JP4328340B2 - 帯域選択型フィードフォワード増幅器 - Google Patents

Description

この発明は、周波数帯を適応的に変更する無線通信用送信増幅器に関する。特に、複数の周波数帯から任意の周波数帯を選択して増幅する帯域選択型フィードフォワード増幅器に関する。

フィードフォワード増幅器の基本構成を図１に示す。フィードフォワード増幅器は２つの信号処理回路を含む。１つは歪検出回路１００であり、もう一つは歪除去回路１０１である。歪検出回路１００は、主増幅器信号経路１０３と線形信号経路１０４により構成される。歪除去回路１０１は主増幅器出力信号経路１０８と歪注入経路１０９により構成される。主増幅器信号経路１０３（ベクトル調整経路とも呼ぶ）は、ベクトル調整器１０５と主増幅器１０６で構成される。ベクトル調整器１０５は、可変位相器１０５ａと可変減衰器１０５ｂとを有する。線形信号経路１０４は、遅延線路で構成される。また、主増幅器出力信号経路１０８は、遅延線路で構成される。歪注入経路１０９は、ベクトル調整器１１０と補助増幅器１１１とで構成される。ベクトル調整器１１０は、可変位相器１１０ａと可変減衰器１１０ｂとを有する。電力分配器１０２、電力合成・分配器１０７、電力合成器１１２は、トランス回路、ハイブリット回路等で構成される単純な無損失電力分配器及び電力合成器である。

まず、フィードフォワード増幅器の基本的な動作について説明する。フィードフォワード増幅器に入力された信号は、電力分配器１０２により主増幅器信号経路１０３と線形信号経路１０４に分配される。このとき主増幅器信号経路１０３と線形信号経路１０４の信号を、等振幅、かつ逆位相になるように主増幅器信号経路１０３の可変減衰器１０５ｂと可変位相器１０５ａを調整する。逆位相にする方法としては、電力分配器１０２もしくは電力合成・分配器１０７が入出力端子間の移相量を適当に設定する方法や、主増幅器１０６が位相を反転する方法などがある。
歪検出回路１００がこのように構成されているから、電力合成・分配器１０７は、主増幅器信号経路１０３を通過した信号と線形信号経路１０４を通過した信号の差成分を出力できる。この差成分が、まさに主増幅器１０６の発生する歪成分である。このことから、図１に示す電力分配器１０２から電力合成・分配器１０７までのブロックは、歪検出回路と呼ばれる。

次に、歪除去回路１０１について説明する。歪検出回路１００の出力は、電力合成・分配器１０７を介して、主増幅器出力信号経路１０８と歪注入経路１０９に分配される。主増幅器出力信号経路１０８には、主増幅器信号経路１０３の主増幅器１０６の出力（主増幅器信号経路１０３を通過した信号）が入力される。また、歪注入経路１０９には、歪検出回路１００で検出された主増幅器１０６の歪成分（主増幅器信号経路１０３を通過した信号と線形信号経路１０４を通過した信号の差成分）が入力される。歪注入経路１０９の可変減衰器１１０ｂと可変位相器１１０ａは、歪除去回路出力端で、主増幅器出力信号経路１０８を通過した信号の歪成分と歪注入経路１０９を通過した信号が、等振幅、かつ逆位相になるように調整される。このように調整することで、電力合成器１１２は、主増幅器信号経路１０３を通過した信号に、等振幅かつ逆位相の主増幅器１０６の歪成分を合成することができる。そして、電力合成器１１２は、増幅回路全体の歪成分を相殺した信号を出力する。なお、周知の事項ではあるが、フィードフォワード増幅器に用いられる主増幅器で発生する歪成分を除去する為に、補助増幅器には線形増幅器が用いられる。以上が、理想的なフィードフォワード増幅器の動作である。実際には、歪検出回路及び歪除去回路の平衡性を完全に保持することは容易ではない。また、仮に初期設定が完全であっても、周囲温度、電源等の変動により増幅器の特性が変化するため、時間的に安定して良好な平衡性を維持することはきわめて困難である。

このフィードフォワード増幅器の歪検出回路及び歪除去回路の平衡性を高精度に保持する方法として、パイロット信号を用いた自動調整方法が知られている。たとえば、特許文献１がある。これらを実用化した装置として、非特許文献１が知られている。これらのフィードフォワード増幅器はＰＤＣ（Personal Digital Cellular）方式の８００ＭＨｚ帯、１．５ＧＨｚ帯で実用化されている。このようなフィードフォワード増幅器は、一般に増幅する周波数帯ごとに設計され、調整されている。

