JP4352483B2 - Three-phase pulse motor - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば、産業用ロボットなどのように比較的大きな推力が要求されるFA(ファクトリーオートメーション)機器に用いて好適なパルスモータに係り、特に、位置精度の極めて高い三相パルスモータに関する。
【0002】
【従来の技術】
周知のように、パルスモータはパルス信号に基づいて歩進動作を行わせるものである。例えば、図4に示すリニアパルスモータは、磁束発生部である1次側のスライダ3に供給されるパルス信号によって、スライダ3または2次側のスケール1をステップ状に歩進動作させる。
この図は、三相リニアパルスモータの概略構成図であり、長尺板状の磁性体によって構成された2次側のスケール1の上面には、1次側のスライダ3が、ローラ等からなる支持機構(図示せず)によってスケール1の長手方向へ移動自在に支持された状態で載置されている。この例では、スケール1は固定された状態になっており、その上面には、長手方向に沿ってピッチPの間隔で歯部1a、1a・・・が形成されている。
【0003】
一方、スライダ3はE字状に形成されており、U相磁極3U、V相磁極3V及びW相磁極3Wにより構成され、スケール1の歯部1aとの間に一定の空隙をもって対向配置されている。
また、U相磁極3U、V相磁極3V及びW相磁極3Wのそれぞれの端面には、スケール1の長手方向に沿って、一定間隔P/2ピッチで極歯3aと凹溝が交互に形成されており、それぞれの凹溝には、隣り合うもの同志の極性が互いに逆極性となるように、永久磁石7が挿入配置されている。
【0004】
また、U相磁極3Uに対してV相磁極3V及びW相磁極3Wは、それぞれ、相対位置関係がP/3ピッチずつ変位するように構成されている。このように構成されたU相磁極3U、V相磁極3V及びW相磁極3Wには、それぞれ、この順にU相コイル5U、V相コイル5V及びW相コイル5Wが卷回されている。
このように構成されたリニアパルスモータの動作について説明する。図5は、スライダ3の各磁極に卷回された三相コイルの結線図であり、U相コイル5U、V相コイル5V及びW相コイル5Wは電気角2π/3ラジアンずつの位相角をもってスター結線されている。
【0005】
一方、図4は、U相コイル5Uに最大電圧が印加された位相角における、各相コイルに流れる電流経路と磁束経路及びスライダ3がステップした状態位置を示している。
図4に示すように、U相磁極3Uにおいては、U相コイル5Uに図の×印から紙表より紙裏に向かって電流が流れ、紙裏から・印へ戻るので、電流と磁束の右ネジの法則にしたがって、図の矢印の向きの磁束が発生し、この磁束は永久磁石のS極側からN極側へ流入して、スケール1の歯部1aへ流れ出す。
【0006】
一方、V相コイル5V及びW相コイル5Wは、この位相角においては、それぞれ、U相コイル5Uとは極性が反対で1/2の電圧が印加され、各々、図に示すように×印から・印に電流が流れる。この結果、V相磁極3V及びW相磁極3Wにおいては、それぞれの永久磁石のS極からN極に向かう図の矢印のような磁束が発生する。
これにより、V相磁極3V及びW相磁極3WからU相磁極3Uに流れる磁束のルートが形成されて、U相磁極3Uに対向するスケール1の歯部1aにこの磁束が流れて、磁束の閉ループが形成される。
この結果、U相磁極3Uがスケール1の歯部1aに対して磁気的に安定した位置となり、スライダ3はこの位置で停止する。以下同様に、V相コイル5Vが最大電圧のときは、V相磁極3Vがスライダ1の歯部1aに対向する位置に移動して停止する、というようにスライダ1のステップ歩進が行われる。
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述の説明は磁路の長さについては無視してある。したがって、U相磁極3Uが最大に励磁されたとき、V相磁極3VとW相磁極3Wから磁束が1/2ずつ均等にU相磁極3Uに流れるものとして説明している。
しかし、U相磁極3Uに対するV相磁極3VとW相磁極3Wの磁束経路の長さが異なるために、V相磁極3VからU相磁極3Uに流れる磁束の大きさとW相磁極3WからU相磁極3Uに流れる磁束の大きさが異なる。
【0008】
一般的には、磁路の長さを考慮すると、U相磁極3Uに発生する磁束の大きさを1としたとき、V相磁極3VからU相磁極3Uに流れるの磁束の大きさは0.8、W相磁極3WからU相磁極3Uに流れる磁束の大きさは0.3程度になってしまう。このため、U相磁極3Uに作用する合成推力ベクトルは、U相磁極3Uで発生した磁束による推力ベクトルに対して位相がずれる。この結果、スケール1の歯部1aに対するU相磁極3Uの対向位置が理論上の位置よりずれてしまう。
これについて、さらに詳しく説明する。図6(a)、(b)、(c)は、従来技術のリニアパルスモータにおける各動作モードでの磁束経路を示す状態図であり、図7は、各相コイルに印加する電圧波形である。
【0009】
また、図8(a)〜(g)は、従来技術における各動作モードでの推力ベクトル図である。したがって、図6、図7、図8を用いて説明する。
先ず、図7の電気角θ1(90度)の位置に示すように、U相コイル5Uに最大電圧(したがってU相磁極3Uに最大励磁)が加わったときは、V相コイル5V及びW相コイル5Wには、それぞれ、U相コイル3Uの電圧の1/2の逆方向電圧が印加される。この結果、図6(a)に示すように、各相コイル5U、5V、5Wの励磁電流の向きは、それぞれ、図のように×印から・印に流れる向きとなる。
