JP4359782B2 - 測位用衛星信号の受信機および測位用衛星信号の受信方法 - Google Patents

Description

この発明は、例えばＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）受信機などの測位用衛星信号の受信機に関し、特に、人工衛星（以下、単に衛星という）からの受信信号についての拡散符号および搬送波（キャリア）の同期捕捉に関する。

人工衛星を利用して移動体の位置を測定するＧＰＳシステムにおいて、ＧＳＰ受信機は、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、その受信信号から受信機の位置を計算し、ユーザに知らせることが基本機能である。

ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの受信信号（以下、この信号をＧＰＳ衛星信号という）を復調してＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、ＧＰＳ衛星の軌道および時間情報とＧＰＳ衛星信号の遅延時間から、自受信機の３次元位置を連立方程式により導き出す。測位演算のために４個のＧＰＳ衛星からの信号が必要となるのは、ＧＰＳ受信機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差の影響を除去するためである。

民生用ＧＰＳ受信機の場合には、ＧＰＳ衛星（Ｎａｖｓｔａｒ）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Ｃｌｅａｒ ａｎｄ Ａｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）コードと呼ばれるスペクトラム拡散信号電波を受信して、測位演算を行う。

Ｃ／Ａコードは、送信信号速度（チップレート）が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３のＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ；擬似ランダム雑音）系列の符号、例えばＧｏｌｄ符号で、５０ｂｐｓのデータを拡散した信号により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという）をＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）変調した信号である。この場合、符号長が１０２３であるので、Ｃ／Ａコードは、ＰＮ系列の符号が、図４６（Ａ）に示すように、１０２３チップを１周期（したがって、１周期＝１ミリ秒）として、繰り返すものとなっている。

このＣ／ＡコードのＰＮ系列の符号（拡散符号）は、ＧＰＳ衛星ごとに異なっているが、どのＧＰＳ衛星が、どのＰＮ系列の符号を用いているかは、予めＧＰＳ受信機で検知できるようにされている。また、後述するような航法メッセージによって、ＧＰＳ受信機では、どのＧＰＳ衛星からの信号を、その地点およびその時点で受信できるかが判るようになっている。したがって、ＧＰＳ受信機では、例えば３次元測位であれば、その地点およびその時点で取得できる４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信して、スペクトラム逆拡散し、測位演算を行って、自分の位置を求めるようにする。

そして、図４６（Ｂ）に示すように、衛星信号データ（航法メッセージデータ）の１ビットは、ＰＮ系列の符号の２０周期分、つまり、２０ミリ秒単位として伝送される。つまり、データ伝送速度は、５０ｂｐｓである。ＰＮ系列の符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが“１”のときと、“０”のときとでは、反転したものとなる。

図４６（Ｃ）に示すように、ＧＰＳでは、３０ビット（６００ミリ秒）で１ワードが形成される。そして、図４６（Ｄ）に示すように、１０ワードで、１サブフレーム（６秒）が形成される。図４６（Ｅ）に示すように、１サブフレームの先頭のワードには、データが更新されたときであっても常に規定のビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの後にデータが伝送されてくる。

さらに、５サブフレームで、１フレーム（３０秒）が形成される。そして、航法メッセージは、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス情報と呼ばれる衛星固有の軌道情報である。このエフェメリス情報は、１メインフレーム単位（３０秒）で繰り返し送られるものであり、その情報を送信してくる衛星の軌道を求めるためのパラメータと、衛星からの信号の送出時刻とを含む。

すなわち、エフェメリス情報の３個のサブフレームの２番目のワードには、Ｗｅｅｋ Ｎｕｍｂｅｒと、ＴＯＷ（Ｔｉｍｅ Ｏｆ Ｗｅｅｋ）と呼ばれる時刻データが含まれる。Ｗｅｅｋ Ｎｕｍｂｅｒは、１９８０年１月６日（日曜日）を第０週として１週ごとにカウントアップする情報である。また、ＴＯＷは、日曜日の午前０時を０として６秒ごとにカウントアップ（サブフレームの周期でカウントアップ）する時間の情報である。

ＧＰＳ衛星のすべては、原子時計を備え、共通の時刻情報を用いており、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原子時計に同期したものとされている。上記の２つの時刻データを受信することにより絶対時刻を求める。６秒以下の値は、衛星の電波に同期ロックする過程で、そのＧＰＳ受信機が備える基準発振器の精度で、衛星の時刻に同期するようにする。

また、各ＧＰＳ衛星のＰＮ系列の符号は、原子時計に同期したものとして生成される。また、このエフェメリス情報から、ＧＰＳ受信機における測位計算の際に用いられる衛星の位置および衛星の速度が求められる。

エフェメリス情報は、地上の管制局からの制御により比較的頻繁に更新される精度の高い暦である。ＧＰＳ受信機では、このエフェメリス情報をメモリに保持しておくことにより、当該エフェメリス情報を測位計算に使用することができる。しかし、その精度上、使用可能な寿命は、通常、２時間程度とされており、ＧＰＳ受信機では、エフェメリス情報をメモリに記憶した時点からの時間経過を監視して、その寿命を超えたときには、メモリのエフェメリス情報を更新して書き換えるようにしている。

なお、新しいエフェメリス情報をＧＰＳ受信機から取得して、その取得したエフェメリス情報にメモリの内容を更新するには、最低１８秒（３サブフレーム分）が必要であり、サブフレームの途中からデータが取れたときには、連続３０秒が必要となる。

１フレームのデータの残りの２サブフレームの航法メッセージは、アルマナック情報と呼ばれる全ての衛星から共通に送信される情報である。このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるもので、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能かを示す情報などからなる。

このアルマナック情報も、地上の制御局からの制御により数日ごとに更新される。このアルマナック情報も、これをＧＰＳ受信機のメモリに保持して使用することができるが、その寿命は、数か月とされており、通常は、数ヶ月毎に、メモリのアルマナック情報は、ＧＰＳ衛星から取得した新しい情報に更新される。ＧＰＳ受信機のメモリに、このアルマナック情報を蓄えておけば、電源投入後、どのチャンネルにどの衛星を割り当てればよいかを計算することができる。

ＧＰＳ受信機で、ＧＰＳ衛星信号を受信して、上述のデータを得るためには、ＧＰＳ受信機に用意される受信しようとするＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じＰＮ系列の符号（以下、ＰＮ系列の符号をＰＮ符号という）を用いて、そのＧＰＳ衛星信号について、Ｃ／Ａコードの位相同期を取ることによりＧＰＳ衛星信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。Ｃ／Ａコードとの位相同期が取れて、逆拡散が行われると、ビットが検出されて、ＧＰＳ衛星信号から時刻情報等を含む航法メッセージを取得することが可能になる。

ＧＰＳ衛星信号の捕捉は、Ｃ／Ａコードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検索においては、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号とＧＰＳ衛星からの受信信号のＰＮ符号との相関を検出し、例えば、その相関検出結果の相関値が予め定めた値よりも大きい時に、両者が同期していると判定する。そして、同期が取れていないと判別されたときには、何らかの同期手法を用いて、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の位相を制御して、受信信号のＰＮ符号と同期させるようにしている。

ところで、上述したように、ＧＰＳ衛星信号は、データを拡散符号で拡散した信号によりキャリアをＢＰＳＫ変調した信号であるので、当該ＧＰＳ衛星信号をＧＰＳ受信機が受信するには、拡散符号のみでなく、キャリアおよびデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできない。

そして、ＧＰＳ受信機では、受信信号は、そのキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数に変換して、その中間周波数信号で、上述の同期検出処理するのが普通であるが、この中間周波数信号におけるキャリアには、主にＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数誤差と、受信信号を中間周波数信号に変換する際に、ＧＰＳ受信機内部で局部発振器から発生させる局部発振信号の周波数誤差分が含まれる。

したがって、これらの周波数誤差要因により、中間周波数信号におけるキャリア周波数は未知であり、その周波数サーチが必要となる。また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存するのでこれも未知であるから、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。

従来のＧＰＳ受信機では、周波数サーチを伴なうスライディング相関によりキャリアおよび拡散符号についての同期検出を行うと同時に、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）とコスタスループとにより、同期捕捉および同期保持動作をするようにしている。これについて、以下に説明を加える。

ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロックは、ＧＰＳ受信機に用意される基準周波数発振器を分周したものが、一般に用いられている。この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられており、この基準周波数発振器の出力から、ＧＰＳ衛星からの受信信号を中間周波数信号に変換するのに用いる局部発振信号を生成する。

図４７は、上述した周波数サーチを説明するための図である。すなわち、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときに、ＰＮ符号についての位相同期検索、つまり、ＰＮ符号の位相を１チップずつ順次ずらして、それぞれのチップ位相のときのＧＰＳ受信信号とＰＮ符号との相関を検出し、相関のピーク値を検出することにより、ＰＮ符号の同期が取れる位相（拡散符号の位相）を検出するようにする。

前記クロック信号の周波数がｆ１のときにおいて、１０２３チップ分の位相検索の全てで同期する位相が存在しなければ、キャリア周波数の同期が取れていないので、例えば基準周波数発振器に対する分周比を変えて、前記駆動クロック信号の周波数を周波数ｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相検索を行う。これを、図４７のように、前記駆動クロック信号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。以上の動作が周波数サーチである。

そして、この周波数サーチにより、同期可能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、そのクロック周波数で最終的なＰＮ符号の同期捕捉が行われる。このときのクロック周波数からキャリア周波数が検出できる。これにより、水晶周波数発振器の発振周波数ずれがあっても、衛星信号を捕捉することが可能になる。

参考特許文献は、次の通りである。
国際公開第０２／１３４７６号公報

ところで、従来のＧＰＳ受信機においては、使用環境を考慮して、同期捕捉のモードを切り換えるという考えはなかった。

このため、例えば、従来のデジタルマッチドフィルタを用いるＧＰＳ受信機では、衛星からの電波が強い環境においては、迅速に同期捕捉することができるが、ノイズの電波や、いわゆるマルチパスをも受信してしまうので、正確な位置を求めることが困難になる場合があった。

また、室内などの衛星からの電波が弱い場所では、従来のデジタルマッチドフィルタを用いるＧＰＳ受信機では感度が低いため、同期捕捉するのに時間がかかり、使用者にいらいら感を与えてしまう問題があった。

この発明は、以上の点にかんがみ、ＧＰＳ衛星信号についての同期捕捉が、環境条件に合わせて、迅速、かつ、正確に行えることが期待できる測位用衛星の受信機および測位用衛星信号の受信方法を提供することを目的とする。

上記の課題を解決するために、請求項１の発明による測位用衛星信号の受信機は、
受信側の拡散符号の位相を実質的に変えながら、測位用衛星からの受信信号の拡散符号と受信側の拡散符号との相関を検出して前記受信信号の拡散符号の同期捕捉を行う際の、前記受信側の拡散符号の実質的な位相の変化幅が大きい高速モードと、前記実質的な位相の変化幅が小さい高感度モードとを備えると共に、
屋外、屋内等の使用環境の選択入力を受け付けるための使用環境選択受付手段と、
前記使用環境選択受付手段で受け付けられた前記使用環境の前記選択入力に基づき、前記使用環境のそれぞれに対応して予め設定された、前記高速モードまたは前記高感度モードのいずれか一方を選択して、前記同期捕捉を行う同期捕捉手段と、
を備えることを特徴とする。

上述の構成の請求項１の発明によれば、測位モードが現在モードでは同期捕捉が困難なことと、そのときの測位モードが告知されるので、使用者は、モード切り替えをする、電波の強い場所に移動するなど、適切な処理をすることができる。したがって、結果として、同期捕捉を、迅速、かつ、正確に行えるようにすることができるようになる。

この発明によれば、同期捕捉が高速に行える高速モードと、同期捕捉が高感度で行える高感度モードとを備え、使用環境に応じて切り換えが可能とされるので、測位用衛星信号についての同期捕捉が、使用環境条件に合わせて、迅速、かつ、正確に行えるようになる。

また、この発明によれば、受信機が測位状況をユーザに告知するようにしたことにより、測位までのユーザのいらいら感を緩和することができる。

上述した周波数サーチを伴なうスライディング相関と、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）およびコスタスループとにより、キャリアおよび拡散符号についての同期捕捉を行うと同時に同期保持動作をするという、従来の手法では、周波数サーチを伴なうスライディング相関の方法が、上述したように、原理的に高速同期には不向きであって、拡散符号およびキャリアの同期に時間を要するという問題があった。そして、このように拡散符号およびキャリアの同期に時間を要すると、ＧＰＳ受信機の反応が遅くなり、使用上において不便を生ずる。

従来、実際のＧＰＳ受信機においては、この問題点を改善するため、多チャンネル化してパラレルに同期点を探索する必要があり、従来方式のままで大幅なチャンネル増を行うとＧＰＳ受信機の構成が複雑となると共に、コスト高となり、また、多チャンネルでパラレルに同期点を検索するものであるため、消費電力も大きくなっていた。消費電力の問題は、携帯型のＧＰＳ受信機の場合には大きな問題である。

また、上述の従来の手法の場合には、拡散符号およびキャリアの同期捕捉と同期保持とは、周波数サーチを伴なうスライディング相関と、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）およびコスタスループとにより、一体的に行っているので、例えばＧＰＳ衛星からの信号が途切れたときには、同期捕捉および同期保持を、再度、一体的に行う必要があり、再同期捕捉および再同期保持までの時間が長くなってしまうという問題もある。

さらに、上述の従来の場合には、拡散符号およびキャリアの同期捕捉と同期保持とは、周波数サーチを伴なうスライディング相関と、ＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）およびコスタスループとにより、一体的に行っているので、ＧＰＳ受信機の感度を上げようとすると、原理的に同期捕捉および同期保持のための処理時間がかなり長くなってしまうことから、ＧＰＳ受信機の感度を上げることが容易ではないという問題もあった。

以下に説明する実施形態は、上記の問題点を改善したものである。以下、この発明による測位用衛星信号の受信機の実施形態を、ＧＰＳ受信機の場合を例にとって、図を参照しながら説明する。

［実施形態のＧＰＳ受信機の全体構成］
図１は、この実施形態のＧＰＳ受信機の構成例を示すブロック図であり、また、図２は、この実施形態のＧＰＳ受信機の外観を示す図である。図1に示すように、この実施形態のＧＰＳ受信機は、周波数変換部１０と、同期捕捉部２０と、同期保持部３０と、制御演算部４０と、ＧＰＳアンテナ１と、温度補償付き水晶発振回路からなる基準発振回路２と、タイミング信号生成回路３と、水晶発振回路４と、ディスプレイ５と、操作ボタン群６と、ジョグダイヤル７と、地図メモリ８とを備えて構成される。

制御演算部４０は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）４１に対して、プログラムＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）４２と、ワークエリア用のＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）４３と、実時間（ＲＴＣ（Ｒｅａｌ Ｔｉｍｅ Ｃｌｏｃｋ））を計測するための時計回路４４と、タイマ４５と、軌道情報用メモリ４６と、ディスプレイインターフェース４７と、操作ボタンインターフェース４８と、ジョグダイヤルデコーダ４９と、地図メモリ８とが接続されて構成されている。

ディスプレイインターフェース４７には、例えばＬＣＤ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｄｉｓｐｌａｙ）からなるディスプレイ５が接続される。後述するように、ディスプレイ５の画面には、ＣＰＵ４１の制御により、現在地などを表示するための地図が表示されると共に、操作メニューなどが表示される。

また、操作ボタンインターフェース４８には、操作ボタン群６が接続される。操作ボタン群６には、この例では、図２に示すように、地図拡大ボタン６１、地図縮小ボタン６２、カーソル位置を前後左右に動かすためのカーソルボタン６３が含まれる。

ジョグデコーダ４９には、ジョグダイヤル７が接続される。ジョグダイヤル７は、アップダウンキーとしての役割と、決定キーとしての役割などの複数の役割を有する操作部である。この例の場合、ジョグダイヤル７は、図２のＧＰＳ受信機の外観図に示すように、回転が可能である円形のダイヤルつまみにより構成される。

そして、このダイヤルつまみの回転により、ジョグダイヤル７は、アップダウンキーとしての役割を果たす。また、ジョグダイヤル７は、半径方向に押下されることにより、ノンロック式の押ボタンとしての機能を有する。この押ボタンの機能は、決定キーとしての役割を果たすものである。

ジョグダイヤル７の操作入力は、ジョグダイヤルデコーダ４９で検出され、その操作入力が、ダイヤルつまみの回転、ダイヤルつまみの押下、のどれであるかを示す情報が、ジョグダイヤルデコーダ４９からＣＰＵ４１に送られる。

ＣＰＵ４１は、ＲＯＭ４４に書き込まれているプログラムに操作ボタン入力情報やジョグダイヤルデコーダ４９からのジョグダイヤル７の操作入力の情報を受け、その解析を行い、それに応じた処理をする。また、ＣＰＵ４１は、ＲＡＭ４３や軌道情報用メモリ４６に、必要な情報の格納処理を行ったり、ディスプレイ５の表示画面に、所定の表示画像を表示するための情報を、ディスプレイインターフェース４７を通じて送ったりするようにする。

また、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０に対して、モード切り換え信号等の制御信号を供給すると共に、同期捕捉部２０から後述するような情報を受け取って、同期保持部３０を制御したり、ＧＰＳ衛星からの電波の状況を使用者に告知する処理等をしたりする。さらに、ＣＰＵ４１は、同期保持した４個以上の衛星からの電波に基づく測位演算処理を実行するようにする。すなわち、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、このＧＰＳ受信機の全体を制御すると共に、測位演算をするためのものである。

タイマ４５は、各部の動作に必要な各種タイミング信号の生成および時間参照に使用される。軌道情報用メモリ４６は、不揮発性メモリとされ、これにはＧＰＳ衛星信号から抽出したアルマナック情報およびエフェメリス情報からなる軌道情報が記憶される。軌道情報用メモリ４６に対して、エフェメリス情報は、例えば２時間毎に更新され、また、アルマナック情報は、例えば数日あるいは数ヶ月毎に更新される。

地図メモリ８は、この例では、地図データが格納された半導体メモリで構成されるが、着脱自在なカード型メモリを用いることもできる。

図１のＧＰＳ受信機において、基準発振回路２からの基準クロック信号は、逓倍／分周回路３に供給されると共に、後述するように、周波数変換部１０の周波数変換用の局部発振回路１５に供給される。逓倍／分周回路３は、基準クロック信号を逓倍して、また、分周して、同期捕捉部２０、同期保持部３０および制御演算部４０などに供給するクロック信号を生成する。逓倍／分周回路３は、制御演算部４０のＣＰＵ４１により逓倍比や分周比が制御される。

なお、水晶発振回路４からのクロック信号は、制御演算部４０の時計回路４４用のものとされている。制御演算部４０の時計回路４４以外の部位のクロック信号は、逓倍／分周回路３からのクロック信号とされる。

