JP4362711B2

JP4362711B2 - アンバランスダイナミックロード発生器

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Publication number: JP4362711B2
Application number: JP2004008630A
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Inventors: マティエノア
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Description

本発明は、ある一つの面に対して対称的に配置された少なくとも一対の偏心回転質量(eccentric rotating masses)を備えるアンバランスダイナミックロード（動荷重）発生器(unbalance dynamic load generator)に関する。

従来、一対の偏心質量を備えるダイナミックロード発生器として、１９７３年１月２５日に出願された仏国特許番号第２１６９６７２号（ＶＩＢＲＯ−ＶＥＲＫＥＮ）に記載の装置が知られている。

また、２対の回転質量を用いて、本体で発生した振動性の力を相殺(compensate)することを可能にした装置も知られている。このような装置は、具体的には、欧州特許出願番号第３３７０４０号（ＡＬＳＴＨＯＭ）および米国特許第５９０３０７７号（ＭＯＯＧＩｎｃ．）に記載されており、前者には、４つの質量が独立して設けられた装置が記載され、後者には、質量が機械的に結合されて対をなす装置が記載されている。これらの装置では、導入に費用がかさむ連続性センサ(continuous sensors)（アンギュラーコーダまたはシンクロリゾルバ）を用いて、回転質量の周波数および位相のサーボ制御を行っている。

しかしながら、従来の装置では費用が高くつくという問題があった。本発明は、このような問題を鑑みてなされたものであり、コスト性に優れたアンバランスダイナミックロード発生器を提供することを主な目的とする。

本発明によれば、偏心回転質量の角度位置(angular position) を、一回転毎に、一点あるいは数点で検出することによって効果的な制御を行うことが可能である。

本発明によれば、偏心回転質量の角度位置を連続的に測定するために、従来用いられてきたセンサに比べ、非常に安価なポイントセンサ（ホール効果センサ、光学センサなど）などを用いることができる。なお、想定される用途において、このような角度位置の測定は、質量の偏心性によって生じる不規則性のために必要であると考えられる。

本発明のアンバランスダイナミックロード発生器は、所定の周波数を有するプリセット信号の関数として制御モジュールによって生成された少なくとも一つの制御信号によって制御される、面に対して対称である少なくとも一対の偏心回転質量を備えるアンバランスダイナミックロード発生器であって、前記少なくとも一つの質量に対して、前記回転質量が参照角度位置を通過したことを示す位置信号を伝送する参照角度位置センサと、前記位置センサによって伝送された連続的な位置信号から前記質量の回転周期性を計算し、かつ、測定された回転周期性と前記プリセット信号の周期性との差の関数としての前記制御信号を生成する計算回路を有する制御回路とを備えている。

発生器は、前記位置センサによって伝送された信号と前記プリセット信号の参照ポイントとの間の時間ギャップ（または位相誤差）を測定する位相測定回路を備え、前記計算回路は、前記測定された時間ギャップと予め設定された時間ギャップとの差の関数としての制御信号を生成するコレクタモジュールを備えていてもよい。

ある実施形態によれば、前記少なくとも一対の質量は互いに機械的に接続されており、前記一対の質量のうちの一方の質量に関連付けられた単一の参照角度位置センサのみが存在する。

ある実施形態によれば、前記少なくとも一対の質量は機械的に独立しており、発生器は、対をなす質量のそれぞれに対する参照角度位置センサＣとしての手段を実現する。

好適な実施形態によれば、発生器は、クロックによってその値がインクリメントされる時間インジケータとしての手段、および、前記参照角度位置センサが前記位置信号を伝送し、かつ、前記プリセット信号が固有ポイントを通過したときに前記時間インジケータの値を保存するメモリとしての手段を実現する。また、計算回路は、保存された前記時間インジケータの値から、２つの連続的な位置信号を分割する第一の時間、および、２つの連続的な固有ポイントを通過するプリセット信号を分割する第二の時間を計算するエレメントを備え、また、計算回路は、制御信号を生成するために、前記第一の時間と前記第二の時間との差を計算するエレメントを備えていてもよい。

好適には、前記第一の時間と第二の時間との差は、プリセット信号に対応する第二の時間に対して規格化される。この場合、規格化された差は、周波数の相対的な変動に対応し、調節を促進させる。