この結果、U相磁極3Uの磁束に、V相磁極3Vからの磁束φu-vとW相磁極3Wからの磁束φu-wが加算されてU相磁極3Uに流れ込む。
【0010】
この状態を図8の推力ベクトル図を用いて説明する。この図を説明するに当たって、ベクトルU、ベクトルV、ベクトルWは、それぞれ、U相磁極3U、V相磁極3V、W相磁極3Wが最大励磁(したがって、U相コイル5U、V相コイル5V、W相コイル5Wがそれぞれ最大電圧)となったときのそれぞれの推力ベクトルの大きさである。
また、ベクトルUバー、ベクトルVバー、ベクトルWバーは、それぞれ、最大電圧が印加されたコイルの相の磁極に寄与する他相の推力ベクトルである。例えば、図6(a)で説明すれば、U相磁極3Uが最大ベクトルUのとき、V相磁極3Vからの磁束φu-vに基づく推力はその向きも考慮してベクトルVバーとし、W相磁極3Wからの磁束φu-wに基づく推力はその向きも考慮してベクトルWバーとする。
【0011】
先ず、前述の図6(a)の、U相磁極3Uが最大励磁されたときについて、各磁極からの磁路の長さを無視すれば、図8(g)に示すように、U相磁極3Uの合成推力ベクトルU’は ベクトルUに、0.5の大きさのベクトルVバーと0.5の大きさのベクトルWバーがベクトル加算されたものである。
したがって、合成推力ベクトルU’はU相自身のベクトルUと位相が一致する。よって、他の磁極からの磁束による推力が加わっても、U相磁極3Uに位置ずれを生じさせるような推力は作用しない。
すなわち、図4に示すスケール1の歯部1aに対するU相磁極3Uの対向位置に位置ずれは生じない。
【0012】
ところが、実際には磁路の長さの相違によって、前述のように、ベクトルVバーがベクトルUに寄与する大きさは0.8程度、ベクトルWバーがベクトルUに寄与する大きさは0.3程度になってしまう。
したがって、図8(a)に示すように、U相磁極3Uが最大励磁されたときの合成推力ベクトルU’は、(ベクトルU)+(0.8×ベクトルVバー)+(0.3×ベクトルWバー)となり、図に示すように、合成ベクトルU’はベクトルUに対して位相ずれを生じる。このため、図4の歯部1aに対するU相磁極3Uの位置がずれ、リニアパルスモータに位置ずれが生じてしまう。
また、位置、速度センサを付け、リニアサーボモータとして運転する場合は、誘起電圧の位相ずれが発生してモータの力率が低下し、推力が低下するという問題を生じる。
【0013】
次に、図7の電気角θ2(210度)の位置に示すように、V相コイル5Vに最大電圧(したがってV相磁極3Vに最大励磁)が加わったときは、U相コイル5U及びW相コイル5Wには、それぞれ、V相5イル3Vの電圧の1/2の逆方向電圧が印加される。
したがって、図6(b)において、V相磁極3Vが最大励磁されたときは、各相コイルには図に示す極性の電流が流れ、V相磁極3Vの磁束に、U相磁極3Uからの磁束φv-uと、W相磁極3Wからの磁束φv-wが加算されて流れ込む。
この場合は、図からも明らかなように両磁束の磁路の長さは同じである。これを推力ベクトルで説明すると、図8(b)のように合成ベクトルV’は、(ベクトルV)+(0.5×べクトルUバー)+(0.5×ベクトルWバー)となり、合成推力ベクトルV’とベクトルVの位相は一致する。したがって、リニアパルスモータとして運転した場合に位置ずれは生じない。また、サーボモータとした場合の誘起電圧位相ずれもない。
【0014】
次に、図7の電気角θ3(330度)の位置に示すように、W相コイル5Wに最大電圧(したがってW相磁極3Wに最大励磁)が加わったときは、U相コイル5U及びV相コイル5Vには、それぞれ、W相コイル5Wの電圧の1/2の逆方向電圧が印加される。
したがって、図6(c)において、W相磁極3Wが最大励磁されたときは、図のように、W相磁極3Wに発生する磁束に、U相磁極3Uからの磁束φw-uと、V相磁極3Vからの磁束φw-vが加算されて流れ込む。
この場合は図からも明らかなように、U相磁極3Uからの磁路がV相磁極3Vからの磁路より長くなっている。これを推力ベクトルで説明すると、図8(c)のように、合成推力ベクトルW’は、(ベクトルW)+(0.8×ベクトルVバー)+(0.3×ベクトルUバー)となり、合成推力ベクトルW’はベクトルWに対して位相ずれを生じる。したがってこの場合は、リニアパルスモータに位置ずれや誘起電圧の位相ずれを生じる。
【0015】
同様に、直進方向(または回転方向)を反対にした場合の推力ベクトルを、図8(d),(e)、(f)に示す。この場合も、U相が最大励磁の位置で合成推力ベクトルU’は位相ずれを生じ(d)、W相が最大励磁の位置でも合成推力ベクトルW’は位相ずれを生じ(e)、V相が最大励磁の位置では合成推力ベクトルは位相ずれを起こさない(f)。
このように、三相リニアパルスモータでは、各相の磁束経路の長さの相違に起因して、スライダ3の磁極3aとスケール1の歯部1aが位置ずれを生じて停止する。これが、FAのロボットの位置ずれやプリンタのキャリッジの位置ずれとなって表れ、精密な位置制御や印字精度などに不具合を生じる。
【0016】
また、エンコーダフィードバックによるサーボモータとして運転した場合は、誘起電圧の位相ずれによる力率低下から推力リップルとなるモータに速度リップルを生じたり、負荷への加振力となり、組み込まれる機械に振動を与えたりする問題を生じる。
特に、半導体関連のウエハ搬送用として用いる場合などは、振動は深刻な問題となる。
さらに、この誘起電圧の位相ずれは正逆で異なることから、フィードバック用センサの磁極位相合わせが難しくなる(中間位置に合わせなければならない)など、種々の問題を生じる。
