情報信号の選択出力を不許可とするパルス選択信号を出力するパルス選択信号発生部を備え、前記出力調整部は、前記パルス積分部の前に、前記容量情報抽出部から入力される前記情報信号を前記パルス選択信号に応じて選択的に出力するパルス選択部を備えるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記容量可変構造体は、前記形状可変構造体の可動部材と、この可動部材と対向して設置された検出電極とから構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記電界発生部は、容量素子から構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記容量可変構造体は、前記形状可変構造体の可動部材と、この可動部材と対向して設置された第１の検出電極とから構成され、前記電界発生部は、前記第１の検出電極と対向して設置された第２の検出電極から構成されるものである。
また、本発明の電子部品装置の１構成例において、前記形状可変構造体は、光の経路を変更するマイクロミラーである。 Further, in one configuration example of the electronic component device of the present invention, the capacitance information extraction unit generates a first potential comparison reference signal having a predetermined potential instead of the potential comparison reference signal generation unit. A comparison reference signal generation unit; a second potential comparison reference signal generation unit for generating a second potential comparison reference signal having a potential different from that of the first potential comparison reference signal; the first potential comparison reference signal; And a selector that selects and outputs one of the second potential comparison reference signals.
Further, in one configuration example of the electronic component device according to the present invention, the induction signal generation unit further permits selection output of an information signal generated at the rising edge of the capacitance signal, and information generated at the falling edge of the capacitance signal. A pulse selection signal generation unit that outputs a pulse selection signal that disallows signal selection output; and the output adjustment unit receives the information signal input from the capacitance information extraction unit before the pulse integration unit. A pulse selection unit that selectively outputs in response to the pulse selection signal is provided.
Further, in one configuration example of the electronic component device according to the present invention, the variable capacity structure is composed of a movable member of the variable shape structure and a detection electrode disposed opposite to the movable member. is there.
Moreover, in one structural example of the electronic component device of the present invention, the electric field generating unit is composed of a capacitive element.
Further, in one configuration example of the electronic component device of the present invention, the variable capacitance structure is configured by a movable member of the variable shape structure and a first detection electrode disposed to face the movable member. The electric field generator is composed of a second detection electrode that is disposed to face the first detection electrode.
Moreover, in one configuration example of the electronic component device of the present invention, the variable shape structure is a micromirror that changes a light path.

本発明によれば、電界発生部を通して誘導信号を検出電極に印加するため、従来のセンサのような演算増幅器のフィードバック制御を必要とせず、誘導信号を印加するステップと情報信号を変換するステップの２回の制御ステップだけで容量可変構造体の容量を高速に検出することができ、形状可変構造体の変位を高速に検出することができる。また、電位比較基準信号の電位を適切に設定すれば、容量信号から容量可変構造体の容量による変化分のみを増幅して抽出することができるので、容量可変構造体の容量が寄生容量に比べて小さい場合でも、容量可変構造体の容量を検出することができる。また、容量検出に必要な制御スイッチは電界発生部に誘導信号を印加するか否かを決めるスイッチの１つだけでよいので、検出精度の劣化を抑えることができる。また、電界発生部を通して誘導信号を検出電極に印加し、検出電極から容量信号を取り出すため、容量可変構造体の出力端子は１つでよい。その結果、本発明を光スイッチに適用する場合でも、新たに端子を取り出す必要がなく、プロセス工程が増加することがなくなる。また、出力調整部のパルス積分部により情報信号のパルスを積分するため、容量検出の精度を高めることができる。   According to the present invention, since the induction signal is applied to the detection electrode through the electric field generator, the feedback control of the operational amplifier as in the conventional sensor is not required, and the step of applying the induction signal and the step of converting the information signal The capacity of the variable capacity structure can be detected at high speed only by two control steps, and the displacement of the variable shape structure can be detected at high speed. Also, if the potential of the potential comparison reference signal is set appropriately, only the change due to the capacitance of the capacitance variable structure can be amplified and extracted from the capacitance signal, so that the capacitance of the capacitance variable structure can be compared with the parasitic capacitance. Even when the capacity is small, the capacity of the capacity variable structure can be detected. Further, since only one control switch for determining the capacitance is required to determine whether or not to apply the induction signal to the electric field generation unit, it is possible to suppress deterioration in detection accuracy. In addition, since the induction signal is applied to the detection electrode through the electric field generation unit and the capacitance signal is extracted from the detection electrode, only one output terminal of the capacitance variable structure is required. As a result, even when the present invention is applied to an optical switch, there is no need to take out a new terminal and the number of process steps is not increased. Further, since the pulse of the information signal is integrated by the pulse integration unit of the output adjustment unit, the accuracy of capacitance detection can be improved.

また、容量情報抽出部において、電位比較基準信号発生部の代わりに、第１の電位比較基準信号発生部と第２の電位比較基準信号発生部とセレクタとを設けることにより、容量信号の立ち下がりで発生する情報信号の、容量可変構造体の容量に応じたパルス幅の変化を大きくすることができるので、容量検出の精度を高めることができる。   In addition, the capacitance information extraction unit includes a first potential comparison reference signal generation unit, a second potential comparison reference signal generation unit, and a selector instead of the potential comparison reference signal generation unit, so that the fall of the capacitance signal occurs. Since the change in the pulse width of the information signal generated in accordance with the capacity of the variable capacity structure can be increased, the capacity detection accuracy can be increased.

また、誘導信号生成部にパルス選択信号発生部を設け、出力調整部にパルス選択部を設けることにより、容量信号の立ち下がりで発生する情報信号を除去し、容量信号の立ち上がりで発生する情報信号のみを積分するため、容量検出の精度を高めることができる。   In addition, by providing a pulse selection signal generation unit in the induction signal generation unit and a pulse selection unit in the output adjustment unit, the information signal generated at the falling edge of the capacitance signal is removed, and the information signal generated at the rising edge of the capacitance signal Therefore, the capacitance detection accuracy can be improved.

また、第１の検出電極に対向して第２の検出電極を配置することにより、第１の検出電極に寄生容量が発生しないようにすることができるので、容量可変構造体の容量の変化による容量信号の変化を大きくすることができ、容量検出の感度を大きくすることができる。   In addition, since the second detection electrode is arranged opposite to the first detection electrode, it is possible to prevent the first detection electrode from generating a parasitic capacitance. The change in the capacitance signal can be increased, and the sensitivity of capacitance detection can be increased.

［第１の実施の形態］
以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明の第１の実施の形態となる電子部品装置の構成を示すブロック図である。
電子部品装置は、入力された制御信号または検出すべき物理量に応じて変位する形状可変構造体１と、形状可変構造体１の変位を表す容量を検出する構造変位検出ユニット２とから構成される。電子部品装置の例としては、例えば光スイッチがある。 [First Embodiment]
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an electronic component device according to a first embodiment of the present invention.
The electronic component device includes a shape variable structure 1 that is displaced according to an input control signal or a physical quantity to be detected, and a structure displacement detection unit 2 that detects a capacitance representing the displacement of the shape variable structure 1. . An example of the electronic component device is an optical switch.

