JP2005201737A - 通信装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】高速に測位結果を得ることができ、また、消費電力を抑えることが可能な通信装置を提供することにある。
【解決手段】ホストＣＰＵ５０が、水晶発振器４０の原発振周波数の誤差値をＧＰＳ受信機から入手して、記憶部６０に格納しておき、次回測位計算時にこの値をＧＰＳ受信機に送信して基準周波数を補正し、ＧＰＳ衛星を探索させることにより、測位計算時以外はＧＰＳ受信機３０と水晶発振器４０に電力を供給する必要がなくなり、消費電力を抑えかつ高速に測位結果が得ることができるようになる。
【選択図】 図４

Description

本発明は、たとえばＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）システムを携帯電話機等の携帯端末に搭載した通信装置に関するものである。
人工衛星（ＧＰＳ衛星）を利用した移動体の位置を測定するＧＰＳシステムにおいて、ＧＰＳ受信機の基本的機能は、４個以上のＧＰＳ衛星からの信号を受信し、その受信信号からＧＰＳ受信機の位置を計算し、ユーザに知らせることである。
ＧＰＳ受信機は、ＧＰＳ衛星からの信号を復調してＧＰＳ衛星の軌道データを獲得し、ＧＰＳ衛星の軌道および時間情報と受信信号の遅延時間から、自受信機の３次元位置を連立方程式により導き出す。
受信信号を得るＧＰＳ衛星が４個必要となる理由は、ＧＰＳ受信機内部の時間と衛星の時間とで誤差があり、その誤差を除去するためである。
すなわち、ＧＰＳ受信機はＧＰＳ衛星から送信される電波を受信することで測位計算させることができる。
４衛星以上の電波が受信できた場合、各衛星信号の送信時刻とＧＰＳ受信機の受信時刻との差を、光速で割ることにより衛星までの距離を求め、その各ＧＰＳ衛星からＧＰＳ受信機までの距離から、ＧＰＳ受信機の位置と現在時刻を求めることができる。
また、ＧＰＳ受信機内部にもっている基準周波数を用いて、各衛星からの受信周波数を求め、その受信周波数からＧＰＳ受信機の速度と基準周波数の誤差を求めることができる（非特許文献１参照）。
また、ＧＰＳ受信機内部では、水晶発振器が生成する上記基準周波数を用いてＧＰＳ衛星から発信された電波の周波数にチューニングさせてＧＰＳ信号を捕捉し、またＧＰＳ衛星からの受信周波数を得る。
一般的なＧＰＳシステムは、図１に示すように、図示しないＧＰＳ衛星からの電波を受信するアンテナ１と、ＧＰＳ受信機で用いる基準周波数を生成する水晶発振器２と、アンテナ１で受信したＧＰＳ信号と水晶発振器２で生成された周波数を用いて、ＧＰＳ衛星を捕捉し測位計算するＧＰＳ受信機３と、ＧＰＳ受信機をコントロールするホストＣＰＵ４とを備えている。
この一般的なＧＰＳシステムは、高速に測位位置を得るために常時ＧＰＳ受信機３に電源から電力を供給して、水晶発振器２の原発振周波数の誤差値をＧＰＳ受信機３に記憶させてしいる。そして、ＧＰＳ受信機３は、アンテナ１が受信した信号と、水晶発振器２が生成した周波数を用いて、その周波数を基準周波数として、ＧＰＳ信号を捕捉して測位計算を行い、ホストＣＰＵ４はその結果をＧＳＰ受信機３から得ている。
以下に、ＧＰＳシステムの一般的な処理についてさらに具体的に説明する。
民生用ＧＰＳ受信機の場合には、ＧＰＳ衛星（Ｎａｖｓｔａｒ）からのＬ１帯、Ｃ／Ａ（Ｃｏａｓｅ Ａｑｕｉｓｉｔｉｏｎ、または、Ｃｌｅａｒ ａｎｄ Ａｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）コードと呼ばれるスペクトラム拡散（Ｓｐｒｅａｄ−Ｓｐｓｅｃｔｒｕｍ）信号電波を受信して、測位演算を行う。
Ｃ／Ａコードは、送信信号速度（チップレート）が１．０２３ＭＨｚ、符号長が１０２３のＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｉｓｅ；擬似ランダム雑音）系列の符号、たとえばＧｏｌｄ符号で、５０ｂｐｓのデータを拡散した信号により周波数が１５７５．４２ＭＨｚの搬送波（以下、キャリアという）を２相位相変調（ＢＰＳＫ；Ｂｉｎａｒｙ
Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）した信号である。
この場合、符号長が１０２３であることから、Ｃ／Ａコードは、ＰＮ系列の符号が、図２（Ａ）に示すように、１０２３チップを１周期（１周期＝１ミリ秒（ｍｓｅｃ））として繰り返すコードとして形成されている。
このＣ／ＡコードのＰＮ系列の符号は、ＧＰＳ衛星毎に異なっているが、どの衛星がどのＰＮ系列の符号を用いているかは、あらかじめＧＰＳ受信機で検知できるように構成されている。
また、上述するような航法メッセージによって、ＧＰＳ受信機では、どのＧＰＳ衛星からの信号をその地点およびその時点で受信できるかがわかるようになっている。
したがって、ＧＰＳ受信機は、たとえば３次元測位であれば、その地点およびその時点で取得できる４個以上のＧＰＳ衛星からの電波を受信してスペクトラム逆拡散し、測位演算を行って自分の位置を求める。
そして、図２（Ｂ）に示すように、衛星信号データの１ビットは、ＰＮ系列の符号の２０周期分、つまり、２０ミリ秒として伝送される。すなわち、データ伝送速度は、５０ｂｐｓである。
ＰＮ系列の符号の１周期分の１０２３チップは、ビットが”１”のときと、”０”のときとでは、反転したものとなる。
図２（Ｃ）に示すように、ＧＰＳでは、３０ビット（６００ミリ秒）で１ワードが形成される。そして、図２（Ｄ）に示すように、１０ワードで１サブフレーム（６秒）が形成される。
図２（Ｅ）に示すように、１サブフレームの先頭のワードには、データが更新されたときであっても常にビットパターンとされるプリアンブルが挿入され、このプリアンブルの後にデータが伝送されてくる。
さらに、５サブフレームで１フレーム（３０秒）が形成される。そして、航法メッセージは、この１フレームのデータ単位で伝送されてくる。この１フレームのデータのうちの始めの３個のサブフレームは、エフェメリス情報と呼ばれる衛星固有の情報である。この情報には、衛星の軌道を求めるためのパラメータと、衛星からの信号の送出時刻とが含まれる。
ＧＰＳ衛星のすべては、原子時計を備え、共通の時刻情報を用いており、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、原子時計の１秒単位とされている。また、ＧＰＳ衛星のＰＮ系列の符号は、原子時計に同期した符号として生成される。
エフェメリス情報の軌道情報は、数時間毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一の情報となる。
しかし、エフェメリス情報の軌道情報は、これをＧＰＳ受信機のメモリ保持しておくことにより、数時間は同じ情報を精度良く使用することができる。
なお、ＧＰＳ衛星からの信号の送出時刻は、６秒毎に更新される。
１フレームのデータの残りの２サブフレームの航法メッセージは、アルマナック情報と呼ばれるすべての衛星から共通に送信される情報である。
このアルマナック情報は、全情報を取得するために２５フレーム分必要となるもので、各ＧＰＳ衛星のおおよその位置情報や、どのＧＰＳ衛星が使用可能かを示す情報などからなる。このアルマナック情報は、数カ月毎に更新されるが、その更新が行われるまでは同一情報となる。
しかし、このアルマナック情報は、これをＧＰＳ受信機のメモリに保持しておくことにより、数カ月は同じ情報を精度良く使用することができる。
ＧＰＳ衛星信号を受信して上述したデータを得るためには、まず、キャリアを除去した後、ＧＰＳ受信機に用意される受信しようとるＧＰＳ衛星で用いられているＣ／Ａコードと同じＰＮ系列の符号（以下、ＰＮ系列の符号をＰＮ符号という）を用いて、そのＧＰＳ衛星からの信号を捕捉し、スペクトラム逆拡散を行う。