【0017】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、各相磁極の配置関係を考慮することによって、どの相によってスッテップ歩進が行われても、位置ずれを生じない三相リニアパルスモータを提供することにある。
【0018】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明の三相パルスモータは、例えば、U相、V相、W相の磁極を、スケールの歯部のピッチPに対してP/3ピッチずつ変位させて配置すると共に、各相を電気角2π/3ラジアンずつずらして駆動させる三相パルスモータにおいて、U相の磁極とコイルを2分割し、この2分割されたU相磁極を、電気角が同じになるように、磁束発生部の両端に配置させ、且つU相のコイルを直列接続したことを特徴とする。このような構成により、各相間の磁束経路の長さを同じにして推力ベクトルの位相ずれをなくし、もって、磁束発生部の磁極とスケールの歯部の位置関係にずれが生じないようにしたものである。
【0019】
すなわち請求項1に係る三相パルスモータは、特定方向に沿って等間隔Pで歯部が形成された磁性体材料からなる二次側スケールと、該二次側スケールの歯部が形成された方向へ移動自在に支持された一次側磁束発生部とからなり、前記一次側磁束発生部は、3の倍数となる複数の磁極を備え、各磁極がそれぞれの鉄心にそれぞれのコイルが卷回されて構成されたものであり、さらに、これら複数の磁極が、前記二次側スケールの歯部に対して一定の空隙を隔てて対向する位置で、前記歯部が形成された方向に沿って所定寸法P/3となる分ずつ変位するようにして配置して構成されており、前記コイルに電気角2π/3ラジアンずつ位相をずらして順次電圧を印加させることにより、前記各磁極と前記二次側スケールの各歯部との間に順次磁束を発生させ、前記一次側磁束発生部を前記二次側スケールに対して相対移動させる三相パルスモータにおいて、前記一次側磁束発生部の複数配列する前記磁極の内、配列の端に位置し、第一の電気角に相当する磁極の鉄心とコイルが2分割され、2分割された前記鉄心及びコイルの一方が、隣接する磁極と前記所定寸法だけ変位させて配置され、また、2分割された前記鉄心及びコイルの他方が、前記第一の電気角で同じになるようして前記一次側磁束発生部の逆の端に、隣接する磁極と前記所定寸法だけ変位させて配置され、且つ2分割された2つのコイルは直列接続されたことを特徴とする。
【0020】
請求項2に係る三相パルスモータは、請求項1記載の三相パルスモータにおいて、N個の磁極は、U相、V相及びW相から成り、且つ第一の電気角に相当する磁極はU相磁極であり、このU相磁極が2分割されて第一の電気角で同じになるように磁束発生部の両端部に配置され、且つ2分割された2つのコイルは直列接続されていることを特徴とする。
【0021】
請求項3に係る三相パルスモータは、請求項2記載の三相パルスモータにおいて、2分割されたU相の磁極の間に、V相及びW相が、この順序に、2π/3ラジアンずつ位相をずらして励磁されるように配置されていることを特徴とする。
【0022】
請求項4に係る三相パルスモータは、請求項2記載の三相パルスモータにおいて、2分割されたU相の磁極の間に、V相、W相、U相、V相、W相が、この順序に、2π/3ラジアンずつ位相をずらして例示されるように配置されていることを特徴とする。
【0023】
請求項5に係る三相パルスモータは、請求項1〜請求項4の何れか1項記載の三相パルスモータにおいて、一次側磁束発生部の各々の磁極には、二次側スケールの歯部の方向に沿って、一定間隔P/2で磁性材料と永久磁石が交互に形成され、且つ永久磁石は隣り合うもの同志の極性が互いに逆方向になるように配置されていることを特徴とする。
【0024】
【発明の実施の形態】
以下、図面を用いて、本発明の実施の形態を詳細に説明する。本発明の特徴は、例えば、U相磁極を2分してV相磁極とW相磁極の両側に配置させるように構成したことにある。図1(a)、(b)、(c)は、本発明における三相リニアパルスモータの各動作モードでの磁束経路を示す状態図である。
【0025】
先ず、この実施の形態の三相リニアパルスモータの構成について説明する。長尺板状の磁性体から成る2次側のスケール11の上面には、1次側のスライダ13が、図示しない支持機構によって、スケール11の長手方向へ移動自在に支持されている。
また、スケール11は固定され、その上面の長手方向に沿って形成されたピッチPの間隔の歯部は省略してある。
一方、スライダ13は櫛形状に形成されており、V相磁極13VとW相磁極13Wの両側に、それぞれ、第1U相磁極13U1と第2U相磁極13U2が配置されている。
尚、これらの磁極13U1、13V、13W、13U2は、スケール1の図示しない歯部との間に一定の空隙をもって対向配置されている。
【0026】
また、第1U相磁極13U1及び第2U相磁極13U2とV相磁極13VとW相磁極13Wのそれぞれの端面には、スケール11の長手方向に沿って、一定間隔P/2ピッチで極歯と凹溝が交互に形成されており、それぞれの凹溝には、隣り合うもの同志の極性が互いに逆極性となるように、永久磁石が挿入配置されているが、これらの構成については、従来技術の図4と全く同様の構成であるので、この図面では省略してある。
さらに、第1U相磁極13U1に対してV相磁極13V、W相磁極13W及び第2U相磁極13U2は、それぞれ、相対位置関係がP/3ピッチずつ変位するように構成されている。したがって、第2U相磁極13U2は、第1U相磁極13U1とは変位されていない。
すなわち、第1U相磁極13U1がスケール11の図示しない歯部と対向配置されたとき、第2U相磁極13U2もスケール11の図示しない別の歯部と対向配置されるように構成されている。