形状可変構造体１は、その変位に応じて容量が変化する容量可変構造体１０を備える。構造変位検出ユニット２は、容量可変構造体１０に電界を発生させる電界発生部２０と、容量可変構造体１０の容量を検出する構造変位検出回路２１とを備える。構造変位検出回路２１は、電界発生の基となる誘導信号Ｓｄを電界発生部２０に出力する誘導信号生成部２２と、容量可変構造体１０の出力端子と電界発生部２０の出力端子との接続部で得られる容量信号Ｓｃａｐから容量可変構造体１０の容量を表す情報信号Ｓｉを抽出する容量情報抽出部２３と、情報信号Ｓｉを情報処理可能な形式の出力信号Ｓｏに変換する出力調整部２４とを有する。   The variable shape structure 1 includes a variable capacity structure 10 whose capacity changes according to the displacement. The structural displacement detection unit 2 includes an electric field generation unit 20 that generates an electric field in the variable capacitance structure 10 and a structural displacement detection circuit 21 that detects the capacitance of the variable capacitance structure 10. The structural displacement detection circuit 21 includes an induction signal generation unit 22 that outputs an induction signal Sd that is a base for generating an electric field to the electric field generation unit 20, and a connection between the output terminal of the variable capacitance structure 10 and the output terminal of the electric field generation unit 20. The capacity information extraction unit 23 that extracts the information signal Si representing the capacity of the variable capacity structure 10 from the capacity signal Scap obtained by the unit, and the output adjustment unit 24 that converts the information signal Si into an output signal So of a format that can process information. And have.

本実施の形態の形状可変構造体１の具体例を図２に示す。形状可変構造体１は、容量可変構造体１０と、基板１１と、導電性材料からなる可動部材１２と、基板１１上に形成された制御電極１３と、可動部材１２が制御電極１３の上に離間して配置されるように可動部材１２を支える支柱１４とを有する。容量可変構造体１０は、可動部材１２と、基板１１上に形成された検出電極１５とから構成される。   A specific example of the variable shape structure 1 of the present embodiment is shown in FIG. The variable shape structure 1 includes a variable capacity structure 10, a substrate 11, a movable member 12 made of a conductive material, a control electrode 13 formed on the substrate 11, and the movable member 12 on the control electrode 13. It has the support | pillar 14 which supports the movable member 12 so that it may arrange | position apart. The variable capacitance structure 10 includes a movable member 12 and a detection electrode 15 formed on the substrate 11.

電子部品装置が光スイッチの場合、可動部材１２はミラーである。この可動部材１２は、支柱１４を介して所定の電位に設定される。図示しない駆動回路により制御電極１３に制御電圧が印加されると、可動部材１２と制御電極１３との間に静電力が発生し、この静電力に見合う分だけ可動部材１２が変位する。
容量可変構造体１０と電界発生部２０の具体例を図３に示す。前述のように、容量可変構造体１０は、可動部材１２と検出電極１５とから構成され、電界発生部２０は、容量素子Ｃｓｔｄから構成される。 When the electronic component device is an optical switch, the movable member 12 is a mirror. The movable member 12 is set to a predetermined potential via the support column 14. When a control voltage is applied to the control electrode 13 by a drive circuit (not shown), an electrostatic force is generated between the movable member 12 and the control electrode 13, and the movable member 12 is displaced by an amount corresponding to the electrostatic force.
Specific examples of the variable capacitance structure 10 and the electric field generator 20 are shown in FIG. As described above, the variable capacitance structure 10 includes the movable member 12 and the detection electrode 15, and the electric field generation unit 20 includes the capacitive element Cstd.

形状可変構造体１の可動部材１２が変位すると、可動部材１２と検出電極１５との間に形成される静電容量Ｃｓが変化する。構造変位検出回路２１の誘導信号生成部２２は、電界発生部２０の容量素子Ｃｓｔｄの入力端子に誘導信号Ｓｄを入力する。誘導信号Ｓｄの入力により、容量素子Ｃｓｔｄは、容量可変構造体１０に電界を発生させる。この電界の発生により、容量可変構造体１０の出力端子（検出電極１５）と容量素子Ｃｓｔｄの出力端子との接続部から、容量可変構造体１０の容量Ｃｓの情報を含む容量信号Ｓｃａｐが出力される。
容量情報抽出部２３は、容量信号Ｓｃａｐと誘導信号生成部２２が発生する位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとを比較して、容量可変構造体１０の容量Ｃｓを表す情報信号Ｓｉを抽出する。出力調整部２４は、情報信号Ｓｉを情報処理可能な形式の出力信号Ｓｏに変換して出力する。 When the movable member 12 of the shape variable structure 1 is displaced, the capacitance Cs formed between the movable member 12 and the detection electrode 15 changes. The induction signal generation unit 22 of the structural displacement detection circuit 21 inputs the induction signal Sd to the input terminal of the capacitive element Cstd of the electric field generation unit 20. The capacitive element Cstd generates an electric field in the variable capacitance structure 10 by the input of the induction signal Sd. Due to the generation of this electric field, a capacitance signal Scap including information on the capacitance Cs of the capacitance variable structure 10 is output from the connection portion between the output terminal (detection electrode 15) of the capacitance variable structure 10 and the output terminal of the capacitance element Cstd. The
The capacitance information extraction unit 23 compares the capacitance signal Scap with the phase comparison reference signal Spref generated by the induction signal generation unit 22 and extracts an information signal Si representing the capacitance Cs of the capacitance variable structure 10. The output adjustment unit 24 converts the information signal Si into an output signal So in a format that can process information and outputs the output signal So.

本実施の形態の電子部品装置の構造変位検出ユニット２の構造変位検出回路２１の具体例を図４に示す。誘導信号生成部２２は、電界の発生開始を指示する誘導開始信号Ｓｓを出力する誘導開始信号発生部２２０と、誘導開始信号Ｓｓに応じて誘導信号Ｓｄを出力する電界誘導部２２１と、誘導開始信号Ｓｓが出力されていないときに電界誘導部２２１の出力を所定の電位に設定する初期化部２２４と、電界の発生開始タイミングと同期した位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆを発生する位相比較基準信号発生部２２５とから構成されている。   FIG. 4 shows a specific example of the structural displacement detection circuit 21 of the structural displacement detection unit 2 of the electronic component device according to the present embodiment. The induction signal generation unit 22 includes an induction start signal generation unit 220 that outputs an induction start signal Ss that instructs the start of electric field generation, an electric field induction unit 221 that outputs an induction signal Sd according to the induction start signal Ss, and an induction start. An initialization unit 224 that sets the output of the electric field induction unit 221 to a predetermined potential when the signal Ss is not output, and a phase comparison reference signal generation unit that generates a phase comparison reference signal Spref synchronized with the generation start timing of the electric field 225.

誘導信号生成部２２の電界誘導部２２１は、所定の電圧を出力する誘導電圧発生回路２２２と、誘導開始信号発生部２２０からの誘導開始信号Ｓｓの出力に応じて閉状態となる制御スイッチ２２３とから構成される。制御スイッチ２２３の制御端子は誘導開始信号発生部２２０の出力端子に接続され、制御スイッチ２２３の入力端子は誘導電圧発生回路２２２の出力端子に接続され、制御スイッチ２２３の出力端子（誘導信号生成部２２の出力端子）は電界発生部２０の入力端子に接続されている。   The electric field induction unit 221 of the induction signal generation unit 22 includes an induction voltage generation circuit 222 that outputs a predetermined voltage, and a control switch 223 that is closed according to the output of the induction start signal Ss from the induction start signal generation unit 220. Consists of A control terminal of the control switch 223 is connected to an output terminal of the induction start signal generation unit 220, an input terminal of the control switch 223 is connected to an output terminal of the induction voltage generation circuit 222, and an output terminal (induction signal generation unit) of the control switch 223. 22 output terminal) is connected to the input terminal of the electric field generator 20.