Ｃ／Ａコードとの位相同期がとれて逆拡散が行われると、ビットが検出されて、ＧＰＳ衛星信号から時刻情報を含む航法メッセージを取得することが可能になる。
ＧＰＳ衛星からの信号の捕捉は、Ｃ／Ａコードの位相同期検索により行われるが、この位相同期検索においては、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号とＧＰＳ衛星からの受信信号のＰＮ符号との相関を検出する。そして、たとえば、その相関検出結果の相関値があらかじめ設定した値よりも大きい時に、両者が同期していると判定する。同期がとれていないと判定されたときには、なんらかの同期手法を用いて、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の位相を制御して、受信信号のＰＮ符号と同期させるようにしている。
ところで、上述したように、ＧＰＳ衛星信号は、データを拡散符号で拡散した信号によりキャリアをＢＰＳＫ変調した信号である。したがって、ＧＰＳ衛星信号をＧＰＳ受信機が受信するには、拡散符号のみではなく、キャリアおよびデータの同期をとる必要があるが、拡散符号とキャリアの同期は独立に行うことはできない。
そして、ＧＰＳ受信機において、受信信号は、そのキャリア周波数を数ＭＨｚ以内の中間周波数に変換して、その中間周波信号で上述の同期検出処理を行うことが一般的である。
中間周波信号におけるキャリアには、主にＧＰＳ衛星の移動速度に応じたドップラーシフトによる周波数誤差と、受信信号を中間周波信号に変換する際に、ＧＰＳ受信機内部で発生させる局部発振器の周波数誤差分が含まれる。
したがって、これらの周波数誤差要因により、中間周波信号におけるキャリア周波数は未知であり、その周波数サーチが必要となる。
また、拡散符号の１周期内での同期点（同期位相）は、ＧＰＳ受信機とＧＰＳ衛星との位置関係に依存するので未知であることから、上述のように、何らかの同期手法が必要となる。
ＧＰＳ受信機においては、キャリアについての周波数サーチと、スライディング相関器＋遅延ロックループ（ＤＬＬ；Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）＋コスタスループ（Ｃｏｓｔａｓ Ｌｏｏｐ）による同期手法を用いている。
これについて、以下に説明を加える。
ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロックは、ＧＰＳ受信機に用意されている基準周波数発振器の発振信号を分周したものが、一般に用いられている。
この基準周波数発振器としては、高精度の水晶発振器が用いられており、この基準周波数発振器の出力から、ＧＰＳ衛星からの受信信号を中間周波信号に変換するために用いられる局部発振信号を生成する。
図３は、この周波数サーチを説明するための図である。
図３に示すように、ＧＰＳ受信機のＰＮ符号の発生器を駆動するクロック信号の周波数が、ある周波数ｆ１であるときに、ＰＮ符号についての位相同期検索、つまり、ＰＮ符号の位相を１チップずつ順次ずらして、それぞれのチップ位相のときのＧＰＳ受信信号とＰＮ符号との相関を検出し、相関のピーク値を検出することにより、同期がとれる位相を検出するようにする。
クロック信号の周波数がｆ１のときにおいて、１０２３チップ分の位相検索のすべてで同期する位相が存在しなければ、たとえば基準周波数発振器に対する分周比を変えて、駆動クロック信号の周波数をｆ２に変更し、同様に１０２３チップ分の位相検索を行う。
これを、図３に示すように、駆動クロック信号の周波数をステップ的に変更して繰り返す。
以上の動作が周波数サーチである。
そして、この周波数サーチにより、同期可能とされる駆動クロック信号の周波数が検出されると、そのクロック周波数で最終的なＰＮ符号の位相同期が行われる。
しかしながら同期方法として上述したように手法を用いたのでは、原理的に高速同期には不向きで、実際の受信機においては、それを補うため、多チャンネル化してパラレルに同期点を検索する必要が生じる。そして、上記のように、拡散符号およびキャリアの同期に時間を要すると、ＧＰＳ受信機の反応が遅くなり、使用上において不便を生じる。
そこで、拡散符号の位相同期に関しては、上述したようなスライディング相関の手法を用いることなく、高速フーリエ変換（ＦＦＴ；Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）処理を用いたデジタルマッチドフィルタにより符号同期を行う手法が、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）に代表されるハードウエアの能力の向上によって実現している。
土屋淳・辻宏道著「改訂版ＧＰＳ測量の基礎」社団法人日本測量協会
ところで、ＧＰＳシステムに適用される基準周波数発振器は、基本的には発振周波数が固定であるが、水晶発振器が生成する周波数は、温度変化、経年変化などから誤差を持つために、ＧＰＳ衛星からの電波を探索するための周波数範囲は誤差分を推定して広くとる必要があり、そのため、従来のＧＰＳシステムにおいては、ＧＰＳ衛星からの信号を捕捉するのに時間がかかるという不利益がある。
また、従来のＧＰＳシステムでは、高速に測位計算を得るためには、常時ＧＰＳ受信機３への電力供給が必要となり、また測位結果が必要なときのみ電力が供給される場合は、水晶発振器の周波数誤差値を保持していることができないため、この誤差分も含めた周波数範囲を検索することから、部測位計算に時間を要していた。
本発明は、かかる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、高速に測位結果を得ることができ、また、消費電力を抑えることが可能な通信装置を提供することにある。
上記目的を達成するため、本発明の第１の観点は、拡散符号で受信信号を復調する通信装置であって、基準周波数の発振信号を生成する発振器と、上記発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、を有し、上記受信機は、上記発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な記憶部と、上記記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、上記記憶部は、外部から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である。
本発明の第２の観点は、拡散符号で受信信号を復調する通信装置であって、基準周波数の発振信号を生成する発振器と、上記発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、上記受信機から得られた周波数誤差値を格納可能な第１の記憶部と、上記受信機から得られた周波数誤差値を上記第１の記憶部に格納し、次回測位計算時に上記第１の記憶部に格納された周波数誤差値を上記受信機に送信するホスト回路と、を有し、上記受信機は、上記発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な第２の記憶部と、上記第２の記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、上記第２の記憶部は、上記ホスト回路から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である。
好適には、上記ホスト回路は、上記受信機が測位計算した際に求められた上記発振器の原発振周波数の誤差値を、上記受信機の第２の記憶部から読み出して上記第１の記憶部に格納しておき、次回現在位置が必要なときに、上記第１の記憶部から誤差値を上記受信機の第２の記憶部に送信する。