【0027】
さらに、このように構成された第1U相磁極13U1、V相磁極13V、W相磁極13W及び第2U相磁極13U2には、それぞれ、この順に第1U相コイル15U1、V相コイル15V、W相コイル15W及び第2U相コイル15U2が卷回されている。
尚、2組に分割された第1U相コイル15U1と第2U相コイル15U2は、V相コイル15V及びW相コイル15Wの半分の巻数のコイルがそれぞれ卷回され、直列に接続されている。
【0028】
さらに、第1U相コイル15U1、V相コイル15V、W相コイル15W及び第2U相コイル15U2は、それぞれ電気角2π/3ラジアンずつ位相をずらして電圧を印加するように結線されている。
したがって、2分割されたU相コイル15U1,15U2は電気角が同じである。そして、U相、V相、W相のコイルはスター接続されて三相電源に接続されている。
【0029】
このように構成された本発明のリニアパルスモータの動作について説明する。説明の便宜上、図7のコイルに印加する三相電圧波形及び図8の推力ベクトル図の一部を用いて、図1における本発明のリニアパルスモータの動作を説明する。
図1(a)は、U相コイルに最大電圧が印加されたタイミング(すなわち図7の電気角θ1)における、各相コイルに流れる電流経路と磁束経路を示している。この図に示すように、第1U相磁極13U1においては、第1U相コイル15U1に図の×印から・印への電流が流れるので、図の矢印の向きの磁束が発生する。
【0030】
また、V相コイル15Vは、電気角θ1においては第1U相コイル15U1とは極性が反対で1/2の電圧が印加されるので、図に示すように×印から・印に電流が流れ、図の矢印の向きの磁束が発生する。
このとき、第1U相コイル15U1の巻数はV相コイル15Vの巻数の半分であるが、V相の電圧はU相の電圧の半分であるので、第1U相磁極13U1の磁束とV相磁極13Vの磁束の大きさは同じである。これにより、第1U相磁極13U1とスケール11とV相磁極13Vとの閉磁路が形成され、磁束φu-vが図の矢印の向きに流れる。
【0031】
また、第2U相磁極13U2においても、第2U相コイル15U2に図の×印から・印へ電流が流れるので、図の矢印の向きの磁束が発生する。そして、W相コイル15Wは、電気角θ1においては第2U相コイル15U2とは極性が反対で1/2の電圧が印加されるので、図に示すように×印から・印に電流が流れ、図の矢印の向きの磁束が発生する。
このとき、第2U相コイル15U2の巻数はW相コイル15Wの巻数の半分であるが、W相の電圧はU相の電圧の半分であるので、第2U相磁極13U2の磁束とW相磁極13Wの磁束の大きさは同じである。これにより、第2U相磁極13U2とスケール11とW相磁極13Wとの閉磁路が形成され、磁束φu-Wが図の矢印の向きに流れる。
【0032】
これによって、V相磁極13Vから第1U相磁極13U1に流れる磁束φu-vの磁路の長さと、W相磁極13Wから第2U相磁極13U2に流れる磁束φu-Wの磁路の長さは同じになる。しかも、U相の推力は2分されているが、左右に分割した第1U相磁極13U1と第2U相磁極13U2の電気角は同じであるので、U相磁極全体の合計推力は、2分しない場合と同じである。
【0033】
これによって、図8(g)の推力ベクトル図に示すように、U相の合成推力ベクトルU’は、(ベクトルU)+(0.5×ベクトルVバー)+(0.5×ベクトルWバー)となり、合成ベクトルU’はベクトルUと位相が一致する。
したがって、第1U相磁極13U1及び第2U相磁極13U2と、これらに対向するスケールの歯部の位置は理論上の位置と一致し、リニアパルスモータのU相のステップ位置には位置ずれを生じない。
【0034】
次に、図7の電気角θ2の位置において、V相コイル15Vに最大電圧が印加されたときは、第1、第2U相コイル15U1、15U2とW相コイル15Wは、それぞれ、V相の1/2の逆極性の電圧が印加される。これによって、図1(b)に示すように、第1U相コイル15U1とV相コイル15Vにはそれぞれ図の極性の電流が流れ、その結果、第1U相磁極13U1とV相磁極13Vとスケール11との閉磁路に磁束φv-uが図の矢印の向きに流れる。
【0035】
同様に、V相コイル15VとW相コイル15Wに流れる電流の極性によって、V相磁極13VとW相磁極13Wとスケール11との閉磁路に、磁束φv-wが図の矢印方向に流れる。
したがって図から明らかなように、磁束φv-uと磁束φv-wの磁路の長さは同じとなる。このとき、第2U相コイル15U2の電流極性は、W相コイル15Wの電流極性と同じであるので、第2U相磁極13U2からW相磁極13Wへは磁束は流れない。
しかし、第2U相コイル15U2の電流極性とV相コイル15Vの電流極性とは逆極性であるので、第2U相磁極13U2からV相磁極13Vへは磁束φv-uが流れる。
【0036】
ところが、第2U相磁極13U2からV相磁極13Vに流れる磁束φv-uの大きさは、磁路が長いため、ベクトルの大きさは0.3程度であるので、最大電圧が印加されるV相磁極13VのベクトルVに比べて実用上無視できる。
したがって、V相の合成推力ベクトルV’は、(ベクトルV)+(0.5×ベクトルUバー)+(0.5×ベクトルWバー)となり合成ベクトルV’はベクトルVと位相が一致し、リニアパルスモータのV相のステップ位置には位置ずれを生じない。
【0037】
次に、W相に最大電圧が印加されたときは、図7の電気角θ3の位置の電圧が各コイルに印加される。これによって、図1(c)に示すように、第2U相コイル15U2とW相コイル15Wには図の極性の電流が流れ、その結果、第2U相磁極13U2とW相磁極13Wとスケール11との閉磁路に磁束φw-uが図の矢印の向きに流れる。