これまでの無線システムでは、PDC、GSM(Global System for Mobile Communications)、IMT-2000(International Mobile Telecommunication 2000)などのいずれかの規格に従った単一のシステムが使用されていた。これに対して、単一のハードウェアで複数の無線システムに対応できるように、無線機のソフトウェア化を行なう技術がある。単一ハードウェアで複数の無線システムに対応できれば、利用者は、無線システムやその背景にあるコアネットワークをなんら意識することなく移動通信環境を利用できる。しかし、現実には複数の無線システムに対応した単一のハードウェアは実現に至っていない。

また、地域またはオペレータごとに、無線システムで提供するサービスが異なるようになり、無線システムも多様化していくと考えられる。このため、将来的には、同時期かつ同じ場所において、目的ごとに最適な無線システムを混在させる必要が生じると考えられる。

これら複数の無線システムを用いる方法として、マルチバンド無線システムがある。この無線システムは、伝搬環境やトラフィク状況に応じて使用する周波数帯域または周波数帯域数を適応的に変更する。また、所定の伝送品質または伝送量を確保するためには、使用されていない周波数帯域を用いたマルチバンド伝送が有効である。したがって、マルチバンド無線システムでは、その無線システムが保証すべき伝送品質や伝送量を確保するために、周波数帯域数を変更する。また、同一帯域内でも同様に変更される。さらに、マルチバンド無線システムは、複数の事業者の使用する周波数帯が混在している場合に、干渉認知技術、周波数共用技術、干渉キャンセル技術、与干渉低減回避技術、マルチバンド制御技術等によって、空いている周波数帯域を用いる適応制御を行なうことで、周波数利用効率を高めることができる。

フィードフォワード増幅器は、このようなマルチバンド無線システムに対応した基地局用線形増幅器として使用される。しかし、増幅すべき複数の周波数帯が、各周波数帯の帯域幅に比べて大きく離れている場合、各周波数帯用の遅延線の電気長が異なることなどから、歪検出回路と歪除去回路の平衡度を所定の範囲にするための可変位相器と可変減衰器の調整量は、増幅すべき周波数帯によって異なる。

具体的に述べると、すべての周波数帯で共通した遅延線路を用いた場合、入力信号の周波数差により、ベクトル調整器の設定値は、常に周波数差の角速度で回転する信号に追従する必要がある。しかし、これまでのベクトル調整器ではそのような高速に回転する信号に追従できなかった。また、これまでのベクトル調整器は、構造上の理由により、複数の入力信号に対して、同時に最適な振幅と位相を設定できなかった。

例えば、８００ＭＨｚ帯と１．５ＧＨｚ帯の信号が同一のベクトル調整器に入力される場合、いずれかの周波数帯に対して最適なベクトル調整を行なうことはできる。しかし、周波数差７００ＭＨｚに追従する最適なベクトル調整を行なうことができない。したがって、従来のフィードフォワード増幅器は、８００ＭＨｚ帯の信号と１．５ＧＨｚ帯の信号を、同時に所定の歪補償量以下で増幅することができなかった。

これを解決する方法として、非特許文献２に、デュアルバンドフィードフォワード増幅器が提案されている。この構成では、周波数帯ごとに、帯域抽出手段を持つベクトル調整器を備える。つまり、このデュアルバンドフィードフォワード増幅器は、ベクトル調整器の前段に設けられているフィルタによって、入力された二つの周波数帯の信号から、ベクトル調整する周波数帯の信号を抽出する。そして、周波数帯ごとにベクトル調整する。このデュアルバンドフィードフォワード増幅器構成は、複数の周波数帯での歪補償が可能である。なお、補償する帯域はフィルタによって固定されている。
特開平１−１９８８０９号公報 野島俊雄、楢橋祥一、「移動通信用超低歪多周波数共通増幅器----自己調整フィードフォワード増幅器（SAFF−A）----」、電子情報通信学会、無線通信システム研究会、RCS90-4、1990. 鈴木恭宜，楢橋祥一，「デュアルバンドフィードフォワード増幅器」，2005年電子情報通信学会総合大会，C-2-2，2005年3月．