好適には、上記受信機と発振器への電力供給をコントロールする電源制御部を有し、上記電源制御部は、現在位置が必要なときに、上記受信機と発振器への電力供給を行い、次回現在位置が必要なときに、上記第１の記憶部から周波数誤差値を上記受信機の第２の記憶部に送信する。
本発明の第３の観点は、通信条件に応じて発振周波数が所定の周波数だけ変化する基準信号を出力する第１の発振器を含む第１の通信部と、拡散符号で受信信号を復調する第２の通信部と、を有し、上記第２の通信部は、基準周波数の発振信号を生成する第２の発振器と、上記第２の発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、を有し、上記受信機は、上記第２の発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な記憶部と、上記記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、上記記憶部は、外部から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である。
本発明の第４の観点は、通信条件に応じて発振周波数が所定の周波数だけ変化する基準信号を出力する第１の発振器を含む第１の通信部と、拡散符号で受信信号を復調する第２の通信部と、を有し、上記第２の通信部は、基準周波数の発振信号を生成する第２の発振器と、上記第２の発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、上記受信機から得られた周波数誤差値を格納可能な第１の記憶部と、上記受信機から得られた周波数誤差値を上記第１の記憶部に格納し、次回測位計算時に上記第１の記憶部に格納された周波数誤差値を上記受信機に送信するホスト回路と、を有し、上記受信機は、上記発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な第２の記憶部と、上記第２の記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、上記第２の記憶部は、上記ホスト回路から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である。
本発明によれば、たとえば電源制御部の制御により、受信機および発振器に電力を供給する（電源を投入する）。
次いで、ホスト回路が前回測位時に求められた発振器の原発振周波数との誤差値を第１の記憶部から取り出し（読み出し）、ホスト回路が発振器の周波数誤差値を受信機の第２１の記憶部に送信する。
これにより、受信機にたとえばＧＰＳ衛星を探索させ、測位結果を得る。
ホスト回路は、測位計算時に求められた、発振器の原発振周波数との誤差値を受信機の第２の記憶部から読み出し入手し、入手した発振器の周波数誤差値を第１の記憶部に格納する。
そして、電源制御部の制御により、受信機および発振器への電力供給を停止する。
本発明によれば、高速に測位結果を得ることができ、また、消費電力を抑えることができる利点がある。
以下、本発明の好適な実施形態を添付図面に関連付けて説明する。
図４は、本発明に係る通信装置の一実施形態の概要を示す構成図である。
この通信装置は、ネットワーク化された携帯端末としての携帯電話機とＧＰＳ受信機とを一体化して構成されている。
本通信装置１０は、図４に示すように、携帯電話部２０、ＧＰＳフロントエンド部（ＧＰＳＦＥ）およびＧＰＳベースバンド部（ＧＰＳＢＢ）を含み、アンテナで受信されたRF信号からＧＰＳ測位計算をさせる機能を持ったＧＰＳ受信機３０、ＧＰＳ受信機で使用する原発振周波数を生成する水晶発振器（第２の発振器）４０と、ＧＰＳ受信機３０から得られた情報を記憶部に格納して、次回測位計算時にＧＰＳ受信機３０に送信するホストＣＰＵ（制御部）５０、ＧＰＳ受信機３０から得られた情報を格納しておく記憶部（第１の記憶部）６０、およびＧＰＳ受信機と水晶発振器への電力供給をコントロールする電源制御部７０を主構成要素として有している。
以下では、まず本通信装置のＧＰＳ受信機の制御系の概要について説明した後、各部の詳細な構成および機能について説明する。
本実施形態に係る通信装置１０は、ＧＰＳ受信機３０に測位計算の際に求まった水晶発振器４０の原発振周波数との誤差値をホストＣＰＵ５０からの命令によって出力できるように構成されている。
換言すれば、ＧＰＳ受信機に外部からの命令で基準周波数の誤差値を入力できるようにし、ＧＰＳ衛星電波を探索する際に、その誤差分を探索中心周波数に補正をかけて探索開始するように構成されている。
すなわち、本実施形態に係る通信装置１０は、ＧＰＳ受信機３０が測位計算した際に求められた水晶発振器の原発振周波数の誤差値を、ＧＰＳ受信機３０から入手し記憶部６０に格納しておき、次回現在位置が必要なときに、記憶部６０から誤差値をＧＰＳ受信機３０に送信する。
また、本実施形態に係る通信装置１０の電源制御部７０は、現在位置が必要な時に、ＧＰＳ受信機３０と水晶発振器４０に電力を供給し、測位結果が得られた後、次回現在位置が必要になるまでＧＰＳ受信機３０と水晶発振器４０への電力供給を停止させる。
ここで、本実施形態に係る通信装置１０の測位結果を得るための処理を図５のフローチャートに関連付けて説明する。
ステップＳＴ１において、電源制御部７０の制御により、ＧＰＳ受信機３０、および水晶発振器４０に電力を供給する（電源を投入する）。
ステップＳＴ２において、ホストＣＰＵ５０が前回測位時に求められた水晶発振器４０の原発振周波数との誤差値を記憶部６０から取り出す（読み出す）。
ステップＳＴ３において、ホストＣＰＵ５０が水晶発振器４０の周波数誤差値をＧＰＳ受信機３０に送信する。
ステップＳＴ４において、ＧＰＳ受信機３０にＧＰＳ衛星を探索させる。
ステップＳＴ５において、ＧＰＳ受信機３０から測位結果を得る。
ステップＳＴ６において、ホストＣＰＵ５０は、測位計算時に求められた、水晶発振器の原発振周波数との誤差値をＧＰＳ受信機３０から入手する。
ステップＳＴ７において、ホストＣＰＵ５０は、入手した水晶発振器４０の周波数誤差値を記憶部６０に格納する。
そして、ステップＳＴ８において、電源制御部７０の制御により、ＧＰＳ受信機３０、および水晶発振器４０への電力供給を停止する。
このように本実施形態に係る通信装置１０は、ホストＣＰＵ５０が、水晶発振器４０の原発振周波数の誤差値をＧＰＳ受信機から入手して、記憶部６０に格納しておき、次回測位計算時にこの値をＧＰＳ受信機に送信して基準周波数を補正し、ＧＰＳ衛星を探索させることにより、測位計算時以外はＧＰＳ受信機３０と水晶発振器４０に電力を供給する必要がなくなり、消費電力を抑えかつ高速に測位結果が得ることができるようになる。
次に、本実施形態に係る通信装置１０の各部の具体的な構成および機能を、ＧＰＳ受信機３０を中心に説明する。
図６は、本実施形態に係る通信装置の具体的な構成例を示すブロック図である。
本通信装置１０は、図６に示すように、携帯電話部２０、ＧＰＳフロントエンド部（ＧＰＳＦＥ）３１およびＧＰＳベースバンド部（ＧＰＳＢＢ）３２とを主構成要素とするＧＰＳ受信機３０、水晶発振器（ＴＣＸＯ）４０、ホストＣＰＵ５０，記憶部６０、電源制御部７０を有している。また、符号８０は、携帯電話用基地局を示している。
なお、携帯電話部２０により第１の通信部が構成され、ＧＰＳフロントエンド部３１およびＧＰＳベースバンド部３２により第２の通信部が構成される。
携帯電話部２０は、移動体通信システム、たとえばセルラ（Ｃｅｌｌｕｌａｒ）システムに適用可能な携帯電話機機能を有している。