同様に、V相コイル15VとW相コイル15Wに流れる電流の極性によって、V相磁極13VとW相磁極13Wとスケール11との閉磁路に、磁束φw-vが図の矢印方向に流れる。
【0038】
すなわち、磁束φw-uと磁束φw-vとは磁路の長さが同じとなる。このとき、第1U相コイル15U1の電流極性は、V相コイル15Vの電流極性と同じであるので、第1U相磁極13U1からV相磁極13Vへは磁束は流れない。しかし、第1U相コイル15U1の電流極性とW相コイル15Wの電流極性とは逆極性であるので、第1U相磁極13U12からW相磁極13WVへは磁束が流れる。 ところが、第1U相磁極13U1からW相磁極13Wに流れる磁束の大きさは、磁路が長いため、0.3程度の大きさであるので、最大電圧が印加されるW相磁極13WのベクトルWに比べて実用上無視できる。
したがって、W相の合成推力ベクトルW’は、(ベクトルW)+(0.5×ベクトルUバー)+(0.5×ベクトルVバー)となり、合成ベクトルW’はベクトルWと位相が一致し、リニアパルスモータのW相のステップ位置には位置ずれを生じない。
【0039】
図2は、本発明の第1の実施の形態のスライダの構成図である。この実施の形態のスライダ23の両端には、それぞれ、1/2に分割した第1U相磁極23U1と第2U相磁極23U2が配置され、この間には、各々電気角120度(2π/3ラジアン)ずつ隔てて励磁される、分割しないV相磁極23Vと、分割しないW相磁極23Wとが配置されている。
したがって、第1U相磁極23U1と第2U相磁極23U2とは同相励磁される。
また、それぞれの磁極には、図示しないスケールの歯部のピッチの1/2間隔で極歯と永久磁石が配置されている。尚、隣り合わさる永久磁石の極性は互いに反対極性になるように配置されている。
【0040】
図3は、本発明の第2の実施の形態のスライダの構成図である。この実施の形態のスライダ33の両端には、それぞれ、1/2に分割した第1U相磁極33U1と第2U相磁極33U2が配置され、この間には、各々電気角120度(2π/3ラジアン)ずつ隔てて励磁される、分割しないV相磁極33Vと分割しないW相磁極33Wと、さらに、分割しないU相磁極35Uと分割しないV相磁極35Vと分割しないW相磁極35Wとが配置されている。
したがって、中間の分割されないU相磁極35Uは、分割した第1、第2U相磁極33U1、33U2と同相で励磁されるような位置に配置されている。このような構成においても、ステップに寄与する磁極を通る他極からの磁路の長さは全て同じになり、したがって対向する磁極に位相ずれを起こさない。
【0041】
以上述べた実施の形態は本発明を説明するために一例であり、本発明は、上記の実施の形態に限定されるものではなく、発明の要旨の範囲で種々の変形が可能である。例えば、この実施の形態ではリニアパルスモータについて説明したが、ロータリパルスモータにおいても上述の構成が適用できることは云うまでもない。
【0042】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の三相のパルスモータによれば、推力ベクトルの位相ずれがなくなり、これによってオープンループのパルスモータにおける位置精度が改善され、例えば産業用ロボットなどにおいて、極めて位置精度の高い制御を行うことができるという効果が得られる。
また、プリンタの印字制御においても、極めてきめ細かい印字を行うことができる。さらに、フィードバック制御のサーボリニアモータにおいても誘起電圧の位相ずれを防止することができるという効果も得られる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 本発明における三相リニアパルスモータの各動作モードでの磁束経路を示す状態図である。
【図2】 本発明の第1の実施の形態のスライダの構成図である。
【図3】 本発明の第2の実施の形態のスライダの構成図である。
【図4】 従来のリニアパルスモータの磁気回路を示す状態図である。
【図5】 スライダの各磁極に卷回された三相コイルの結線図である。
【図6】 従来技術のリニアパルスモータにおける各動作モードでの磁束経路を示す状態図である。
【図7】 各相コイルに印加される電圧波形を示す図である。
【図8】 従来技術における各動作モードでの推力ベクトル図である。
【符号の説明】
1、11 スケール
1a 歯部
3、13、33 スライダ
3a 極歯
3U 35U U相磁極
3V、13V、23V、33V、35V V相磁極
3W、13W、23W、33W、35W W相磁極
5U U相コイル
5V、15V V相コイル
5W、15W W相コイル
7 永久磁石
13U1、23U1、33U1 第1U相磁極
13U2、23U2、33U2 第2U相磁極
15U1 第1U相コイル
15U2 第2U相コイル[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a pulse motor suitable for use in FA (factory automation) equipment that requires a relatively large thrust, such as an industrial robot, and more particularly to a three-phase pulse motor with extremely high positional accuracy.