計算回路は、保存された前記時間インジケータの値を受け取り、かつ、位置センサが前記位置信号を伝送する瞬間と前記プリセット信号が前記固有ポイントを通過する瞬間とを分化することによって決定される測定時間ギャップを生成する計算エレメントをさらに備えていてもよい。

また、好適には、前記測定された時間ギャップは、第二の時間に対して規格化される。

時間インジケータは、周期的に再初期化されるカウンタであってよく、例えば、最大カウントに達する毎にゼロにリセットされる。

発生器は、カウンタ再初期化後ごとの第一の位置信号および再初期化後ごとのプリセット信号の固有ポイントの第一の通過に関して、時間インジケータの保存された値に対して、カウンタのカウントを再初期化するのと同等の値を追加する論理エレメントを備えていてもよい。

ある好適な実施形態において、発生器は、２対の回転質量を有し、プリセット信号は、位相φを調節することにより２対の回転質量の共益作用によって生成される正弦力のモジュールを表す振幅を有しており、対をなす回転質量のうちの一方の対は、プリセット信号に対して位相φの先行を示し、対をなす回転質量のうちの他方の対は、プリセット信号に対して位相φの遅延を示し、計算回路は、一方で回転質量の回転周波数を調節するための第一の制御信号を生成し、他方で位相φを調節するための第二の制御信号を生成する。

他の構造体を用いることなく、構造体Ｓにロード（荷重）を発生させようとする場合において、基本原理は反作用質量(reaction mass)ｍ２に依存する。

構造体と質量ｍ２との間に生じる磁気ロード(magnetic load)Ｕは、構造体に働くＵに関するロードＦｔを生じさせる。ロードＦｔは、式Ｆｔ＝Ｈ・Ｕによって与えられ、ここで、Ｈは、発生器の実装に係る特性によって与えられる伝達関数である。

Ｈ（ｐ）＝ｍ２ｐ²／（ｍ２ｐ²＋Ｋ２）
ここで、Ｋ２は、質量ｍ２と構造体Ｓとの結合剛性(linkage stiffness)を表し、また、ｐ＝ｊωである。

一般的に、質量ｍ２は、電磁気発生器（可変リラクタンスを含む）あるいは動電型発生器(electrodynamic generator)の移動質量からなる。

質量ｍ２および剛性Ｋ２は、その共鳴時における振幅が許容される揺れの限界範囲内に収まるように開発された振動機械系を規定する。

この技術は、電気力学発生器（定常場内におかれたプランジャコイル）とともに一般的に利用されている。

しかしながら、この技術は、高レベルのロードＦｔ（典型的には１ｋＮよりも大きいレベル）を伝えることを必要とする場合には、電気力学発生器に適用することが困難である。なぜなら磁場を生じさせる永久磁石の重さや量を制限することに繋がるからである。

公知の解決方法としては、前述の仏国特許番号第２１６９６７２号、欧州特許出願番号第３３７０４０号、あるいは米国特許第５９０３０７７号などに記載されているアンバランス発生器が挙げられる。

図１は、４つの独立したモジュールＭＯＤ１、ＭＯＤ２、ＭＯＤ３およびＭＯＤ４を備えるシステムを示す。モジュールのそれぞれは、偏心率半径(radius of eccentricity)Ｒだけ中心から偏心した偏心回転質量Ｍを有している。対をなすＭＯＤ１とＭＯＤ２のモジュールの質量および対をなすＭＯＤ３とＭＯＤ４のモジュールの質量はそれぞれ逆向きに回転している。各モジュールＭＯＤ１、ＭＯＤ２、ＭＯＤ３およびＭＯＤ４の軸と質量Ｍの重心のそれぞれとを通る直線によって形成される垂直軸Ｏｚに対する角度を、Θ１、Θ２、Θ３およびΘ４のそれぞれで示し、以下の式で規定する。