複数の送信帯域を持つマルチバンド無線システムでは、無線システムのサービス状況、他無線システムへの干渉等により周波数帯域を変更することが考えられる。しかし、上述したように、フィードフォワード増幅器の歪補償の帯域幅は、歪検出回路と歪除去回路の各ループの調整精度により決まる。したがって、従来のフィードフォワード増幅器では、歪補償の調整を、周波数帯域の変更に対応させることができなかった。また、歪補償する周波数帯域が固定している従来のデュアルバンドフィードフォワード増幅器は、動作周波数の適応的な変更もできなかった。長期間に渡り使用されるフィードフォワード増幅器にとって、周波数帯域の変更は、基地局でのフィードフォワード増幅器の改修や変更を伴う。したがって、数多くのフィードフォワード増幅器を再調整するには多大の労力と時間が必要になる。このような労力と時間を不要にできるフィードフォワード増幅器構成が必要であった。

例えば、周波数帯域ｆ１の信号と周波数帯域ｆ２の信号とを同時に歪補償するデュアルバンドフィードフォワード増幅器は、周波数帯域ｆ２からｆ３に変更された場合に、周波数帯域ｆ１の信号と周波数帯域ｆ３の信号とを同時に歪補償することができなかった。これは、従来のデュアルバンドフィードフォワード増幅器の動作帯域が固定されていること、上述したように、ｆ１とｆ３の周波数差によってループ調整ができないことによった。

また、将来サービスされると思われる全ての周波数帯に対応した固定フィルタとベクトル調整器を、デュアルバンドフィードフォワード増幅器に備えさせる方法も考えられる。しかし、全ての周波数帯に対応できる固定フィルタとベクトル調整器を持つことは、使用されない固定フィルタとベクトル調整器も持つことであり、経済的なフィードフォワード増幅器を構成することに反する。このように周波数帯域の変更または搬送波の増減に伴い、構成部の交換が不要であり、かつ構成が冗長でないフィードフォワード増幅器が求められていた。

本発明は、歪検出回路と歪除去回路を備えるフィードフォワード増幅器に関する。歪検出回路の第１ベクトル調整経路に、動作周波数帯がそれぞれ異なるｎ個の第１ベクトル調整器が並列に設けられる。また、歪除去回路の第２ベクトル調整経路に、動作周波数帯が第１ベクトル調整器に対応したｎ個の第２ベクトル調整器が並列に設けられる。さらに、ｎ個の第１ベクトル調整器の中の１つを選択する第１切替手段と、選択された第１ベクトル調整器と同一の動作周波数帯の第２ベクトル調整器を選択する第２切替手段とを備える。そして、第１、第２切替手段を適応的に切替制御する周波数制御部が設けられる。

さらに、本発明のフィードフォワード増幅器は、局部発振器と、局部発振器の周波数を制御する局部発振器周波数制御部と、第１配分部からの入力信号と局部発振器からの信号とを乗算するミキサと、ミキサの出力の低周波成分のみを通過させる低域通過フィルタと、局部発振器周波数制御部が局部発信器を制御する信号と低域通過フィルタの出力信号から入力信号の周波数帯を検出し、周波数帯制御器への制御信号を出力する分析部とを有する帯域検出器も備える。

本発明によれば、フィードフォワード増幅器入力信号の周波数帯ごとに、その周波数帯に適したベクトル調整器を用いることができる。したがって、周波数帯ごとに最適な歪補償を行なうことができる。また、複数の無線システムが混在する通信環境でも、フィードフォワード増幅器の動作周波数帯を適応的に変更することが可能になる。

このように本発明のフィードフォワード増幅器は、無線システムのサービス状況に対応した周波数帯域を線形増幅できる。したがって、本発明は、周波数帯域の変更や搬送波の増加に伴う追加設備を不要にできる。また、従来技術では、動作周波数帯の異なる複数のフィードフォワード増幅器を基地局に設置しなければならなかったが、本発明によれば、単一のフィードフォワード増幅器を設置すればよいので、装置規模や消費電力の点で有利である。

［第１実施形態］
図２に、本発明のフィードフォワード増幅器の基本的な構成を示す。本発明のフィードフォワード増幅器は、歪検出回路１００と歪除去回路１０１と周波数制御部９を備える。歪検出回路１００は、第１線形信号経路２と第１ベクトル調整経路１４を含む。歪除去回路１０１は、第２線形信号経路７と第２ベクトル調整経路８を含む。第１ベクトル調整経路１４は、第１切替手段３と第１多周波帯増幅器５の直列接続で構成されている。第１切替手段３は、第１入力切替器３ａ、ｎ個の第１ベクトル調整器４、第１出力切替器３ｂで構成されている。ｎ個の第１ベクトル調整器４は、それぞれ動作周波数帯が異なり、並列に配置されている。