[0002]
[Prior art]
As is well known, a pulse motor performs a stepping operation based on a pulse signal. For example, the linear pulse motor shown in FIG. 4 causes the
This figure is a schematic configuration diagram of a three-phase linear pulse motor, and a
[0003]
On the other hand, the
Further,
[0004]
Further, the V-phase
The operation of the linear pulse motor configured as described above will be described. FIG. 5 is a connection diagram of a three-phase coil wound around each magnetic pole of the
[0005]
On the other hand, FIG. 4 shows a state position where the current path and the magnetic flux path flowing in each phase coil and the
As shown in FIG. 4, in the U-phase
[0006]
On the other hand, the V-
As a result, a route for the magnetic flux flowing from the V-phase
As a result, the U-phase
[0007]
[Problems to be solved by the invention]
However, the above description ignores the length of the magnetic path. Therefore, it is assumed that when the U-phase
However, since the lengths of the magnetic flux paths of the V-phase
[0008]
In general, considering the length of the magnetic path, when the magnitude of the magnetic flux generated in the U-phase
This will be described in more detail. 6 (a), 6 (b), and 6 (c) are state diagrams showing magnetic flux paths in each operation mode in a conventional linear pulse motor, and FIG. 7 is a voltage waveform applied to each phase coil. .
[0009]
Moreover, Fig.8 (a)-(g) is a thrust vector figure in each operation mode in a prior art. Therefore, description will be made with reference to FIGS. 6, 7, and 8.
First, as shown in the position of the electrical angle θ1 (90 degrees) in FIG. 7, when the maximum voltage is applied to the
As a result, the magnetic flux φu-v from the V-phase
[0010]
This state will be described with reference to the thrust vector diagram of FIG. In explaining this figure, the vector U, vector V, and vector W are respectively maximally excited by the U-phase
The vector U bar, the vector V bar, and the vector W bar are thrust vectors of other phases that contribute to the magnetic pole of the phase of the coil to which the maximum voltage is applied. For example, referring to FIG. 6 (a), when the U-phase
[0011]
First, if the length of the magnetic path from each magnetic pole is ignored when the U-phase
Therefore, the resultant thrust vector U ′ is in phase with the U-phase vector U itself. Therefore, even if a thrust due to magnetic flux from other magnetic poles is applied, a thrust that causes a positional shift in the U-phase
That is, no positional deviation occurs at the position where the U-phase
[0012]
However, due to the difference in the length of the magnetic path, the magnitude that the vector V bar contributes to the vector U is about 0.8, and the magnitude that the vector W bar contributes to the vector U is about 0.3, as described above. End up.
Therefore, as shown in FIG. 8 (a), the resultant thrust vector U ′ when the U-phase
Further, when a position / speed sensor is attached and the operation is performed as a linear servo motor, a phase shift of the induced voltage occurs, causing a problem that the power factor of the motor is lowered and the thrust is lowered.
[0013]
Next, as shown in the position of the electrical angle θ2 (210 degrees) in FIG. 7, when the maximum voltage is applied to the V-
Therefore, in FIG. 6B, when the V-phase
In this case, the lengths of the magnetic paths of both magnetic fluxes are the same as is apparent from the figure. This will be described using a thrust vector. As shown in FIG. 8B, the combined vector V ′ becomes (vector V) + (0.5 × vector U bar) + (0.5 × vector W bar), and the combined thrust vector V ′. And the vector V are in phase. Therefore, no positional deviation occurs when operating as a linear pulse motor. Further, there is no induced voltage phase shift in the case of a servo motor.
[0014]
Next, as shown in the position of the electrical angle θ3 (330 degrees) in FIG. 7, when the maximum voltage is applied to the W-
Therefore, in FIG. 6C, when the W-phase
In this case, as is apparent from the figure, the magnetic path from the U-phase
[0015]
Similarly, FIGS. 8D, 8E, and 8F show thrust vectors when the straight traveling direction (or rotational direction) is reversed. Also in this case, the composite thrust vector U ′ has a phase shift when the U phase is at the maximum excitation position (d), and the composite thrust vector W ′ has a phase shift even when the W phase is at the maximum excitation position (e). However, at the position of maximum excitation, the resultant thrust vector does not cause a phase shift (f).
As described above, in the three-phase linear pulse motor, the
[0016]
Also, when operating as a servo motor with encoder feedback, speed ripple is generated in the motor that becomes thrust ripple due to power factor drop due to phase shift of induced voltage, or vibration is applied to the load, giving vibration to the incorporated machine. Cause problems.
In particular, vibration is a serious problem when used for transporting semiconductor wafers.
Furthermore, since the phase shift of the induced voltage is different between forward and reverse, various problems such as difficulty in phase alignment of the magnetic pole of the feedback sensor (must be adjusted to an intermediate position) occur.
[0017]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and its purpose is to consider a positional relationship between the magnetic poles of each phase, so that no phase shift occurs regardless of which phase is used for stepping. It is to provide a pulse motor.
[0018]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the three-phase pulse motor of the present invention is arranged, for example, by displacing the U-phase, V-phase, and W-phase magnetic poles by P / 3 pitch with respect to the pitch P of the scale teeth. In addition, in a three-phase pulse motor that drives each phase with an electrical angle shifted by 2π / 3 radians, the U-phase magnetic pole and the coil are divided into two, and the two-phase U-phase magnetic poles have the same electrical angle. Thus, it is arranged at both ends of the magnetic flux generator, and U-phase coils are connected in series. With such a configuration, the length of the magnetic flux path between each phase is made the same so that the phase shift of the thrust vector is eliminated, so that the positional relationship between the magnetic pole of the magnetic flux generating portion and the tooth portion of the scale does not occur. It is.