図５は、誘導信号生成部２２の初期化部２２４の構成を示すブロック図である。初期化部２２４は、誘導開始信号発生部２２０からの誘導開始信号Ｓｓを反転させる反転回路２２４０と、反転回路２２４０の出力に応じて閉状態となる制御スイッチ２２４１とから構成される。制御スイッチ２２４１の制御端子は反転回路２２４０の出力端子に接続され、制御スイッチ２２４１の入力端子には第１の共通電位（接地電位）が与えられ、制御スイッチ２２４１の出力端子（初期化部２２４の出力端子）は電界発生部２０の入力端子に接続されている。反転回路２２４０が誘導開始信号Ｓｓを反転させて制御スイッチ２２４１に入力するため、誘導開始信号Ｓｓが出力されていないときに制御スイッチ２２４１は閉状態となり、初期化部２２４の出力端子は第１の共通電位となっている。   FIG. 5 is a block diagram illustrating a configuration of the initialization unit 224 of the guidance signal generation unit 22. The initialization unit 224 includes an inversion circuit 2240 that inverts the induction start signal Ss from the induction start signal generation unit 220 and a control switch 2241 that is closed according to the output of the inversion circuit 2240. The control terminal of the control switch 2241 is connected to the output terminal of the inverting circuit 2240, the first common potential (ground potential) is applied to the input terminal of the control switch 2241, and the output terminal of the control switch 2241 (of the initialization unit 224). Output terminal) is connected to the input terminal of the electric field generator 20. Since the inverting circuit 2240 inverts the guidance start signal Ss and inputs it to the control switch 2241, the control switch 2241 is closed when the guidance start signal Ss is not output, and the output terminal of the initialization unit 224 is the first terminal. Common potential.

誘導信号生成部２２の位相比較基準信号発生部２２５は、電界の発生開始タイミング（誘導開始信号Ｓｓが出力されるタイミング）と同期した位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆを発生する。位相比較基準信号発生部２２５としては、一般的なパルス発生回路を用いればよい。   The phase comparison reference signal generation unit 225 of the induction signal generation unit 22 generates a phase comparison reference signal Spref that is synchronized with the generation start timing of the electric field (timing at which the induction start signal Ss is output). As the phase comparison reference signal generation unit 225, a general pulse generation circuit may be used.

図４に示すように、容量情報抽出部２３は、所定の電位の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆを発生する電位比較基準信号発生部２３０と、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとを比較する電位比較部２３１と、電位比較部２３１から出力された検出信号Ｓｅと位相比較基準信号発生部２２５から出力された位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆの位相を比較する位相比較部２３２とから構成されている。   As shown in FIG. 4, the capacitance information extraction unit 23 compares the potential comparison reference signal generation unit 230 that generates the potential comparison reference signal Svref with a predetermined potential, and the potential comparison that compares the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref. 231 and a phase comparison unit 232 that compares the phase of the detection signal Se output from the potential comparison unit 231 and the phase comparison reference signal Spref output from the phase comparison reference signal generation unit 225.

電位比較部２３１は、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとを比較して、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとの電位差を増幅した検出信号Ｓｅを出力する。電位比較基準信号発生部２３０としては、一般的な参照電圧発生回路を用いればよく、電位比較部２３１としては、一般的な差動増幅回路を用いればよい。
位相比較部２３２は、検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆの位相を比較して、検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出する。位相比較部２３２の具体例としては、一般的な排他的論理和回路等を用いればよい。 The potential comparison unit 231 compares the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref, and outputs a detection signal Se obtained by amplifying the potential difference between the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref. A general reference voltage generation circuit may be used as the potential comparison reference signal generation unit 230, and a general differential amplifier circuit may be used as the potential comparison unit 231.
The phase comparison unit 232 compares the phases of the detection signal Se and the phase comparison reference signal Spref, and extracts the phase difference between the detection signal Se and the phase comparison reference signal Spref as the information signal Si. As a specific example of the phase comparison unit 232, a general exclusive OR circuit or the like may be used.

図４に示すように、出力調整部２４は、情報信号Ｓｉのパルス幅を積分してアナログ電圧Ｓａｎを出力するパルス積分部２４０と、パルス積分部２４０から出力されたアナログ電圧Ｓａｎを情報処理が容易なディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部２４１とから構成される。   As shown in FIG. 4, the output adjustment unit 24 integrates the pulse width of the information signal Si and outputs an analog voltage San, and the information processing unit processes the analog voltage San output from the pulse integration unit 240. An A / D converter 241 that converts the signal into an easy digital signal is included.

パルス積分部２４０の具体例を図６に示す。パルス積分部２４０は、定電流源２４００と、制御スイッチ２４０１と、蓄積容量Ｃａとから構成される。定電流源２４００の入力端子には第２の共通電位（電源電位）が与えられ、定電流源２４００の出力端子は制御スイッチ２４０１の入力端子に接続されている。制御スイッチ２４０１の制御端子（パルス積分部２４０の入力端子）には情報信号Ｓｉが入力され、制御スイッチ２４０１の出力端子は蓄積容量Ｃａの入力端子に接続され、蓄積容量Ｃａの出力端子には第１の共通電位が与えられる。そして、制御スイッチ２４０１の出力端子と蓄積容量Ｃａの入力端子との接続点がパルス積分部２４０の出力端子としてＡ／Ｄ変換部２４１の入力端子に接続されている。情報信号Ｓｉのパルスが制御スイッチ２４０１の制御端子に入力されると、制御スイッチ２４０１がオンし、定電流源２４００から蓄積容量Ｃａに電荷が注入される。これにより、情報信号Ｓｉのパルスの幅が積分されることになる。   A specific example of the pulse integrator 240 is shown in FIG. The pulse integration unit 240 includes a constant current source 2400, a control switch 2401, and a storage capacitor Ca. A second common potential (power supply potential) is applied to the input terminal of the constant current source 2400, and the output terminal of the constant current source 2400 is connected to the input terminal of the control switch 2401. An information signal Si is input to the control terminal of the control switch 2401 (the input terminal of the pulse integrator 240), the output terminal of the control switch 2401 is connected to the input terminal of the storage capacitor Ca, and the output terminal of the storage capacitor Ca is the second terminal. 1 common potential is applied. A connection point between the output terminal of the control switch 2401 and the input terminal of the storage capacitor Ca is connected to the input terminal of the A / D converter 241 as the output terminal of the pulse integrator 240. When the pulse of the information signal Si is input to the control terminal of the control switch 2401, the control switch 2401 is turned on, and charges are injected from the constant current source 2400 into the storage capacitor Ca. As a result, the pulse width of the information signal Si is integrated.

図７は、本実施の形態の誘導信号生成部２２における各部の信号波形を示す図である。図７（ａ）に示すように誘導開始信号Ｓｓがロウレベルからハイレベルに遷移すると、初期化部２２４の制御スイッチ２２４１がオンからオフに変化し、初期化部２２４の出力端子は高インピーダンス状態となる。一方、誘導開始信号Ｓｓがロウレベルからハイレベルに遷移すると、電界誘導部２２１の制御スイッチ２２３がオン状態となる。その結果、誘導電圧発生回路２２２から出力される電圧が誘導信号Ｓｄとして電界発生部２０に印加され、容量検出が開始される。   FIG. 7 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22 according to the present embodiment. As shown in FIG. 7A, when the induction start signal Ss transitions from the low level to the high level, the control switch 2241 of the initialization unit 224 changes from on to off, and the output terminal of the initialization unit 224 is in the high impedance state. Become. On the other hand, when the induction start signal Ss transits from the low level to the high level, the control switch 223 of the electric field induction unit 221 is turned on. As a result, the voltage output from the induction voltage generation circuit 222 is applied to the electric field generation unit 20 as the induction signal Sd, and capacitance detection is started.