携帯電話部２０は、図６に示すように、セルラベースバンド部（ＣＬＢＢ）２１、デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器２２、第１の発振器としての基準周波数発振器（ＶＣＸＯ）２３、および送受信アンテナ２４を有している。
ベースバンド部２１は、基準周波数発振器２３による基準信号に同期して送受信アンテナ２４を通して近接の基地局８０との通話、あるいは所定データの送受信制御を行う。
また、ベースバンド部２１は、通信相手の基地局８０が変わると基準周波数発振器２３の発振周波数を規定に従って変化させるために、基地局が変化し、周波数を変更する旨を報知するための周波数変更信号Ｓ２１を生成し、Ｄ／Ａ変換器２２に出力する。
Ｄ／Ａ変換器２２は、ベースバンド部２１によるデジタル周波数変更信号Ｓ２１をアナログ信号に変換して基準周波数発振器２３に出力する。
基準周波数発振器２３は、Ｄ／Ａ変換器２２によるアナログ周波数変更信号Ｓ２１の周波数変更指示に従って発振周波数をΔｆ（たとえば０．７Ｈｚ）だけ変化させ、変化後の周波数ｆ±Δｆの基準信号Ｆｏｘをベースバンド部２１に供給する。
ＧＰＳフロントエンド部３１は、ＧＰＳ衛星からの高周波数１５７５．４２ＭＨｚの無線ＧＰＳ信号ＲＦを受信し、微弱なＧＰＳ信号を増幅し、１．０２３ＭＨｚの中間周波（ＩＦ）信号に周波数変換し、さらにアナログＩＦ信号をデジタルＩＦ信号に変換してＧＰＳベースバンド部３２に供給する。
ＧＰＳフロントエンド部３１は、図６に示すように、アンテナ３１１、低雑音増幅器（ＬＮＡ）３１２、ＳＡＷフィルタからなるバンドパスフィルタ（ＢＰＦ）３１３、アンプ３１４、周波数シンセサイザ（ＦＳＹＮＳ）３１５、ミキサ３１６、アンプ３１７、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３１８、および２値化回路（Ａ／Ｄ）３１９を有する。
周波数シンセサイザ３１５は、ＰＬＬ回路等を含み、水晶発振器４０において生成された、たとえば１８．４１４ＭＨｚの基準クロックＲＣＬＫおよびＣＰＵの制御信号（補正値を含む）に応じて、たとえば基準クロックＣＬＫの周波数ＦLOが１８．４１４ＭＨｚに８５．５倍の１５７４．３９７ＭＨｚの発振信号Ｓ３１５を生成し、ミキサ３１６に供給する。
ミキサ３１６は、受信した周波数ＦRF（１５７５．４２ＭＨｚ）のＲＦ信号と周波数ＦLO（１５７４．３９７ＭＨｚ）をミキシングして、周波数ＦIF（ＦRF±ＦLO＝１．０２３ＭＨｚ，３１３９．８１７ＭＨｚ）のＩＦ信号Ｓ３１６に周波数変換する。
ＬＰＦ３１８は、ミキサ３１６で得られ、アンプ３１７を介したＩＦ信号Ｓ３１６の低域成分、すなわち周波数ＦIF（ＦRF−ＦLO＝１．０２３ＭＨｚ）のみを通過させたＩＦ信号Ｓ３１８を出力する。
なお、基準クロックＲＣＬＫの誤差ΔＦRCLK（＝±３ｐｐｍ程度）とすると、周波数シンセサイザ３５の発振信号Ｓ３５の周波数ＦLOは、次式で与えられる。
（数１）
ＦLO＝８５．５×（１８．４１４ＭＨｚ＋ΔＦRCLK）
また、ＬＰＦ３１８によりＩＦ信号Ｓ３１８の周波数ＦIFは、ドップラシフト量をΔＤとすると、次式で与えられる。
（数２）
ＦIF＝１．０２３ＭＨｚ＋ΔＤ＋８５．５×ΔＦRCLK
なお、受信したＣ／Ａコードの周期Ｔは、ＲＦ信号からＩＦ信号への周波数変換によっては変わらない。すなわち、基準クロックＲＣＬＫの誤差ΔＦRCLKに無関係である。周期Ｔの変動は、たとえば（１ｍｓ＋ドップラシフトによる変化分）程度である。
ＧＰＳフロントエンド部３１おいては、周波数１５７５．４２ＭＨｚのＧＰＳ衛星からの図２に示すようなフォーマットの無線ＲＦ信号がアンテナ３１１で受信される。
受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器３１２で増幅され、ＳＡＷフィルタとしてのＢＰＦ３１３でＧＰＳ信号帯域外の信号が除去され、アンプ３１４を介してミキサ３１６に入力される。
そして、ミキサ３１６において、周波数シンセサイザ３１５による発振信号Ｓ３１５とミキシングされ、さらに、アンプ３１７、ＬＰＦ３１８を通して周波数１．０２３ＭＨｚのＩＦ信号Ｓ３１８が抽出される。
ＩＦ信号Ｓ３１８は、２値化回路３１９においてデジタル信号に変換され、１ビットのシリアル信号のＩＦ信号Ｓ３１９としてＧＰＳベースバンド部３２に出力される。
ＧＰＳベースバンド部３２は、水晶発振器４０のよるクロックに基づいて、ＧＰＳフロントエンド部３１によるＩＦ信号Ｓ３１９を受けて、初期またはシステムが大きく同期状態をはずした場合に同期点を捜し出す同期捕捉（ａｃｑｕｉｓｉｔｉｏｎ）と、同期捕捉がなされた後に拡散符号の１チップ長よりも十分に小さな遅延差に制御し、Ｃ／Ａコード、キャリア同期をとり続ける同期保持（ｔｒａｃｋｉｎｇ）とを行い、また、レンジデータ、ドップラシフト量、航法メッセージ、時刻等に基づいて測位演算、位置検索等の処理を行う。
また、ＧＰＳベースバンド部３２は、ホストＣＰＵ５０が送信した記憶部６０に格納されていた水晶発振器４０の原周波数誤差値を受けてＧＰＳ衛星を探索させる。
ＧＰＳベースバンド部３２は、図６に示すように、発振器（ＸＯ）３２１、リアルタイムクロック部（ＲＴＣ）３２２、タイマ（ＴＭＲ）３２３、第２の記憶部としてのメモリ部（ＲＡＭ／ＲＯＭ）３２４、同期捕捉部（ＡＣＱ）３２５、同期保持部（ＴＲＫ）３２６、および制御部（ＣＰＵ）３２７を有している。
発振器３２１は、たとえば周波数３２．７６８ｋＨｚの時計用クロックＣＫを生成し、リアルタイムクロック部３２２に供給する。
リアルタイムクロック部３２２は、発振器３２１によるクロックＣＫを受けてリアルタイムのクロックを制御部３２７に供給する。
タイマ３２３は、制御部３２７とタイムに関する信号の授受を行い、たとえば周波数１８．４１４ＭＨｚの基準クロックＲＣＬＫをカウントする複数のチャネルを含む。
複数のチャネルには、たとえば通常のインターバルタイマに使用されるチャネルや、数秒以上のカウントやパワー管理を行うためのチャネルや、他の機能のためのチャネルが含まれる。
メモリ部３２４は、揮発性のＲＡＭおよびＲＯＭを含み、制御部３２７によるアクセスされる。
また、メモリ部３２４は、たとえば制御部３２７が測位計算した際に求められた水晶発振器の原発振周波数の誤差値や航法メッセージ、測位計算結果を格納される。
メモリ３２４は、ホストＣＰＵ５０によっても制御部３２７を介してアクセス可能であり、測位計算を行わない場合には、ＧＰＳ受信機３０への電力の供給が停止されることから、電力供給停止前にホストＣＰＵ５０により水晶発振器の原発振周波数の誤差値が読み出され、原発振周波数の誤差値が記憶部６０に退避される。
また、次回測位計算を行う場合には、ホストＣＰＵ５０が記憶部６０に格納されている前回の水晶発振器の原発振周波数の誤差値を読み出し、電力供給後にメモリ部３２４に格納する。
ここで原発振周波数の誤差値について説明する。
キャリア周波数をｆ、ドップラー周波数をΔｆ、発振器の誤差をδｆとする、本来の受信周波数が（ｆ±Δｆ）であるのに対し、（ｆ±Δｆ＋δｆ）と誤って測定してしまう。
Ｓｉを４衛星それぞれへの視線の単位ベクトル、Ｖｉを各衛星の速度ベクトル、Ｖを受信機の速度ベクトル、ρｉを受信機の視線速度とすると、以下の式のようになる。
（数３）
（Ｖｉ−Ｖ）・Ｓｉ＝ρｉ
Δｆ＝ｆ（ρ／Ｃ）
ｆ：Δｆ＝ｃ：ρ
そして、周波数測定誤差による視線速度の誤差をΔρとすると、以下の関係が成り立つ。
（数４）
ρiobs＝ｃ（±Δｆ＋δｆ）／ｆ＝ｃ（±Δｆ／ｆ）＋ｃ（δｆ／ｆ）
＝ρｉ＋Δρ
ただし、ρiobsは次式で表すことができる。
（数５）
（Ｖｉ−Ｖ）・Ｓｉ＋Δρ＝ρiobs
各衛星の視線の単位ベクトルＳｉ、各衛星の速度ベクトルＶｉは軌道情報から計算できるため既知である。未知数は受信機の速度ベクトルＶの３成分と周波数測定誤差による視線速度の誤差Δρのため、４衛星分の情報があれば連立方程式の解として求めることができる。