第２ベクトル調整経路８は、第２切替手段１０と第２多周波帯増幅器１２の直列接続で構成されている。第２切替手段１０は、第２入力切替器１０ａ、ｎ個の第２ベクトル調整器１１、第２出力切替器１０ｂで構成されている。ｎ個の第２ベクトル調整器１１は、それぞれ動作周波数帯が第１ベクトル調整器に対応し、並列に配置されている。図２では、説明を簡単にするために、第１切替手段３を単極双投スイッチ（ＳＰＤＴ：Single Pole Double Throw）としている。また、第１ベクトル調整器４を２つの異なる周波数帯の信号の振幅と位相が調整できる２個のベクトル調整器４ａ，４ｂで構成している。しかし、２つに限定する必要はなく、上記のｎは２以上の整数である。

第１分配器１は、フィードフォワード増幅器への入力信号を、遅延線で構成された第１線形信号経路２と第１ベクトル調整経路１４に分配する。周波数制御部９は、オペレーションセンタからの制御信号に従って、第１入力切替器３ａ、第１出力切替器３ｂ、第２入力切替器１０ａ、第２出力切替器１０ｂを切り替える。例えば、第１ベクトル調整器４ａと第２ベクトル調整器１１ａが接続されている場合、第１ベクトル調整経路１４では、第１分配器１によって分配された信号は、第１ベクトル調整器４ａに入力される。第１ベクトル調整器４ａは、入力信号の位相を調整し、出力する。第１多周波帯増幅器５は、第１ベクトル調整器４ａの出力を増幅する。このようにして、第１ベクトル調整器４ａと第１多周波帯増幅器５は、第１ベクトル調整経路１４に入力された信号を、合成・分配器６の入力側で、第１線形信号経路２を通過した信号と逆位相かつ等振幅の信号に調整する。このように調整すれば、第１線形信号経路２と第１ベクトル調整経路１４との差分を取ることによって、第１多周波帯増幅器５で発生する歪成分が得られる。合成・分配器６は、第１多周波帯増幅器５で発生する歪成分が送信信号に付加されたまま歪除去回路１０１の第２線形信号経路７に出力する。また、合成・分配器６は、第１線形信号経路２と第１ベクトル調整経路１４との差分である歪成分を、歪除去回路の第２ベクトル調整経路８に出力する。第２ベクトル調整経路８では、第２ベクトル調整器１１ａは、歪成分の位相を調整し、出力する。第２多周波帯増幅器１２は、第２ベクトル調整器１１ａの出力を増幅する。このようにして、第２ベクトル調整器１１ａと第２多周波帯増幅器１２は、第２ベクトル調整経路８に入力された歪成分を、第２合成器１３の入力側で、第２線形信号経路７を通過した信号に含まれる歪成分と逆位相かつ等振幅の信号に調整する。このように歪成分の位相と振幅が調整されるので、第２合成器１３が、第２線形信号経路７を通過した信号と第２ベクトル調整経路８を通過した信号とを合成すれば、歪成分が相殺される。

上述のように、第１入力切替器３ａ、第１出力切替器３ｂ、第２入力切替器１０ａ、第２出力切替器１０ｂは、周波数制御部９によって制御される。例えば第１ベクトル調整器４ａを８００ＭＨｚ帯用、第１ベクトル調整器４ｂを１．５ＧＨｚ帯用にする場合には、第２ベクトル調整器１１ａを８００ＭＨｚ帯用、第２ベクトル調整器１１ｂも１．５ＧＨｚ帯用にすればよい。周波数制御部９によって、第１切替手段３が８００ＭＨｚ帯のベクトル調整器４ａを選択したとき、第２切替手段１０も８００ＭＨｚ帯のベクトル調整器１１ａが選択される。

この発明の特徴は、使用する周波数帯が変更された場合に、対応する周波数帯用のベクトル調整器を歪検出回路及び歪除去回路に接続することによって、使用される周波数帯に適した歪補償を行う点にある。

図３に、歪補償の概念を示す。図３の横軸は周波数、縦軸は歪補償量を表す。第１ベクトル調整経路１４と第２ベクトル調整経路８の動作中心周波数がｆ１のときには、周波数ｆ１を中心とした信号の歪が補償される。第１ベクトル調整器４ａ、第２ベクトル調整器１１ａが周波数帯ｆ１用ならば、第１入力切替器３ａ、第１出力切替器３ｂ、第２入力切替器１０ａ、第２出力切替器１０ｂを、第１ベクトル調整器４ａ、第２ベクトル調整器１１ａ側に設定すればよい。歪を補償することによって、例えば信号帯域の信号振幅に対する歪量を−３０ｄＢ程度にする。