このとき、誘導信号Ｓｄは、図７（ｂ）に示すように次第に上昇して、一定の誘導電位（誘導電圧発生回路２２２の出力電位）に落ち着く。この誘導電位は、第１の共通電位（例えば接地電位）と第２の共通電位（例えば電源電位）との中間の電位に設定される。
電界発生部２０が備える容量素子Ｃｓｔｄは、検出電極１５に発生する寄生容量Ｃｐと同程度の大きさに設定される。誘導信号Ｓｄの印加で発生した電界により、容量可変構造体１０の検出電極１５に、形状可変構造体１の可動部材１２の変位に対応した電荷が誘起される。このとき、検出電極１５に発生する容量信号Ｓｃａｐは、容量可変構造体１０の容量Ｃｓと寄生容量Ｃｐとが足し合わされた容量（Ｃｓ＋Ｃｐ）と、電界発生部２０の容量Ｃｓｔｄとで誘導信号Ｓｄを分圧した電位となる。したがって、容量信号Ｓｃａｐは、容量可変構造体１０の容量Ｃｓが大きいほど、第１の共通電位側に降下することになる。 At this time, the induction signal Sd gradually rises as shown in FIG. 7B and settles to a constant induction potential (the output potential of the induction voltage generation circuit 222). This induced potential is set to an intermediate potential between the first common potential (for example, ground potential) and the second common potential (for example, power supply potential).
The capacitive element Cstd provided in the electric field generation unit 20 is set to a size that is approximately the same as the parasitic capacitance Cp generated in the detection electrode 15. Due to the electric field generated by applying the induction signal Sd, a charge corresponding to the displacement of the movable member 12 of the variable shape structure 1 is induced in the detection electrode 15 of the variable capacity structure 10. At this time, the capacitance signal Scap generated at the detection electrode 15 is obtained by using the capacitance (Cs + Cp) obtained by adding the capacitance Cs of the capacitance variable structure 10 and the parasitic capacitance Cp, and the capacitance Cstd of the electric field generation unit 20 as the induction signal Sd It becomes a divided potential. Therefore, the capacitance signal Scap decreases toward the first common potential side as the capacitance Cs of the capacitance variable structure 10 increases.

図８は、誘導信号生成部２２と容量情報抽出部２３における各部の信号波形を示す図である。図８（ａ）に示すように、容量信号Ｓｃａｐについては、容量Ｃｓが最小値をとる場合と最大値をとる場合の両方を示した。本実施の形態の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆは、容量信号Ｓｃａｐの傾きが小さくなる電位に設定される。より具体的には、容量Ｃｓが最大値をとる場合の容量信号Ｓｃａｐの飽和電位よりも若干低い電位が好ましい。その理由は、電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆが飽和電位に近い方が、容量Ｃｓの検出感度を大きくできるからである。   FIG. 8 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22 and the capacity information extraction unit 23. As shown in FIG. 8A, the capacitance signal Scap shows both the case where the capacitance Cs takes the minimum value and the case where the capacitance Cs takes the maximum value. The potential comparison reference signal Svref of the present embodiment is set to a potential at which the slope of the capacitance signal Scap becomes small. More specifically, a potential slightly lower than the saturation potential of the capacitance signal Scap when the capacitance Cs takes the maximum value is preferable. This is because the detection sensitivity of the capacitor Cs can be increased when the potential comparison reference signal Svref is closer to the saturation potential.

容量情報抽出部２３の電位比較部２３１は、容量信号Ｓｃａｐと電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆとの電位差を増幅した矩形波状の検出信号Ｓｅを出力する（図８（ｂ））。したがって、容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化は、検出信号Ｓｅが遷移する時刻（図８（ｂ）の例では検出信号Ｓｅがローレベルからハイレベルに立ち上がる時刻）の変化に変換され、容量Ｃｓが大きいほど検出信号Ｓｅが遷移するまでの時間が長くなる。   The potential comparison unit 231 of the capacitance information extraction unit 23 outputs a rectangular wave detection signal Se obtained by amplifying the potential difference between the capacitance signal Scap and the potential comparison reference signal Svref (FIG. 8B). Therefore, the change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs is converted into a change in the time when the detection signal Se transitions (in the example of FIG. 8B, the time when the detection signal Se rises from the low level to the high level). The larger it is, the longer the time until the detection signal Se transitions.

一方、位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆは、電界発生部２０による電界の発生開始タイミングと同期しているので、容量信号Ｓｃａｐの傾きが小さくなる前に位相比較基準信号発生部２２５から出力される（図８（ｃ）の例では、ハイレベルに遷移する）。
そして、検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとの排他的論理和処理を位相比較部２３２で行うことにより、検出信号Ｓｅと位相比較基準信号Ｓｐｒｅｆとの位相差を情報信号Ｓｉとして抽出することができる。こうして、容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化は、情報信号Ｓｉのパルス幅ｔｗｉｄｔｈの変化に変換され、図８（ｄ）に示すように容量Ｃｓが大きいほどパルス幅ｔｗｉｄｔｈが大きくなる。 On the other hand, since the phase comparison reference signal Spref is synchronized with the electric field generation start timing by the electric field generation unit 20, it is output from the phase comparison reference signal generation unit 225 before the slope of the capacitance signal Scap becomes small (FIG. 8). In the example of (c), transition to high level).
The phase difference between the detection signal Se and the phase comparison reference signal Spref can be extracted as the information signal Si by performing an exclusive OR process on the detection signal Se and the phase comparison reference signal Spref in the phase comparison unit 232. it can. Thus, the change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs is converted into the change in the pulse width twidth of the information signal Si. As shown in FIG. 8D, the pulse width twidth increases as the capacitance Cs increases.

図９は、誘導信号生成部２２と容量情報抽出部２３と出力調整部２４における各部の信号波形を示す図である。図７で説明したとおり、図９（ａ）に示す誘導開始信号Ｓｓに同期して図９（ｂ）のような容量信号Ｓｃａｐが出力される。容量情報抽出部２３は、図９（ｃ）に示すように容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりと立ち下がりにおいて、容量の情報を含む情報信号Ｓｉを出力する。出力調整部２４のパルス積分部２４０は、情報信号Ｓｉを積分して図９（ｄ）のようなアナログ電圧Ｓａｎを出力する。Ａ／Ｄ変換部２４１は、任意の時刻においてアナログ電圧Ｓａｎをディジタル信号に変換し、出力信号Ｓｏとして出力する。こうして、図９（ｅ）に示すように、容量可変構造体１０の容量Ｃｓに相関した出力信号Ｓｏが得られる。なお、図９（ｅ）では、記載を容易にするため、出力信号Ｓｏをアナログで表記している。   FIG. 9 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22, the capacity information extraction unit 23, and the output adjustment unit 24. As described with reference to FIG. 7, the capacitance signal Scap as illustrated in FIG. 9B is output in synchronization with the guidance start signal Ss illustrated in FIG. As shown in FIG. 9C, the capacity information extraction unit 23 outputs an information signal Si including capacity information at the rise and fall of the capacity signal Scap. The pulse integration unit 240 of the output adjustment unit 24 integrates the information signal Si and outputs an analog voltage San as shown in FIG. The A / D converter 241 converts the analog voltage San into a digital signal at an arbitrary time and outputs it as an output signal So. In this way, an output signal So correlated with the capacitance Cs of the variable capacitance structure 10 is obtained as shown in FIG. In FIG. 9 (e), the output signal So is expressed in analog for easy description.