同期捕捉部３２５は、制御部３２７の制御の下、ＧＰＳフロントエンド部３１によるＩＦ信号を受けて、ＧＰＳ信号を広範にサーチ（Ｃ／Ａコードの同期捕捉）、すなわちＦＦＴ演算による相関検出処理、航法メッセージの除去処理を行い、サーチ結果、相関検出結果、並びに、Ｃ／Ａコード位相、キャリア周波数、相関レベルを制御部３２７に転送する。
図７は、本実施形態に係る同期捕捉部３２５の構成例を示すブロック図である。
同期捕捉部３２５は、図７に示すように、シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）３２５１、ＲＡＭ３２５２、ＤＳＰ３２５３、およびメモリ（ＲＡＭ／ＲＯＭ）３２５４を有する。
同期捕捉部３２５のシリアル・パラレル変換器３２５１は、制御部３２７からの命令により、ＩＦ信号（１ビット）をサンプリングクロックＳＣＬＫに基づくサンプリングを開始し、たとえば１８．４１４ＭＨｚのサンプルデータから４／１８個の間引き処理を行い、サンプリング信号を１６ビットのパラレル信号に変換してＲＡＭ３２５２に記憶する。具体的には、１０２３ビット毎にダミーを１ビット挿入し、４０９６サンプル／ｍｓとする。
ＤＳＰ３２５３は、所定のクロックで動作し、ＲＡＭ３２５２に記憶したデータに対してＧＰＳ信号のサーチを行う。
また、ＤＳＰ３２５３は、高速化のため、ＦＦＴを利用してＣ／Ａコードとの相関を検出する。
また、ＤＳＰ３２５３は、ＳＶ番号、Ｃ／Ａコード位相ｎp 、キャリア周波数ｋc 、および相関レベルを制御部３２７に出力する。
なお、ＤＳＰ３２５３における分解能は、たとえばＣ／Ａコードは１／４チップ、キャリア周波数は（１／１６）ｋＨｚである。
図８は、同期捕捉部３２５のＤＳＰ３２５３の構成例を示すブロック図である。
ＤＰＳ３２５３は、図８に示すように、前処理部（ＰＲＥＰＲ）３２５３１、ＦＦＴ処理部３２５３２、メモリシフト部（ＭＳＦＴ）３２５３３、拡散符号生成部（ＰＮＧ）３２５３４、ＦＦＴ処理部３２５３５、乗算器３２５３６、逆ＦＦＴ処理部３２５３７、およびピーク検出部（ＰＫＤＥＴ）３２５３８を有している。
ＦＦＴ処理部３２５３２，３２５３５のＦＦＴ処理は、たとえば１６ｍｓ単位を基本として行う。
前処理部３２５３１は、ＩＦ信号のＦＦＴ処理を行うために、１６ｍｓ分（６５５３６点）を４０９６点に落とす前処理を行う。
ＦＦＴ処理部３２５３２のＦＦＴ処理の結果が信号Ｒ（ｋ）としてメモリシフト部３２５３３に入力され、ｋ’だけシフト処理を受けて、信号Ｒ（ｋ−ｋ’）として乗算器３２５３６に入力される。
また、拡散符号生成部３２５３４で生成されたＣ／Ａコードｃ（ｎ）がＦＦＴ処理部３２５３５において、ＦＦＴ処理を受け、その結果が信号Ｃ（ｋ）として乗算器３２５３６に入力される。
乗算器３２５３６では、メモリシフト部３２５３３の出力信号Ｒ（ｋ−ｋ’）とＦＦＴ処理部３２５３５の出力信号Ｃ（ｋ）とを乗算し、その結果Ｒ（ｋ−ｋ’）・Ｃ（ｋ）が逆ＦＦＴ処理部３２５３７に入力される。
そして、逆ＦＦＴ処理部３２５３７で逆ＦＦＴ処理された信号ｆ（ｎ）がピーク検出部３２５３８に入力されて、Ｃ／Ａコード位相ｎp 、キャリア周波数ｋc 、および相関レベルが検出され、制御部３２７に出力される。
また、ＤＳＰ３２５３は、航法メッセージの除去処理を行う。
この航法メッセージの除去処理においては、１６ｍｓの間に航法メッセージのビット反転があると相関が一定しない。
そこで、たとえば図９（Ａ）〜（Ｄ）に示すように、１６周期長のデータ系列Ａによる相関値をＡｄｄ（＋＋）と、Ａの後半を極性反転した系列Ｂによる相関値をＡｄｄ（＋−）として、｜Ａｄｄ（＋＋）｜＋｜Ａｄｄ（＋−）｜は一定であるとして、これを相関値とする。そして、Ａｄｄ（＋＋）Ａｄｄ（＋−）とからビット遷移位置を推定する。
同期保持部３２６は、ＳＳ復調器としてのＤＬＬ（Ｄｅｌａｙ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）とコスタスループ（Ｃｏｓｔａｓ Ｌｏｏｐ）を主構成要素として有し、制御部３２７の制御の下、ＧＰＳフロントエンド部３によるＩＦ信号を受けて、ＤＬＬによるＣ／Ａコードの同期保持、コスタスループによるキャリアの同期保持、航法メッセージ、レンジデータの獲得等の各処理を行う。
同期保持部３２６は、たとえば図１０に示すように、ＩＦ信号の入力に対して並列に接続されたＮ個（たとえば１２個）のＤＬＬ＆コスタスループユニット（以下、ループユニットという）３２６１−１〜３２６１−Ｎと、制御部３２７および同期捕捉部３２６との制御データの授受、並びに各ＤＬＬ＆コスタスループユニット３２６１−１〜３２６１−Ｎとの制御データ等の授受をバスＢＳを介して行うコントロールレジスタ（ＣＴＬＲＥＧ）３２６２とを有している。
図１１は、本実施形態に係る同期保持部３２６のループユニット３２６１の具体的な構成例を示す回路図である。
ループユニット３２６１は、図１１に示すように、キャリアの同期保持、キャリア周波数、航法メッセージの獲得処理を行うコスタスループ５００と、Ｃ／Ａコードの同期保持、エポック信号、レンジデータの獲得処理を行うＤＬＬ６００がＩＦ信号の入力に対して並列に接続されている。
コスタスループ５００は、乗算器５０１〜５０３、数値制御発振器（ＮＣＯ；Ｎｕｍｅｒｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）５０４、ＬＰＦ（ローパスフィルタ）５０５，５０６、位相検出器（ＰＤ；Ｐｈａｓｅ Ｄｅｔｅｃｔｏｒ）５０７、ループフィルタ５０８、相関値演算部５０９、および航法メッセージ判定部５１０を有している。
コスタスループ５００およびＤＬＬ６００において、同期捕捉部３２５のＤＳＰ３２５３のサーチ結果から制御部３２７がＳＶ、Ｃ／Ａコード位相、ＮＣＯ周波数を設定する。
コスタスループ５００のＬＰＦ５０５，５０６は、たとえば図１２（Ａ）に示すようなＲＣフィルタをモデルにした、図１２（Ｂ）に示すようなＩＩＲフィルタ５１１により構成され、ＢＰＳＫ信号の帯域外ノイズを除去する。
このＩＩＲフィルタ５１１は、左シフトのバレルシフタ５１１１、右シフトのバレルシフタ５１１２、加算器５１１３，５１１４、および所定ビット（たとえば２２ビット）のレジスタ（ＲＥＧ）５１１５により構成される。
バレルシフタ５１１１の出力はｋＸ〔ｎ〕となる。
バレルシフタ５１１２の出力はｋＹ〔ｎ−１〕となる。
加算器５１１３の出力は（１−ｋ）Ｙ〔ｎ−１〕となる。
加算器５１１４の出力はＹ〔ｎ〕＝（１−ｋ）Ｙ〔ｎ−１〕＋ｋＸ〔ｎ〕となる。このＹ〔ｎ〕はＲＣフィルタの差分近似式である。
コスタスループ５００の位相検出器５０７は、キャリアとＮＣＯ５０４の位相誤差をたとえば１ｍｓ間隔で検出し、検出した位相誤差によってループフィルタ５０８を介してＮＣＯ５０４を制御し、同期捕捉（周波数引き込み）を行わせて同期保持処理を行う。
図１３に、コスタスループ５００の位相検出器５０７の特性を示す。位相検出器５０７は、信号強度に依存せず、位相比較特性が良い。
コスタスループ５００のループフィルタ５０８は、位相比較器５０７の出力（位相誤差）を積分してＮＣＯ５０４を制御する。
ループフィルタ５０８は、たとえば、完全積分型のアクティブフィルタにより構成される。
たとえば、図１４（Ａ），（Ｂ）に示すような完全積分型ループフィルタの伝達関数Ｆ（ｓ）は、次のように表すことができる。
（数６）
Ｆ（ｓ）＝（１＋ｓτ2 ）／ｓτ1 ＝τ2 ／τ1 ＋１／ｓτ1
ｓτ1 ＝Ｒ1 Ｃ、ｓτ2 ＝Ｒ2 Ｃ
これを差分近似すると次のように表すことができる。
（数７）
Ｙ〔ｎ〕＝Ｙ〔ｎ−１〕＋ａ｛Ｘ〔ｎ〕−Ｘ〔ｎ−１〕｝＋ｂＸ〔ｎ〕
ａ＝τ2 ／τ1 、ｂ＝Ｔ／τ1
ただし、Ｔはサンプリング周期（１ｍｓ）である。