Θ１＝Θ＋φ
Θ２＝π−Θ１
Θ１＝Θ−φ
Θ１＝π−Θ３
モジュールＭＯＤ１、ＭＯＤ２は、Ｏｚ軸に沿って、一定振幅の正弦波力 (sinusoidal force)Ｆ_z1を発生させ、また、モジュールＭＯＤ３、ＭＯＤ４は、Ｏｚ軸に沿って、一定振幅の正弦波力(sinusoidal force) Ｆ_z2を発生させる。

これらの２つの力の合力は、振幅Ａを持つ正弦波力Ｆｚであり、この正弦波力Ｆｚは、角度φを用いて以下の式で表すことができる。

ω＝２πｆで、Ｆｚ（ｔ）＝４ｍＲω²ｃｏｓ（Θ（ｔ））ｃｏｓφ
ｆ＝質量の回転周波数
Ａ＝ｍＲω²ｃｏｓφ
このため、ｃｏｓφ（またはφ）が合力Ｆの振幅Ａを決定し、Θ（ｔ）が合力Ｆｚの周波数および位相を決定する。

この系は、概して、Ａｃｏｓ（Θ（ｔ））に比例する正弦シグナルＦｃ（ｔ）で規定される、合力Ｆｚは、この予め設定されたプリセットシグナルと同位相である。

プリセットシグナルがフルスケール（例えばアナログ／デジタルコンバータのフルスケール）で１００％に達したとき、出力される力Ｆｚは、周波数ｆの場合に達成できる最大の力Ｆｍａｘと同等となる。すなわち；
ω＝２πｆで、Ｆｍａｘ＝４ｍＲω²
このときｃｏｓφ＝１、すなわちφ＝０である。

φ＝π／２の場合、力Ｆｚは０である。

φが０〜π／２の場合、力Ｆｚは０からＦｍａｘの間を変化する。

図２に示すように、モジュール数が２つまたは４つのいずれの場合でも、各モジュールは、駆動モータＭＴ、ホイール１、偏心質量Ｍ、およびセンサＣを備える。センサＣは、一回転ごとに質量Ｍの固有位置（例えば垂直（Θ＝０））についての信号を伝送する。

センサＣからの信号は、信号プロセッサＤＳＰの入力へ伝送される。また、信号プロセッサＤＳＰの別の入力は、プリセット信号Ｆｃ（ｔ）を受け取る。プロセッサＤＳＰは、好適には、すべてのモジュールに対して共通に用いられる。ただし、別のプロセッサＤＳＰを、各モジュールまたはモジュールの対に対して割り当ててもよい。

プロセッサＤＳＰは、例えばパルス幅変調された制御信号ＣＳを出力する。この制御信号ＣＳは、電気モータＭＴを動作さえるパワーステージＰＷＲを制御する。

前述の仏国特許番号第２１６９６７２号、欧州特許出願番号第３３７０４０号、あるいは米国特許第５９０３０７７号に記載されている解決方法に関して言えば、シンクロリゾルバ（米国特許第５９０３０７７号）またはアンギュラーコーダ（欧州特許出願番号第３３７０４０号）を用いる位置サーボ制御によって発生する費用は、本発明によれば回避することができる。このように制御することで各モジュールの独自サーボ制御を有利なコストで達成できるため、所望であれば、モジュール間の機械的ドライブの欠陥を排除することができる。例えば、米国特許第５９０３０７７号におけるギアドライブは、ノイズを発生し、また、製作およびメンテナンスにかかるコストがより高くつくが、このような欠陥を排除することができる。

この場合において、アクチュエータは２つまたは４つのモジュールから構成され、これらのモジュールは、機械的観点からいえば、同一設計（等価）でかつ独立である。

機械的に接続された一対またはそれ以上の対をなすモジュールについて、これらの回転を考慮すれば、対をなす偏心質量のうちの一つの偏心質量について単一センサを設け、モジュールの対ごとに単一のサーボ制御ループを設ければ十分である。

また、モジュールは、一つのホイール１、一つの質量Ｍ、一つのセンサＣ、一つのパワーステージ、および一つのモータＭＴのみで構成されていてもよく、プロセッサＤＳＰは、アクチュエータに含まれる種々のモジュールに対して共通であってよい。