以上のように、本実施の形態の電子部品装置は、電界発生部２０を通して誘導信号を検出電極１５に印加するため、図１７、図１８に示したセンサのような演算増幅器のフィードバック制御を必要とせず、誘導信号を印加するステップと情報信号をディジタル信号に変換するステップの２回の制御ステップだけで容量可変構造体１０の容量Ｃｓを高速に検出することができ、形状可変構造体１の変位を高速に検出することができる。また、本実施の形態では、電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆを容量信号Ｓｃａｐの傾きが小さくなる電位に設定して、この電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆを閾値として、容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化を時間変化として検出するため、容量可変構造体１０の容量Ｃｓが寄生容量Ｃｐに比べて小さい場合でも、容量Ｃｓを検出することができる。   As described above, the electronic component device according to the present embodiment applies an induction signal to the detection electrode 15 through the electric field generation unit 20, and therefore needs feedback control of an operational amplifier such as the sensor shown in FIGS. Instead, the capacitance Cs of the variable capacitance structure 10 can be detected at high speed only by two control steps of applying the induction signal and converting the information signal into a digital signal. Displacement can be detected at high speed. In the present embodiment, the potential comparison reference signal Svref is set to a potential at which the slope of the capacitance signal Scap becomes small, the potential comparison reference signal Svref is set as a threshold, and the change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs is taken as a time change. Therefore, even when the capacitance Cs of the variable capacitance structure 10 is smaller than the parasitic capacitance Cp, the capacitance Cs can be detected.

また、本実施の形態では、容量検出に必要な制御スイッチは電界発生部２０に誘導信号Ｓｄを印加するか否かを決める制御スイッチ２２３の１つだけでよいので、検出精度の劣化を抑えることができる。誘導開始信号Ｓｓがハイレベルのとき、初期化部２２４の制御スイッチ２２４１は、オフ状態のため、容量検出の精度には影響を与えない。また、本実施の形態では、容量可変構造体１０の出力端子は１つでよい。その結果、本実施の形態を光スイッチに適用する場合でも、新たに端子を取り出す必要がなく、プロセス工程が増加することがなくなる。また、本実施の形態では、パルス積分部２４０により情報信号Ｓｉの複数のパルスを積分するため、容量検出の精度を高めることができる。   Further, in the present embodiment, only one control switch 223 that determines whether or not to apply the induction signal Sd to the electric field generation unit 20 is necessary for the capacitance detection, so that deterioration in detection accuracy is suppressed. Can do. When the guidance start signal Ss is at a high level, the control switch 2241 of the initialization unit 224 is in an off state, and thus does not affect the accuracy of capacitance detection. In the present embodiment, the capacity variable structure 10 may have one output terminal. As a result, even when the present embodiment is applied to an optical switch, there is no need to newly take out a terminal and the number of process steps is not increased. In the present embodiment, since the plurality of pulses of the information signal Si are integrated by the pulse integrator 240, the accuracy of capacitance detection can be improved.

なお、図７、図８では、各信号を第１の共通電位（接地電位）から遷移させているが、各信号を第２の共通電位（電源電位）から遷移させるようにしてもよい。同様に、図９についても、各信号の極性を反転させた波形を用いてよい。   7 and 8, each signal is transitioned from the first common potential (ground potential), but each signal may be transitioned from the second common potential (power supply potential). Similarly, in FIG. 9, a waveform obtained by inverting the polarity of each signal may be used.

［第２の実施の形態］
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。本実施の形態の電子部品装置は、構造変位検出ユニット２の構造変位検出回路２１が備える容量情報抽出部の構成が第１の実施の形態と異なる。
図１０は本実施の形態の容量情報抽出部２３ａの構成を示すブロック図であり、図４と同一の構成には同一の符号を付してある。容量情報抽出部２３ａは、電位比較部２３１と、位相比較部２３２と、第１の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ１を発生する第１の電位比較基準信号発生部２３３と、第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２を発生する第２の電位比較基準信号発生部２３４と、第１の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ１と第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２のうちいずれか一方を選択して出力するセレクタ２３５とから構成される。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described. The electronic component device according to the present embodiment is different from the first embodiment in the configuration of the capacitance information extraction unit provided in the structural displacement detection circuit 21 of the structural displacement detection unit 2.
FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the capacity information extraction unit 23a of the present embodiment. The same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals. The capacitance information extraction unit 23a includes a potential comparison unit 231, a phase comparison unit 232, a first potential comparison reference signal generation unit 233 that generates a first potential comparison reference signal Svref1, and a second potential comparison reference signal Svref2. And a selector 235 that selects and outputs one of the first potential comparison reference signal Svref1 and the second potential comparison reference signal Svref2. .

図１１は、本実施の形態の誘導信号生成部２２と容量情報抽出部２３ａと出力調整部２４における各部の信号波形を示す図である。第１の実施の形態と同様に、容量情報抽出部２３ａは、容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりと立ち下がりにおいて情報信号Ｓｉを出力する（図１１（ｃ））。本実施の形態では、セレクタ２３５は、容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりにおいては第１の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ１を選択して出力し、容量信号Ｓｃａｐの立ち下がりにおいては第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２を選択して出力する。このような選択動作をするためには、セレクタ２３５は、誘導開始信号Ｓｓが立ち上がった後は第１の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ１を選択し、誘導開始信号Ｓｓが立ち下がった後は第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２を選択すればよい。   FIG. 11 is a diagram illustrating signal waveforms of respective units in the induction signal generation unit 22, the capacity information extraction unit 23a, and the output adjustment unit 24 according to the present embodiment. Similar to the first embodiment, the capacitance information extraction unit 23a outputs the information signal Si at the rise and fall of the capacitance signal Scap (FIG. 11 (c)). In the present embodiment, the selector 235 selects and outputs the first potential comparison reference signal Svref1 at the rise of the capacitance signal Scap, and selects the second potential comparison reference signal Svref2 at the fall of the capacitance signal Scap. And output. In order to perform such a selection operation, the selector 235 selects the first potential comparison reference signal Svref1 after the induction start signal Ss rises, and the second potential after the induction start signal Ss falls. The comparison reference signal Svref2 may be selected.

このように、本実施の形態では、容量Ｃｓによる容量信号Ｓｃａｐの変化を検出するための論理閾値を、容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりと立ち下がりで異なる値とする。第１の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ１の電位は、第１の実施の形態で説明した電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆと同じでよい。第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２の電位は、第１の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ１よりも低い電位に設定される。より具体的には、容量信号Ｓｃａｐの傾きの絶対値が小さくなる電位に設定される。第２の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ２の電位を第１の電位比較基準信号Ｓｖｒｅｆ１より低くすることで、容量信号Ｓｃａｐの立ち下がりで発生する情報信号Ｓｉの、容量Ｃｓに応じたパルス幅の変化を大きくすることができる。   Thus, in the present embodiment, the logical threshold value for detecting the change in the capacitance signal Scap due to the capacitance Cs is set to a different value between the rising edge and the falling edge of the capacitance signal Scap. The potential of the first potential comparison reference signal Svref1 may be the same as the potential comparison reference signal Svref described in the first embodiment. The potential of the second potential comparison reference signal Svref2 is set to a potential lower than that of the first potential comparison reference signal Svref1. More specifically, it is set to a potential at which the absolute value of the slope of the capacitance signal Scap is reduced. By making the potential of the second potential comparison reference signal Svref2 lower than that of the first potential comparison reference signal Svref1, the change in pulse width corresponding to the capacitance Cs of the information signal Si generated at the falling edge of the capacitance signal Scap is increased. can do.