図１４（Ｃ）に、この式に基づいて構成されるループフィルタを示す。
ここで、ａは周波数誤差、ｂは位相誤差に対する制御の大きさであって、引き込み範囲、ノイズ耐性から適正なａ，ｂを設定する。
また、同期捕捉部３２５のＤＳＰ３２５３のサーチ結果（周波数）を初期値Ｙ〔０〕とする。
このような構成を有するコスタスループ５００においては、ＩＦ信号が乗算器５０１でプロンプト信号Ｐと乗算されキャリア同期が行われる。
乗算器５０１の出力信号が、乗算器５０２，５０３に入力される。乗算器５０２には、所定周波数の同相信号Ｉが供給されており、乗算結果がＬＰＦ５０５で低域成分が抽出されて、位相検出器５０７、相関値演算部５０９、および航法メッセージ判定部５１０に供給される。
また、乗算器５０３には、所定周波数の直交信号Ｑが供給されており、乗算結果がＬＰＦ５０６で低域成分が抽出されて、位相検出器５０７、および相関値演算部５０９に供給される。
そして、位相検出器５０７の検出結果がループフィルタ５０８を通してＮＣＯ５０４にフィードバックされて、ＢＰＳＫ信号のキャリア周波数捕捉（周波数引き込み）が行われる。
また、相関値演算部５０９で（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の計算が行われて、相関値Ｐが得られ、コントロールレジスタ３２６２を介して制御部３２７に転送される。
また、航法メッセージ判定部５１０で航法メッセージが得られ、コントロールレジスタ３２６２を介して制御部３２７に転送される。
ＤＬＬ６００は、乗算器６０１〜６０６、ＬＰＦ６０７〜６１０、相関値演算部６１１，６１２、位相検出器（ＰＤ）６１３、ループフィルタ６１４、数値制御発振器（ＮＣＯ）６１５、およびＰＮ発生器（ＰＮＧ）６１６を有している。
ＤＬＬ６００は、ＩＦ信号に含まれるＣ／Ａコードとの同期処理を行い、ＰＮ発生器プ６１６において、プロンプト（Ｐｒｏｍｐｔ）あるいはパンクチュア（Ｐｕｎｃｔｕｒｅ）信号Ｐ、アーリー（Ｅａｒｌｙ）信号Ｅ、およびレイト（Ｌａｔｅ）信号Ｌの３つの相関レベルを独立に演算し、図１５（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、ＥとＬのレベル差が同じに（Ｐは最大）なるように位相制御を行う。
なお、ＰＮ発生器６１６のスタートタイミングは、同期捕捉部３２５のＤＳＰ３２５３のサーチ結果から前後の数チップで相関を検出する。
また、ＮＣＯ６１５の初期値、リミッタ値は、同期捕捉部３２５のＤＳＰ３２５３のサーチ結果に基づいて、制御部３２７によりコントロールレジスタ３２６２を介して設定される。
ＤＬＬ６００の位相検出器６１３は、Ｃ／ＡコードとＰＮ発生器６１６の出力との位相誤差をたとえば２０ｍｓ間隔で検出し、検出した位相誤差によってループフィルタ６１４を介してＮＣＯ６１５を制御し、同期捕捉（位相引き込み）を行わせて同期保持処理を行う。
位相誤差の検出において、Ｉ，ＱはＰで選択した側の信号を使用する。
位相検出器６１３の位相特性を図１６（Ａ），（Ｂ）に示す。
この図１６（Ａ），（Ｂ）に示す位相検出器６１３は、たとえば（Ｅ−Ｌ）／（Ｅ＋Ｌ）として計算を行う例を示している。
図１６（Ａ）は±０．５チップの場合、図１６（Ｂ）は±４／１８チップの場合の特性を示している。
ＤＬＬ６００のループフィルタ６１４は、コスタスループ５００のループフィルタ５０８と同様に構成可能である（図１４（Ｃ））。
ただし、サンプリング周期は２０ｍｓである。
このような構成を有するＤＬＬ６００においては、ＩＦ信号が乗算器６０１でアーリー信号Ｅと乗算され、乗算器６０１の出力信号が、乗算器６０２，６０３に入力される。乗算器６０２には、所定周波数の同相信号Ｉが供給されており、乗算結果がＬＰＦ６０７で低域成分が抽出されて、相関値演算部６１１に供給される。
また、乗算器６０３には、所定周波数の直交信号Ｑが供給されており、乗算結果がＬＰＦ６０８で低域成分が抽出されて、相関値演算部６１１に供給される。相関値演算部６１１で（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の計算が行われて、相関値Ｅが得られ、位相比較器６１３に供給される。
また、ＩＦ信号が乗算器６０４でレイト信号Ｌと乗算され、乗算器６０４の出力信号が、乗算器６０５，６０６に入力される。乗算器６０５には、所定周波数の同相信号Ｉが供給されており、乗算結果がＬＰＦ６０９で低域成分が抽出されて、相関値演算部６１２に供給される。
また、乗算器６０６には、所定周波数の直交信号Ｑが供給されており、乗算結果がＬＰＦ６２０で低域成分が抽出されて、相関値演算部６１３に供給される。相関値演算部６１３で（Ｉ2 ＋Ｑ2 ）の計算が行われて、相関値Ｌが得られ、位相比較器６１３に供給される。
そして、位相検出器６１３で、ＥとＬの位相誤差が検出され、検出結果がループフィルタ６１４を通してＮＣＯ６１５にフィードバックされて、同期捕捉（位相引き込み）が行われる。
制御部３２７は、概ね、図１７に示すような処理を行う。
まず、制御部３２７は、ステップＳＴ１において、衛星の選択を行う。具体的には、コールドスタート、ウォームスタート、ホットスタート、それぞれの初期状態に合わせて、同期捕捉すべき衛星やアルゴリズムを決定し、ＧＰＳフロントエンド部３のオン／オフ制御、ゲイン調整を行い、ＧＰＳフロントエンド部３からＩＦ信号を得る。
制御部３２７は、ステップＳＴ２において、同期捕捉すべき衛星やアルゴリズムに応じて、同期捕捉部３２５のオン／オフ制御、サーチ命令およびＳＶ情報の転送、各種演算命令の転送を行い、同期捕捉部３２５からＳＶＩＤ、位相、周波数、レベル等のサーチ結果、並びに各種演算結果を得、同期捕捉部３２５を待機状態とする。
制御部３２７は、ステップＳＴ３において、同期捕捉部３２５のサーチ結果、演算結果を同期保持部３２６に設定し、同期保持部３２６の各チャネル毎のオン／オフ制御、トラッキング制御、具体的には、初期設定、サーチ、同期、補間制御を行い、同期保持部３２６からレンジデータ、ドップラシフト量、航法メッセージ、時刻データを得る。
そして、制御部３２７は、ステップＳＴ４において、航法メッセージとレンジデータ等から位置・速度を計算し、その結果を通信フォーマットに従い出力する。
図１８は、制御部３２７の同期捕捉部３２５のＤＳＰ３２５３に対する処理の概要を説明するためのフローチャートである。
制御部３２７は、まず、ステップＳＴ１１において、同期捕捉すべき衛星やアルゴリズムに応じてＤＳＰ用プログラムを選択する。
制御部３２７は、ステップＳＴ１２において、同期捕捉すべき衛星番号などの必要なコマンドパラメータを設定する。
制御部３２７は、ステップＳＴ１３において、ＤＳＰ３２５３のリセットを解除し、ＤＳＰ３２５３を起動する。
制御部３２７は、ステップＳＴ１４において、ＤＳＰ３２５３の処理終了後、レスポンスを読み取る。
そして、制御部３２７は、ＤＳＰ３２５３をリセットする。
図１９は、制御部３２７の同期保持部３２６に対する処理の概要を説明するためのフローチャートである。
制御部３２７は、ステップＳＴ２１において、ＤＳＰ３２５３がデータを取り込んでから経過した時間に変化したＰＮの位相を補正する。
制御部３２７は、ステップＳＴ２２において、ＰＮの位相を１チップ程度の範囲でずらしながらピークを検出する。
制御部３２７は、ステップＳＴ２３において、航法メッセージのビット変化点を推定し、航法メッセージのサンプリングタイミングを決定する。
制御部３２７は、ステップＳＴ２４において、トラッキング（同期保持）の状態をモニタして、管理する。
そして、制御部３２７は、ステップＳＴ２５において、航法メッセージ、レンジデータを取得し、位置計算ルーチンに引き渡す。
次に、制御部３２７のＰＮの位相の検索の概要について説明する。