［周波数変換部１０の構成］
ＧＰＳ衛星信号は、前述もしたように、各ＧＰＳ衛星から送信される信号であり、５０ｂｐｓの送信データを、送信信号速度が１．０２３ＭＨｚで、符号長が１０２３であって、ＧＰＳ衛星ごとに決められているパターンのＰＮ符号（拡散符号）によりスペクトラム拡散した信号（Ｃ／Ａコード）により、周波数が１５７５．４２ＭＨｚのキャリア（搬送波）をＢＰＳＫ変調したものである。

アンテナ１にて受信された１５７５．４２ＭＨｚのＧＰＳ衛星信号は、周波数変換部１０に供給される。周波数変換部１０では、アンテナ１にて受信されたＧＰＳ衛星信号が、低雑音増幅回路１１にて増幅された後、バンドパスフィルタ１２に供給されて、不要帯域成分が除去される。バンドパスフィルタ１２からの信号は、高周波増幅回路１３を通じて中間周波変換回路１４に供給される。

また、基準発振回路２の出力が、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）シンセサイザ方式の局部発振回路１５に供給され、この局部発振回路１５より基準発振器２の出力周波数に対して周波数比が固定された局部発振出力が得られる。そして、この局部発振出力が中間周波変換回路１４に供給されて、ＧＰＳ衛星信号が、信号処理し易い中間周波数、例えば１．０２３ＭＨｚの中間周波信号に低域変換される。

中間周波変換回路１４からの中間周波信号は、増幅回路１６で増幅され、ローパスフィルタ１７で帯域制限された後、Ａ／Ｄ変換器１８で１ビットのデジタル信号（以下、この信号をＩＦデータという）に変換される。このＩＦデータは、同期捕捉部２０および同期保持部３０に供給される。

すなわち、この実施形態では、ＩＦデータは、従来のスライディング相関およびコスタスループ＋ＤＬＬのような同期捕捉・同期保持一体化回路に供給されるのではなく、機能的に分離された同期捕捉部２０と、同期保持部３０に供給される。

この実施形態において、同期捕捉部２０は、ＧＰＳ衛星信号についての同期捕捉、つまり、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号の位相検出および中間周波信号の周波数（以下、ＩＦキャリア周波数という）の検出を行う。同期保持部３０は、同期捕捉部２０で捕捉したＧＰＳ衛星信号の拡散符号とＩＦキャリアの同期保持を行う。

［同期捕捉部２０と同期保持部３０の構成］
この実施形態では、後述するように、同期捕捉部２０では、周波数変換部１０からのＩＦデータの所定時間分をメモリに取り込み、このメモリに取り込んだＩＦデータについて、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号と、ＧＰＳ受信機が持つ個々のＧＰＳ衛星の拡散符号に対応する拡散符号との相関演算を行って、拡散符号の位相同期捕捉およびＩＦキャリア周波数の検出を行う。

拡散符号の位相同期捕捉に関しては、上述のようなスライディング相関の手法を用いることなく、スペクトラム拡散信号の同期捕捉を高速に行う方法として、マッチドフィルタを用いる方法がある。

マッチドフィルタは、トランスバーサルフィルタにより、デジタル的に実現可能である。また、近年は、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）に代表されるハードウエアの能力の向上によって、高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）という）処理を用いたデジタルマッチドフィルタにより、拡散符号の同期を高速に行う手法が実現している。ただし、デジタルマッチドフィルタそのものは、拡散符号の同期を保持する機能を有しない。

後者のＦＦＴ処理を用いる方法は、古くから知られる相関計算の高速化方法に基づいており、受信機側の拡散符号と、受信信号の拡散符号との間に相関がある場合には、後述する図５に示すような相関のピークが検出され、ピークの位置が拡散符号の先頭の位相である。したがって、この相関のピークを検出することで、拡散符号の同期を捕捉、すなわち、受信信号における拡散符号の位相を検出することができる。

受信信号のキャリア（中間周波数）は、ＦＦＴを利用した方法で、ＦＦＴの周波数領域での操作により、拡散符号の位相とともに検出することができる。拡散符号の位相は、疑似距離に換算され、４個以上の衛星が検出されれば、ＧＰＳ受信機の位置を計算することができる。また、キャリア周波数が検出されると、ドップラーシフト量が判り、これにより、ＧＰＳ受信機の速度が計算できる。

以上のことから、この実施形態では、高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）という）処理を用いたデジタルマッチドフィルタにより拡散符号についての相関計算を行い、その相関計算に基づいて同期捕捉処理を高速に行う。

アンテナ１で受信されるＧＰＳ衛星信号には、複数のＧＰＳ衛星からの信号が含まれているが、同期捕捉部２０では、すべてのＧＰＳ衛星についての拡散符号の情報を用意しており、その用意されている拡散符号の情報を用いて、その時点でＧＰＳ受信機が利用可能な複数個のＧＰＳ衛星信号の拡散符号との相関を計算することにより、それらの複数個のＧＰＳ衛星信号の同期捕捉をすることが可能である。

同期捕捉部２０では、いずれのＧＰＳ衛星用の拡散符号の情報を用いて同期捕捉したかにより、いずれのＧＰＳ衛星からの信号の同期捕捉をしたかを検知する。当該同期捕捉したＧＰＳ衛星の識別子としては、例えばＧＰＳ衛星番号が用いられる。

そして、同期捕捉部２０は、同期捕捉したＧＰＳ衛星の衛星番号の情報と、同期捕捉により検出した拡散符号の位相の情報と、ＩＦキャリア周波数の情報と、また、必要に応じて、相関の度合いを示す相関検出信号からなる信号強度の情報を、同期保持部３０に渡すようにする。

同期捕捉部２０で検出した衛星番号、拡散符号の位相、ＩＦキャリア周波数、信号強度の情報を、同期保持部３０へ渡す方法としては、データのフォーマット、割り込みの方法等を決めた上で、同期捕捉部２０から同期保持部３０へ直接渡す方法と、制御演算部４０を介して渡す方法とがある。

前者の場合には、同期捕捉部２０のＤＳＰ２３で、同期保持部３０に渡す情報を生成する。あるいは、同期保持部３０に、例えばＤＳＰで構成される制御部を設け、その制御部で、同期捕捉部２０からの情報に基づいて、同期保持部３０で必要な情報を生成する構成とする。

また、後者の場合には、制御演算部４０のＣＰＵ４１が制御し、ＣＰＵ４１を介して情報の受け渡し、またＣＰＵ４１から同期捕捉部２０および同期保持部３０の制御を行うことができるので、後述する拡散符号の位相補正や、同期捕捉部２０と同期保持部３０の状況に応じた多様な同期手順を設定しやすくなる。

そこで、以下に説明する実施形態では、同期捕捉部２０から、衛星番号、拡散符号の位相、ＩＦキャリア周波数、信号強度の情報を、同期保持部３０へ渡す方法としては、制御演算部４０を介して渡す方法を採用している。

［同期捕捉部２０の構成］
図３は、同期捕捉部２０の構成例を示すものであって、この例では、サンプリング回路２１と、データバッファ用のＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）２２と、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）２３と、プログラムＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）と、ワークエリア用のＲＡＭとからなるＤＳＰ２３用のメモリ部２４とを備えて構成される。ＤＳＰ２２およびＤＳＰ用のメモリ部２４とは、制御演算部４０のＣＰＵ４１に接続されている。

サンプリング回路２１では、周波数変換部１０からの１．０２３ＭＨｚのＩＦデータを、２倍以上の所定の周波数でサンプリングし、各サンプリング値をＲＡＭ２２に書き込む。ＲＡＭ２２は、所定時間長分のＩＦデータを記憶する容量を有する。ＤＳＰ２３では、このＲＡＭ２２の容量分の時間長のＩＦデータ単位に同期捕捉処理を行う。

すなわち、この例では、ＤＳＰ２３は、ＲＡＭ２２に取り込んだＩＦデータについて、高速フーリエ変換（以下、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）という）処理を用いたデジタルマッチドフィルタにより、拡散符号の同期捕捉を高速に行う。そして、ＤＳＰ２３は、その同期捕捉の結果として、同期捕捉したＧＰＳ衛星番号と、同期捕捉したＧＰＳ衛星信号の拡散符号の位相およびそのＩＦキャリア周波数とを検出する。

サンプリング回路２１におけるサンプリング周波数により、拡散符号の位相の検出精度が決まる。このサンプリング周波数は、サンプリング定理からＩＦ信号に含まれる最大周波数の２倍以上である必要があり、ＩＦキャリア周波数の整数倍の周波数が望ましい。

また、ＲＡＭ２２の容量により決まるＤＳＰ２３での処理単位の時間長により、ＩＦキャリア周波数の検出精度が決まる。このＤＳＰ２３での処理単位の時間長は、拡散符号の１周期の整数倍、後述のように、特に２のべき乗倍が望ましい。

ここで、サンプリング回路２１でのサンプリング周波数を、拡散符号のチップレートのα倍、ＲＡＭ２２に取り込むＩＦデータの時間長を拡散符号の１周期のβ倍（βミリ秒）とすると、ＤＳＰ２３では、ＦＦＴの周波数領域での操作により、拡散符号の位相は１／αチップの精度で検出することができ、ＩＦキャリア周波数は、１／βｋＨｚ（±１／２βｋＨｚ）の精度で検出することができる。

そして、この実施形態では、ＤＳＰ２３では、同期捕捉のサーチモード（以下、測位モードという）として、高速モードと、高感度モードとが選択可能とされている。高速モードは、後述するように、同期捕捉のサーチを粗く行って、拡散符号の位相およびＩＦキャリア周波数の検出を高速に行うようにするためのものであり、衛星からの電波が強いときに有効である。

高感度モードは、後述するように、同期捕捉のサーチを精細に行って、拡散符号の位相およびＩＦキャリア周波数の検出を確実に行うようにするためのものであり、衛星からの電波が弱い状況のときに有効である。

この２つのモードの切り換えは、この例では、自動（オートモード）の場合と、手動（マニュアルモード）の場合とが、選択可能とされている。そして、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、自動により切り換え設定されるいずれかの測位モード、あるいは使用者の手動の切り換え操作により設定される測位モードで、同期捕捉のサーチ動作を行うように、同期捕捉部２０のＤＳＰ２３を制御するようにする。

オートモードにおいては、この例では、初期モードは常に高速モードとし、高速モードで衛星電波の受信（同期捕捉）ができなかったときに、高感度モードに自動切り換えするようにする。そして、高感度モードのときに、ＧＰＳ衛星からの電波の受信電界強度が大きくなって、再び高速モードでの同期捕捉が可能になる状態に復帰したら、高速モードに戻すようにする。

なお、ユーザの設定により、オートモードの初期モードを、高感度モードと、高速モードのいずれかを指定することができるようにすることも勿論できる。

次に、ＤＳＰ２３におけるＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタによる同期捕捉のいくつかの例について詳述する。

〔デジタルマッチドフィルタによる同期捕捉の第１の例〕
この例においては、サンプリング回路２１でのサンプリング周波数は、拡散符号のチップレートのほぼ４倍の４．０９６ＭＨｚとされる。そして、ＲＡＭ２２には、拡散符号の１周期分（１ミリ秒）である４０９６サンプル点のデータを記憶する。ＤＳＰ２３は、このＲＡＭ２２に取り込まれた１ミリ秒単位のデータについて、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号とＧＰＳ受信機の拡散符号との相関を、ＦＦＴを用いた相関演算により計算して、同期捕捉を行う。拡散符号の１周期分は、１０２３チップであるから、１／４チップの精度で拡散符号の位相検出が可能となる。また、ＩＦキャリア周波数の検出精度は、１ミリ秒単位のＦＦＴ処理であるので、１ｋＨｚである。

この例では、図３に示すように、ＤＳＰ２３では、ＲＡＭ２２に書き込まれた１ミリ秒単位のＩＦデータを読み出して、ＦＦＴ処理部１０１でＦＦＴ処理し、そのＦＦＴ結果をメモリ１０２に書き込む。そして、メモリ１０２に書き込まれたＦＦＴ結果は、読み出しアドレス制御部１０９の読み出し制御にしたがって、順に読み出されて、乗算部１０３に供給される。この読み出しアドレス制御部１０９は、メモリ１０２からのＦＦＴ結果の順次読み出しだけを行うのではない。

この例では、読み出しアドレス制御部１０９には、相関点検出部１０８の出力が供給され、相関点検出部１０８で、相関のピークが得られなかったときには、メモリ１０２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスの初期値を、シフトするようにする制御をも行うものである。

一方、拡散符号発生部１０４から、ＧＰＳ衛星からの受信信号に使用されている拡散符号と同じ系列と考えられる拡散符号を発生させる。実際的には、拡散符号発生部１０４からは、予め用意されている複数個のＧＰＳ衛星の拡散符号が順次に切り換えられて出力されることになる。

この拡散符号発生部１０４からの１周期分（１０２３チップ）の拡散符号は、ＦＦＴ処理部１０５に供給されてＦＦＴ処理され、その処理結果がメモリ１０６に供給される。このメモリ１０６からは、読み出しアドレス制御部１１０の読み出し制御にしたがって、ＦＦＴ結果が低い周波数から順に読み出されて乗算部１０３に供給される。この例では、この読み出しアドレス制御部１１０は、常に、メモリ１０６からＦＦＴ結果を、低い周波数から順に読み出すようにする処理のみを行う。

乗算部１０３では、メモリ１０２からの受信信号のＦＦＴ結果と、メモリ１０６からの拡散符号のＦＦＴ結果とが乗算され、周波数領域における受信信号と拡散符号との相関の度合いが演算される。ここで、乗算部１０５での乗算は、受信信号の離散フーリエ変換結果と、拡散符号の離散フーリエ変換結果とのどちらか一方の複素共役と他方とを乗算する演算となる。そして、その乗算結果は逆ＦＦＴ処理部１０７に供給されて、周波数領域の信号が時間領域の信号に戻される。

逆ＦＦＴ処理部１０７から得られる逆ＦＦＴ結果は、受信信号と拡散符号との時間領域における相関検出信号となっている。この相関検出信号は、相関点検出部１０８に供給される。

この相関検出信号は、拡散符号の１周期分の各チップ位相における相関値を示すものとなっており、所定の強度以上である受信信号中の拡散符号と、拡散符号発生部１０４からの拡散符号とが同期している位相（拡散符号の１周期分単位の位相）においては、図５に示すように、１０２３チップのうちのある一つの位相での相関値が、予め定められるスレッショールド値を超えるようなピーク値を示す相関波形が得られる。このピーク値の立つチップ位相が、相関点の位相であり、ＧＰＳ受信機側の拡散符号に対するＧＰＳ衛星信号の拡散符号の１周期の先頭の位相となる。

一方、受信信号が所定の強度以下である場合、受信信号中の拡散符号と、拡散符号発生部１０４からの拡散符号とが同期しても、図５のようなピーク値が立つ相関波形は得られず、いずれのチップ位相においても、予め定められるスレッショールド値を超えるようなピークは立たない。

相関点検出部１０８は、例えば、予め定めた値を超えるピーク値が、この相関点検出部１０８に供給される相関検出信号に存在するかどうかにより、受信信号と拡散符号との同期が取れたかどうかを検出する。

相関点検出部１０８で同期が取れたことを検出した場合には、前記ピーク値の位相を相関点、つまり、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号の位相として検出する。そして、ＤＳＰ２３は、そのときの拡散符号発生部１０４からの拡散符号がいずれのＧＰＳ衛星用のものであるかにより、ＧＰＳ衛星番号を認識する。

また、図５に示した相関検出信号は時間領域のものであるが、後述する処理により中間周波受信信号におけるキャリア成分を正しく除去した場合にのみ相関のピークが検出される。

そして、除去を行ったキャリア成分の周波数が、前記の予め定めた値を超えるピーク値が立つ相関点に対応する、ドップラーシフト分を含めたＩＦキャリア周波数となる。したがって、このドップラーシフト分を含めたＩＦキャリア周波数が、相関点検出の結果としてＤＳＰ２３において、検出される。

以上のようにして、一つのＧＰＳ衛星についての同期捕捉が完了すると、この例では、拡散符号発生部１０４から発生させる拡散符号を他のＧＰＳ衛星信号の拡散符号に対応するものに変更して、上記の処理を繰り返す。また、同期が取れなかった場合にも、ＤＳＰ２３では、拡散符号発生部１０４から発生させる拡散符号を他のＧＰＳ衛星信号の拡散符号に対応するものに変更して、上記の処理を繰り返す。

そして、ＤＳＰ２３では、サーチすべき全ＧＰＳ衛星についての同期捕捉処理が終了したとき、あるいは制御演算部４０のＣＰＵ４１からの情報により、例えば４個以上のＧＰＳ衛星についての拡散符号の同期が取れたときに、以上の同期捕捉処理を終了する。

ＤＳＰ２３は、その同期捕捉の結果として検出した、同期捕捉したＧＰＳ衛星番号と、同期捕捉したＧＰＳ衛星信号の拡散符号の位相およびそのＩＦキャリア周波数とからなる情報を、制御演算部４０に供給する。また、この例では、ＤＳＰ２３は、同期捕捉した各ＧＰＳ衛星信号についての相関点のピーク値をも、制御演算部４０に供給するようにしている。

以上の説明では、受信信号のキャリアの処理を考慮していないが、実際には、受信信号ｒ（ｎ）は、図４８の式（３）に示すようにキャリアを含んでいる。この式（３）において、Ａは振幅、ｄ（ｎ）はデータ、ｆｏは中間周波信号におけるキャリア角周波数、ｎ（ｎ）はノイズを表している。

サンプリング部２１でのサンプリング周波数をｆs 、拡散符号の１周期分についてのサンプリング数をＮ（したがって、０≦ｎ＜Ｎ）とすると、離散フーリエ変換後の離散周波数ｋ（０≦ｋ＜Ｎ）と実周波数ｆとの関係は、
０≦ｋ≦Ｎ／２ではｆ＝ｋ・ｆs ／Ｎ、
Ｎ／２＜ｋ＜Ｎではｆ＝（ｋ−Ｎ）・ｆs ／Ｎ（ｆ＜０）
である。なお、離散フーリエ変換の性質により、Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）は、ｋ＜０およびｋ≧Ｎでは循環性を示す。

そして、受信信号ｒ（ｎ）から、データｄ（ｎ）を得るためには、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ₀との同期をとってキャリア成分を除去する必要がある。すなわち、後述する図４８の式（２）で、Ｒ（ｋ）のみにキャリア成分が含まれている場合には、図５にしたようなピークが立つ相関波形は得られない。

この実施の形態では、ＦＦＴによる周波数領域での処理のみの簡単な構成により、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ₀との同期をとってキャリア成分を除去することができるようにしている。