第１の実施の形態では、容量信号Ｓｃａｐの立ち上がり時に比べて、容量信号Ｓｃａｐの立ち下がりで発生する情報信号Ｓｉの、容量Ｃｓに応じたパルス幅の変化が小さい。これに対して、本実施の形態では、容量信号Ｓｃａｐの立ち下がりで発生する情報信号Ｓｉの、容量Ｃｓに応じたパルス幅の変化を大きくすることができるので、第１の実施の形態と比べて、容量検出の精度を高めることができる。
なお、第１の実施の形態と同様に、図１１についても、各信号の極性を反転させた波形を用いてよい。 In the first embodiment, the change in pulse width according to the capacitance Cs of the information signal Si generated at the falling edge of the capacitance signal Scap is smaller than that at the rising edge of the capacitance signal Scap. On the other hand, in the present embodiment, the change in the pulse width according to the capacitance Cs of the information signal Si generated at the falling edge of the capacitance signal Scap can be increased, so that it is compared with the first embodiment. Thus, the accuracy of capacity detection can be increased.
As in the first embodiment, a waveform in which the polarity of each signal is inverted may be used in FIG.

［第３の実施の形態］
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。図１２は、本発明の第３の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニット２の具体例を示すブロック図であり、図４と同一の構成には同一の符号を付してある。本実施の形態の電子部品装置は、第１の実施の形態の誘導信号生成部２２の代わりに誘導信号生成部２２ａを用い、出力調整部２４の代わりに出力調整部２４ａを用いるものである。誘導信号生成部２２ａは、誘導信号生成部２２の構成にパルス選択信号発生部２２６を追加したものであり、出力調整部２４ａは、出力調整部２４の構成にパルス選択部２４２を追加したものである。 [Third Embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. FIG. 12 is a block diagram showing a specific example of the structural displacement detection unit 2 in the electronic component device according to the third embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals. The electronic component device of the present embodiment uses an induction signal generation unit 22a instead of the induction signal generation unit 22 of the first embodiment, and uses an output adjustment unit 24a instead of the output adjustment unit 24. The induction signal generation unit 22 a is obtained by adding a pulse selection signal generation unit 226 to the configuration of the induction signal generation unit 22, and the output adjustment unit 24 a is obtained by adding a pulse selection unit 242 to the configuration of the output adjustment unit 24. is there.

図１３は、本実施の形態の誘導信号生成部２２ａと容量情報抽出部２３と出力調整部２４ａにおける各部の信号波形を示す図である。第１の実施の形態で説明したとおり、容量情報抽出部２３は、図１３（ａ）に示す容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりと立ち下がりにおいて情報信号Ｓｉを出力する（図１３（ｂ））。
出力調整部２４ａのパルス選択部２４２は、誘導信号生成部２２ａのパルス選択信号発生部２２６から出力されるパルス選択信号Ｓｓｅｌに応じて情報信号Ｓｉを選択的に出力する。パルス選択信号発生部２２６は、パルス選択部２４２に対して容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりで発生する情報信号Ｓｉの選択出力を許可し、容量信号Ｓｃａｐの立ち下がりで発生する情報信号Ｓｉの選択出力を不許可とするパルス選択信号Ｓｓｅｌを出力する（図１３（ｃ））。 FIG. 13 is a diagram illustrating signal waveforms of respective parts in the induction signal generation unit 22a, the capacity information extraction unit 23, and the output adjustment unit 24a according to the present embodiment. As described in the first embodiment, the capacitance information extraction unit 23 outputs the information signal Si at the rise and fall of the capacitance signal Scap shown in FIG. 13A (FIG. 13B).
The pulse selection unit 242 of the output adjustment unit 24a selectively outputs the information signal Si according to the pulse selection signal Ssel output from the pulse selection signal generation unit 226 of the induction signal generation unit 22a. The pulse selection signal generation unit 226 permits the pulse selection unit 242 to select and output the information signal Si generated at the rising edge of the capacitance signal Scap, and disables the selection output of the information signal Si generated at the falling edge of the capacitance signal Scap. A pulse selection signal Ssel to be permitted is output (FIG. 13C).

したがって、パルス選択部２４２は、容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりで発生する情報信号Ｓｉのみを情報信号Ｓｉ’として出力する（図１３（ｄ））。パルス選択部２４２としては、２入力のＮＡＮＤ回路等を用いればよい。容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりで発生する情報信号Ｓｉのみをパルス積分部２４０で積分すると、図１３（ｅ）のようなアナログ電圧Ｓａｎが得られる。   Therefore, the pulse selection unit 242 outputs only the information signal Si generated at the rising edge of the capacitance signal Scap as the information signal Si ′ (FIG. 13 (d)). As the pulse selection unit 242, a 2-input NAND circuit or the like may be used. When only the information signal Si generated at the rising edge of the capacitance signal Scap is integrated by the pulse integrator 240, an analog voltage San as shown in FIG. 13E is obtained.

第２の実施の形態で説明したとおり、容量信号Ｓｃａｐの立ち上がり時に比べて、容量信号Ｓｃａｐの立ち下がりで発生する情報信号Ｓｉは、容量Ｃｓに応じたパルス幅の変化が小さいため、Ｓ／Ｎ比が小さくなる。
本実施の形態では、容量信号Ｓｃａｐの立ち下がりで発生する情報信号Ｓｉを除去し、容量信号Ｓｃａｐの立ち上がりで発生する情報信号Ｓｉのみを積分するため、第１の実施の形態と比べて、容量検出の精度を高めることができる。
なお、第１の実施の形態と同様に、図１３についても、各信号の極性を反転させた波形を用いてよい。 As described in the second embodiment, the information signal Si generated at the falling edge of the capacitance signal Scap has a smaller change in pulse width corresponding to the capacitance Cs than the rising edge of the capacitance signal Scap. The ratio becomes smaller.
In the present embodiment, since the information signal Si generated at the falling edge of the capacitance signal Scap is removed and only the information signal Si generated at the rising edge of the capacitance signal Scap is integrated, the capacitance is compared with the first embodiment. The accuracy of detection can be increased.
As in the first embodiment, a waveform obtained by inverting the polarity of each signal may be used in FIG.

［第４の実施の形態］
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。本実施の形態の電子部品装置は、電界発生部の構成が第１〜第３の実施の形態と異なる。本実施の形態の容量可変構造体１０と電界発生部２０ａの具体例を図１４に示す。第１〜第３の実施の形態と同様に、容量可変構造体１０は、可動部材１２と検出電極（以下、第１の検出電極と呼ぶ）１５とから構成される。電界発生部２０ａは、第１の検出電極１５と対向するように基板１１中に配置された第２の検出電極２５から構成される。 [Fourth Embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described. The electronic component device of the present embodiment is different from the first to third embodiments in the configuration of the electric field generator. Specific examples of the variable capacitance structure 10 and the electric field generator 20a of the present embodiment are shown in FIG. Similar to the first to third embodiments, the variable capacitance structure 10 includes a movable member 12 and a detection electrode (hereinafter referred to as a first detection electrode) 15. The electric field generator 20 a is configured by a second detection electrode 25 disposed in the substrate 11 so as to face the first detection electrode 15.

図１５は、容量可変構造体１０と電界発生部２０ａとの接続関係及びこれらに生じる容量を示す図である。第１〜第３の実施の形態では、容量可変構造体１０の出力端子（第１の検出電極１５）と電界発生部２０の出力端子とを接続していたが、本実施の形態では、これらを接続することなく、電界発生部２０ａの第２の検出電極２５を第１の検出電極１５と対向させて配置する。   FIG. 15 is a diagram illustrating a connection relationship between the variable capacitance structure 10 and the electric field generation unit 20a and the capacitance generated in these. In the first to third embodiments, the output terminal (first detection electrode 15) of the variable capacitance structure 10 and the output terminal of the electric field generating unit 20 are connected. The second detection electrode 25 of the electric field generating unit 20a is arranged to face the first detection electrode 15 without connecting them.