ＰＮの位相を補正しても、図２０（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、±０．５チップ程度の誤差を生じる。そのため、以下のようにＰＮの位相を検索する。
（１）：ＤＬＬ６００のＮＣＯ６１５、コスタスループ５００のＮＣＯ５０４を、同期捕捉部３２５で得られた値にセットし、本来よりも−０．５チップずれたＰＮの位相でＰＮリセットする。
このとき、ＤＬＬ６００はオフとし、ＤＬＬ６００のＮＣＯ６１５、コスタスループ５００のＮＣＯ５０４の更新は行わない。
（２）：その時点で、相関が得られるかを確認する。
（３）：ＤＬＬ６００のＮＣＯ６１５を２０ｍｓで＋３／１８チップだけ進むような値にし、２０ｍｓ後の相関を確認する。
（４）：（３）の処理を繰り返す。
以上の検索により、決められたしきい値よりも高い場合に、相関が検出されたものとし、ＤＬＬ６００をオンにし、ＤＬＬ６００のＮＣＯ６１５、コスタスループ５００のＮＣＯ５０４のフィードバック制御を開始する。
また、ＤＬＬ６００のＮＣＯ６１５に関する処理として、制御部３２７は、ＮＣＯ６１５の平均値を計算し、その値に基づき、ＮＣＯリミッタを設定する。たとえば、制御部３２７は、平均値を２０ｍｓ毎に更新し、リミッタ値を１秒毎に、平均値の±８に設定する。
コスタスループ５００のＮＣＯ５０４に関する処理として、制御部３２７は、ＮＣＯ５０４の平均値を計算し、その値に基づき、ＮＣＯリミッタを設定する。たとえば、制御部３２７は、平均値を２０ｍｓ毎に更新し、リミッタ値を１秒毎に、平均値の±２５Ｈｚに設定する。
また、図２１（Ａ），（Ｂ）は、制御部３２７の航法メッセージ（１ワード）のデコード機能を説明するための図である。
制御部３２７は、図２１（Ａ）に示すような航法メッセージをデコードする。
次に、制御部３２７は、パリティチェックを実行し、パリティエラーのときＰＥビットが１となる。
また、制御部３２７は、プリアンブルチェックを実行し、パリティがＯＫで、ｄ１〜ｄ８が０×８ｂのときにＰＲが１となる。
なお、たとえばプリアンブルを見つけたとき、割り込みを発生する。
次に、動作について説明する。
携帯電話部２０のベースバンド部２１において、基準周波数発振器２３による基準信号に同期して送受信アンテナ２４を通して近接の基地局８０との通話、あるいは所定データの送受信制御が行われる。
そして、ベースバンド部２１では、通信相手の基地局８０が変わると基準周波数発振器２３の発振周波数を規定に従って変化させるために、基地局が変化し、周波数を変更する旨を報知するための周波数変更信号Ｓ２１が生成され、Ｄ／Ａ変換器２２に出力される。
Ｄ／Ａ変換器２２では、ベースバンド部２１によるデジタル周波数変更信号Ｓ２１がアナログ信号に変換され基準周波数発振器２３に出力される。
そして、基準周波数発振器２３では、たとえば１３ＭＨｚ±０．１ｐｐｍを基準発振周波数ｆする基準信号Ｆｏｘがベースバンド部２１に供給される。
そして、基準周波数発振器２３では、Ｄ／Ａ変換器２２によるアナログ周波数変更信号Ｓ２１の周波数変更指示に従って発振周波数をΔｆ（たとえば０．７Ｈｚ）だけ変化させ、変化後の周波数ｆ＋Δｆの基準信号Ｆｏｘがベースバンド部２１に供給される。
そして、電源制御部７０の制御により、ＧＰＳ受信機３０、および水晶発振器４０に電力が供給され、ホストＣＰＵ５０が前回測位時に求められた水晶発振器４０の原発振周波数との誤差値を記憶部６０から取り出し、水晶発振器４０の周波数誤差値をＧＰＳ受信機３０に送信し、ＧＰＳ受信機３０において、制御部３２７を介してメモリ部３２４に書き込む。
以後、ＧＰＳ受信機３０によりＧＰＳ衛星が探索され、測位結果を得る。
ここでたとえば、ＧＰＳベースバンド部４の制御部３２７において、コールドスタート、ウォームスタート、ホットスタート、それぞれの初期状態に合わせて、同期捕捉すべき衛星やアルゴリズムが決定され、ＧＰＳフロントエンド部３のオン／オフ制御、ゲイン調整等が行われる。
ＧＰＳフロントエンド部３１においては、周波数１５７５．４２ＭＨｚのＧＰＳ衛星からの無線ＲＦ信号がアンテナ３１１で受信される。
受信されたＲＦ信号は、低雑音増幅器３１２で増幅され、ＳＡＷフィルタとしてのＢＰＦ３１３でＧＰＳ信号帯域外の信号が除去され、アンプ３１４を介してミキサ３１６に入力される。
そして、ミキサ３１６において、周波数シンセサイザ３１５による発振信号Ｓ３１５とミキシングされ、さらに、アンプ３１７、ＬＰＦ３１８を通して周波数１．０２３ＭＨｚのＩＦ信号Ｓ３１８が抽出される。
ＩＦ信号Ｓ３１８は、２値化回路３１９においてデジタル信号に変換され、１ビットのシリアル信号のＩＦ信号Ｓ３１９としてＧＰＳベースバンド部３２に出力される。
ＧＰＳベースバンド部３２においては、所定のクロックに基づいて、ＧＰＳフロントエンド部３によるＩＦ信号Ｓ３１９を受けて、初期またはシステムが大きく同期状態をはずした場合に同期点を捜し出す同期捕捉と、同期捕捉がなされた後に拡散符号の１チップ長によりも十分に小さな遅延差に制御し、Ｃ／Ａコード、キャリア同期をとる同期保持とが行われる。
制御部３２７においては、以上の同期保持処理により得られたレンジデータ、ドップラシフト量、航法メッセージ、時刻等に基づいて測位演算、位置検索等の処理が行われる。
制御部３２７においては、測位演算のときに求められた水晶発振器４０の周波数誤差値がメモリ部３２４に格納される。
そして、ホストＣＰＵ５０が、測位計算時に求められた、水晶発振器の原発振周波数との誤差値をベースバンド部３２の制御部３２７にメモリ部３２４をアクセスさせて入手し、入手した水晶発振器４０の周波数誤差値を記憶部６０に格納する。
そして、電源制御部７０の制御により、ＧＰＳ受信機３０のフロントエンド部３１およびベースバンド部３２３、並びに水晶発振器４０への電力供給を停止する。
以上説明したように、本実施形態によれば、ホストＣＰＵ５０が、水晶発振器４０の原発振周波数の誤差値をベースバンド部３２のメモリ部３２４から入手して、記憶部６０に格納しておき、次回測位計算時にこの値をＧＰＳ受信機に送信して基準周波数を補正し、ＧＰＳ衛星を探索させることにより、測位計算時以外はＧＰＳ受信機３０と水晶発振器４０に電力を供給する必要がなくなり、消費電力を抑えかつ高速に測位結果が得ることができるようになる。
一般的なＧＰＳシステムの構成図である。 ＧＳＰ衛星からの信号の構成を示す図である。 キャリアおよび拡散符号の同期処理例を示す図である。 本発明に係る通信装置の一実施形態の概要を示す構成図である。 本実施形態に係る通信装置の測位結果を得るための処理を説明するためのフローチャートである。 本発明に係る通信装置の具体的な構成例を示すブロック図である。 本実施形態に係る同期捕捉部の構成例を示すブロック図である。 本実施形態に係る同期捕捉部のＤＳＰの構成例を示すブロック図である。 同期捕捉部のＤＳＰの航法メッセージの除去処理を説明するための図である。 本実施形態に係る同期保持部の主構成部を示すブロック図である。 本実施形態に係る同期保持部のループユニットの具体的な構成例を示す回路図である。 本実施形態に係る同期保持部のコスタスループのＬＰＦの構成例を示す回路図である。 本実施形態に係る同期保持部のコスタスループの位相検出器の特性を示す図である。 本実施形態に係る同期保持部のコスタスループのループフィルタの構成例を説明するための図である。 本実施形態に係る同期保持部のＤＬＬにおける位相制御動作を説明するための図である。 本実施形態に係る同期保持部のＤＬＬの位相検出器の特性を示す図である。 本実施形態に係る制御部の処理の概要を説明するための図である。 本実施形態に係る制御部の同期捕捉部のＤＳＰに対する処理の概要を説明するためのフローチャートである。 本実施形態に係る制御部の同期保持部に対する処理の概要を説明するためのフローチャートである。 本実施形態に係る制御部のＰＮの位相の検索の概要について説明する。 本実施形態に係る制御部の航法メッセージ（１ワード）のデコード機能を説明するための図である。