すなわち、この実施の形態では、ＦＦＴ処理部１０５から得られる拡散符号発生部１０４からの拡散符号のＦＦＴ結果は、演算制御部４０の制御の元に、読み出しアドレス制御部１１０により、通常のように、常に、周波数が低い周波数成分から順にメモリ１０６から読み出して、乗算部１０３に供給する。

一方、ＦＦＴ処理部１０１から得られるＧＰＳ衛星からの受信信号のＦＦＴ結果については、メモリ１０２からのＦＦＴ結果についての読み出し開始アドレスが、キャリア周波数に応じた分だけ最低周波数成分のアドレス位置よりもシフトしたアドレスとなるように、演算制御部４０の制御の元に、読み出しアドレス制御部１０９により制御される。

すなわち、あるアドレス位相の周波数成分から始めて、メモリ１０２の全ての周波数成分を読み出しても、相関のピークが得られなかったときには、読み出しアドレス制御部１０９は、メモリ１０２からの読み出し開始アドレスを、シフト制御して、そのシフト制御したアドレスから順次ＦＦＴ結果の再度の読み出しを行うようにする。

このとき、この実施形態では、読み出しアドレス制御部１０９は、制御演算部４０からのモード切り換え制御を受けて、測位モードが高速モードのときには、読み出し開始アドレスの一回当たりのシフト量を大きくして、粗いサーチを行うようにし、また、測位モードが高感度モードのときには、読み出し開始アドレスの一回当たりのシフト量を最小（隣の周波数成分のアドレス位置にシフト）として、精細なサーチを行うようにする。

すなわち、メモリ１０２からは、読み出しアドレス制御部１０９からの制御に従って、読み出し開始アドレスがシフト制御されて、複数回、順次、受信信号のＦＦＴ結果が読み出される。このときのシフト制御量が、精細に変更されるのが高感度モードであり、粗く変更されるのが高速モードである。

つまり、高感度モードにおいては、ある読み出し開始アドレスからのＦＦＴ結果のメモリ１０２からの読み出しでは、相関のピークが得られなかったときには、読み出しアドレス制御部１０９は、メモリ１０２についての前記読み出し開始アドレスを、前回のものに隣接する、一つ高い周波数あるいは一つ低い周波数のアドレスにシフトして、ＦＦＴ結果を読み出すようにする。そして、相関のピークが得られるようになるまで、そのような読み出し開始アドレスの精細なシフト制御を繰り返す。

これに対して、高速モードにおいては、ある読み出し開始アドレスからのＦＦＴ結果のメモリ１０２からの読み出しでは、相関のピークが得られなかったときには、読み出しアドレス制御部１０９は、メモリ１０２についての読み出し開始アドレスを、ｎ個（ｎは２以上の整数）離れたアドレス位置にシフトして、ｎ個離れた高い周波数あるいは低い周波数の成分から、ＦＦＴ結果をメモリ１０２から読み出し開始するようにシフト制御する。そして、相関のピークが得られるようになるまで、そのような読み出し開始アドレスの粗いシフト制御を繰り返す。

拡散符号発生部１０４からの拡散符号と、受信信号に含まれる拡散符号とが同一の系列のものであれば、上記の読み出し開始アドレスのシフト制御により、いずれかの読み出し開始アドレスのときのメモリ１０２からのＦＦＴ結果と、メモリ１０６からのＦＦＴ結果とについて、相関のピークが得られる。

ところで、受信信号を得たＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量が正確に見積もられ、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間情報を正確に校正することに基づいて検出された受信信号のキャリア周波数の情報が、ＧＰＳ受信機内部で生成され、あるいは外部から取得される場合には、読み出しアドレス制御部１０９により、そのキャリア周波数分だけ、メモリ１０２の読み出し開始アドレスをシフトすることにより、相関点検出部１０８において、即座に相関のピークが得られる。

しかし、キャリア周波数が不明である場合には、上述のように、メモリ１０２からの読み出し開始アドレスを順次に、測位モードに応じたシフト量でシフトして、サーチを行い、相関のピークが得られる読み出し開始アドレスを検索する。

このように受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果を、メモリ１０２から、受信信号のキャリア周波数分だけシフトして読み出すことにより、後述するように、キャリア成分を除去した受信信号のＦＦＴ結果と等価なＦＦＴ結果を得ることができ、そのキャリア成分を除去したＦＦＴ結果と、拡散符号の１周期分のＦＦＴ結果との乗算結果を逆拡散すれば、確実に図５のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。

なお、後述もするように、メモリ１０２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御するのではなく、メモリ１０６からの拡散符号のＦＦＴ結果の読み出しアドレスを制御することにより、拡散符号のＦＦＴ結果に、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア分を加え、乗算部１０３での乗算によって、上述と同様にして、キャリア成分の除去を行うようにすることもできる。

以下に、メモリ１０２またはメモリ１０６からの読み出しアドレスの制御によって、受信信号のキャリアと拡散符号との同期によるキャリア成分の除去について、ＤＳＰ２３でのデジタルマッチドフィルタの処理の動作説明と共に、さらに詳細に説明する。

この実施の形態において、ＤＳＰ２３では、デジタルマッチドフィルタの処理が行われるものであるが、このデジタルマッチドフィルタの処理の原理は、図４８の式（１）に示すように、時間領域での畳み込みのフーリエ変換が周波数領域では乗算になるという定理に基づくものである。

この式（１）において、ｒ（ｎ）は時間領域の受信信号、Ｒ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。また、ｃ（ｎ）は拡散符号発生部からの拡散符号、Ｃ（ｋ）はその離散フーリエ変換を表す。ｎは離散時間、ｋは離散周波数である。そして、Ｆ［］は、フーリエ変換を表している。

２つの信号ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）の相関関数を改めてｆ（ｎ）と定義すると、ｆ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｆ（ｋ）は、図４８の式（２）のような関係になる。したがって、ｒ（ｎ）を周波数変換部１０からの信号とし、ｃ（ｎ）を拡散符号発生部１０４からの拡散符号とすれば、ｒ（ｎ）とｃ（ｎ）の相関関数ｆ（ｎ）は、通常の定義式によらず、前記式（２）により以下の手順で計算できる。

・受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｒ（ｋ）を計算する。

・拡散符号ｃ（ｎ）の離散フーリエ変換Ｃ（ｋ）の複素共役を計算する。

・Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）の複素共役より、式（２）のＦ（ｋ）を計算する。

・Ｆ（ｋ）の逆離散フーリエ変換により相関関数ｆ（ｎ）を計算する。

ところで、前述したように、受信信号ｒ（ｎ）に含まれる拡散符号が、拡散符号発生部１０４からの拡散符号ｃ（ｎ）と一致していれば、上記手順により計算した相関関数ｆ（ｎ）は、図５のように相関点でピークを生ずる時間波形となる。上述したように、この実施の形態では、離散フーリエ変換および逆フーリエ変換に、ＦＦＴおよび逆ＦＦＴの高速化アルゴリズムを適用したので、定義に基づいて相関を計算するより、かなり高速に計算を行うことができる。

次に、受信信号ｒ（ｎ）に含まれるキャリアと拡散符号との同期について説明する。

前述したように、受信信号ｒ（ｎ）は、図４８の式（３）に示すようにキャリアを含んでいる。受信信号ｒ（ｎ）から、データｄ（ｎ）を得るためには、拡散符号ｃ（ｎ）とキャリアｃｏｓ２πｎｆ₀との同期をとって除去する必要がある。すなわち、前述の図４８の式（２）で、Ｒ（ｋ）のみにキャリアが含まれている場合には、図５のような相関波形が得られない。

前述したように、ドップラーシフト量が正確に見積もられ、かつ、ＧＰＳ受信機内部の発振周波数および時間情報が正確であれば、受信信号ｒ（ｎ）のキャリア周波数ｆ₀が既知となる。その場合には、図６に示すように、ＦＦＴ処理部１０１の前段に乗算部１２１を設け、この乗算部１２１において受信信号ｒ（ｎ）と信号発生部１２２からの周波数ｆ₀のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、ＦＦＴを行う前に受信信号ｒ（ｎ）からキャリア成分を除くことができる。

その場合には、メモリ１０２からは、そのキャリア成分が除去された受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果が得られ、このＦＦＴ結果と、拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ結果とが乗算部１０３で乗算されるので、逆ＦＦＴ処理部１０７の出力としては、図５のように相関点にピークを生じる時間波形が確実に得られる。

図６で括弧内に記載したように、受信信号ｒ（ｎ）からキャリア成分を除去するのではなく、拡散符号ｃ（ｎ）についてのＦＦＴ処理部１０５の前段に乗算部１２１を設けて、この乗算部１２１において拡散符号ｃ（ｎ）と信号発生部１２２からの周波数ｆ₀のキャリアとを乗算して周波数変換することにより、拡散符号にキャリア成分を加えるようにしても同様である。

すなわち、その場合には、メモリ１０２から読み出した受信信号のＦＦＴ結果に含まれるキャリア成分と、メモリ１０６から読み出した拡散符号のＦＦＴ結果に含まれる、加えられたキャリア成分とが同期しているため、逆ＦＦＴ処理部１０７からは、図５のように相関点でピークを生じる相関検出出力が得られる。

しかし、この図６のように時間領域の信号にキャリア周波数の信号を乗算する方法による場合には、キャリア成分を除くための乗算部が特に必要になり、構成が複雑になると共に、その乗算演算の分だけ、処理速度が遅くなるという不利益がある。また、キャリア周波数が未知である場合には、信号発生部２２を可変周波数発振器の構成として、周波数サーチを行う手段がさらに必要となる。

一方、ＦＦＴの性質として、上述のような周波数乗算は、図４８の式（４）のように表すことができる。この式（４）で、Ｆ［］は離散フーリエ変換、φ₀ はキャリアとの位相差、ｋ₀ はｆ₀ に対応するｋであって、ｆ₀ ＝ｋ₀ ・ｆs ／Ｎである。この式（４）より、受信信号ｒ（ｎ）を図６のように周波数変換した信号のＦＦＴは、ｒ（ｎ）のＦＦＴであるＲ（ｋ）を、キャリア周波数分ｋ₀だけシフトした形になる。

以上のことから、図６の構成は、図７のような構成に置換可能となる。すなわち、受信信号ｒ（ｎ）や拡散符号ｃ（ｎ）にキャリア周波数を乗算する代わりに、受信信号のＦＦＴ結果または拡散符号のＦＦＴ結果をメモリ１０２またはメモリ１０６からの読み出す際の読み出しアドレスを、キャリア周波数分だけシフトするようにするものである。

この場合に、図７で、受信信号ｒ（ｎ）をシフトする場合はダウンコンバージョンで、ｋ₀ ＞０とし、また、拡散符号ｃ（ｎ）をシフトする場合はアップコンバージョンで、ｋ₀ ＜０とする。

以上説明したように、式（４）に示したＦＦＴの性質を利用すれば、図６の信号発生器１２２は不要になり、図７のように、ＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレス位相をシフトするだけでよくなり、構成が簡単になると共に、処理の高速化につながる。

なお、前述の式（４）における位相差φ₀ は未知であるため、図７では無視しているが、例えば、図４８の式（５）により計算されるＦ’（ｋ）の逆ＦＦＴの演算結果として得られる相関関数ｆ’（ｎ）（０≦ｎ＜Ｎ）は複素数となり、その実部をｆ_R’（ｎ）、虚部をｆ_I’（ｎ）とすると、相関ピークの振幅｜ｆ’（ｎ）｜は、図４８の式（６）に示すようにして得られ、位相φは、図４８の式（７）に示すようにして得られるので、式（４）の右辺のｅｘｐ（ｊφ₀ ）の乗算は省略してよい。なお、位相φ は、式（３）のデータｄ（ｎ）の符号に対応したπだけ異なる２つの値に式（７）のφ₀が加わった値となる。

ＧＰＳ衛星信号のキャリア周波数が既知とした場合において、ＤＳＰ２３における同期捕捉処理の動作を図４のブロック図に反映させた構成図の例を図８に示す。この図８の各ブロックの出力には、上述したような信号出力ｒ（ｎ）、ｃ（ｎ）および演算結果Ｒ（ｋ）、Ｃ（ｋ）、ｆ'（ｎ）が示されている。この図８は、メモリ１０２における読み出し開始アドレスのアドレスシフト量が、丁度、キャリア周波数分に相当する分となっている状態におけるものである。

次に、キャリア周波数が未知である場合には、図４に示したように、読み出しアドレス制御部１０９は、相関点検出部１０８からの相関検出出力に基づいて読み出し開始アドレスをシフト制御する。すなわち、読み出しアドレス制御部１０９は、相関点検出部１０８の相関結果を解析し、相関のピークが得られるまで、メモリ１０２（またはメモリ１０６）の読み出し開始アドレスのシフト制御を行うものである。

この場合に、読み出しアドレス制御部１０９は、制御演算部４０からの測位モードの情報により、そのときの測位モードが高速モードか、高感度モードかを認識し、認識結果の測位モードに応じたシフト量で、メモリ１０２（またはメモリ１０６）の読み出し開始アドレスのシフト制御を行うものである。

この場合において、メモリ１０２（またはメモリ１０６）のＦＦＴ結果の読み出し開始アドレスの初期値は、過去のデータから決定した予測アドレスとされる。すなわち、読み出しアドレス制御部１０９は、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果のメモリ１０２からの読み出し開始アドレスを、前記過去のデータから決定した予測アドレスを読み出し開始アドレスの初期値として、この初期値を中心に、測位モードに応じたシフト量で、相関点検出部１０８の相関検出出力に基づいて変更制御して、相関点検出部１０８で図５に示したようなピークが得られるようにする。

相関点検出部１０８で図５に示したようなピークが得られたときには、読み出しアドレス制御部１０９は、読み出し開始アドレスのシフト制御を、そのときのシフト量で停止するようにする。その停止したときのアドレスシフト位置により、拡散符号の位相およびキャリア周波数が求まる。

以上の同期捕捉の第１の例における同期捕捉部２０での処理の流れを、図９〜図１１のフローチャートを参照しながら説明する。なお、この図９〜図１１のフローチャートは、主としてＤＳＰ２３でのソフトウエア処理に対応するものである。

まず、周波数変換部１０からのＩＦデータをサンプリング回路２１でサンプリングし、信号ｒ（ｎ）としてＲＡＭ２２に取り込む（ステップＳ１）。次に、この信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理部１０１でＦＦＴ処理し、そのＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）をメモリ１０２に書き込む（ステップＳ２）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）をメモリ１０６にセットする（ステップＳ３）。

次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）のメモリ１０２からの読み出し開始アドレスのシフト量の初期値ｋ₀’を、過去のデータから決定する（ステップＳ４）。そして、決定した初期値ｋ₀’を、メモリ１０２からのＦＦＴ結果の読み出し開始アドレスのシフト量ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変更回数ｖを初期値ｖ＝０にセットする（ステップＳ５）。

次に、メモリ１０２から、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）を、読み出し開始アドレスを、ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ６）。そして、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（ｋ−ｋ'）と、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の複素共役とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求める（ステップＳ７）。

次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴを行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップＳ８）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピーク値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ９）、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいかどうか判別する（図１０のステップＳ１１）。

ステップＳ１１において、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを相関点として検出する（ステップＳ１２）。

そして、検出した相関点ｎｐが、４個目であるか否か判別し（ステップＳ１３）、４個目であると判別したときには、受信機位置計算処理を開始し、同期保持部３０における同期保持処理をする（ステップＳ１４）。その後、ステップＳ１５に移行する。ステップＳ１４の処理は、４個目以降でも行うにようにしてもよい。

なお、ステップＳ１２で検出した相関点ｎｐが得られるときの読み出し開始アドレスのシフト量ｋ'から、当該受信中のＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量およびＧＰＳ受信機の発振周波数の誤差を推定することができる。すなわち、受信信号のキャリア周波数を検知することができる。

ステップＳ１３で、検出した相関点ｎｐが、４個目以外であると判別したときには、サーチすべきすべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ１５）、サーチすべきすべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ１６）。

また、ステップＳ１５で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ１７）。そして、ステップＳ３に戻り、上述したステップＳ３以降の処理を実行する。

ステップＳ１１での判別の結果、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより小さく、相関点が検出できなかったときには、現在モードは何であるかを判別する（図１１のステップＳ２１）。そして、現在モードが高感度モードであると判別したときには、シフト制御の変更回数ｖが予め設定された最大値ｖ_maxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ２２）。この最大値ｖ_maxは、周波数に換算したときに、１ｋＨｚに相当する。

そして、シフト制御の変更回数ｖが予め設定された前記最大値ｖ_maxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数ｖを１だけインクリメント（ｖ＝ｖ＋１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）^ｖ×ｖ
として設定し（ステップＳ２３）、その後、図９のステップＳ６に戻る。そして、上述したステップＳ６以降の処理を繰り返す。

また、ステップＳ２１で現在モードが高速モードであると判別したときには、高速モードでは、高感度モードのときのシフト量のｎ倍（ｎは２以上の整数）でメモリ１０２からの読み出し開始アドレスのシフトを行うことから、シフト制御の変更回数ｖのｎ倍が予め設定された最大値ｖ_maxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ２４）。

そして、シフト制御の変更回数ｖのｎ倍が予め設定された前記最大値ｖ_maxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数ｖを１だけインクリメント（ｖ＝ｖ＋１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）^ｖ×ｎ×ｖ
として設定し（ステップＳ２５）、その後、図９のステップＳ６に戻る。そして、上述したステップＳ６以降の処理を繰り返す。

また、ステップＳ２２で、シフト制御の変更回数ｖが、予め設定された前記最大値ｖ_maxよりも大きいと判別したとき、また、ステップＳ２４で、シフト制御の変更回数ｖのｎ倍が、予め設定された前記最大値ｖ_maxよりも大きいと判別したときには、そのように大きいと判別された回数が、現在のＲＡＭ２２のデータに対して予め定められた所定回数以上となったか否か判別し（ステップＳ２６）、前記所定回数以上でなければ、ステップＳ１に戻り、ＲＡＭ２２に新たなデータを取り込んで、以上の処理を繰り返す。

また、ステップＳ２６で、前記所定回数以上であると判別したときには、サーチすべきすべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ２７）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、同期捕捉ができなかったことを、同期捕捉部２０から制御演算部４０に通知し（ステップＳ２８）、サーチ動作を終了する（ステップＳ２９）。

また、ステップＳ２７で、拡散符号同期サーチが終了していないサーチすべき衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ３０）。そして、ステップＳ３に戻り、上述したステップＳ３以降の処理を実行する。

以上説明したような同期捕捉の第１の例の処理動作を、図４のＤＳＰ２３の内部構成のブロック図に反映させた構成図を図１２に示す。この図１２の各ブロックの出力には、上述したような信号出力および演算結果が示されている。