第１〜第３の実施の形態と同様に、容量可変構造体１０には形状可変構造体１の可動部材１２の変位により変化する容量Ｃｓが可動部材１２と第１の検出電極１５との間に形成される。一方、第１の検出電極１５と第２の検出電極２５との間には容量Ｃｓｔｄが発生し、第２の検出電極２５と第１の共通電位（接地電位）との間には寄生容量Ｃｐが発生する。本実施の形態では、第１の検出電極１５と第２の検出電極２５との間に容量Ｃｓｔｄを発生させることにより、第１の検出電極１５と第１の共通電位との間には寄生容量は発生しない。この寄生容量が発生しないという効果をより確実にするため、第２の検出電極２５の面積を第１の検出電極１５と同じにするか、若しくは第１の検出電極１５よりも大きくすることが好ましい。   Similar to the first to third embodiments, the capacitance variable structure 10 has a capacitance Cs that changes due to the displacement of the movable member 12 of the variable shape structure 1 between the movable member 12 and the first detection electrode 15. Formed. On the other hand, a capacitance Cstd is generated between the first detection electrode 15 and the second detection electrode 25, and a parasitic capacitance Cp is generated between the second detection electrode 25 and the first common potential (ground potential). Will occur. In the present embodiment, by generating a capacitance Cstd between the first detection electrode 15 and the second detection electrode 25, a parasitic capacitance is generated between the first detection electrode 15 and the first common potential. Does not occur. In order to ensure the effect that the parasitic capacitance is not generated, it is preferable that the area of the second detection electrode 25 is the same as that of the first detection electrode 15 or larger than that of the first detection electrode 15. .

電界発生部２０ａの第２の検出電極２５には構造変位検出回路２１から誘導信号Ｓｄが入力され、第１の検出電極１５から出力された容量信号Ｓｃａｐが構造変位検出回路２１に入力される。構造変位検出回路２１の構成としては第１の実施の形態で説明した構成を用いてもよいし、第２の実施の形態で説明した構成を用いてもよいし、第３の実施の形態で説明した構成を用いてもよい。   The induction signal Sd is input from the structural displacement detection circuit 21 to the second detection electrode 25 of the electric field generating unit 20a, and the capacitance signal Scap output from the first detection electrode 15 is input to the structural displacement detection circuit 21. As the configuration of the structural displacement detection circuit 21, the configuration described in the first embodiment may be used, the configuration described in the second embodiment may be used, or in the third embodiment. The described configuration may be used.

本実施の形態では、第１の検出電極１５に対向して第２の検出電極２５を配置することにより、第１の検出電極１５に寄生容量が発生しないようにすることができるので、容量Ｃｓの変化による容量信号Ｓｃａｐの変化を大きくすることができ、第１の実施の形態と比べて、容量検出の感度を大きくすることができる。   In the present embodiment, by disposing the second detection electrode 25 so as to face the first detection electrode 15, it is possible to prevent the first detection electrode 15 from generating a parasitic capacitance. The change of the capacitance signal Scap due to the change of can be increased, and the sensitivity of the capacitance detection can be increased as compared with the first embodiment.

本発明は、光スイッチや加速度センサに代表されるＭＥＭＳデバイスに適用することができる。   The present invention can be applied to MEMS devices represented by optical switches and acceleration sensors.

本発明の第１の実施の形態となる電子部品装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the electronic component apparatus used as the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態における形状可変構造体の構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the shape variable structure in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態における容量可変構造体と電界発生部の具体例を示す図である。It is a figure which shows the specific example of the capacity | capacitance variable structure in the 1st Embodiment of this invention, and an electric field generation | occurrence | production part. 本発明の第１の実施の形態における構造変位検出回路の具体例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific example of the structural displacement detection circuit in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態の誘導信号生成部が備える初期化部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the initialization part with which the induction | guidance | derivation signal generation part of the 1st Embodiment of this invention is provided. 本発明の第１の実施の形態の出力調整部が備えるパルス積分部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pulse integration part with which the output adjustment part of the 1st Embodiment of this invention is provided. 本発明の第１の実施の形態の誘導信号生成部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal generation part of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態の誘導信号生成部と容量情報抽出部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal production | generation part and capacity | capacitance information extraction part of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施の形態の誘導信号生成部と容量情報抽出部と出力調整部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal production | generation part of the 1st Embodiment of this invention, a capacity | capacitance information extraction part, and an output adjustment part. 本発明の第２の実施の形態における構造変位検出回路の容量情報抽出部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the capacity | capacitance information extraction part of the structural displacement detection circuit in the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施の形態の誘導信号生成部と容量情報抽出部と出力調整部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal production | generation part of the 2nd Embodiment of this invention, a capacity | capacitance information extraction part, and an output adjustment part. 本発明の第３の実施の形態の電子部品装置における構造変位検出ユニットの具体例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the specific example of the structural displacement detection unit in the electronic component apparatus of the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施の形態の誘導信号生成部と容量情報抽出部と出力調整部における各部の信号波形を示す図である。It is a figure which shows the signal waveform of each part in the induction | guidance | derivation signal production | generation part of the 3rd Embodiment of this invention, a capacity | capacitance information extraction part, and an output adjustment part. 本発明の第４の実施の形態における容量可変構造体と電界発生部の具体例を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the specific example of the capacity | capacitance variable structure and electric field generation part in the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施の形態における容量可変構造体と電界発生部との接続関係及びこれらに生じる容量を示す図である。It is a figure which shows the connection relation of the capacity | capacitance variable structure and electric field generation | occurrence | production part in the 4th Embodiment of this invention, and the capacity | capacitance which arises in these. ＭＥＭＳ構造体を使用した一般的な電子部品装置の構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the general electronic component apparatus which uses a MEMS structure. 第１の従来例の容量型指紋センサの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the capacitive fingerprint sensor of a 1st prior art example. 第２の従来例の圧力センサの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the pressure sensor of a 2nd prior art example.

符号の説明Explanation of symbols

１…形状可変構造体、２…構造変位検出ユニット、１０…容量可変構造体、１１…基板、１２…可動部材、１３…制御電極、１４…支柱、１５…検出電極、２０、２０ａ…電界発生部、２１…構造変位検出回路、２２、２２ａ…誘導信号生成部、２３、２３ａ…容量情報抽出部、２４、２４ａ…出力調整部、２５…第２の検出電極、２２０…誘導開始信号発生部、２２１…電界誘導部、２２２…誘導電圧発生回路、２２３…制御スイッチ、２２４…初期化部、２２５…位相比較基準信号発生部、２２６…パルス選択信号発生部、２３０…電位比較基準信号発生部、２３１…電位比較部、２３２…位相比較部、２３３…第１の電位比較基準信号発生部、２３４…第２の電位比較基準信号発生部、２３５…セレクタ、２４０…パルス積分部、２４１…Ａ／Ｄ変換部、２４２…パルス選択部。
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Variable shape structure, 2 ... Structural displacement detection unit, 10 ... Capacitance variable structure, 11 ... Substrate, 12 ... Movable member, 13 ... Control electrode, 14 ... Post, 15 ... Detection electrode, 20, 20a ... Electric field generation , 21... Structural displacement detection circuit, 22, 22 a .. Induction signal generation unit, 23, 23 a... Capacitance information extraction unit, 24, 24 a ... Output adjustment unit, 25. 221 ... Electric field induction unit, 222 ... Induction voltage generation circuit, 223 ... Control switch, 224 ... Initialization unit, 225 ... Phase comparison reference signal generation unit, 226 ... Pulse selection signal generation unit, 230 ... Potential comparison reference signal generation unit 231... Potential comparison unit, 232... Phase comparison unit, 233... First potential comparison reference signal generation unit, 234... Second potential comparison reference signal generation unit, 235. ... A / D conversion unit, 242 ... pulse selector.