符号の説明
１０…通信装置、２０…携帯電話部、２１…セルラベースバンド部（ＣＬＢＢ）、２２…デジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換器、２３…基準周波数発振器、２４…送受信アンテナ２４、３０…ＧＰＳ受信機、３１…ＧＰＳフロントエンド部（ＧＰＳＦＥ）、３１１…アンテナ、３１２…低雑音増幅器（ＬＮＡ）、３１３…バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）、３１４…アンプ、３１５…周波数シンセサイザ（ＦＳＹＮＳ）、３１６…ミキサ、３１７…アンプ、３１８…ローパスフィルタ（ＬＰＦ）、３１９…２値化回路（Ａ／Ｄ）、３２…ＧＰＳベースバンド部（ＧＰＳＢＢ）、３２１…発振器（ＸＯ）、３２２…リアルタイムクロック部（ＲＴＣ）、３２３…タイマ（ＴＭＲ）、３２４…メモリ部（ＲＡＭ／ＲＯＭ）、３２５…同期捕捉部（ＡＣＱ）、３２６…同期保持部（ＴＲＫ）、３２７…制御部（ＣＰＵ）、４０…水晶発振器（ＴＣＸＯ）、５０…ホストＣＰＵ、６０…記憶部、７０…電源制御部、８０…基地局。

Claims (8)

  1. 拡散符号で受信信号を復調する通信装置であって、
    基準周波数の発振信号を生成する発振器と、
    上記発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、を有し、
    上記受信機は、
    上記発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、
    上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、
    上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な記憶部と、
    上記記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、
    上記記憶部は、外部から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である
    通信装置。
  2. 拡散符号で受信信号を復調する通信装置であって、
    基準周波数の発振信号を生成する発振器と、
    上記発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、
    上記受信機から得られた周波数誤差値を格納可能な第１の記憶部と、
    上記受信機から得られた周波数誤差値を上記第１の記憶部に格納し、次回測位計算時に上記第１の記憶部に格納された周波数誤差値を上記受信機に送信するホスト回路と、を有し、
    上記受信機は、
    上記発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、
    上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、
    上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な第２の記憶部と、
    上記第２の記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、
    上記第２の記憶部は、上記ホスト回路から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である
    通信装置。
  3. 上記ホスト回路は、上記受信機が測位計算した際に求められた上記発振器の原発振周波数の誤差値を、上記受信機の第２の記憶部から読み出して上記第１の記憶部に格納しておき、
    次回現在位置が必要なときに、上記第１の記憶部から誤差値を上記受信機の第２の記憶部に送信する
    請求項２記載の通信装置。
  4. 上記受信機と発振器への電力供給をコントロールする電源制御部を有し、
    上記電源制御部は、
    現在位置が必要なときに、上記受信機と発振器への電力供給を行い、
    次回現在位置が必要なときに、上記第１の記憶部から周波数誤差値を上記受信機の第２の記憶部に送信する
    請求項２記載の通信装置。
  5. 上記受信機と発振器への電力供給をコントロールする電源制御部を有し、
    上記電源制御部は、
    現在位置が必要なときに、上記受信機と発振器への電力供給を行い、
    次回現在位置が必要なときに、上記第１の記憶部から周波数誤差値を上記受信機の第２の記憶部に送信する
    請求項３記載の通信装置。
  6. 通信条件に応じて発振周波数が所定の周波数だけ変化する基準信号をお出力する第１の発振器を含む第１の通信部と、
    拡散符号で受信信号を復調する第２の通信部と、を有し、
    上記第２の通信部は、
    基準周波数の発振信号を生成する第２の発振器と、
    上記第２の発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、を有し、
    上記受信機は、
    上記第２の発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、
    上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、
    上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な記憶部と、
    上記記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、
    上記記憶部は、外部から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である
    通信装置。
  7. 通信条件に応じて発振周波数が所定の周波数だけ変化する基準信号を出力する第１の発振器を含む第１の通信部と、
    拡散符号で受信信号を復調する第２の通信部と、を有し、
    上記第２の通信部は、
    基準周波数の発振信号を生成する第２の発振器と、
    上記第２の発振器が発振した信号を基準周波数とする受信機と、
    上記受信機から得られた周波数誤差値を格納可能な第１の記憶部と、
    上記受信機から得られた周波数誤差値を上記第１の記憶部に格納し、次回測位計算時に上記第１の記憶部に格納された周波数誤差値を上記受信機に送信するホスト回路と、を有し、
    上記受信機は、
    上記発振器による発振信号に基づいて受信信号を中間周波信号に変換する第１の手段と、
    上記中間周波信号を受けて測位計算し、かつ上記発振信号の周波数誤差を求める第２の手段と、
    上記測位計算の際に求められた周波数誤差値を格納可能な第２の記憶部と、
    上記第２の記憶部に格納された上記周波数誤差値に基づいて衛星信号の探索を行う第３の手段と、を有し、
    上記第２の記憶部は、上記ホスト回路から上記周波数誤差値を読み出し、書き込み可能である
    通信装置。
  8. 上記受信機と発振器への電力供給をコントロールする電源制御部を有し、
    上記電源制御部は、
    現在位置が必要なときに、上記受信機と発振器への電力供給を行い、
    次回現在位置が必要なときに、上記第１の記憶部から周波数誤差値を上記受信機の第２の記憶部に送信する
    請求項７記載の通信装置。


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