第１ベクトル調整経路１４、第２ベクトル調整経路８の動作中心周波数をｆ２に変更すると、周波数ｆ２を中心とした周波数帯の歪補償が行われる。第１ベクトル調整器４ｂ、第２ベクトル調整器１１ｂが周波数帯ｆ２用ならば、第１入力切替器３ａ、第１出力切替器３ｂ、第２入力切替器１０ａ、第２出力切替器１０ｂを、第１ベクトル調整器４ｂ、第２ベクトル調整器１１ｂ側に設定すればよい。そのように設定することにより、歪補償される周波数の範囲は、周波数帯ｆ２となる。図３では、周波数ｆ２の帯域幅が周波数ｆ１よりも狭くなっている。このように歪補償を行う周波数帯の中心周波数とその帯域幅は、第１ベクトル調整器４、第２ベクトル調整器１１によって設定することができる。

以上のように、本発明のフィードフォワード増幅器は、ベクトル調整経路に動作周波数帯の異なるベクトル調整器を切り替えて接続できる。したがって、本発明のフィードフォワード増幅器は、複数の周波数帯の送信信号の歪成分を補償できる。なお、上述の説明では、第１切替手段３及び第２切替手段１０に、ＳＰＤＴスイッチを使用した例を説明した。しかし、ｎ個の接点を持つ単極ｎ投スイッチとし、ｎ個のそれぞれ動作周波数帯が異なるベクトル調整器を設けることで、ｎ個の周波数帯に対して高精度に歪補償を行うこともできる。例えば、８００ＭＨｚ、１．５ＧＨｚ、２．０ＧＨｚ、２．４ＧＨｚ、５．２ＧＨｚなどの無線システムに対応するために、周波数帯ごとのベクトル調整器を設けてもよい。このような多数の周波数帯を適応的に選択する無線システムにおいても、本発明のフィードフォワード増幅器は十分な歪補償を行い、しかも比較的小さいハードウェア規模、ソフトウェア規模にて実現できる。

［変形例］
図４に、第１及び第２切替手段を１個の入力切替器と複数のベクトル調整器の出力信号を合成する出力合成器で構成した第１実施形態の変形例に示す。第１ベクトル調整器４ａと４ｂの出力端は、第１出力合成器３０に接続される。第１出力合成器３０の出力端は、第１多周波帯増幅器５の入力端子に接続される。

第２ベクトル調整器１１ａと１１ｂの出力端は、第２出力合成器３１に接続される。第２出力合成器３１の出力端は、第２多周波帯増幅器１２の入力端子に接続される。第１出力合成器３０と第２出力合成器３１は、例えばよく知られているウイルキンソン電力合成器又は３ｄＢハイブリッド回路等で実現できる。このように第１及び第２切替手段の第１，第２出力切替器を合成器に置き換えることも可能である。

［第２実施形態］
図５に、入力切替器を、切替分配器と周波数帯抽出器で構成した例を示す。第１分配器１で分配された信号は、第１切替分配器４０に入力される。第１切替分配器４０は、第１周波数帯抽出器４１ａと４１ｂに入力信号を分配する。第１周波数帯抽出器４１ａ，４１ｂは、帯域通過フィルタや帯域阻止フィルタ等で構成できる。これらのフィルタでは、それぞれ異なる周波数帯、例えば８００ＭＨｚ帯、１．５ＧＨｚ帯の周波数を抽出して、第１ベクトル調整器４ａ、４ｂに出力する。

第２切替手段１０も同様に合成・分配器６からの歪成分が、第２切替分配器４２に入力される。第２切替分配器４２は、第２周波数帯抽出器４３ａと４３ｂに入力信号を分配する。第２周波数帯抽出器４３ａ、４３ｂは、それぞれ異なる周波数帯、例えば８００ＭＨｚ帯，１．５ＧＨｚ帯の周波数を抽出して、第２ベクトル調整器１１ａ、１１ｂに出力する。
第１周波数帯抽出器４１ａ，４１ｂ及び第２周波数帯抽出器４３ａ，４３ｂのどちらを動作させるかは、周波数制御部９によって選択される。例えば８００ＭＨｚ帯の送信信号の歪成分を補償する場合は、第１周波数帯抽出器４１ａと第２周波数帯抽出器４３ａが選択される。

図５では、周波数帯抽出器が２個ずつの例を示したが、ｎ個並列に設けてｎ個の周波数帯に対応可能とすることもできる。
各周波数帯抽出器を帯域通過フィルタで構成する場合は、中心周波数の帯域周辺を抽出し易く、中心周波数からのアイソレーションが比較的取りやすい利点がある。しかし、中心周波数がバンドパスフィルタの共振周波数となるため信号の遅延が大きくなる。従って、その遅延量に合わせて線形信号経路を構成する遅延線の線路長を長くする必要がある。