図３は、プロセッサＤＳＰの動作を示す模式図である。

プリセット信号Ｆｃ（ｔ）が固有の瞬間を通過した（例えば、上昇する信号が０を通過した）場合、このことは、シュミットトリガ回路を利用して、各周期ごとに検出される。このようにして、プリセット信号についてはイベントＰｉｐＳに対応し、モジュールについてはΘ＝０におけるコマンドに対応するパルスを得ることができる。質量ＭがセンサＣの前を通過するごとに、センサＣは、モジュールＭＯＤ１〜ＭＯＤ４に対するイベントＰｉｐ１〜Ｐｉｐ４に対応するパルスを伝送する。好適には、質量Ｍが垂直位置（Θ＝０）を通過したこと、すなわち、プリセット信号Ｆｃ（ｔ）の固有位置と同一の位置となることが選択される。

サーボ制御システムは、一つ（またはそれ以上の）カウンタを利用する。このカウンタは、イベントＰｉｐＳ、Ｐｉｐ１、Ｐｉｐ２、Ｐｉｐ３およびＰｉｐ４によってプロセッサＤＳＰがインターラプトされることによって読み出され、これらのイベントは、カウンタ値をキャプチャするように機能する。このカウンタは、０から６５５３５までの整数値を周波数Ｆｓ１でスキャンする。値が、最大値Ｌｃｏｕｎｔｅｒ（例えば６５５３６）に達すると、０にリセットされる。

カウンタは、周波数Ｆｓ１でインクリメントされるが、この周波数は、プロセッサの水晶振動子の周波数の約数に設定される。例えば、Ｆｓ１＝３０ＭＨｚ／１２８＝２３４．４ｋＨｚに設定される。

ＰｉｐＳは、プリセット信号専用として用いられる。入力信号が正の傾きを伴って０を通過すると、カウンタのキャプチャ（読み出し）がトリガ（例えばシュミットトリガ回路を用いて）される。この値は、変数キャプチャＳとして保存される。次のキャプチャにおいて、キャプチャＳの値はキャプチャＳｐに保存され（指標シフト）、次に、カウンタ値が変数キャプチャＳに保存される。

Ｐｉｐ１は、モータ１およびそのセンサＣについて専用に用いられる。センサＣによって伝送された信号が０から１にスイッチする時に、カウンタのキャプチャ（読み出し）がトリガされる。この値は、変数キャプチャ１として保存される。次のキャプチャにおいて、キャプチャ１の値はキャプチャ１ｐに保存され（指標シフト）、次に、カウンタの値が変数キャプチャ１に保存され得る（その後も同様の動作が繰り返される）。

Ｐｉｐ２は、モータ２およびそのセンサＣについて専用に用いられる。センサＣの信号が０から１にスイッチする時に、カウンタのキャプチャ（読み出し）がトリガされる。この値は、変数キャプチャ２として保存される。次のキャプチャにおいて、キャプチャ２の値はキャプチャ２ｐに保存され（指標シフト）、次に、カウンタの値が変数キャプチャ２に保存され得る（その後も同様の動作が繰り返される）。

Ｐｉｐ３は、モータ３およびそのセンサＣについて専用に用いられる。センサＣの信号が０から１にスイッチする時に、カウンタのキャプチャ（読み出し）がトリガされる。この値は、変数キャプチャ３として保存される。次のキャプチャにおいて、キャプチャ３の値はキャプチャ３ｐに保存され（指標シフト）、次に、カウンタの値が変数キャプチャ３に保存され得る（その後も同様の動作が繰り返される）。

Ｐｉｐ４は、モータ４およびそのセンサＣについて専用に用いられる。センサＣの信号が０から１にスイッチする時に、カウンタのキャプチャがトリガされる。この値は、変数キャプチャ４として保存される。次のキャプチャにおいて、キャプチャ４の値はキャプチャ４ｐに保存され（指標シフト）、次に、カウンタの値が変数キャプチャ４に保存され得る（その後も同様の動作が繰り返される）。