以上のように、ＤＳＰ２３での捕捉処理の第１の例によれば、ＧＰＳ受信機において、ＦＦＴを利用してデジタルマッチドフィルタを構成する場合に、図１２のように、受信信号のＦＦＴ結果のメモリからの読み出し開始アドレスを、キャリア周波数分だけ、シフトして、拡散符号と乗算する構成によって、所定の値以上のピークを示す相関点ｎp を得ることができる。そして、４個のＧＰＳ衛星、つまり４種類の拡散符号ｃ（ｎ）について、相関点ｎp が判れば、ＧＰＳ受信機位置の計算が可能になる。

すなわち、第１の例によれば、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタ処理を行う場合において、受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取るために、時間領域で乗算を行うことなく、受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果同士の周波数領域での乗算の際に、受信信号のＦＦＴ結果と拡散符号のＦＦＴ結果のうちの一方のＦＦＴ結果をシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリア成分を除去することができる。

なお、図８および図１２では、受信信号のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の方の、メモリ１０２の読み出しアドレスをシフトさせたが、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の方のメモリ１０６の読み出しアドレスを、受信信号のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の場合とは逆方向にシフト（乗算器でのアップコンバージョンの形になる）しても良い。

また、上述の第１の例の説明においては、拡散符号発生器１０４とＦＦＴ処理部１０５とを別々に設けるようにしたが、それぞれのＧＰＳ衛星に対応する拡散符号を予めＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。

［測位モードの設定処理］
次に、この例のＧＰＳ受信機における測位モードの設定処理について、図１３およびその続きである図１４のフローチャートを参照しながら説明する。この図１３および図１４のフローチャートの各ステップは、主として、制御演算部４０のＣＰＵ４１の処理動作を示すものである。

まず、電源の投入を待ち（ステップＳ４１）、電源が投入されたら前回の最後の測位モードを検出する（ステップＳ４２）。次に、検出した測位モードがオートモードであるかマニュアルモードであるか判別する（ステップＳ４３）。

そして、マニュアルモードであると判別したときには、高速モードか高感度モードかを判別する（ステップＳ４４）。このステップＳ４４で、高速モードであると判別したときには、同期捕捉部２０に高速モードを通知して、同期捕捉部２０の測位モードを高速モードにする（ステップＳ４５）。

次に、同期捕捉部２０から、衛星電波を捕捉することができず、衛星電波の受信ができない旨の通知を受け取ったか否か判別し（ステップＳ４６）、前記通知を受け取ったと判別したときには、図１５に示すように、ＧＰＳ受信機のディスプレイ５の画面に、例えば「高速モードで電波を受信できませんでした。」と表示して、現在モードが高速モードであること、および現在モードでは衛星電波を受信できないことをユーザに告知する（ステップＳ４７）。

このとき、後述のオートモードの場合には、高感度モードへの切り換えについての問い合わせをするが、マニュアルモードでは、ユーザによる切り換えを促す趣旨であるため、上述のような告知を行うものである。勿論、図１５の告知表示において、測位モードの変更を促したり、電波のより強い場所への移動を促したりする告知を併せて行うようにしてもよい。

この図１５の告知表示を見て、ユーザは、測位モードを高感度モードに変更したり、電波の強い場所に移動したりすることができる。また、この告知表示により、ＧＰＳ受信機の現在状況を知ることができるので、なかなか測位結果が表示されずにユーザがいらいらするという事態を防止することもできる。

ステップＳ４６において、衛星電波の受信ができない旨の通知を受け取らなかったとき、また、ステップＳ４７の次には、例えばジョグダイヤル７を用いたユーザによる測位モードの変更指示があったか否か判別し（ステップＳ４８）、変更指示がなかったと判別したときには、電源がオフにされたか否か判別し（ステップＳ５５）、電源がオフにされたときには、そのときの測位モードをラストモードとして不揮発性のメモリ（図示は省略）に記憶して（ステップＳ５６）、この処理ルーチンを終了する。また、電源がオフにされなかったときには、ステップＳ４５に戻る。

また、ステップＳ４８で、測位モードの変更指示があったと判別したときには、測位モード選択変更処理を実行し（ステップＳ４９）、変更結果として決定された測位モードを認識し（ステップＳ５０）、その後、ステップＳ４３に戻る。

また、ステップＳ４４で、高感度モードであると判別したときには、同期捕捉部２０に高感度モードを通知して、同期捕捉部２０の測位モードを高感度モードにする（ステップＳ５１）。

次に、同期捕捉部２０から、衛星電波の受信ができたが、測位位置が正確でない可能性がある旨の通知を受け取ったか否か判別し（ステップＳ５２）、前記通知を受け取ったと判別したときには、図１６に示すように、ＧＰＳ受信機のディスプレイ５の画面に、例えば「高感度モードですが、電波が弱く、位置が正確でない可能性があります。」と表示して、現在モードが高感度モードであること、および現在モードでは正確な測位位置を検出できないことをユーザに告知する（ステップＳ５３）。この場合にも、図１６の告知表示において、電波のより強い場所への移動を促したりする告知を併せて行うようにしてもよい。

この告知表示により、ユーザは、ＧＰＳ受信機の現在状況を知ることができて、測位結果を的確に利用することができる。

ステップＳ５２において、測位位置が正確でない可能性がある旨の通知を受け取らなかったとき、また、ステップＳ５３の次には、例えばジョグダイヤル７を用いたユーザによる測位モードの変更指示があったか否か判別し（ステップＳ５４）、変更指示がなかったと判別したときには、電源がオフにされたか否か判別し（ステップＳ５７）、電源がオフにされたときには、そのときの測位モードをラストモードとして不揮発性のメモリ（図示は省略）に記憶して（ステップＳ５８）、この処理ルーチンを終了する。また、電源がオフにされなかったときには、ステップＳ５１に戻る。

また、ステップＳ５４で、測位モードの変更指示があったと判別したときには、測位モード選択変更処理を実行し（ステップＳ４９）、変更結果として決定された測位モードを認識し（ステップＳ５０）、その後、ステップＳ４３に戻る。

また、ステップＳ４３において、測位モードがオートモードであると判別したときには、この例の場合には、オートモードの初期モードは高速モードとしているので、同期捕捉部２０の測位モードを高速モードにする（図１４のステップＳ６１）。

次に、同期捕捉部２０から、衛星電波を捕捉することができず、衛星電波の受信ができない旨の通知を受け取ったか否か判別し（ステップＳ６２）、前記通知を受け取ったと判別したときには、図１７に示すように、ＧＰＳ受信機のディスプレイ５の画面に、例えば「高速モードで電波を受信できませんでした。これより高感度モードで受信を始めます」と表示して、現在モードがオートモードの高速モードであること、および現在モードでは衛星電波を受信できないので、高感度モードに変更することをユーザに告知する（ステップＳ６３）。そして、同期捕捉部２０の測位モードを高感度モードに変更する（ステップＳ６４）。

その後、ＧＰＳ受信機の位置が移動するなどして受信電界強度が上がったか否か判別し（ステップＳ６５）、上がったときには、同期捕捉部２０の測位モードを高感度モードに戻す（ステップＳ６６）。そして、ステップＳ６２に戻る。

また、ステップＳ６５で、受信電界強度が上がっていないと判別したときには、ユーザによる測位モードの変更指示があったか否か判別し（ステップＳ６７）、変更指示がなかったと判別したときにはステップＳ６５に戻る。また、ステップＳ６７で、測位モードの変更指示があったと判別したときには、測位モード選択変更処理を実行し（ステップＳ６９）、変更結果として決定された測位モードを認識し（ステップＳ７０）、その後、ステップＳ４３に戻る。

また、ステップＳ６２で衛星電波の受信ができない旨の通知を受け取らなかったときには、ユーザによる測位モードの変更指示があったか否か判別し（ステップＳ６８）、変更指示がなかったと判別したときにはステップＳ６２に戻る。また、ステップＳ６８で、測位モードの変更指示があったと判別したときには、測位モード選択変更処理を実行し（ステップＳ６９）、変更結果として決定された測位モードを認識し（ステップＳ７０）、その後、ステップＳ４３に戻る。

図１４のオートモードについての動作処理は、図１８のようにすることもできる。すなわち、この図１８の例においては、図１４のフローチャートにおけるステップＳ６３の代わりに、ステップＳ７１、ステップＳ７２が設けられる。

そして、図１８の例においては、ステップＳ６２で、衛星電波の受信ができない旨の通知を受け取ったと判別したときには、図１９に示すように、ＧＰＳ受信機のディスプレイ５の画面に、例えば「高速モードで電波を受信できませんでした。これより高感度モードで受信を始めて良いですか？」と表示して、現在モードがオートモードの高速モードであること、および現在モードでは衛星電波を受信できないので、高感度モードに変更しても良いかどうかをユーザに問い合わせる告知をする（ステップＳ７１）。このとき、図１９に示すように、ディスプレイ５の画面には、問い合わせに対するユーザの応答入力を受け付ける表示として、例えば［ＹＥＳ］、［ＮＯ］を併せて表示する。

そして、ユーザの応答を判別し（ステップＳ７２）、［ＹＥＳ］が選択操作されて高感度モードへの変更が承認されたときには、同期捕捉部２０の測位モードを高感度モードに変更する（ステップＳ６４）。

また、ユーザにより［ＮＯ］が選択操作されて、高感度モードへの変更が拒否されたときには、ステップＳ６８に進んで、ユーザによる測位モードの変更指示があったか否か判別し、変更指示がなかったと判別したときにはステップＳ６２に戻る。その他は、図１４の例の場合と同様とする。

この図１８の例によれば、オートモードであっても、ユーザの意志を反映した測位モードの切り換えを行うことができるようになり、便利である。

［測位モードの選択操作処理］
次に、上述の例におけるステップＳ４９およびステップＳ６９の測位モード選択変更処理について、図２０のフローチャートを参照しながら説明する。この図２０のフローチャートの各ステップは、主として、制御演算部４０のＣＰＵ４１の処理動作を示すものである。

まず、ユーザがジョグダイヤル７を回転させて、メニュー表示を選択し、そのメニューから測位モードを選択したか否か判別し（ステップＳ８０）、測位モードが選択されると、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、図２１に示すように、ディスプレイ５の画面にメニューおよびオートモードとマニュアルモードとの選択肢を表示する（ステップＳ８１）。

この状態で、ジョグダイヤル７あるいはカーソルボタン６３により、オートモードとマニュアルモードとのいずれかのモードの選択肢の選択操作がなされたかどうかを判別し（ステップＳ８２）、モードの選択肢が選択されないと判別したときには、ジョグダイヤル７により中止が選択されたか否か判別し（ステップＳ８３）、中止が選択されたと判別したときには、この処理ルーチンを終了する。中止が選択されなかったと判別したときには、ステップＳ８２に戻る。

そして、ステップＳ８２で、モードの選択肢が選択されたと判別したときには、選択されたのはいずれであるかを判別する（ステップＳ８４）。そして、選択されたのが、オートモードであると判別したときには、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０の測位モードをオートモードと決定する（ステップＳ８５）。

前述したように、この例においては、オートモードのときには、初期モードは、高速モードとするので、その旨を同期捕捉部２０に通知する。そして、このステップＳ８５の後は、ステップＳ８０に戻る。この通知を受けた同期捕捉部２０のＤＳＰ２３は、高速モードに設定され、メモリ１０２の読み出しアドレスシフトを粗くして、同期捕捉動作を行う。

ステップＳ８４でマニュアルモードが選択されたと判別したときには、図２２に示すように、ＧＰＳ受信機のディスプレイ５の画面に、高速モードと、高感度モードとの選択肢の表示を行う（ステップＳ８６）。

この状態で、ジョグダイヤル７あるいはカーソルボタン６３により、高速モードと高感度モードとのいずれかのモードの選択肢の選択操作がなされたかを判別し（ステップＳ８７）、モードの選択肢が選択されないと判別したときには、ジョグダイヤル７により中止が選択されたか否か判別し（ステップＳ８８）、中止が選択されたと判別したときには、ステップＳ８０に戻る。ステップＳ８８で中止が選択されなかったと判別したときには、ステップＳ８７に戻る。

そして、ステップＳ８７で、モードの選択肢が選択されたと判別したときには、選択されたのはいずれであるかを判別する（ステップＳ８９）。そして、選択されたのが、高感度モードであると判別したときには、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０の測位モードを高感度モードと決定し、その旨を同期捕捉部２０に通知する（ステップＳ９０）。また、選択されたのが、高速モードであると判別したときには、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０の測位モードを高速モードと決定し、その旨を同期捕捉部２０に通知する（ステップＳ９１）。

通知を受けた同期捕捉部２０は、前述したように、高感度モードのときには、メモリ１０２の読み出し開始アドレスのシフトを細かくして、同期捕捉動作を行い、高速モードのときには、メモリ１０２の読み出し開始アドレスのシフトを粗くして、同期捕捉動作を行う。ステップＳ９０およびステップＳ９１の後は、ステップＳ８０に戻る。

以上のようにして、同期捕捉の第１の例によれば、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数が未知であっても、ＦＦＴによる周波数領域での処理を積極的に用いて、受信信号のキャリアと拡散符号との同期検出を行って、キャリア成分を除去することができる。したがって、ＦＦＴを利用したデジタルマッチドフィルタによるＧＰＳ受信信号と拡散符号との相関点の検出を、高速、かつ簡単な構成で実現することができる。そして、メモリ１０２の読み出し開始アドレスのシフト量から、ＩＦキャリア周波数を検出することができる。

そして、上述の例によれば、ＧＰＳ受信機は、高速モードと、高感度モードとの二つのモードを備えることにより、受信場所や受信環境に応じて、常に、迅速かつ正確に測位を行えるようにすることが可能になる。

そして、上述の例によれば、高速モードと、高感度モードとを、ユーザの手動操作により切り換え選択することができると共に、現在モードと、衛星電波の受信状況をユーザに告知するようにしたので、その告知に基づいて、ユーザは、適切な測位モードを選択することができるという効果がある。

また、上述の例のＧＰＳ受信機においては、衛星電波が弱く、高速モードでは受信しにくいときには、測位モードを、自動的に高感度モードに変更することができるので、使い勝手がよい。また、その際に、ユーザに告知されるので、ユーザは、ＧＰＳ受信機の現在の受信状況を的確に把握することができる。

また、測位モードを高速モードから高感度モードに切り換える際に、ユーザに承認を得るようにした場合には、ユーザ毎の使い勝手を優先した測位モードのオートモードを実現することができる。

なお、ＧＰＳ受信機のディスプレイ５の画面には、常に、現在の測位モードが何であるかを表示しておくようにしてもよい。

なお、上述の例において、それぞれの衛星に対応する拡散符号を予めＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。つまり、図４の拡散符号発生部１０４およびＦＦＴ処理部１０５を省略することができる。

［測位モードの選択処理の他の例］
図２３は、この例の場合におけるＧＰＳ受信機の外観を示すものである。この例においては、前述したジョグダイヤル７を用いて測位モードの選択切り換え設定ができるほか、「室内」、「戸外」、「ビルの谷間」などの受信位置を指示するための操作ボタン６４，６５，６６を設け、それらの操作ボタン６４，６５，６６のいずれかが押されると、ＧＰＳ受信機は、それぞれの操作ボタンに対応して予め定められている測位モードで同期捕捉を行うようにするものである。

すなわち、この例においては、操作ボタン６４は「室内」ボタンであり、この操作ボタン６４が押されると、ＧＰＳ受信機は、高感度モードで同期捕捉を行うように設定されている。また、操作ボタン６５は「戸外」ボタンであり、この操作ボタン６５が押されると、ＧＰＳ受信機は、高速モードで同期捕捉を行うように設定されている。

さらに、操作ボタン６６は「ビルの谷間」ボタンであり、この操作ボタン６６が押されると、ＧＰＳ受信機は、高速モードで同期捕捉を行うように設定されている。そして、ビルの谷間ではマルチパスが多いことから、より正確であろう電波を選択するように同期捕捉部２０を制御する。

すなわち、同期捕捉部２０では、受信電界強度が強い環境であって、かつ、マルチパスが多い環境では、複数個の電波を同時に捕捉する状態になる。この場合に、ビルなどに反射した電波は、衛星からの直接波に比べて遅延したものとなる。そこで、ＧＰＳ受信機では、ビルの谷間ボタン６６が操作されたときには、同時に捕捉した複数個の電波のうちの、相関の強さではなく、ＧＰＳ受信機に最も早く到達したもの（位相的に最も遅延の小さいもの）を衛星からの直接波として捕捉するようにする。

図２４は、この例の場合におけるＧＰＳ受信機の測位モード選択処理を説明するためのフローチャートである。このフローチャートにおける各ステップは、主として制御演算部４０のＣＰＵ４１が実行するものである。

まず、図２０のステップＳ８０と同様に、ユーザがジョグダイヤル７を回転させて、メニュー表示を選択し、そのメニューから測位モードを選択したか否か判別し（ステップＳ１０１）、測位モードが選択されると、前述の図２０のステップＳ８１以降の処理を行い、ステップＳ１０１に戻る。

そして、この例においては、ステップＳ１０１で、メニューからの測位モードの選択がなされないと判別されたときには、「室内」ボタン６４が押されたか否か判別し（ステップＳ１０２）、押されたと判別したときには、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０の測位モードを高感度モードと決定し、その旨を同期捕捉部２０に通知する（ステップＳ１０３）。そして、ステップＳ１０１に戻る。

ステップＳ１０２で、「室内」ボタン６４は押されなかったと判別したときには、「戸外」ボタン６５が押されたか否か判別し（ステップＳ１０４）、押されたと判別したときには、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０の測位モードを高速モードと決定し、その旨を同期捕捉部２０に通知する（ステップＳ１０５）。そして、ステップＳ１０１に戻る。

ステップＳ１０４で、「戸外」ボタン６５は押されなかったと判別したときには、「ビルの谷間」ボタン６６が押されたか否か判別し（ステップＳ１０６）、押されたと判別したときには、制御演算部４０のＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０の測位モードを高速モードと決定し、その旨と、前述したマルチパスを考慮した同期捕捉処理を行うようにする指示とを同期捕捉部２０に通知する（ステップＳ１０７）。そして、ステップＳ１０１に戻る。

この例によれば、ユーザは、高感度モードと、高速モードがどの環境に適応しているかを知らなくても、自分が現在、ＧＰＳ受信機を使用している環境を示す操作ボタンを操作するだけで、ＧＰＳ受信機を適切な測位モードに設定することができるという効果がある。

この例においても、ディスプレイ５の画面には、室内モード、戸外モード、ビルの谷間モード、あるいは、それらに対応する高感度モードまたは高速モードをそれぞれ示す表示して、現在モードが何であるかをユーザに報知するようにしてもよい。