一方、各周波数帯抽出器を帯域阻止フィルタで構成すると、抽出する周波数帯が帯域阻止フィルタの中心周波数ではないため、通過する周波数帯域の遅延量が小さい。従って、線形信号経路の線路長を短く低損失にできる利点がある。更に、帯域阻止フィルタの設計も容易であるという特徴がある。

［第３実施形態］
図６に、第１多周波数帯増幅器、第２多周波数帯増幅器として、増幅する周波数帯ごとに個別の増幅器を設けた例を示す。第１ベクトル調整器４ａの出力端に第１ベクトル調整器４ａの周波数帯を増幅する主増幅器５０ａの入力端が接続される。第１ベクトル調整器４ｂの出力端に第１ベクトル調整器４ｂの動作周波数帯を増幅する主増幅器５０ｂの入力端が接続される。第２ベクトル調整器１１ａの出力端に第２ベクトル調整器１１ａの動作周波数帯を増幅する補助増幅器５１ａの入力端が接続される。第２ベクトル調整器１１ｂの出力端に第２ベクトル調整器１１ｂの動作周波数帯を増幅する補助増幅器５１ｂの入力端が接続される。

このようにそれぞれのベクトル調整器の動作周波数帯に合わせた周波数特性を持つ主増幅器と補助増幅器を設けることで、増幅できる帯域幅の狭い増幅器を本発明に用いることができる。なお、図２、図４、図５に示した第１多周波帯増幅器５と第２多周波帯増幅器１２をこの各周波数帯に合わせた動作周波数帯を備える複数の増幅器に置き換えることも可能である。

［第４実施形態］
第１多周波帯増幅器５と第２多周波帯増幅器１２の他の構成例を図７に示す。図７は、増幅器をプリアンプ６０と最終段増幅器６２ａ、６２ｂの２段構成としたものである。最終段増幅器６２ａ、６２ｂは、対応する周波数帯で高い利得が得られる増幅器である。第１多周波帯増幅器または第２多周波帯増幅器のプリアンプ６０は、入力された信号を増幅する。分配器６１は、それぞれの周波数帯に分配する。最終段増幅器６２ａ、６２ｂは、対応する周波数帯の信号を増幅する。合成器６３は、増幅された信号を合成する。

また、主増幅器または補助増幅器を単一の増幅器で構成することも可能である。この場合、周波数帯ごとに増幅器を用意するよりも、増幅器の個数を削減し，消費電力の低減が期待できる。なお、主増幅器及び補助増幅器を単一の増幅器で構成した場合でも、周波数帯を適応的に選択するフィードフォワード増幅器を提供できる。

［第５実施形態］
これまでの説明では、周波数制御部９は、オペレータからの制御信号などによって制御されてきた。本実施形態では、図２に点線で示した帯域検出器３３を用い、フィードフォワード増幅器に入力される信号から、自動的に入力信号の周波数帯を検出し、送信信号の歪成分を補償する例を示す。この構成の場合、第１分配器１は、入力信号の一部を帯域検出器３３にも分配する。帯域検出器３３は、以下に示す方法により、入力信号の周波数帯域を検出し、周波数制御部９への制御信号を出力する。その他の動作は、第１実施形態と同じである。

図８に、帯域検出器３３の機能構成例を示す。帯域検出器３３は、局部発振器周波数制御部３３１、局部発振器３３２、ミキサ３３３、低域通過フィルタ３３４、分析部３３５から構成される。局部発振器周波数制御部３３１は、入力信号の下限の周波数から上限の周波数まで周波数を連続的に掃引するように、局部発振器３３２を制御する。局部発振器３３２は、局部発振器周波数制御部３３１の指示に従って、発振する。ミキサ３３３は、第１分配器１から分配された入力信号と局部発振器３３２からの信号を乗算する。ミキサ３３３からの出力信号は、入力信号の周波数と局部発振器３３２からの信号の周波数の差の周波数成分を含む。つまり、入力信号の周波数と局部発振器３３２からの信号の周波数とが非常に近い場合には、ミキサ３３３からの出力に直流付近の成分（低周波の成分）が含まれる。低域通過フィルタ３３４は、ミキサ３３３からの出力の低周波成分のみを通過させる。したがって、入力信号の周波数と局部発振器３３２からの信号の周波数とが非常に近い場合にのみ、低域通過フィルタ３３４から、帯域検出器出力信号が得られる。分析部３３５は、局部発振器周波数制御部３３１からの周波数掃引信号と低域通過フィルタ３３４からの帯域検出器出力信号を比較し、入力信号の周波数帯域を検出し、周波数制御部９への制御信号を出力する。