一回転ごとに更新されるこれらの変数から、一回転ごとに速度誤差または位相誤差が計算される。まず、種々の周期が計算される。
・周期Ｓ＝キャプチャＳ−キャプチャＳｐ
・周期１＝キャプチャ１−キャプチャ１ｐ
・周期２＝キャプチャ２−キャプチャ２ｐ
・周期３＝キャプチャ３−キャプチャ３ｐ
・周期４＝キャプチャ４−キャプチャ４ｐ
・速度誤差１＝（周期１／周期Ｓ）−１
・速度誤差２＝（周期２／周期Ｓ）−１
・速度誤差３＝（周期３／周期Ｓ）−１
・速度誤差４＝（周期４／周期Ｓ）−１
これが、制御信号の周期（周期Ｓ）に関して規格化された速度誤差となる。

規格化されていない誤差は、例えばモジュール１について言うと、（周期１−周期Ｓ）とあらわすことができる（その他のモジュールについても同様）。

また、種々の位相誤差も計算される。
・位相誤差１＝（キャプチャ１−キャプチャＳ）／周期Ｓ
・位相誤差２＝（キャプチャ２−キャプチャＳ）／周期Ｓ
・位相誤差３＝（キャプチャ３−キャプチャＳ）／周期Ｓ
・位相誤差４＝（キャプチャ４−キャプチャＳ）／周期Ｓ
速度誤差信号１〜４は、モジュールそれぞれ（または一対のモジュール）のモータＭＴを直接的に制御することで、質量の回転周波数をプリセット値へと調節することを可能にする。

モジュールのそれぞれに対して、１〜４まで参照される位相誤差信号の値は、プリセット信号の振幅Ｆｃ（ｔ）から計算される位相プリセット値と比較される。

具体的には、上述のように、プリセット信号の振幅は、生成される力Ｆｚの大きさに比例し、この力Ｆｚは位相シフトφに依存している。

この計算の様子を図４ａに示す。

プリセット信号は、その最大振幅Ａ（例えば５Ｖ）が１に対応するように規格化(normed)される。この規格化された振幅ａは、−１と１をピークとしてこれらの間の値をとる。

ここで、ｃ＝ａｂｓ（ａ）（すなわちａの絶対値）とする。

ｃに対してローバスフィルタＬＰＦを適用すると、信号ｃ’が得られ、次に、以下のように計算する。

ｃ’×Π／２＝ｃ”
モジュール１および２について適用される位相プリセットφ１、φ２は、
Ａｒｃｃｏｓｃ” と同等となり、
モジュール３および４について適用される位相プリセットφ３、φ４は、
―Ａｒｃｃｏｓｃ” と同等となる。

この位相は、その値を２πで除算することによって規格化され得る。

位相プリセット信号、速度誤差信号および位相誤差信号に基づいて、速度制御信号および位相制御信号が計算される。この計算は、比例補正および積分補正を含む従来の方式で行われる（ＰＩ速度１〜４、ＰＩ位相１〜４）。これらの信号は合算されることによって信号ＣＳ１〜ＣＳ４が形成され、この信号は、モータＭＴ１〜ＭＴ４に対して与えられる制御信号Ｗ１〜Ｗ４を伝送する回路ＰＷＲ１〜ＰＷＲ４を供給する。

唯一のセンサＣを用いて、２０Ｈｚの周波数で、数％の電圧変動精度(accuracy of regulation)が達成される。より精度を向上させる、あるいは、より低い周波数での動作を実現するためには、一回転ごとのキャプチャ数を増加させればよい。この場合、選択した参照ポイント（ここではΘ＝０）を質量が通過したことを検出する参照センサＣを保持することが望ましく、少なくとも一つのモジュールに、センサＣに対して角度的にオフセットされた一つ以上の補助センサ（ポイントワイズ角度位置の補助センサ）を追加する。好適には、この（またはこれらの）補助センサの信号は、プロセッサＤＳＰの別の入力に供給される。具体的には、参照位置が既知であるとして、参照センサＣによって生成されたパルスのの後にＤＳＰの他の入力において受け取られた第一のパルスが第一の補助センサ（これらが複数ある場合）に対応することがわかる（他のパルスも同様）。これにより、補助センサのそれぞれに対して、特別の入力を割り当てる必要はない。

例えば、９０°異なるように離して３つのセンサを設けている場合、メインセンサＣによって伝送されるｐｉｐと、補助センサによって伝送される続きのｐｉｐとが各回転ごとに得られる。