[0019]
That is, the three-phase pulse motor according to
[0020]
The three-phase pulse motor according to claim 2 is the three-phase pulse motor according to
[0021]
The three-phase pulse motor according to
[0022]
The three-phase pulse motor according to claim 4 is the three-phase pulse motor according to claim 2, wherein the V-phase, W-phase, U-phase, V-phase, and W-phase are between the U-phase magnetic poles divided into two parts. In this order, they are arranged as illustrated by shifting the phase by 2π / 3 radians.
[0023]
The three-phase pulse motor according to claim 5 is the three-phase pulse motor according to any one of
[0024]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The feature of the present invention resides in that, for example, the U-phase magnetic pole is divided into two and arranged on both sides of the V-phase magnetic pole and the W-phase magnetic pole. 1A, 1B, and 1C are state diagrams showing magnetic flux paths in each operation mode of the three-phase linear pulse motor in the present invention.
[0025]
First, the configuration of the three-phase linear pulse motor of this embodiment will be described. On the upper surface of the
Further, the
On the other hand, the
These magnetic poles 13U1, 13V, 13W, and 13U2 are disposed to face each other with a certain gap between the teeth of the scale 1 (not shown).
[0026]
Further, the end surfaces of the first U-phase magnetic pole 13U1, the second U-phase magnetic pole 13U2, the V-phase
Furthermore, the V-phase
That is, when the first U-phase magnetic pole 13U1 is arranged to face a tooth portion (not shown) of the
[0027]
Further, the first U-phase magnetic pole 13U1, the V-phase
The first U-phase coil 15U1 and the second U-phase coil 15U2, which are divided into two sets, are wound in series with half the number of turns of the V-
[0028]
Furthermore, the first U-phase coil 15U1, the V-
Therefore, the U-phase coils 15U1 and 15U2 divided into two have the same electrical angle. The U-phase, V-phase, and W-phase coils are star-connected and connected to a three-phase power source.
[0029]
The operation of the linear pulse motor of the present invention configured as described above will be described. For convenience of explanation, the operation of the linear pulse motor of the present invention in FIG. 1 will be described using the three-phase voltage waveform applied to the coil of FIG. 7 and a part of the thrust vector diagram of FIG.
FIG. 1A shows a current path and a magnetic flux path that flow through each phase coil at the timing when the maximum voltage is applied to the U-phase coil (that is, the electrical angle θ1 in FIG. 7). As shown in this figure, in the first U-phase magnetic pole 13U1, current flows from the x mark to the mark in the first U-phase coil 15U1, so that a magnetic flux in the direction of the arrow in the figure is generated.
[0030]
In addition, the V-
At this time, the number of turns of the first U-phase coil 15U1 is half the number of turns of the V-
[0031]
Also, in the second U-phase magnetic pole 13U2, a current flows from the x mark to the mark in the second U-phase coil 15U2, so that a magnetic flux in the direction of the arrow in the figure is generated. The
At this time, the number of turns of the second U-phase coil 15U2 is half of the number of turns of the W-
[0032]
Accordingly, the length of the magnetic path of the magnetic flux φu-v flowing from the V-phase
[0033]
As a result, as shown in the thrust vector diagram of FIG. 8G, the combined thrust vector U ′ of the U phase becomes (vector U) + (0.5 × vector V bar) + (0.5 × vector W bar). The vector U ′ is in phase with the vector U.
Therefore, the positions of the first U-phase magnetic pole 13U1 and the second U-phase magnetic pole 13U2 and the tooth portion of the scale facing these coincide with the theoretical positions, and no positional deviation occurs in the U-phase step position of the linear pulse motor. .
[0034]
Next, when the maximum voltage is applied to the V-
[0035]
Similarly, the magnetic flux φv-w flows in the closed magnetic path of the V-phase
Therefore, as is apparent from the figure, the magnetic path lengths of the magnetic flux φv-u and the magnetic flux φv-w are the same. At this time, since the current polarity of the second U-phase coil 15U2 is the same as the current polarity of the W-
However, since the current polarity of the second U-phase coil 15U2 and the current polarity of the V-
[0036]
However, since the magnetic flux φv-u flowing from the second U-phase magnetic pole 13U2 to the V-phase
Therefore, the combined thrust vector V ′ of V phase is (vector V) + (0.5 × vector U bar) + (0.5 × vector W bar), and the combined vector V ′ is in phase with the vector V, and the linear pulse motor No misalignment occurs at the V-phase step position.
[0037]
Next, when the maximum voltage is applied to the W phase, the voltage at the position of the electrical angle θ3 in FIG. 7 is applied to each coil. As a result, as shown in FIG. 1C, a current having the polarity shown in the figure flows through the second U-phase coil 15U2 and the W-
Similarly, the magnetic flux φw-v flows in the closed magnetic path of the V-phase
[0038]
That is, the magnetic path φw-u and the magnetic flux φw-v have the same magnetic path length. At this time, since the current polarity of the first U-phase coil 15U1 is the same as the current polarity of the V-
Therefore, the combined thrust vector W ′ of the W phase is (vector W) + (0.5 × vector U bar) + (0.5 × vector V bar), and the combined vector W ′ is in phase with the vector W, and the linear pulse motor There is no displacement in the W-phase step position.