図９に、フィードフォワード増幅器の入力信号のスペクトルの例を示す。第１の周波数帯の中心周波数をｆ１、下限周波数をｆ１Ｌ、上限周波数をｆ１Ｈとする。第２の周波数帯の中心周波数をｆ２、下限周波数をｆ２Ｌ、上限周波数をｆ２Ｈとする。図１０に、掃引周波数と入力信号の周波数との関係を示す。横軸が掃引周波数、縦軸が入力信号の周波数である。この図は、掃引周波数が、周波数ｆ１Ｌから周波数ｆ１Ｈ、および周波数ｆ２Ｌから周波数ｆ２Ｈの場合に、低域通過フィルタ３３４から直流付近の信号が出力されることを示している。図１１に、局部発振器３３２から出力される信号の時間的な変化を示す。横軸は時間であり、縦軸は局部発振器３３２からの出力である。図１２に、低域通過フィルタ３３４からの出力の時間的な変化を示す。横軸は時間であり、縦軸は低域通過フィルタ３３４からの出力である。図１２に示すように、局部発振器３３２からの出力の周波数が、周波数ｆ１Ｌから周波数ｆ１Ｈ、および周波数ｆ２Ｌから周波数ｆ２Ｈに該当する場合に、低域通過フィルタ３３４からの出力が得られる。

なお、低域通過フィルタ３３４からの出力にしきい値を設定すると、図１３に示すように周波数帯の帯域幅が狭くなる。したがって、分析部３３５では、得られた下限周波数ｆ１Ｌ、ｆ２Ｌ、および上限周波数ｆ１Ｈ、ｆ２Ｈに、あらかじめ定めた係数を乗算することで、各周波数を補正すればよい。
また、局部発振器周波数制御部３３１と分析部３３５は、アナログ／デジタル変換器とマイクロプロセッサで実現できる。局部発振器３３２は、一般的に使用されている信号発信器等を用いればよい。ミキサ３３３と低域通過フィルタ３３４は、ＬＣフィルタやオペアンプを用いたアクティブフィルタで実現できる。

帯域検出器３３はこのように動作するので、入力信号が動的に変更される場合にも、フィードフォワード増幅器は、適応的に対応できる。フィードフォワード増幅器が処理する周波数帯を変更するために必要な時間は、局部発振器３３２が掃引する信号の周期に依存する。高速での周波数変更が必要な場合は、局部発振器３３２が掃引する信号の周期を短くすればよい。
なお、帯域検出器３３は、図４、図５、図６にも点線で示しているように、上記のすべての実施形態でも利用できる。どの実施形態でも、帯域検出器３３を用いれば、入力信号の周波数帯域を自動的に検出できる。そして、周波数制御部９を介して、フィードフォワード増幅器の構成を動的に変更することができる。

以上のように、本発明によるフィードフォワード増幅器は、歪補償する周波数帯を自由に切替えられることから、複数の無線システムが混在する環境において、使用する周波数帯を適応的に変更できる。よって、周波数帯変更や搬送数増加に伴う追加設備は不要となる。

従来のフィードフォワード増幅器の基本構成を示す図である。 この発明のフィードフォワード増幅器の原理的構成を示す図である。 歪補償の概念図を示す図である。 この発明の第１実施形態を示す図である。 この発明の第２実施形態を示す図である。 この発明の第３実施形態を示す図である。 第１，第２多周波帯増幅器の他の構成例を示す図である。 帯域検出器の機能構成例を示す図である。 フィードフォワード増幅器の入力信号のスペクトルの例を示す図である。 掃引周波数と入力信号の周波数との関係を示す図である。 局部発振器から出力される信号の時間的な変化を示す図である。 低域通過フィルタから出力される信号の時間的な変化を示す図である。 低域通過フィルタからの出力にしきい値を設定した場合に、検出される周波数帯の帯域幅が狭くなることを示した図である。

Claims (4)