そこで、９０°進むごとに保存されている値をリフレッシュする。例えば、
周期１＝４（キャプチャ１−キャプチャ１ｐ）
（他のモジュールについても同様）
すなわち、回転している質量Ｍについて、第一の期間と第二の期間とを一つの同じ角度ギャップに対して参照することによって、これらの期間の間の保存された値の差を計算する。

時間ギャップ信号（位相誤差１〜４）に対して、０°、９０°、１８０°および２７０°での補正は、参照センサＣに対する角度オフセットを考慮するために、ｐｉｐがメインセンサＣから伝送されたか、あるいは、補助センサの一つによって伝送されたかに依存して適用されなければならない。

本発明における実施形態では、カウンタが周期的にゼロにリセットされる形態を用いている。このゼロへのリセット（より一般的には、所定のカウントへの再初期化）が２つのキャプチャの間に実行された場合、アカウントは、再初期化後における第一のキャプチャの値（キャプチャＳおよびキャプチャ１）への再初期化に対応するＬカウンタのカウント分を追加することによって行われなければならない。

ゼロにリセットするかどうかについてのテストは、
キャプチャＳ＜キャプチャＳｐ（プリセット信号）
キャプチャ１＜キャプチャ１ｐ（センサからの信号（他のモジュールも同様））
によって実行することが可能である。

この場合、計算された差異（キャプチャＳ＜キャプチャＳｐ）および（キャプチャ１＜キャプチャ１ｐ（他のモジュールに関しても同様））が正しいものとなるように、カウンタの最大カウントがキャプチャＳおよびキャプチャ１〜４に対して加算される。

発生器を起動するために、所望の動作周波数より小さい周波数で周波数プリセットを適用することが望ましく、例えば、２０Ｈｚの動作周波数の場合には５Ｈｚに設定される。周波数が低い値（例えば５Ｈｚ）で一旦安定化すると、後者は、動作周波数を得るために増加し、これにより、位相プリセットが適用される。

所定の瞬間に位相ギャップがπ（１８０°）を超えた場合、すなわち、位相補正で０．５よりも大きくなる場合、例えば、これに対応するモータを、進めるのではなく、むしろ遅延されるように選択する。

それぞれが偏心質量を有する４つの等価なモジュールを備える系を示す図である。モジュールのサーボ制御ループを表す図である。図１の計の動作を示すための図である。位相プリセットおよび周期プリセットのそれぞれの計算を示すフローチャートである。位相プリセットおよび周期プリセットのそれぞれの計算を示すフローチャートである。