[0039]
FIG. 2 is a configuration diagram of the slider according to the first embodiment of this invention. A first U-phase magnetic pole 23U1 and a second U-phase magnetic pole 23U2 divided into 1/2 are arranged at both ends of the slider 23 of this embodiment, respectively, and an electric angle of 120 degrees (2π / 3 radians) is provided between them. A non-divided V-phase
Therefore, the first U-phase magnetic pole 23U1 and the second U-phase magnetic pole 23U2 are excited in phase.
In addition, pole teeth and permanent magnets are arranged on each magnetic pole at intervals of 1/2 the pitch of the tooth portions of the scale (not shown). The permanent magnets adjacent to each other are arranged so that the polarities are opposite to each other.
[0040]
FIG. 3 is a configuration diagram of the slider according to the second embodiment of the present invention. A first U-phase magnetic pole 33U1 and a second U-phase magnetic pole 33U2 divided into ½ are arranged at both ends of the
Therefore, the intermediate U-phase
[0041]
The embodiment described above is an example for explaining the present invention, and the present invention is not limited to the above-described embodiment, and various modifications can be made within the scope of the gist of the invention. For example, although the linear pulse motor has been described in this embodiment, it goes without saying that the above-described configuration can also be applied to a rotary pulse motor.
[0042]
【The invention's effect】
As described above, according to the three-phase pulse motor of the present invention, there is no phase shift of the thrust vector, which improves the position accuracy in the open-loop pulse motor. For example, in an industrial robot, the position accuracy is extremely high. The effect that high control can be performed is obtained.
In addition, extremely fine printing can be performed in the printing control of the printer. Further, the effect of preventing the phase shift of the induced voltage can be obtained even in the servo linear motor of feedback control.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a state diagram showing magnetic flux paths in each operation mode of a three-phase linear pulse motor according to the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a slider according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 3 is a configuration diagram of a slider according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a state diagram showing a magnetic circuit of a conventional linear pulse motor.
FIG. 5 is a connection diagram of a three-phase coil wound around each magnetic pole of a slider.
FIG. 6 is a state diagram showing magnetic flux paths in each operation mode in a conventional linear pulse motor.
FIG. 7 is a diagram showing voltage waveforms applied to each phase coil.
FIG. 8 is a thrust vector diagram in each operation mode in the prior art.
[Explanation of symbols]
1,11 scale
1a Teeth
3, 13, 33 Slider
3a pole teeth
3V, 13V, 23V, 33V, 35V V-phase magnetic pole
3W, 13W, 23W, 33W, 35W W-phase magnetic pole
5U U-phase coil
5V, 15V V-phase coil
5W, 15W W-phase coil
7 Permanent magnet
13U1, 23U1, 33U1 1U phase magnetic pole
13U2, 23U2, 33U2 2nd U-phase magnetic pole
15U1 1st U phase coil
15U2 2nd U phase coil
Claims (5)
前記一次側磁束発生部は、3の倍数となる複数の磁極を備え、各磁極がそれぞれの鉄心にそれぞれのコイルが卷回されて構成されたものであり、さらに、これら複数の磁極が、前記二次側スケールの歯部に対して一定の空隙を隔てて対向する位置で、前記歯部が形成された方向に沿って所定寸法P/3となる分ずつ変位するようにして配置して構成されており、
前記コイルに電気角2π/3ラジアンずつ位相をずらして順次電圧を印加させることにより、前記各磁極と前記二次側スケールの各歯部との間に順次磁束を発生させ、前記一次側磁束発生部を前記二次側スケールに対して相対移動させる三相パルスモータにおいて、
前記一次側磁束発生部の複数配列する前記磁極の内、配列の端に位置し、第一の電気角に相当する磁極の鉄心とコイルが2分割され、2分割された前記鉄心及びコイルの一方が、隣接する磁極と前記所定寸法だけ変位させて配置され、また、2分割された前記鉄心及びコイルの他方が、前記第一の電気角で同じになるようして前記一次側磁束発生部の逆の端に、隣接する磁極と前記所定寸法だけ変位させて配置され、且つ2分割された2つのコイルは直列接続されたことを特徴とする三相パルスモータ。A secondary scale made of a magnetic material in which teeth are formed at equal intervals P along a specific direction, and a primary magnetic flux generated movably supported in the direction in which the teeth of the secondary scale are formed. And consists of
The primary-side magnetic flux generation unit includes a plurality of magnetic poles that are multiples of 3, and each magnetic pole is configured by winding each coil around a respective iron core. in a position facing at a certain amount of air gap with respect to the teeth of the secondary scale, and arranged so as to be displaced by amount that a predetermined size P / 3 along the front KIHA portion is formed direction Configured,
A magnetic flux is sequentially generated between each magnetic pole and each tooth portion of the secondary scale by applying a voltage to the coil by sequentially shifting the phase by an electrical angle of 2π / 3 radians, thereby generating the primary magnetic flux. In the three-phase pulse motor that moves the part relative to the secondary scale,
Of the plurality of magnetic poles arranged in the primary-side magnetic flux generating section, the iron core and the coil of the magnetic pole corresponding to the first electrical angle are divided into two, and one of the iron core and the coil divided into two Is arranged so as to be displaced from the adjacent magnetic pole by the predetermined dimension, and the other of the iron core and the coil divided into two is the same at the first electrical angle so that the primary magnetic flux generator A three-phase pulse motor characterized in that two coils, which are arranged at the opposite end and displaced from the adjacent magnetic pole by the predetermined dimension and are divided into two, are connected in series.
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