〔デジタルマッチドフィルタによる同期捕捉の第２の例〕
上述したように、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する場合には、その相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の１周期長とするのが通常である。

しかし、ＧＰＳ衛星からの受信信号では、前述したように、データの１ビットは、拡散符号の２０周期分であり、この２０周期分では、すべて同じパターンの符号となっている。この同期捕捉の第２の例では、この特質を生かして、デジタルマッチドフィルタによって受信信号と拡散符号の相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の複数周期長とする。サンプリング回路２１におけるサンプリング周波数は、前述の例と同様でよい。

受信信号について、拡散符号の複数周期分単位でＦＦＴ演算処理をすることにより、この同期捕捉の第２の例によれば、ＩＦキャリア周波数の検出精度が高くなると共に、受信感度が向上し、同じ時間領域の信号を累積加算する方法に比べて、拡散符号の同期捕捉およびＩＦキャリア周波数のサーチがし易くなる。以下、この同期捕捉の第２の例を、さらに説明する。

時間領域において、拡散符号のＭ周期（Ｍは２以上の整数）に渡って累積加算を行った１周期長のデータに対して相関点を検出する先行例がある（例えば米国特許４９９８１１１号明細書または「An Introduction to Snap Track^TM Server−Aided GPS Technology， ION GPS−９８ Proceedings」参照）。

すなわち、図２５に示すように、この先行例の方法においては、受信信号ｒ（ｎ）について、拡散符号との乗算結果を、Ｍ周期分に渡って累積加算するものである。この先行例の方法は、ＧＰＳ衛星からの受信信号の周期性とノイズの統計的な性質とを利用してＣ／Ｎを高めるもので、受信信号のキャリアと拡散符号の同期が事前にとれている状態であれば、Ｃ／ＮがＭ倍に改善され、したがって受信感度（相関点の検出感度）はＭ倍に向上する。そして、キャリア周波数の検出精度のＭ倍に向上する。

しかし、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれていないと位相の異なるＭ個のキャリアが加算合成されてしまい、累積加算した結果においては肝心のＧＰＳ信号が相殺されてしまって相関ピークは検出できなくなる。

このため、受信信号のキャリア周波数が未知の場合には、キャリア周波数をサーチする必要があり、サーチする各々の周波数毎に累計加算を行うといった効率の悪い操作を行わざるを得なくなる。

これに対して、上述した同期捕捉の第１の例では、上述したようにして周波数領域において、ＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレスをシフトするという簡便な方法により、受信信号のキャリアと拡散符号との同期がとれるので、累積加算の効果を最大限に発揮させることができる。

この同期捕捉の第２の例では、上述の第１の例と同様に、ＧＰＳ衛星からの受信信号のキャリア周波数は未知として、キャリア周波数のサーチを行うのであるが、その場合に、受信信号ｒ（ｎ）については、拡散符号のＭ周期分毎にＦＦＴを行うようにする。そして、この拡散符号のＭ周期分毎に、受信信号のＦＦＴ結果のメモリからの読み出しアドレスのシフト量の制御による受信信号のキャリア周波数のサーチを行う。

前述した図４８の式（３）中のデータｄ（ｎ）は、Ｍ≦２０とすれば、拡散符号のＭ周期中では１または−１の固定値になるので無視できる。すると、式（３）は、
ｒ（ｎ）＝Ａ・ｃ（ｎ）ｃｏｓ２πｎｆ₀ ＋ｎ（ｎ）
となり、これをＭ周期長で離散フーリエ変換すると、データの数はＭ×Ｎ（Ｎは拡散符号の１周期分のデータ数）なので、離散フーリエ変換後のｋと実周波数ｆの関係は、サンプリング周波数ｆs に対して
０≦ｋ≦ＭＮ／２では、ｆ＝ｋｆs ／ＭＮ
となり、
ＭＮ／２＜ｋ＜ＭＮでは、ｆ＝（ｋ−ＭＮ）ｆs ／ＭＮ（ただしｆ＜０）
となって、分解能がＭ倍になる。

しかし、拡散符号ｃ（ｎ）は周期信号であり、その１周期長の時間をＴ（ＧＰＳのＣ／ＡコードではＴ＝１ミリ秒）とすると、ｆ＝１／Ｔ以下の精度の周波数成分はない。したがって、受信信号ｒ（ｎ）の離散フーリエ変換後のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）（ただし、０≦ｋ＜ＭＮ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分はＭ個おき、すなわち、ＭＮ個のデータのうちのＮ個の点に集中し、その振幅は、Ｍ周期分が累積加算されるため、１周期長での同じ周波数成分のＭ倍になる。説明の簡単のため、Ｍ＝４としたときのスペクトラム例を図２６に示す。

図２６の例では、信号のスペクトラムがＭ＝４個おきにあり、それらの間には信号成分はない。Ｎ個の点以外では、拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は０になる。一方、ノイズｎ（ｎ）は、多くの場合、非周期信号であるから、ＭＮ個の全周波数成分にエネルギーが分散される。したがって、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）中における拡散符号ｃ（ｎ）のＮ個の周波数成分の総和において、時間領域での累積加算と同様に、Ｃ／ＮがＭ倍向上することになる。

受信信号ｒ（ｎ）中に、式（３）に示したキャリア成分ｃｏｓ２πｎｆ₀がなければ、ＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）中の拡散符号ｃ（ｎ）の周波数成分は、ｋ＝ｉ×Ｍ（ただし、０≦ｉ＜Ｎ）に集中するが、キャリア成分が存在するので、この第３の例では、メモリからのＦＦＴ結果Ｒ（ｋ）の読み出しアドレスを、拡散符号の１周期当たりについて、ｋ＝（ｉ×Ｍ）−ｋ₀ として、キャリア周波数分のｋ₀ だけ循環的にシフトするようにする。

以上説明した第２の例のＤＳＰ２３の構成は、図４に示したものと同様となるが、ＲＡＭ２２の容量は、拡散符号のＭ周期分、例えば１６周期分（１６ミリ秒）とされ、ＤＳＰ２３では、この拡散符号のＭ周期分のデータ単位で、捕捉処理動作を行う。上述の捕捉処理動作を、ＤＳＰ２３の内部構成に反映させた構成図を図２７に示す。

すなわち、ＦＦＴ処理部１０１からは、ＦＦＴ演算処理単位を拡散符号のＭ周期とするＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）が得られ、メモリ１０４に書き込まれる。この図２７では、０≦ｋ＜Ｎ、０≦Ｋ＜ＭＮとしている。

そして、このメモリ１０２から、読み出しアドレスがシフト制御されてＦＦＴ結果が読み出されて乗算部１０３に供給され、メモリ１０６からの拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の複素共役と乗算される。

この第３の例の場合、この乗算部１０３から得られる相関関数Ｆ（ｋ）は、図４８の式（８）に示すようなものとなるようにされる。なお、式（８）で、ｋは、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の複素共役におけるｋであり、ｋ₀ については、ｆ₀ ＝ｋ₀ ・ｆs ／ＭＮである。

このとき、図２７において、逆ＦＦＴ処理部１０７から得られる相関関数ｆ’（ｎ）のピークは、Ｒ（Ｋ）がＭ周期の拡散符号を含むので、０≦ｎ＜ＭＮの範囲においてＭ個現れることになる。しかし、相関点の検出は、拡散符号の１周期についての１個でよいので、逆ＦＦＴ処理部１０７での計算は、前述の第１および第２の実施の形態の場合と同様に、０≦ｎ＜Ｎの範囲だけで済み、Ｎ≦ｎ＜ＭＮにおける計算は必要ない。

以上のようにして、この第２の例によれば、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴを拡散符号の１周期のＭ倍とすることにより、相関点の検出感度、したがって、受信感度を向上させることができる。この場合に、Ｍが大きいほど、受信感度が高くなるものである。したがって、Ｍの値を制御することにより、受信感度を制御することが可能になる。

以上のことから、この同期捕捉の第２の例を用いるＧＰＳ受信機の実施形態においては、この同期捕捉の第２の例を高感度モードのときに用いるようにし、高速モードのときには、通常のように、相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の１周期長とするようにする。

なお、高感度モードのみでなく、高速モードにおいても、この同期捕捉の第２の例を用いるようにしてもよい。

さらに、高感度モードのみでなく、高速モードにおいても、この同期捕捉の第２の例を用いる場合において、相関点を検出する単位データ長を決める前記Ｍの値を、高感度モードでは、高速モードの場合よりも大きくするように構成してもよい。

なお、この同期捕捉の第２の例の場合においても、それぞれの衛星に対応する拡散符号をあらかじめＦＦＴしておいたものをメモリに記憶させておくことで、衛星信号の受信時における拡散符号ｃ（ｎ）のＦＦＴ計算を省略することができる。

〔デジタルマッチドフィルタによる同期捕捉の第３の例〕
前述の同期捕捉の第２の例では、拡散符号のＭ周期（Ｍ＞１）分を含む受信信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理することで、未知のキャリア周波数のサーチを可能にすると共に、受信感度の向上を図ることができるものであるが、データサンプルの数が、拡散符号１周期分の場合のＮ個からＭ倍のＭＮ個になるため、ＦＦＴの計算時間が長くなると共に、メモリ１０２の容量が大きくなる。同期捕捉の第３の例は、この問題を改善したものである。

図２６に示したように、拡散符号のＭ周期（Ｍ＞１）をＦＦＴ処理単位とした場合のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）中の周波数成分はＭ個おきにしか存在しないので、それらのＭ個おきの周波数成分の間の成分は不要である。

ここで、ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）（ただし、０≦Ｋ＜ＮＭ）を、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）（０≦ｉ＜Ｎ）のＭ組に分ける。説明の簡単のため、Ｍ＝４組に分けた場合の、それぞれの組の分割スペクトラムの例を図２８〜図３１に示す。キャリア周波数は未知であるが、Ｍ組のうちの１組に、相関を検出する対象となるＧＰＳ信号のエネルギーがある。図２８〜図３１の例では、図２８のＲ（ｉ×Ｍ）の組に、受信信号ｒ（ｎ）の周波数成分が含まれ、それ以外の３つの分割スペクトラムにはノイズしかない状態を表している。

なお、実際の信号ではキャリア周波数ｋ₀は、正確にはｋ'＝ｋ₀でないため、例えばｋ₀がｋ₀’とｋ₀’＋１との間、つまり、ｋ₀’≦Ｋ＜ｋ₀’＋１であったとすると、ｋ'＝ｋ₀’と、ｋ'＝ｋ₀’＋１との両方で相関が検出され、ｋ₀に近い方が大きな相関を示す。

ＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を前記のようにＭ組に分割した場合、Ｍが２のべき乗であれば、ＦＦＴ計算手順の性質から、各組は、それぞれ独立に計算できる。

図３２は、８個のデータｇ（０）〜ｇ（７）のＦＦＴ計算の信号の流れ図である。図３２のＦＦＴ結果Ｇ（Ｋ）を、４個おきのデータに分けるとすると、（Ｇ（０），Ｇ（４））、（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））の４組となる。この中の（Ｇ（０），Ｇ（４））に注目すると、図３３に示す部分だけの計算でよいことが判る。そして、この計算の構造は、他の組（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））においても同様となるものである。

この４組のデータを１組ずつ調べることにすると、まず、（Ｇ（０），Ｇ（４））を計算し、調べ終わったら（Ｇ（０），Ｇ（４））を格納したメモリを開放して次の組に進む。（Ｇ（１），Ｇ（５））、（Ｇ（２），Ｇ（６））、（Ｇ（３），Ｇ（７））と、順次計算して調べ終わったらメモリを開放するという操作を行うことにより、メモリは、Ｇ（０）〜Ｇ（７）を一括してＦＦＴを求めるのに比べて、１／４のメモリ容量でよくなる。乗算回数は、Ｍ個に分割して計算した場合と全体を一括してＦＦＴ計算をした場合とでは同じになる。

上記の例と同様のことが、Ｍを２のべき乗にすることで、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）に適用でき、ＦＦＴ結果を格納するメモリの容量は、ＭＮの１／Ｍ、すなわち、Ｎで済む。また、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）の順で相関を検出する際に、途中の組で相関点が検出できてしまえば、残る組については調べる必要がなくなるので、拡散符号のＭ周期毎の受信信号を一括してＦＦＴ処理して検出するより、処理時間が短くなると期待できる。

以上説明した同期捕捉の第３の例における同期捕捉部２０での処理の流れを、図３４および図３５のフローチャートを参照しながら説明する。図３４および図３５の例ではＦＦＴの回数を最小にするため、キャリア周波数のサーチを、各ＦＦＴの組毎に、対象とする衛星すべてについて相関検出を行うようにしている。なお、この図３４および図３５のフローチャートは、主としてＤＳＰ２３でのソフトウエア処理に対応するものである。

まず、Ｒ（Ｋ）（ただし、０≦Ｋ＜ＮＭであり、Ｋ＝ｉ×Ｍ＋ｕ）の分割組数についての変数ｕ（０≦ｕ＜Ｍ）を初期化し（ステップＳ１１１）、次に、周波数変換部１０からのＩＦデータをサンプリング回路２１でサンプリングし、そのサンプリングデータを、拡散符号のＭ周期分、例えば１６周期分（１６ミリ秒）、信号ｒ（ｎ）（ただし、０≦ｎ≦ＭＮ）としてＲＡＭ２２に取り込む（ステップＳ１１２）。次に、この信号ｒ（ｎ）をＦＦＴ処理部１０１でＦＦＴし、そのＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）をメモリ１０２に書き込む（ステップＳ１１３）。次に、信号を受信したＧＰＳ衛星に対応する拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）をメモリ１０６にセットする（ステップＳ１１４）。

次に、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）のメモリ１０２からの読み出しアドレスのシフト量の初期値ｋ₀’を、例えば過去のデータから決定する（ステップＳ１１５）。そして、決定した初期値ｋ₀’を、メモリ１０２からのＦＦＴ結果の読み出しアドレスのシフト量ｋ'として設定すると共に、シフト制御の変更回数ｖを、初期値ｖ＝０にセットする（ステップＳ１１６）。

次に、メモリ１０２から、受信信号ｒ（ｎ）のＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ）を、その読み出しアドレスを、ｋ'だけシフトして読み出す（ステップＳ１１７）。そして、読み出したＦＦＴ結果Ｒ（Ｋ−ｋ'）と、拡散符号のＦＦＴ結果Ｃ（ｋ）の複素共役とを乗算して相関関数Ｆ’（ｋ）を求める（ステップＳ１１８）。

次に、この相関関数Ｆ’（ｋ）の逆ＦＦＴを行って時間領域の関数ｆ’（ｎ）を求める（ステップＳ１１９）。そして、この関数ｆ’（ｎ）について、ピーク値ｆ’（ｎp）を求め（ステップＳ１２０）、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）が予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいかどうか判別する（図３５のステップＳ１２１）。

ステップＳ１２１において、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより大きいと判別したときには、そのピーク値ｆ’（ｎｐ）を取る離散時間（拡散符号の位相）ｎｐを相関点として検出する（ステップＳ１２２）。

そして、検出した相関点ｎｐが、４個目であるか否か判別し（ステップＳ１２３）、４個目であると判別したときには、ＣＰＵ４１は、受信機位置計算処理を開始し、同期保持部３０における同期保持処理をする（ステップＳ１２４）。その後、ステップＳ１２５に進む。ステップＳ１２４の処理は、４個目以降でも行うにようにしてもよい。

なお、ステップＳ１２２で検出した相関点ｎｐが得られるときのシフト量ｋ'とＲ（ｋ）の分割組数についての変数ｕから、当該受信中のＧＰＳ衛星についてのドップラーシフト量およびＧＰＳ受信機の発振周波数の誤差が推定することができる。

ステップＳ１２３で、検出した相関点ｎｐが、４個目以外であると判別したときには、サーチすべきすべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ１２５）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、変数ｕがその最大値Ｍより小さいかどうか判別し（ステップＳ１２７）、小さいときには、変数ｕをインクリメントし（ステップＳ１２８）、その後、ステップＳ１１３に戻り、このステップＳ１１３以降の処理を繰り返す。

また、ステップＳ１２７で、変数ｕが最大値Ｍに等しいあるいは最大値Ｍより大きいと判別したときには、サーチ動作を終了する（ステップＳ１２９）。

また、ステップＳ１２５で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ１２６）。そして、ステップＳ１１４に戻り、上述したステップＳ１１４以降の処理を実行する。

ステップＳ１２１での判別の結果、ピーク値ｆ’（ｎｐ）が、予め設定されているスレッショールド値ｆthより小さく、相関点が検出できなかったときには、現在モードは何であるかを判別する（図１１のステップＳ２１）。そして、現在モードが高感度モードであると判別したときには、シフト制御の変更回数ｖが予め設定された最大値ｖ_maxよりも小さいかどうか判別する（図３６のステップＳ１３１）。この最大値ｖ_maxは、周波数に換算したときに、１ｋＨｚに相当する。

そして、シフト制御の変更回数ｖが予め設定された最大値ｖ_maxよりも小さいかどうか判別する（ステップＳ１３２）。この最大値ｖ_maxは、周波数に換算したときに、１ｋＨｚに相当する。

そして、シフト制御の変更回数ｖが予め設定された最大値ｖ_maxよりも小さいと判別したときには、シフト制御の変更回数ｖを１だけインクリメント（ｖ＝ｖ＋１）すると共に、新たなシフト量ｋ'を、
ｋ'＝ｋ'＋（−１）^ｖ×ｖ
として（ステップＳ１３３）、ステップＳ１１７に戻る。そして、上述したステップＳ１１７以降の処理を繰り返す。

また、ステップＳ１３２で、シフト制御の変更回数ｖが、予め設定された最大値ｍ_maxよりも大きいと判別したときには、そのように大きいと判別された回数が、現在のＲＡＭ２２のデータに対して予め定められた所定回数以上となったか否か判別し（ステップＳ１３６）、前記所定回数以上でなければ、ステップＳ１１２に戻り、ＲＡＭ２２に新たなデータを取り込んで、以上の処理を繰り返す。

また、ステップＳ１３６で、前記所定回数以上であると判別したときには、サーチすべきすべての衛星について、上述の拡散符号同期サーチ処理が終了したか否か判別し（ステップＳ１３７）、すべての衛星についての拡散符号同期サーチ処理が終了したと判別したときには、変数ｕがその最大値Ｍより小さいかどうか判別し（ステップＳ１３８）、小さいときには、変数ｕをインクリメントし（ステップＳ１３９）、その後、ステップＳ１１３に戻り、このステップＳ１１３以降の処理を繰り返す。

また、ステップＳ１３８で、変数ｕが最大値Ｍに等しいあるいは最大値Ｍより大きいと判別したときには、同期捕捉ができなかった旨を制御演算部４０に通知し（ステップＳ１４０）、その後、サーチ動作を終了する（ステップＳ１４１）。