Claims

所定の周波数を有するプリセット信号の関数として制御モジュールによって生成された少なくとも一つの制御信号によって制御される、面に対して対称である少なくとも一対の偏心回転質量を備えるアンバランスダイナミックロード発生器であって、
前記少なくとも一つの質量に対して、
前記回転質量（Ｍ）が参照角度位置を通過したことを示す位置信号（ＳＰ）を伝送する参照角度位置センサ（Ｃ）と、
前記位置センサ（Ｃ）によって伝送された連続的な位置信号から前記質量の回転周期性を計算し、かつ、測定された回転周期性と前記プリセット信号の周期性との差の関数としての前記制御信号（ＣＳ）を生成する計算回路（ＤＳＰ）を有する制御回路とを備え、
クロックによってその値がインクリメントされる時間インジケータとしての手段、および、前記参照角度位置センサが前記位置信号（ＳＰ）を伝送し、かつ、前記プリセット信号Ｆｃ（ｔ）が固有ポイントを通過したときに前記時間インジケータの値を保存するメモリとしての手段を実現し、
前記位置センサ（Ｃ）によって伝送された信号と前記プリセット信号Ｆｃ（ｔ）の参照ポイントとの間の時間ギャップを測定する位相測定回路を備え、
前記計算回路（ＤＳＰ）は、前記測定された時間ギャップと予め設定されたプリセット時間ギャップとの差の関数としての前記制御信号を生成するコレクタモジュールを備える、アンバランスダイナミックロード発生器。
前記少なくとも一対の質量は互いに機械的に接続されており、前記一対の質量のうちの一方の質量に関連付けられた単一の参照角度位置センサ（Ｃ）としての手段を実現する請求項１に記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
前記一対の質量は機械的に独立しており、対をなす質量のそれぞれに対する参照角度位置センサ（Ｃ）としての手段を実現する請求項１に記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
所定の周波数を有するプリセット信号の関数として制御モジュールによって生成された少なくとも一つの制御信号によって制御される、面に対して対称である少なくとも一対の偏心回転質量を備えるアンバランスダイナミックロード発生器であって、
前記少なくとも一つの質量に対して、
前記回転質量（Ｍ）が参照角度位置を通過したことを示す位置信号（ＳＰ）を伝送する参照角度位置センサ（Ｃ）と、
前記位置センサ（Ｃ）によって伝送された連続的な位置信号から前記質量の回転周期性を計算し、かつ、測定された回転周期性と前記プリセット信号の周期性との差の関数としての前記制御信号（ＣＳ）を生成する計算回路（ＤＳＰ）を有する制御回路とを備え、
クロックによってその値がインクリメントされる時間インジケータとしての手段、および、前記参照角度位置センサが前記位置信号（ＳＰ）を伝送し、かつ、前記プリセット信号Ｆｃ（ｔ）が固有ポイントを通過したときに前記時間インジケータの値を保存するメモリとしての手段を実現し、
前記計算回路は、保存された前記時間インジケータの値から、２つの連続的な位置信号（ＳＰ）を分割する第一の時間、および、２つの連続的な固有ポイントを通過するプリセット信号Ｆｃ（ｔ）を分割する第二の時間を計算するエレメントを備え、計算回路（ＤＳＰ）は、前記第一の時間と前記第二の時間との差を計算するエレメントを備える、アンバランスダイナミックロード発生器。
前記第一の時間と第二の時間との差は、第二の時間に対して規格化される請求項４に記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
前記計算回路（ＤＳＰ）は、前記参照角度位置センサが前記位置信号を伝送する瞬間と、前記プリセット信号が前記固有ポイントを通過する瞬間との間に測定される前記時間ギャップを、保存された前記時間インジケータの値から計算するエレメントを備える請求項１〜４のいずれかに記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
前記測定された時間ギャップは、第二の時間に対して規格化される請求項１から６のいずれかに記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
少なくとも一つのモジュールが、前記参照センサに対して角度的にオフセットされている補助角度位置センサとしての手段を実現する請求項１に記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
前記計算回路が、保存された前記時間インジケータの値から、２つの連続的な位置信号を分割する第一の時間、および、２つの連続的な固有ポイントを通過したプリセット信号を分割する第二の時間を計算するエレメントを備え、かつ、
一つの同じ角度について参照される前記第一の時間と第二の時間との差を計算するエレメントを備える請求項８に記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
前記計算回路（ＤＳＰ）は、角度位置センサが位置センサまたは信号を伝送する瞬間と、前記プリセット信号が前記固有ポイントを通過する瞬間との間の差異から測定される前記時間ギャップを、参照角度位置センサ（Ｃ）に対する角度オフセットを検出する補助角度位置センサを考慮することによって、保存された前記時間インジケータの値から計算するエレメントを備える請求項９に記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
時間インジケータは、最大カウントに達する毎にゼロにリセットされる等によって、周期的に再初期化されるカウンタである請求項１から１０のいずれかに記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
再初期化の後の第一の位置信号および再初期化の後のプリセット信号の固有ポイントの第一の通過に関して、時間インジケータの保存された値に対して、カウンタのカウントを再初期化するのと同等の値を追加する論理エレメントを備える請求項１１に記載のアンバランスダイナミックロード発生器。
２対の回転質量を有し、かつ、プリセット信号Fｃ（ｔ）が、位相φを調節することにより２対の回転質量の共益作用によって生成される正弦力のモジュールを表す振幅を有しており、
対をなす回転質量のうちの一方の対は、プリセット信号に対して位相φの先行を示し、対をなす回転質量のうちの他方の対は、プリセット信号に対して位相φの遅延を示し、
計算回路は、一方で回転質量の回転周波数を調節するための第一の制御信号（PI速度）を生成し、他方で位相φを調節するための第二の制御信号を生成する請求項１から１２のいずれかに記載のアンバランスダイナミックロード発生器。