Claims (8)

入力された制御信号または検出すべき物理量に応じて変位する形状可変構造体と、この形状可変構造体の変位を表す容量を検出する構造変位検出ユニットとを有する電子部品装置において、
前記形状可変構造体は、その変位に応じて容量が変化する容量可変構造体を備え、
前記構造変位検出ユニットは、前記容量可変構造体に電界を発生させる電界発生部と、前記電界発生の基となる誘導信号を前記電界発生部に出力する誘導信号生成部と、前記電界の発生によって前記容量可変構造体の出力端子から出力される容量信号から、前記容量可変構造体の容量を表す情報信号を抽出する容量情報抽出部と、前記情報信号を情報処理可能な形式に変換する出力調整部とを備え、
前記誘導信号生成部は、前記電界の発生開始を指示する誘導開始信号を出力する誘導開始信号発生部と、前記誘導開始信号に応じて前記誘導信号を出力する電界誘導部と、前記誘導開始信号が出力されていないときに前記電界誘導部の出力を所定の電位に設定する初期化部と、前記電界の発生開始タイミングと同期した位相比較基準信号を発生する位相比較基準信号発生部とから構成され、
前記容量情報抽出部は、所定の電位の電位比較基準信号を発生する電位比較基準信号発生部と、前記容量信号と前記電位比較基準信号との電位差を増幅して検出信号として出力する電位比較部と、前記検出信号と前記位相比較基準信号との位相差を前記情報信号として抽出する位相比較部とから構成され、
前記出力調整部は、前記情報信号のパルスの幅を積分するパルス積分部と、このパルス積分部の出力をディジタル信号に変換するＡ／Ｄ変換部とから構成されることを特徴とする電子部品装置。 In an electronic component device having a shape variable structure that is displaced according to an input control signal or a physical quantity to be detected, and a structure displacement detection unit that detects a capacitance representing the displacement of the shape variable structure.
The shape variable structure includes a variable capacity structure whose capacity changes according to the displacement,
The structural displacement detection unit includes an electric field generation unit that generates an electric field in the variable capacitance structure, an induction signal generation unit that outputs an induction signal that is a basis of the electric field generation to the electric field generation unit, and generation of the electric field. A capacity information extraction unit that extracts an information signal representing the capacity of the variable capacity structure from a capacity signal output from the output terminal of the capacity variable structure, and an output adjustment that converts the information signal into a format that can be processed With
The induction signal generation unit includes an induction start signal generation unit that outputs an induction start signal that instructs generation start of the electric field, an electric field induction unit that outputs the induction signal according to the induction start signal, and the induction start signal An initialization unit that sets the output of the electric field induction unit to a predetermined potential when no signal is output, and a phase comparison reference signal generation unit that generates a phase comparison reference signal synchronized with the generation start timing of the electric field And
The capacitance information extraction unit includes a potential comparison reference signal generation unit that generates a potential comparison reference signal having a predetermined potential, and a potential comparison unit that amplifies a potential difference between the capacitance signal and the potential comparison reference signal and outputs the amplified signal as a detection signal. And a phase comparator that extracts a phase difference between the detection signal and the phase comparison reference signal as the information signal,
The output adjustment unit is composed of a pulse integration unit that integrates the pulse width of the information signal, and an A / D conversion unit that converts the output of the pulse integration unit into a digital signal. apparatus. 請求項１に記載の電子部品装置において、
前記電界誘導部は、所定の電圧を出力する誘導電圧発生回路と、制御端子が前記誘導開始信号発生部の出力端子に接続され、入力端子が前記誘導電圧発生回路の出力端子に接続され、出力端子が前記電界発生部の入力端子に接続され、前記誘導開始信号の出力に応じて閉状態となる制御スイッチとから構成されることを特徴とする電子部品装置。 The electronic component device according to claim 1,
The electric field induction unit includes an induction voltage generation circuit that outputs a predetermined voltage, a control terminal connected to an output terminal of the induction start signal generation unit, an input terminal connected to an output terminal of the induction voltage generation circuit, and an output An electronic component device comprising: a control switch that is connected to an input terminal of the electric field generation unit and is closed in response to an output of the induction start signal. 請求項１に記載の電子部品装置において、
前記容量情報抽出部は、前記電位比較基準信号発生部の代わりに、所定の電位の第１の電位比較基準信号を発生する第１の電位比較基準信号発生部と、前記第１の電位比較基準信号と異なる電位の第２の電位比較基準信号を発生する第２の電位比較基準信号発生部と、前記第１の電位比較基準信号と前記第２の電位比較基準信号のうちいずれか一方を選択して出力するセレクタとを備えることを特徴とする電子部品装置。 The electronic component device according to claim 1,
The capacitance information extraction unit includes a first potential comparison reference signal generation unit that generates a first potential comparison reference signal having a predetermined potential, instead of the potential comparison reference signal generation unit, and the first potential comparison reference A second potential comparison reference signal generating unit for generating a second potential comparison reference signal having a potential different from that of the signal, and selecting either the first potential comparison reference signal or the second potential comparison reference signal And a selector for outputting the electronic component device. 請求項１に記載の電子部品装置において、
前記誘導信号生成部は、さらに、前記容量信号の立ち上がりで発生する情報信号の選択出力を許可し、前記容量信号の立ち下がりで発生する情報信号の選択出力を不許可とするパルス選択信号を出力するパルス選択信号発生部を備え、
前記出力調整部は、前記パルス積分部の前に、前記容量情報抽出部から入力される前記情報信号を前記パルス選択信号に応じて選択的に出力するパルス選択部を備えることを特徴とする電子部品装置。 The electronic component device according to claim 1,
The induction signal generation unit further outputs a pulse selection signal that permits selection output of the information signal generated at the rising edge of the capacitance signal and disallows selection output of the information signal generated at the falling edge of the capacitance signal. A pulse selection signal generator that
The output adjustment unit includes a pulse selection unit that selectively outputs the information signal input from the capacitance information extraction unit according to the pulse selection signal before the pulse integration unit. Parts device. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電子部品装置において、
前記容量可変構造体は、前記形状可変構造体の可動部材と、この可動部材と対向して設置された検出電極とから構成されることを特徴とする電子部品装置。 In the electronic component device according to any one of claims 1 to 4,
The capacitance variable structure is composed of a movable member of the variable shape structure and a detection electrode disposed opposite to the movable member. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電子部品装置において、
前記電界発生部は、容量素子から構成されることを特徴とする電子部品装置。 In the electronic component device according to any one of claims 1 to 4,
The electric field generating unit is composed of a capacitive element. 請求項１乃至４のいずれか１項に記載の電子部品装置において、
前記容量可変構造体は、前記形状可変構造体の可動部材と、この可動部材と対向して設置された第１の検出電極とから構成され、
前記電界発生部は、前記第１の検出電極と対向して設置された第２の検出電極から構成されることを特徴とする電子部品装置。 In the electronic component device according to any one of claims 1 to 4,
The variable capacitance structure is composed of a movable member of the variable shape structure, and a first detection electrode installed opposite to the movable member,
The electronic part device is characterized in that the electric field generation unit includes a second detection electrode disposed to face the first detection electrode. 請求項１乃至７のいずれか１項に記載の電子部品装置において、
前記形状可変構造体は、光の経路を変更するマイクロミラーであることを特徴とする電子部品装置。
The electronic component device according to any one of claims 1 to 7,
The electronic component device according to claim 1, wherein the variable shape structure is a micromirror that changes a light path.
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