また、ステップＳ１３７で、拡散符号同期サーチが終了していない衛星があると判別したときには、次に拡散符号同期サーチを行う衛星を選択し、その選択した衛星が用いる拡散符号ｃ（ｎ）に拡散符号を変更する（ステップＳ１４２）。そして、ステップＳ１１４に戻り、上述したステップＳ１１４以降の処理を実行する。

なお、キャリア周波数が既知である場合には、Ｒ（ｉ×Ｍ）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋１）、Ｒ（ｉ×Ｍ＋２）、・・・、Ｒ（ｉ×Ｍ＋Ｍ−１）の中で該当するものだけを計算すれば、拡散符号の多周期分を含む時間分を単位として受信信号をＦＦＴする方法は、同様に適用できる。

〔デジタルマッチドフィルタによる同期捕捉の第４の例〕
前述した同期捕捉の第２の例、第３の例の場合には、拡散符号のＭ周期分をＲＡＭ２２に取り込み、当該Ｍ周期分のデータをＤＳＰ２３が読み込んで、上述のようなＦＦＴ処理を行って、同期捕捉処理をするようにしている。このため、ＤＳＰ２３での処理データ量が多く、計算量が多くなり、処理速度が遅くなるおそれがある。

この同期捕捉の第４の例は、第２の例において説明したように、拡散符号のＭ周期分、例えば１６周期分（１６ミリ秒）のＩＦデータをＲＡＭ２２に取り込み、当該Ｍ周期分のデータ単位で、ＦＦＴ演算を伴なう同期捕捉処理を行うものであるが、ＦＦＴ処理部１０１でＦＦＴ処理を行う前に、データサンプル数を低減する前処理を行って、処理の高速化を図るものである。なお、サンプリング回路２１でのサンプリング周波数は、例えば４．０９６ＭＨｚとされる。

図３７は、この第４の例におけるＤＳＰ２３の構成例を示すものであり、この第４の例においては、ＦＦＴ処理部１０１の前に、前処理部１３０を設ける。その他の構成は、前述の例と同様である。

前処理部１３０は、ＲＡＭを備え、そのメモリ容量は、拡散符号の１周期分とされる。すなわち、この第４の例においては、ＲＡＭ２２に取り込まれたＭ周期分のデータは、同じ拡散符号の１周期分のデータが、Ｍ回繰り返されるものに等しく、同期捕捉の第２の例において説明したように、周波数成分としては、拡散符号の１周期分のデータが備えるものしか存在しないことから、前処理部１３０においては、前記拡散符号のＭ周期分のデータ量から、拡散符号の１周期分のデータ量に減らす処理を行う。

この第４の例においては、その前処理として、Ｍ周期分のデータｄ（ｎ）（０≦ｎ＜Ｌ、Ｌは拡散符号のＭ周期分の全データ数）の離散フーリエ変換の部分集合（Ｓ［０］、Ｓ［１］・・・Ｓ［Ｎ−１］（ただし、Ｎは拡散符号の１周期分のサンプリングデータ数））を計算するアルゴリズムを行う。ここで、部分集合Ｓ［ｋ］（ｋは離散フーリエ変換後の離散周波数で、０≦ｋ＜Ｎ）は、次のように定義できる。

Ｓ［ｋ］＝Ｄ［ｋ×Ｍ＋ｒ］
ただし、Ｄはデータｄの離散フーリエ変換、
Ｍ＝Ｌ／Ｎ、
ｒはドップラー周波数による定数、０≦ｒ＜Ｍ。

図３８は、前処理部１３０で行われるアルゴリズムを実行するためのフローチャートである。

まず、変数ｋの初期化（ｋ＝０）を行い（ステップＳ１５１）、次に、部分集合Ｓ［ｋ］を初期化するために、Ｓ［ｋ］＝０とする（ステップＳ１５２）。そして、繰り返しの変数ｔ（０≦ｔ＜Ｍ）を初期化（ｔ＝０）する（ステップＳ１５３）。次に、次の（式Ｑ１）を計算する（ステップＳ１５４）。

Ｓ［ｋ］＝Ｓ［ｋ］_ｏｌｄ＋ｄ［ｔ×Ｎ＋ｋ］×ｅｘｐ（２πｊ・ｒ・ｔ／Ｍ）
・・・（式Ｑ１）
この（式Ｑ１）の処理は、変数ｔの値が「１」だけ前の値Ｓ［ｋ］_ｏｌｄに、現在の変数ｔの値についての次の項
ｄ［ｔ×Ｎ＋ｋ］×ｅｘｐ（２πｊ・ｒ・ｔ／Ｍ）
を加算する演算である。

データｄ（ｎ）は、Ａ／Ｄ変換器１８からの１ビットのＩＦデジタルデータをサンプリングしたデータであるので、ｄ［ｔ×Ｎ＋ｋ］は＋１または−１となる。そのため、（式Ｑ１）の演算は、一つの足し算または引き算になる。

また、ｅｘｐ（２πｊ・ｒ・ｔ／Ｍ）においては、変数はｔのみであり、ｔは、０からＭ−１の値しかとらないので、この項ｅｘｐ（２πｊ・ｒ・ｔ／Ｍ）の値を、Ｍ点のテーブルとして記憶しておき、そのテーブルを用いることにより、この項ｅｘｐ（２πｊ・ｒ・ｔ／Ｍ）をｔの変更の度に毎回計算しなくてもよくなり、計算を早くすることができる。

ステップＳ１５４の（式Ｑ１）の計算が終了したら、変数ｔを「１」だけインクリメントする（ステップＳ１５５）。そして、変数ｔがＭより小さいか否か判別し（ステップＳ１５６）、変数ｔがＭより小さいときには、ステップＳ１５４に戻って、前記（式Ｑ１）の計算を繰り返す。変数ｔがＭ以上のときには、次の（式Ｑ２）を計算する（ステップＳ１５７）。

Ｓ［ｋ］＝Ｓ［ｋ］_ｏｌｄ×ｅｘｐ（２πｊ・ｒ・ｋ／Ｌ）
・・・（式Ｑ２）
この（式Ｑ２）の処理は、変数ｋの値が「１」だけ前の値Ｓ［ｋ］_ｏｌｄに、現在の変数ｋの値についての次の項
ｅｘｐ（２πｊ・ｒ・ｋ／Ｌ）
を乗算する演算である。

ステップＳ１５７の（式Ｑ２）の計算が終了したら、求めたＳ［ｋ］の値を前処理部１３０が備えるメモリに書き込む（ステップＳ１５８）。次に、変数ｋを「１」だけインクリメントする（ステップＳ１５９）。そして、変数ｋがＮより小さいか否か判別し（ステップＳ１６０）、変数ｋがＮより小さいときには、ステップＳ１５２に戻って、以上の計算処理を繰り返す。変数ｋがＮ以上のときには、前処理を終了して、高速フーリエ変換処理を開始する。

以上の前処理により、ＦＦＴの対象となるのは、拡散符号のＭ周期分の全データ数のＬ点から、拡散符号の１周期分のＮ点に減るので、ＦＦＴ演算を高速にすることができる。

〔デジタルマッチドフィルタによる同期捕捉の第５の例〕
この同期捕捉の第５の例は、第４の例と同様に、ＤＳＰ２３において、ＦＦＴ処理部１０１でＦＦＴ処理を行う前に、データサンプル数を低減する前処理を行って、処理の高速化を図るものである。

この第５の例の場合におけるＤＳＰ２３の構成例は、前述した第４の例の場合の図２３に示したものと同じである。ただし、第５の例では、前処理部１３０で行う前処理の内容が第４の例とは異なる。

この第５の例も、ＲＡＭ２２に取り込まれたＭ周期分のデータは、同じ拡散符号の１周期分のデータが、Ｍ回繰り返されるものに等しく、同期捕捉の第２の例において説明したように、周波数成分としては、拡散符号の１周期分のデータが備えるものしか存在しないことから、前処理部１３０においては、前記拡散符号のＭ周期分のデータ量から、拡散符号の１周期分のデータ量に減らす処理を行う。

図３９は、この第５の例の前処理を説明するための図である。図３９の例においては、サンプリング回路２１でのサンプリング周波数は、４．０９６ＭＨｚであり、また、Ｍ＝１６、つまり、１６ミリ秒単位でＲＡＭ２２にデータを取り込んで、ＦＦＴ処理をする場合である。

図３９に示すように、この例において、ＲＡＭ２２に記憶するＩＦデータは、拡散符号の１周期分の１６個のデータ群ｄ１（ｎ）、ｄ２（ｎ）、ｄ３（ｎ）、・・・、ｄ１６（ｎ）からなる。そして、この例の場合、データ群ｄ１（ｎ）、ｄ２（ｎ）、ｄ３（ｎ）、・・・、ｄ１６（ｎ）のそれぞれは、４０９６点のポイントからなり、１６ミリ秒分のデータ全体では、６５５３６点のポイントからなる。

そして、１６個のデータ群ｄ１（ｎ）、ｄ２（ｎ）、ｄ３（ｎ）、・・・、ｄ１６（ｎ）のそれぞれの先頭から、同じポイント位置の値は、ＧＰＳ衛星信号の場合には、拡散符号の同じ成分を有しているはずである。しかも、前述したように、各ポイントのデータは、１ビットである。

以上のことを考慮して、この第５の例の場合には、前処理部１３０に備えるメモリ１３０ＭＥＭとして、１ワードが１６ビットで、４０９６ワード分の容量を有するメモリを用いる。

そして、１６個の拡散符号１周期分のデータ群ｄ１（ｎ）、ｄ２（ｎ）、ｄ３（ｎ）、・・・、ｄ１６（ｎ）のそれぞれの先頭から、同じポイント位置のデータは、１ワードを構成するように、メモリ１３０ＭＥＭの同じワードアドレスに書き込むようにする。この結果、１６ミリ秒分のデータは、メモリ１３０ＭＥＭに、４０９６ワードのデータとして取り込まれる。

ＦＦＴ演算処理は、この１６ビット１ワードのデータについて実行するようにする。ＤＳＰ２３が、１６ビット単位の処理が可能であるものであった場合には、ＦＦＴの際のメモリアクセス回数は、４０９６回となり、前処理を行わない場合の６５５３６回に比較して、１６分の１にすることができ、ＦＦＴ処理を高速化することができる。

上述のことを、一般化すると、拡散符号の１周期分のデータ数がＮであるデータのＭ周期分を処理単位としてＦＦＴ処理する場合において、前処理部１３０では、同じ拡散符号の成分となる位置のデータを、メモリ１３０ＭＥＭの同じワードアドレスに書き込むようにする。

すなわち、ＮＭ個のデータを［０］から順に番号をつけたとき、０，Ｎ，２Ｎ，・・・，（Ｍ−１）Ｎ番目のデータは、メモリＭＥＭのワードアドレス「０」に書き込み、１，１＋Ｎ，１＋２Ｎ，・・・，１＋（Ｍ−１）Ｎ番目のデータは、メモリＭＥＭのワードアドレス「１」に書き込み、・・・・、（Ｎ−１），（Ｎ−１）＋Ｎ，（Ｎ−１）＋２Ｎ，・・・，（Ｎ−１）＋（Ｍ−１）Ｎ番目のデータは、メモリＭＥＭのワードアドレス「Ｎ−１」に書き込むようにするものである。

ＦＦＴ演算処理は、このＭビット１ワードのデータについて実行するようにする。ＤＳＰ２３が、ｗビット単位の処理が可能であるものであった場合には、ＦＦＴの際のメモリアクセス回数は、Ｎ×Ｍ／ｗ回となり、前処理を行わない場合のＮＭ回に比較して、ｗ分の１にすることができ、ＦＦＴ処理を高速化することができる。

以上説明した第１〜第５の例の同期捕捉方法は、従来の手法であるスライディング相関器が原理的に時間を要するのに対し、ＦＦＴを用いたデジタルマッチドフィルタによる処理を高速なＤＳＰで行うようにしたことにより、処理時間の大幅な短縮が期待できる。特に、第２の例〜第５の例の場合には、拡散符号のＭ周期単位でＦＦＴ処理をするようにしたことにより、同期捕捉を高感度で行うことができる。

さらに、第３の例〜第５の例の場合には、拡散符号のＭ周期単位でＦＦＴ処理を、より高速に行うようにすることができる。

したがって、同期捕捉の第２の例を用いるＧＰＳ受信機の実施形態の場合と同様にして、同期捕捉の第３の例〜第５の例を高感度モードのときに用いるようにし、高速モードのときには、通常のように、相関点を検出する単位データ長は、拡散符号の１周期長とするようにすることができる。

また、高感度モードのみでなく、高速モードにおいても、この同期捕捉の第３の例〜第５の例を用いるようにしてもよい。

さらに、高感度モードのみでなく、高速モードにおいても、この同期捕捉の第３の例〜第５の例を用いる場合において、相関点を検出する単位データ長を決める前記Ｍの値を、高感度モードでは、高速モードの場合よりも大きくするように構成してもよい。

なお、以上の同期捕捉の例に用いたデジタルマッチドフィルタによる相関計算の方法は、ＧＰＳ衛星からの信号に限らず、拡散符号でデータをスペクトラム拡散した信号により搬送波が変調されている受信信号の拡散符号およびキャリアの同期捕捉を行う場合に適用可能である。ただし、第２の例、第３の例、第４の例および第５の例は、ＧＰＳ衛星信号のように、拡散符号の１周期の複数倍の周期がデータビットとなっていて、拡散符号の複数周期分の信号は、同じ信号となっている必要がある。

以上のような同期捕捉方法によって、同期捕捉部２０で４個以上のＧＰＳ衛星からの信号の同期捕捉ができれば、ＧＰＳ受信機としては、それらの拡散符号の位相とＩＦキャリア周波数とからＧＰＳ受信機の位置と速度を計算することが可能である。つまり、同期保持部３０を設けなくても測位演算を行うことは可能である。

しかし、ＧＰＳ受信機として十分な高精度の測位および速度計算を行うためには、高精度で拡散符号の位相とＩＦキャリア周波数を検出する必要があり、そのためには、サンプリング回路２１におけるサンプリング周波数を高くする、ＲＡＭ２２に取り込むＩＦデータの時間長を長くするといったことが必要になる。

さらに、同期捕捉部２０にデジタルマッチドフィルタを用いた構成とした場合には、デジタルマッチドフィルタ自身は、同期保持機能を有しないことをも考慮しなければならない。

また、ＧＰＳ受信機の外部から航法メッセージを取得しないとすると、同期捕捉部２０は、４個以上のＧＰＳ衛星の航法メッセージを２０ｍｓ毎に復調する必要があり、ＤＳＰ２３は常に同期の検出と航法メッセージの復調をかなり高速に行う必要がある。

以上のように、同期捕捉部２０のみにより、ＧＰＳ受信機の位置計算および速度計算を十分な精度で行おうとすると、ハードウエアのサイズ増によるコストアップと消費電力増となり、ＧＰＳ受信機を実際に製造する際の大きな問題となってしまう。

そこで、この実施形態では、粗い精度での同期捕捉を専用の同期捕捉部２０で行い、複数のＧＰＳ衛星信号の同期保持および航法メッセージの復調は同期保持部３０で行うものとしている。そして、同期捕捉部２０は、検出したＧＰＳ衛星番号と、その拡散符号の位相と、ＩＦキャリア周波数と、相関検出信号からなる信号強度の情報を、制御演算部４０を通じて同期保持部３０にデータとして渡し、後述するように、同期保持部３０は、そのデータを初期値として動作を開始するようにする。

［同期保持部３０の構成］
複数のＧＰＳ衛星信号の同期保持を並列して行うために、同期保持部３０は、１つずつのＧＰＳ衛星信号を１チャンネルとして、複数チャンネル分を備える構成とされる。

図４０は、この実施形態における同期保持部３０の構成例を示す。この同期保持部３０は、ｎチャンネル分のチャンネル同期保持部３０ＣＨ１、３０ＣＨ２、・・・、３０ＣＨｎと、コントロールレジスタ３３とからなる。チャンネル同期保持部３０ＣＨ１、３０ＣＨ２、・・・、３０ＣＨｎのそれぞれは、コスタスループ３１とＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）３２とを備える。

コントロールレジスタ３３は、制御演算部４０のＣＰＵ４１に接続され、後述するように、コスタスループ３１やＤＬＬ３２のループフィルタのパラメータや、フィルタ特性を定めるためのデータを受け取り、ＣＰＵ４１により指示されるチャンネルの、ＣＰＵ４１により指示される部位に、そのデータを設定するようにする。また、コントロールレジスタ３３は、コスタスループ３１やＤＬＬ３２のループフィルタからの相関値情報や周波数情報を受け取り、ＣＰＵ４１からのアクセスに応じてそれらの情報をＣＰＵ４１に渡すようにする。

〔コスタスループ３１と、ＤＬＬ３２の構成〕
図４１はコスタスループ３１の構成例を示すブロック図であり、また、図４２は、ＤＬＬ３２の構成例を示すブロック図である。

コスタスループ３１は、ＩＦキャリア周波数の同期保持、送信データである航法メッセージの抽出を行う部分であり、ＤＬＬ３２は、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号の位相同期保持を行う部分である。そして、コスタスループ３１とＤＬＬ３２とが協働し、ＧＰＳ衛星信号についてスペクトラム逆拡散を行って、スペクトラム拡散前の信号を得るとともに、このスペクトラム拡散前の信号を復調して航法メッセージを得て、制御演算部４０のＣＰＵ４１に供給する。以下、コスタスループ３１とＤＬＬ３２との動作について具体的に説明する。

〔コスタスループ３１について〕
周波数変換部１０からのＩＦデータは、乗算器２０１に供給される。この乗算器２０１には、図４２に示すＤＬＬ３２の拡散符号発生器３２０からの拡散符号が供給される。

ＤＬＬ３２の拡散符号発生部３２０からは、一致（プロンプト）拡散符号Ｐ、進み（アーリ）拡散符号Ｅ、遅れ（レート）拡散符号Ｌの、３つの位相の拡散符号が発生する。ＤＬＬ３２では、後述するように、進み拡散符号Ｅおよび遅れ拡散符号Ｌと、ＩＦデータとの相関を計算し、それぞれの相関値が等しくなるように、拡散符号発生器３２０からの拡散符号の発生位相を制御し、これにより、一致拡散符号Ｐの位相が、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号の位相と一致するようにする。

コスタスループ３１の逆拡散用の乗算器２０１には、拡散符号発生器３２０からの一致拡散符号Ｐが供給されて、逆拡散される。この乗算器２０１からの逆拡散されたＩＦデータは、乗算器２０２および２０３に供給される。