1. 歪検出回路と歪除去回路を有するフィードフォワード増幅器であって、
   ｎは２以上の整数であり、
   周波数制御部と帯域検出器も有し、
   上記歪検出回路は、
   第１遅延手段により構成された第１線形信号経路と、
   第１ベクトル調整経路と、
   入力信号を上記第１線形信号経路と上記第１ベクトル調整経路と上記帯域検出器に分配する第１分配部と、
   上記第１ベクトル調整経路に設けられ、それぞれが異なる周波数帯の信号の位相と振幅を調整するｎ個の第１ベクトル調整器と、
   上記ｎ個の第１ベクトル調整器の中から１つを選択して上記第１ベクトル調整経路に挿入する第１切替手段と、
   上記第１ベクトル調整器の出力を増幅する第１多周波帯増幅器と、
   上記第１線形信号経路の出力と上記第１多周波帯増幅器の出力との和成分と差成分とをそれぞれ出力する合成分配器とを備え、
   上記歪除去回路は、
   第２遅延手段により構成され、上記和成分が入力される第２線形信号経路と、
   上記差成分が入力される第２ベクトル調整経路と、
   上記第２ベクトル調整経路に設けられ、上記ｎ個の第１ベクトル調整器とそれぞれ同じ周波数帯の信号の位相と振幅を調整するｎ個の第２ベクトル調整器と、
   上記ｎ個の第２ベクトル調整器の中から１つを選択し、上記第２ベクトル調整経路に挿入する第２切替手段と、
   上記第２ベクトル調整器の出力を増幅する第２多周波帯増幅器と、
   上記第２線形信号経路の出力と上記第２多周波帯増幅器の出力を合成して出力する第２合成部とを備え、
   上記帯域検出器は、
   局部発振器と、
   上記局部発振器の周波数を制御する局部発振器周波数制御部と、
   上記第１配分部からの入力信号と上記局部発振器からの信号とを乗算するミキサと、
   上記ミキサの出力の低周波成分のみを通過させる低域通過フィルタと、
   上記局部発振器周波数制御部が局部発振器を制御する信号と上記低域通過フィルタの出力信号から上記入力信号の周波数帯を検出し、上記周波数制御部への制御信号を出力する分析部とを備え、上記周波数制御部は、上記第１切替手段と上記第２切替手段を切替制御する
   ことを特徴とする帯域選択型フィードフォワード増幅器。
2. 請求項１に記載のフィードフォワード増幅器において、
   上記第１切替手段は、上記第１分配器の出力を、上記ｎ個の第１ベクトル調整器の中の１つの第１ベクトル調整器に入力する第１入力切替器と、上記第１ベクトル調整器の出力を第１多周波帯増幅器に入力する第１出力切替器とを備え、
   上記第２切替手段は、上記合成分配器の出力を、上記ｎ個の第２ベクトル調整器の中の１つの第２ベクトル調整器に入力する第２入力切替器と、上記第２ベクトル調整器の出力を第２多周波帯増幅器に入力する第２出力切替器とを備えている
   ことを特徴とする帯域選択型フィードフォワード増幅器。
3. 請求項１に記載のフィードフォワード増幅器において、
   上記第１切替手段は、上記第１分配器の出力を、上記ｎ個の第１ベクトル調整器の中の１つの第１ベクトル調整器に入力する第１入力切替器と、上記ｎ個の第１ベクトル調整器の出力信号を合成する第１出力合成器とを備え、
   上記第２切替手段は、上記合成分配器の出力を、上記ｎ個の第２ベクトル調整器の中の１つの第２ベクトル調整器に入力する第２入力切替器と、上記n個の第２ベクトル調整器の出力信号を合成する第２出力合成器とを備えている
   ことを特徴とする帯域選択型フィードフォワード増幅器。
4. 請求項１に記載のフィードフォワード増幅器において、
   第１切替手段は、
   上記第１分配器から入力される信号をｎ個に分配する第１切替分配器と、
   上記ｎ個の分配された信号から上記ｎ個の第１ベクトル調整器が調整可能な周波数帯の信号を抽出でき、抽出した信号を上記第１ベクトル調整器へ出力するｎ個の第１周波数帯抽出器と、
   上記ｎ個の第１ベクトル調整器の出力信号を合成する第１出力合成器とを備え、
   第２切替手段は、
   上記合成分配器から入力される信号をｎ個に分配する第２切替分配器と、
   上記ｎ個の分配された信号から上記ｎ個の第２ベクトル調整器が調整可能な周波数帯の信号を抽出でき、抽出した信号を上記第２ベクトル調整器へ出力するｎ個の第２周波数帯抽出器と、
   上記ｎ個の第２ベクトル調整器の出力信号を合成する第２出力合成器とを備え、
   上記周波数制御部は、上記ｎ個の第１周波数帯抽出器と上記ｎ個の第２周波数帯抽出器とを選択して動作させる
   ことを特徴とする帯域選択型フィードフォワード増幅器。

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