コスタスループ３１は、図４１に示すように、乗算器２０２および２０３と、ローパスフィルタ２０４，２０５と、位相検出器２０６と、ループフィルタ２０７と、ＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ；数値制御型発振器）２０８と、相関検出器２０９と、２値化回路２１０と、ロック判定部２１１と、スイッチ回路２１２とからなっている。

ローパスフィルタ２０４，２０５のカットオフ周波数情報と、ループフィルタ２０７のフィルタ特性を定めるパラメータと、ＮＣＯ２０８の発振中心周波数を定めるための周波数情報とは、後述するように、同期捕捉部２０での同期捕捉結果に基づいて、ＣＰＵ４１からコントロールレジスタ３３を通じて設定される。

スイッチ回路２１２は、コスタスループ３１のループを開閉制御するためのもので、ＣＰＵ４１からの切り換え制御信号によりオンオフされる。なお、同期保持動作がスタートする前の初期的な状態では、スイッチ回路２１２はオフとされ、ループ開の状態とされ、後述するように、同期保持動作がスタートして、コスタスループの相関検出器２０９の相関出力が有意なレベルとなったときに、このスイッチ回路２１２がオンとされて、ループ閉とされるようにされる。

乗算器２０１において逆拡散された信号は、乗算器２０２、２０３に供給される。これら乗算器２０２，２０３には、制御演算部４０のＣＰＵ４１からの周波数情報により、ほぼＩＦキャリア周波数にされたＮＣＯ２０８からの、直交位相のＩ（Ｓｉｎｅ）信号と、Ｑ（Ｃｏｓｉｎｅ）信号とが供給される。

これら乗算器２０２および２０３の乗算結果は、ローパスフィルタ２０４および２０５を通じて位相検出器２０６に供給される。ローパスフィルタ２０４および２０５は、制御演算部４０のＣＰＵ４１からのカットオフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。

位相検出器２０６は、ローパスフィルタ２０４および２０５からの信号に基づいて、ＩＦキャリアとＮＣＯ２０８からの周波数信号との位相誤差を検出し、この位相誤差をループフィルタ２０７を介してＮＣＯ２０８に供給する。これによりＮＣＯ２０８が制御されて、ＮＣＯ２０８からの出力周波数信号の位相が、ＩＦキャリア成分に同期するようにされる。

なお、ループフィルタ２０７は、制御演算部４０のＣＰＵ４１から供給されるパラメータに応じて、位相検出器２０６からの位相誤差情報を積分して、ＮＣＯ２０８を制御するＮＣＯ制御信号を形成するものである。ＮＣＯ２０８は、ループフィルタ２０７からのＮＣＯ制御信号によって、前述したように、ＮＣＯ２０８からの出力周波数信号の位相が、ＩＦキャリア成分に同期するようにされる。

また、コスタスループ３１のローパスフィルタ２０４および２０５の出力は、相関検出器２０９に供給される。相関検出器２０９は、これに供給されるローパスフィルタ２０４および２０５の出力信号をそれぞれ自乗して加算して出力する。この相関検出器２０９の出力は、ＩＦデータと拡散符号発生器３２０からの一致拡散符号Ｐとの相関値ＣＶ（Ｐ）示すものである。この相関値ＣＶ（Ｐ）は、コントロールレジスタ３３を通じて制御演算部４０のＣＰＵ４１に渡される。

そして、ローパスフィルタ２０４の出力信号は２値化回路２１０に供給されており、この２値化回路２１０より航法メッセージデータが出力される。

また、相関検出器２０９からの相関値ＣＶ（Ｐ）出力は、ロック判定部２１１に供給される。ロック判定部２１１は、相関値ＣＶ（Ｐ）出力と、予め定められているスレッショールド値とを比較し、相関値ＣＶ（Ｐ）出力がスレッショールド値よりも大きいときには、同期保持がロック状態であることを示し、相関値ＣＶ（Ｐ）出力がスレッショールド値よりも小さいときには、同期保持がアンロック状態であることを示すロック判定出力を出力する。

この実施形態では、このロック判定出力は制御演算部４０のＣＰＵ４１に送られ、ＣＰＵ４１は、このロック判定出力から、同期保持部３０のロック状態、アンロック状態を認識するようにする。

〔ＤＬＬ３２について〕
図４２に示すように、ＤＬＬ３２においては、周波数変換部１０からのＩＦデータは、乗算器３０１および３１１に供給される。そして、乗算器３０１には、拡散符号発生器３２０からの進み拡散符号Ｅが供給され、また、乗算器３１１には、拡散符号発生器３２０からの遅れ拡散符号Ｌが供給される。

乗算器３０１は、ＩＦデータと進み拡散符号Ｅとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号を乗算器３０２、３０３に供給する。そして、乗算器３０２には、前述のコスタスループ３１のＮＣＯ２０８からのＩ信号が供給され、乗算器３０３には、ＮＣＯ２０８からのＱ信号が供給される。

乗算器３０２は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ２０８からのＩ信号とを乗算し、その結果をローパスフィルタ３０４を通じて相関検出器３０６に供給する。同様に、乗算器３０３は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ２０８からのＱ信号とを乗算し、その結果をローパスフィルタ３０５を通じて相関検出器３０６に供給する。

なお、ローパスフィルタ３０４、３０５は、コスタスループ３１のローパスフィルタ２０４，２０５と同様に、制御演算部４０のＣＰＵ４１からのカットオフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。

相関検出器３０６は、これに供給されるローパスフィルタ３０４，３０５からの出力信号をそれぞれ自乗して加算して出力する。この相関検出器３０６からの出力は、ＩＦデータと、拡散符号発生器３２０からの進み拡散符号Ｅとの相関値ＣＶ（Ｅ）示すものである。この相関値ＣＶ（Ｅ）は、位相検出器３２１に供給されるとともに、コントロールレジスタ３３に格納され、制御演算部４０のＣＰＵ４１が用いることができるようにされる。

同様に、乗算器３１１は、ＩＦデータと遅れ拡散符号Ｌとを乗算することにより、スペクトラム逆拡散を行い、この逆拡散がなされた信号を乗算器３１２、３１３に供給する。乗算器３１２には、前述したように、ＮＣＯ２０８からのＩ信号が供給され、乗算器３１３には、ＮＣＯ２０８からのＱ信号が供給される。

乗算器３１２は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ２０８からのＩ信号とを乗算し、その結果をローパスフィルタ３１４を通じて相関検出器３１６に供給する。同様に、乗算器３１３は、逆拡散されたＩＦデータとＮＣＯ２０８からのＱ信号とを乗算し、その結果をローパスフィルタ３１５を通じて相関検出器３１６に供給する。ローパスフィルタ３１４、３１５は、前述のローパスフィルタ３０４、３０５と同様に、制御演算部４０のＣＰＵ４１からのカットオフ周波数情報の供給を受け、これに供給された信号の帯域外ノイズを除去するものである。

相関検出器３１６は、これに供給されるローパスフィルタ３１４，３１５からの出力信号をそれぞれ自乗して加算し、その演算結果を出力する。この相関検出器３１６からの出力は、ＩＦデータと、拡散符号発生器３２０からの遅れ拡散符号Ｌとの相関値ＣＶ（Ｌ）を示すものである。この相関値ＣＶ（Ｌ）は、位相検出器３２１に供給されるとともに、コントロールレジスタ３３に格納され、制御演算部４０のＣＰＵ４１が用いることができるようにされる。

位相検出器３２１は、相関検出器３０６からの相関値ＣＶ（Ｅ）と、相関検出器３１６からの相関値ＣＶ（Ｌ）との差分として、一致拡散符号とＧＰＳ衛星信号の拡散符号との位相差を検出し、その位相差に応じた信号をループフィルタ３２２を介してＮＣＯ３２３の数値制御信号として供給する。

拡散符号発生器３２０には、このＮＣＯ（Ｎｕｍｅｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ；数値制御型発振器）３２３の出力信号が供給されており、このＮＣＯ３２３の出力周波数が制御されることにより、拡散符号発生器３２０からの拡散符号の発生位相が制御される。

なお、ＮＣＯ３２３は、後述するように、同期捕捉部２０の同期捕捉結果に応じた制御演算部４０のＣＰＵ４１からの初期発振周波数を制御する周波数情報の供給を受ける。

以上のＤＬＬ３２におけるループ制御により、ＮＣＯ３２３が制御されて、拡散符号発生器３２０は、相関値ＣＶ（Ｅ）と相関値ＣＶ（Ｌ）とが同じレベルとなるように、拡散符号Ｐ、Ｅ，Ｌの発生位相を制御する。これにより、拡散符号発生器３２０から発生する一致拡散符号Ｐが、ＩＦデータをスペクトラム拡散している拡散符号と位相同期するようにされ、この結果、一致拡散符号ＰによりＩＦデータが正確に逆スペクトラム拡散され、コスタスループ３１において、２値化回路２１０から航法メッセージデータが復調されて出力される。

そして、その航法メッセージデータの復調出力は、図示しないデータ復調回路に供給されて制御演算部４０で使用可能なデータに復調された後、制御演算部４０に供給される。制御演算部４０では、航法メッセージデータは、測位計算に用いられ、また、適宜、軌道情報（アルマナック情報やエフェメリス情報）が抽出されて、軌道情報用メモリ４６に格納される。

なお、ＤＬＬ３２のループフィルタ３２２は、前述したコスタスループ３１のループフィルタ２０７と同様に、制御演算部４０のＣＰＵ４１から供給されるパラメータに基づいて、位相検出器３２１からの位相誤差情報を積分して、ＮＣＯ３２３を制御するＮＣＯ制御信号を形成するものである。

ＤＬＬ３２においても、ループフィルタ３２２と、ＮＣＯ３２０との間に、ループの開閉制御用のスイッチ回路３２４が設けられ、ＣＰＵ４１からの切り換え制御信号によりオンオフされる。

なお、同期保持動作がスタートする前の初期的な状態では、スイッチ回路３２４はオフとされ、ループ開の状態とされ、後述するように、同期保持動作がスタートして、コスタスループの相関検出器２０９の相関出力が有意なレベルとなったときに、このスイッチ回路３２４がオンとされて、ループ閉とされるようにされる。

［同期捕捉から同期保持への移行について］
この実施形態では、前述したように、同期捕捉部２０は、検出したＧＰＳ衛星番号と、その拡散符号の位相と、ＩＦキャリア周波数と、信号強度の情報とを、データとして制御演算部４０のＣＰＵ４１に渡す。なお、信号強度の情報は、同期保持処理への移行のための情報としては、必須のものではない。

取得したデータに基づいて制御演算部４０のＣＰＵ４１は、同期保持部３０に供給するデータを生成し、それを同期保持部３０に渡す。同期保持部３０はそのデータを初期値として同期保持動作を開始するようにする。

制御演算部４０のＣＰＵ４１から同期保持部３０に渡されるデータは、ＤＬＬ３２の拡散符号発生器３２０からの拡散符号の発生位相を制御するＮＣＯ３２３の初期発振周波数（発振中心周波数）を決定するための数値情報と、コスタスループ３１のＮＣＯ２０８の初期発振周波数（発振中心周波数）を決定するための数値情報と、ループフィルタ２０７および３２２のフィルタ特性を決定するためのパラメータと、ローパスフィルタ２０４，２０５，３０４，３０５，３１４，３１５のカットオフ周波数を決定して、その周波数帯域の広狭を決定するための係数情報である。

このとき、ＣＰＵ４１から同期保持部３０に供給される情報は、同期保持部３０で、拡散符号の同期保持およびＩＦキャリアの同期保持を開始するＧＰＳ衛星番号、位相や周波数、また、フィルタ特性を定めるための初期値データであるが、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０で同期捕捉した結果として検出された拡散符号の位相およびＩＦキャリア周波数の近傍から同期保持を開始するように、前記初期値データを生成する。

したがって、同期保持部３０では、同期捕捉部２０で検出された拡散符号の位相近傍および検出されたＩＦキャリア周波数の近傍から同期保持動作を開始して、迅速に同期保持のロック状態にすることができるようになる。

ところで、ＧＰＳ受信機が位置および速度を計算するためには、同期捕捉開始から４個以上のＧＰＳ衛星に対して同期を確立し、保持しなければならない。同期捕捉部２０と同期保持部３０および両者を制御するＣＰＵ４１とによって、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号の同期を保持するまでの過程の一例を次に説明する。

〔同期捕捉・同期保持過程の一例〕
この例では、同期捕捉部２０は、ＧＰＳ衛星信号の一つを同期捕捉すると、すぐに、ＣＰＵ４１に、同期保持動作開始のための割り込み指示と、同期捕捉結果としてのＧＰＳ衛星番号、その拡散符号の位相、ＩＦキャリア周波数、相関検出レベルを表わす信号強度を転送し、転送が終わると別のＧＰＳ衛星についての同期捕捉に移る。

ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０からの割り込み指示を受け取る毎に、同期保持部３０に対して独立のチャンネルの割り当てを行うと共に、初期値の設定を行って、同期保持動作を開始させるようにする。

図４３は、この同期捕捉・同期保持過程の一例における同期捕捉部２０での同期捕捉処理の流れを説明するためのフローチャートである。

まず、同期捕捉のための初期設定を行う（ステップＳ１７１）。この初期設定においては、同期捕捉のためにサーチするＧＰＳ衛星およびそのサーチの順番を、ＧＰＳ受信機が軌道情報用メモリ４６に記憶している有効な軌道情報に基づいて設定する。また、その軌道情報から、ドップラーシフトを考慮したキャリア周波数を計算して、サーチするＩＦキャリア周波数の中心と範囲を設定するようにする。

また、電源投入前の過去の動作で得た大体の発振器誤差が、ＧＰＳ受信機で判明しているのであれば、ＧＰＳ受信機位置を電源投入時に記憶されている位置、すなわち、前回電源を切る直前の位置と仮定して、軌道情報から計算したドップラーシフトに合わせて、サーチするＩＦキャリア周波数の中心と範囲を決めるようにすると、さらに同期保持に至るまでに要する時間を短縮できる。

初期設定が終了したら、サーチの順番に従って、同期捕捉する一つのＧＰＳ衛星を設定する（ステップＳ１７２）。これにより、同期捕捉対象の衛星番号が決まり、また、相関を検出しようとする拡散符号が決まる。

次に、同期捕捉部２０では、ＲＡＭ２２に、サンプリング回路２１でサンプリングしたＩＦデータの取り込みを開始し、この開始タイミングで、タイマをスタートさせる（ステップＳ１７３）。ここで、このタイマとしては、制御演算部４０のタイマ４５を用いるようにする。このタイマ４５は、後述のように、同期保持処理スタートタイミングを設定する際にも用いられる。

次に、ＤＳＰ２３において、前述したデジタルマッチドフィルタを用いた同期捕捉の例のいずれかを用いて、ステップＳ１７２で設定したＧＰＳ衛星信号の拡散符号について相関検出処理を行う（ステップＳ１７４）。

そして、ＧＰＳ衛星信号の拡散符号について相関が検出されたか否か、つまり、ＧＰＳ衛星信号の同期捕捉ができたか否か判別し（ステップＳ１７５）、相関が検出できたときには、ＣＰＵ４１に対して割り込み指示を発生させると共に、同期捕捉の検出結果として、ＧＰＳ衛星番号、拡散符号の位相、ＩＦキャリア周波数、信号強度の情報をＣＰＵ４１に渡す（ステップＳ１７６）。

そして、サーチすべきＧＰＳ衛星のすべてについての同期捕捉サーチが終了したか否か判別し（ステップＳ１７７）、未だサーチすべきＧＰＳ衛星が残っているときには、ステップＳ１７２に戻り、同期捕捉する次のＧＰＳ衛星を設定して、以上の同期捕捉処理を繰り返す。また、ステップＳ１７７で、サーチすべきすべてのＧＰＳ衛星についての同期捕捉が終了したと判別したときには、同期捕捉動作を終了して、同期捕捉部２０を待機状態（スタンバイ状態）にする。

また、ステップＳ１７５で相関が検出できないと判別したときには、その状態が予め定めた所定時間以上経過したか否か判別し（ステップＳ１７８）、所定時間経過していなければ、ステップＳ１７５に戻って、相関検出を継続する。

ステップＳ１７８で、所定時間経過したと判別したときには、ステップＳ１７７に進み、サーチすべきＧＰＳ衛星のすべてについての同期捕捉サーチが終了したか否か判別し、未だサーチすべきＧＰＳ衛星が残っているときには、ステップＳ１７２に戻り、同期捕捉する次のＧＰＳ衛星を設定し、以上の同期捕捉処理を繰り返す。

また、ステップＳ１７７で、サーチすべきすべてのＧＰＳ衛星についての同期捕捉が終了したと判別したときには、同期捕捉動作を終了して、同期捕捉部２０を待機状態（スタンバイ状態）にする。

この実施形態では、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０への電源供給のオンオフ制御、または、この同期捕捉部２０に対する逓倍／分周回路３からの動作クロックの供給のオンオフ制御を行うことができるように構成されており、上記の同期捕捉部２０のスタンバイ状態では、ＣＰＵ４１により、同期捕捉部２０への電源の供給はオフ、または、動作クロックの供給が停止されて、不要な消費電力が抑えられている。

同期捕捉部２０を、上述のように、デジタルマッチドフィルタで構成すると、ＤＳＰ２３でのＦＦＴ計算を速くするためには高いクロックで動作させることが望ましく、したがって、動作時の消費電力が大きくなるが、同期捕捉部２０において、初期設定したすべてのＧＰＳ衛星からの信号の同期捕捉検出が終わり、同期保持部３０で４個以上の同期保持ができていれば、同期捕捉部２０の役割は終了する。

この実施形態では、上述のように、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０の役割終了後は、スタンバイ状態にしているので、同期捕捉部２０における不要な消費電力が抑えられている。

なお、上記の例では、初期設定したすべてのＧＰＳ衛星についての同期捕捉が完了した後、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０をスタンバイ状態に移行させるようにしたが、同期保持部３０で同期保持できたＧＰＳ衛星が４個以上になったことを確認してから、ＣＰＵ４１が同期捕捉部２０をスタンバイ状態に移行させるようにしてもよい。

なお、ＣＰＵ４１は、一旦、スタンバイ状態になった同期捕捉部２０を、再同期捕捉が必要な状態になったときに、動作状態に復帰させるようにすることができることは勿論である。

次に、同期捕捉部２０からの割り込み指示を受けたＣＰＵ４１による同期保持部３０の制御処理について、図４４および図４５のフローチャートを参照しながら説明する。

図４４は、ＣＰＵ４１が、同期捕捉部２０から、割り込み指示および同期捕捉結果としての拡散符号の位相、ＩＦキャリア周波数、ＧＰＳ衛星番号、信号強度の情報を受け取ったときに、同期保持部３０においてチャンネル割り当てし、同期保持スタートをさせるための処理である。また、図４５は、ＣＰＵ４１が、同期保持スタートさせた同期保持部３０の各１チャンネルにおいての同期保持処理制御のためのフローチャートである。まず、図４４の同期保持スタート処理について説明する。

まず、ＧＰＳ受信機への電源投入時などにおいて、ＣＰＵ４１は、同期保持部３０のＮＣＯ、ローパスフィルタ、ループフィルタなどへ定数の初期設定を行っておく（ステップＳ１８１）。なお、このとき、コスタスループ３１およびＤＬＬ３２は、いずれも初期状態はループ開とされる。

次に、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０からの割り込み指示を監視し（ステップＳ１８２）、割り込み指示を検出したときには、同期捕捉部２０から、ＧＰＳ衛星番号、拡散符号の位相、ＩＦキャリア周波数、信号強度の情報を受け取ると共に、同期保持部３０に対して、受け取ったＧＰＳ衛星番号に対して独立のチャンネルを割り当てるようにする設定する（ステップＳ１８３）。

そして、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０から受け取った拡散符号の位相から、同期保持スタートタイミングを計算するとともに、同期保持部３０の、割り当てられたチャンネル内の各部に供給する初期値を、同期捕捉部２０から受け取ったＩＦキャリア周波数に基づいて生成する（ステップＳ１８４）。

そして、ＣＰＵ４１は、生成した初期値を、コントロールレジスタ３３を通じて同期保持部３０の、ステップＳ１８３で割り当てられたチャンネル内の各部に送ると共に、同期保持部３０の、ステップＳ１８３で割り当てられたチャンネル内の拡散符号発生器３２０からの一致拡散符号Ｐの発生位相を、前記同期保持スタートタイミングとするように制御して、同期保持動作をスタートさせる（ステップＳ１８５）。なお、このとき、コスタスループ３１およびＤＬＬ３２のループは開のままとする。

以上のようにして、同期捕捉されたＧＰＳ衛星信号について、同期保持のためのチャンネルが割り当てられ、同期保持スタートを行ったら、ステップＳ１８２に戻り、次の割り込みを待つ。

次に、以上のようにしてスタートしたチャンネル毎の同期保持処理を、図４５のフローチャートについて説明する。

ＣＰＵ４１は、まず、同期保持部３０からの相関値ＣＶ（Ｐ）が有意なレベルになったか否か判別し（ステップＳ１９１）、相関値ＣＶ（Ｐ）が有意なレベルになったら、コスタスループ３１およびＤＬＬ３２のループを閉じて、同期保持動作を行う（ステップＳ１９２）。

次に、ＣＰＵ４１は、同期保持部３０のコスタスループ３１のロック判定部２１１からのロック判定出力を監視し（ステップＳ１９３）、同期保持部３０のロックを確認したときには、同期保持しているＧＰＳ衛星の数を１だけインクリメントし（ステップＳ１９４）、同期保持状態を継続する（ステップＳ１９５）。

そして、ＣＰＵ４１は、この同期保持動作中において、コスタスループ３１のロック判定部２１１からのロック判定出力を監視し（ステップＳ１９６）、同期保持のロックを確認したときには、ステップＳ１９５に戻って、同期保持状態を継続する。そして、ステップＳ１９６で同期保持のロックが外れたと判別したときには、同期保持しているＧＰＳ衛星の数を１だけデクリメントし（ステップＳ１９７）、同期保持が外れたときの処理を行うようにする。この同期保持が外れたときの処理については、後述する。

ＣＰＵ４１は、同期保持部３０で４個以上のＧＰＳ衛星信号の同期保持ができたと判別したときには、ＧＰＳ受信機の位置の計算および速度の計算を行うようにする。

ステップＳ１９１において、相関値ＣＶ（Ｐ）が有意なレベルにならないと判別したときには、その状態が予め定めた所定時間以上経過しかたどうか判別し（ステップＳ１９９）、所定時間以上経過したと判別したときには、図４４のステップＳ１８３で割り当てた同期保持部３０のチャンネルを空きチャンネルに戻し、当該チャンネルの同期保持を停止する（ステップＳ２００）。

また、ステップＳ１９３において、ロック判定出力によりロック状態が検出できなかったときには、その状態が予め定めた所定時間以上経過しかたどうか判別し（ステップＳ２０１）、所定時間以上経過したと判別したときには、ステップＳ１８３で割り当てた同期保持部３０のチャンネルを空きチャンネルに戻し、当該チャンネルの同期保持を停止する（ステップＳ２００）。

ステップＳ１９９、ステップＳ２０１およびステップＳ２００の部分は、次のような理由により設けられたものである。すなわち、同期捕捉部２０が検出した相関が有意なレベルであっても、ノイズで偶々発生した偽の同期である場合もあり得る。突発的に生じたような持続性のない偽の同期に対しては、同期保持部３０で同期が確立することはない。そこで、同期保持部３０で一定のサーチ時間内に同期が確立できない場合には、同期保持動作を停止して、割り当てられたチャンネルを、空きチャンネルの状態に戻し、次の割り込みを待つようにしたものである。

ところで、前述の図４４のステップＳ１８４では、ＣＰＵ４１は、同期捕捉部２０で検出した拡散符号の位相に、同期保持部３０の拡散符号発生器３２０からの拡散符号の位相を合わせるように、同期保持部３０の同期保持スタートタイミングを計算する必要があるが、その計算の際には、同期捕捉部２０で、一つのＧＰＳ衛星信号についての同期捕捉が完了するまでに所定時間が経過しており、ドップラーシフトと、ＧＰＳ受信機の基準発振器２の誤差の影響を受けることを考慮する必要がある。

後者の問題は、ＩＦキャリア周波数が、周波数変換部１０からのＩＦデータのメモリに取り込むためのサンプリングクロックを生成している大元の基準発振器２の誤差を含むことによる。

なお、この実施形態では、同期捕捉部２０と同期保持部３０とが同じ基準発振器２を発信源とするクロックで動作しているので、同期捕捉部２０と同期保持部３０とでは、全く同じ周波数誤差を持つことになる。したがって、ＩＦキャリアの同期に関しては、同期保持部３０が同期捕捉部２０で検出したＩＦキャリア周波数を初期値として動作を開始することに関しては、全く問題ない。

以上のようにして、同期捕捉部２０は、ＣＰＵ４１が軌道情報から決めたＧＰＳ衛星を検出していく順番に従って有意な相関をサーチする。そして、同期捕捉部４１が確実な信号強度で最初の衛星を検出できたら、ＣＰＵ４１は、第１の例と同様に、同期保持部３０の１つのチャンネルを割当て、検出された衛星番号と拡散符号の位相、ＩＦキャリア周波数を設定して、同期保持動作を開始する。

上述の実施形態によれば、同期捕捉と同期保持とを機能分離し、同期捕捉を高速化できるようにしたことで、従来のＧＰＳ受信機よりＧＰＳ信号との同期までに要する時間が短くなり、ＧＰＳ受信機は、電源オン後に速やかに位置、速度を表示できるようになったので、高速モードと高感度モードとの２つのモードを有効に切り換え利用することができる。すなわち、高速モードおよび高感度モードのいずれであっても、測位までの時間が比較的短くなり、使用者にいらいら感を与えることを緩和することができる。

［その他の実施形態］
以上の実施形態の説明では、同期捕捉部２０からの検出結果は、ＣＰＵ４１を介して同期保持部３０に渡すようにしたが、前述したように、同期捕捉部２０から、同期保持部３０に直接的に渡すように構成することができるものである。

また、上述の例では、同期捕捉部２０には、デジタルマッチドフィルタを用いた例としたが、この発明では、粗い精度の同期捕捉を同期捕捉部が行い、その結果を同期保持部に渡して、同期確立までを高速化することが目的であるので、同期捕捉部２０は、デジタルマッチドフィルタを用いた例に限られるものではない。

また、デジタルマッチドフィルタには、上述の例のようなＦＦＴを用いた例のみではなく、前述したように、トランスバーサルフィルタを用いた構成とすることができるものである。

なお、室内では高感度モード、戸外では高速モードとする場合において、ＧＰＳ受信機に室内か戸外かを検出する手段を設けて、その検出結果に応じて、測位モードを自動的に設定するようにすることもできる。室内か戸外かの検出手段としては、例えば、ＧＰＳ受信機の筐体に対して、回転軸を中心にして、常に、電波の放射方向が鉛直方向を向くように送信アンテナを取り付けると共に、その放射電波の反射波の受信手段とを取り付け、室内であれば、受信手段により放射電波の反射波が得られるが、戸外であれば、反射波が殆ど得られないことなどを利用することができる。

なお、以上は，ＧＰＳ衛星信号の場合であるが、この出願は、ＧＰＳ衛星信号に限らず、例えば欧州の各国が中心となって構築が進められているＧＡＬＩＬＥＯなど、拡散符号を用いたものであれば、適用可能である。

この発明による測位用衛星信号の受信機の実施形態の構成例を示すブロック図である。 実施形態の受信機の外観の一例を示す図である。 図１の実施形態の受信機の一部である同期捕捉部の構成例を示すブロック図である。 図３の例の同期捕捉部の一部を構成するＤＳＰの内部構成例を示すブロック図である。 デジタルマッチドフィルタを用いた拡散符号の相関結果の例を示す図である。 受信信号のキャリアと拡散符号との同期を取る方法の一般的な例を説明するための図である。 この発明の実施の形態において、同期捕捉方法の第１の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第１の例の動作を考慮した要部の構成を示す図である。 同期捕捉方法の第１の例の動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 同期捕捉方法の第１の例の動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 同期捕捉方法の第１の例の動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 同期捕捉方法の第１の例の動作を考慮した要部の構成を示す図である。 この発明の実施形態における測位モードの設定動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 この発明の実施形態における測位モードの設定動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 この発明の実施形態における測位モードの設定動作の説明に供する図である。 この発明の実施形態における測位モードの設定動作の説明に供する図である。 この発明の実施形態における測位モードの設定動作の説明に供する図である。 この発明の実施形態における測位モードの設定動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 図１８の実施形態における測位モードの設定動作の説明に供する図である。 この発明の実施形態の測位モードの選択操作処理を説明するためのフローチャートである。 図２０の測位モードの選択操作処理動作の説明に供する図である。 図２０の測位モードの選択操作処理動作の説明に供する図である。 この発明による受信機の他の実施形態の外観例を示す図である。 他の実施形態における測位モードの選択操作処理を説明するためのフローチャートである。 同期捕捉方法の第２の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第２の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第２の例の動作を考慮した要部の構成を示す図である。 同期捕捉方法の第３の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第３の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第３の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第３の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第３の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第３の例を説明するための図である。 同期捕捉方法の第３の例の動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 同期捕捉方法の第３の例の動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 同期捕捉方法の第３の例の動作を説明するためのフローチャートの一部を示す図である。 同期捕捉方法の第４の例を説明するためのブロック図である。 同期捕捉方法の第４の例の要部の動作を説明するためのフローチャートを示す図である。 同期捕捉方法の第５の例の要部の動作を説明するための図である。 図１の一部である同期保持部の構成例を示すブロック図である。 図４０の同期保持部の一部を構成するコスタスループの構成例を示すブロック図である。 図４０の同期保持部の一部を構成するＤＬＬの構成例を示すブロック図である。 同期捕捉処理の一例の流れを説明するためのフローチャートである。 同期保持スタート処理の流れを説明するためのフローチャートである。 チャンネル毎同期保持処理の流れを説明するためのフローチャートである。 ＧＰＳ衛星からの信号の構成を示す図である。 従来のキャリアおよび拡散符号の同期処理を説明するための図である。 この発明の実施の形態の説明に用いる図である。

符号の説明

１０…周波数変換部、２０…同期捕捉部、２１…サンプリング回路、２２…ＲＡＭ、２３…ＤＳＰ、２４…ＤＳＰ用メモリ、３０…同期捕捉部、３１…コスタスループ、３２…ＤＬＬ、３３…コントロールレジスタ、４０…制御部、４１…ＣＰＵ、４４…時計回路、４５…タイマ、４６…軌道情報用メモリ

Claims (16)

1. 受信側の拡散符号の位相を実質的に変えながら、測位用衛星からの受信信号の拡散符号と受信側の拡散符号との相関を検出して前記受信信号の拡散符号の同期捕捉を行う際の、前記受信側の拡散符号の実質的な位相の変化幅が大きい高速モードと、前記実質的な位相の変化幅が小さい高感度モードとを備えると共に、
   屋外、屋内等の使用環境の選択入力を受け付けるための使用環境選択受付手段と、
   前記使用環境選択受付手段で受け付けられた前記使用環境の前記選択入力に基づき、前記使用環境のそれぞれに対応して予め設定された、前記高速モードまたは前記高感度モードのいずれか一方を選択して、前記同期捕捉を行う同期捕捉手段と、
   を備えることを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
2. 請求項１に記載の測位用衛星信号の受信機において、
   前記使用環境選択受付手段は、それぞれの使用環境を使用者に告知する表示が施された操作ボタンを通じた選択入力を受け付ける
   ことを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
3. 請求項１に記載の測位用衛星信号の受信機において、
   前記使用環境選択受付手段は、表示画面に表示される選択可能な使用環境のメニュー表示からの使用環境の選択を受け付ける
   ことを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
4. 請求項１に記載の測位用衛星信号の受信機において、
   前記同期捕捉手段は、デジタルマッチドフィルタを用いるものであり、少なくとも高感度モードにおいては、前記拡散符号のＭ周期（Ｍは２以上の２のべき乗）分の前記測位用衛星からの受信信号のデータを単位として行う
   ことを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
5. 請求項１に記載の測位用衛星信号の受信機において、
   前記同期捕捉手段は、デジタルマッチドフィルタを用いるものであり、少なくとも高感度モードにおいては、前記拡散符号のＭ周期（Ｍは２以上の２のべき乗）分の前記測位用衛星からの受信信号のデータを前処理して、前記拡散符号の１周期分のデータ数にし、前記前処理の結果の前記拡散符号の１周期分のデータについて、前記デジタルマッチドフィルタを用いて相関演算をする
   ことを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
6. 請求項４または請求項５に記載の測位用衛星信号の受信機において、
   前記デジタルマッチドフィルタは、高速フーリエ変換処理を用いたものである
   ことを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
7. 請求項５に記載の測位用衛星信号の受信機において、
   前記前処理は、前記拡散符号のＭ周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータ（ｄ［０］・・・ｄ［ＭＮ−１］（Ｎは前記拡散符号の１周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータ数））のフーリエ変換の部分集合（Ｓ［０］・・・Ｓ［Ｎ−１］）を計算するアルゴリズムを実行することである
   ことを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
   ただし、
   Ｓ［ｋ］＝Ｄ［ｋ×Ｍ＋ｒ］
   Ｄは、データｄのフーリエ変換、
   ｋ＝０，１，・・・，Ｎ−１
   ｒはドップラー周波数による定数、０≦ｒ＜Ｍ
8. 請求項７に記載の測位用衛星信号の受信機において、
   前記前処理は、前記拡散符号のＭ周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータの総数を、ＭＮとしたとき、Ｍ個おきのデータは、まとめて、一つのワードとして、メモリに格納することにより、前記メモリにはＭ個のワードとして、前記拡散符号のＭ周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータを書き込むものであり、
   前記メモリに書き込まれたワード単位のデータについて、高速フーリエ変換を行う
   ことを特徴とする測位用衛星信号の受信機。
9. 受信側の拡散符号の位相を実質的に変えながら、測位用衛星からの受信信号の拡散符号と受信側の拡散符号との相関を検出して前記受信信号の拡散符号の同期捕捉を行う際の、前記受信側の拡散符号の実質的な位相の変化幅が大きい高速モードと、前記実質的な位相の変化幅が小さい高感度モードとを備えると共に、
   使用環境選択操作手段を通じた屋外、屋内等の使用環境の選択入力を受け付ける使用環境選択受付工程と、
   前記使用環境選択受付工程で受け付けられた前記使用環境の前記選択入力に基づき、前記使用環境のそれぞれに対応して予め設定された、前記高速モードまたは前記高感度モードのいずれか一方を選択して、前記同期捕捉を行う同期捕捉工程と、
   を備えることを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。
10. 請求項９に記載の測位用衛星信号の受信方法において、
    前記使用環境選択操作手段は、それぞれの使用環境を使用者に告知する表示が施された操作ボタンからなる
    ことを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。
11. 請求項９に記載の測位用衛星信号の受信方法において、
    前記使用環境選択操作手段は、表示画面に表示される選択可能な使用環境のメニュー表示からの使用環境の選択を受け付ける手段からなる
    ことを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。
12. 請求項９に記載の測位用衛星信号の受信方法において、
    前記同期捕捉工程は、デジタルマッチドフィルタを用いるものであり、少なくとも高感度モードにおいては、前記拡散符号のＭ周期（Ｍは２以上の２のべき乗）分の前記測位用衛星からの受信信号のデータを単位として行う
    ことを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。
13. 請求項９に記載の測位用衛星信号の受信方法において、
    前記同期捕捉工程は、デジタルマッチドフィルタを用いるものであり、少なくとも高感度モードにおいては、前記拡散符号のＭ周期（Ｍは２以上の２のべき乗）分の前記測位用衛星からの受信信号のデータを前処理して、前記拡散符号の１周期分のデータ数にし、前記前処理の結果の前記拡散符号の１周期分のデータについて、前記デジタルマッチドフィルタを用いて相関演算をする
    ことを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。
14. 請求項１２または請求項１３に記載の測位用衛星信号の受信方法において、
    前記デジタルマッチドフィルタは、高速フーリエ変換処理を用いたものである
    ことを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。
15. 請求項１３に記載の測位用衛星信号の受信方法において、
    前記前処理は、前記拡散符号のＭ周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータ（ｄ［０］・・・ｄ［ＭＮ−１］（Ｎは前記拡散符号の１周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータ数））のフーリエ変換の部分集合（Ｓ［０］・・・Ｓ［Ｎ−１］）を計算するアルゴリズムを実行することである
    ことを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。
    ただし、
    Ｓ［ｋ］＝Ｄ［ｋ×Ｍ＋ｒ］
    Ｄは、データｄのフーリエ変換、
    ｋ＝０，１，・・・，Ｎ−１
    ｒはドップラー周波数による定数、０≦ｒ＜Ｍ
16. 請求項１５に記載の測位用衛星信号の受信方法において、
    前記前処理は、前記拡散符号のＭ周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータの総数を、ＭＮとしたとき、Ｍ個おきのデータは、まとめて、一つのワードとして、メモリに格納することにより、前記メモリにはＭ個のワードとして、前記拡散符号のＭ周期分の前記測位用衛星からの受信信号のデータを書き込むものであり、
    前記メモリに書き込まれたワード単位のデータについて、高速フーリエ変換を行う
    ことを特徴とする測位用衛星信号の受信方法。

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