JP4317335B2

JP4317335B2 - Diversity receiver

Info

Publication number: JP4317335B2
Application number: JP2001238158A
Authority: JP
Inventors: 政幸高田; 智木村; 直彦居相; 健一土田; 繁樹森山
Original assignee: Japan Broadcasting Corp
Current assignee: Japan Broadcasting Corp
Priority date: 2001-08-06
Filing date: 2001-08-06
Publication date: 2009-08-19
Anticipated expiration: 2021-08-06
Also published as: JP2003051768A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、地上デジタルテレビジョン放送あるいは地上デジタル音声放送など、マルチキャリア変調方式であるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexingの略で、直交周波数分割多重）を使った無線通信システムのダイバーシティ受信機に関し、特に、移動受信など劣悪な無線伝搬環境下においても高品質な情報が受信できるようにしたダイバーシティ受信機に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ伝送波のダイバーシティ受信機としては、「特開平９−２８４１９１」、「特開平１１−２０５２７３」、「特願２００１−６７２６７」などの公報に記載されたものがあり、これらのダイバーシティ受信機は、受信信号をＦＦＴ（Fast Fourier Transformの略で、高速フーリエ変換）処置後、選択切換や合成を行っている。
【０００３】
図６は、この種の従来のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【０００４】
図６に示すように、従来のダイバーシティ受信機は、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられる複数のアンテナ４００で受信されたＯＦＤＭ伝送波は、複数のチューナ部４０２でそれぞれ中問周波数帯の例えば５７ＭＨｚ帯や８．１２７ＭＨｚ帯の信号に変換される。このアナログ信号がそれぞれ複数のＡ／Ｄ変換部４０４でデジタル信号に変換された後、直交復調部４０６で直交復調されて複数の複素ベースバンド信号が得られる。
【０００５】
この複数の複素ベースバンド信号をそれぞれ複数のＦＦＴ部４０８でＦＦＴ処理して周波数領域の信号に変換する。この変換信号は、地上デジタル放送波の場合は数千本のキャリアから構成されており、複数の周波数応答部４１４や周波数重み付け計数算出部４１６や切換部４１０（または合成部）により選択切換（または合成）が行われ、復調部４１２ではキャリア毎にデマッピングされた後、誤り訂正が施され、訂正後のデジタル信号のストリームが出力される。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のダイバーシティ受信機においては、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に周波数応答を把握するため回路規模が大の複数のＦＦＴ４０８が必要で、全体として極めて回路規模が大きくならざるを得ないという欠点があった。
【０００７】
本発明は、このような従来の問題を解決するためになされたもので、回路規模を小さくすることを実現しコスト的にも有利とするダイバーシティ受信機を提供するものである。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の受信信号のガードインターバル期間を利用して複数の前記入力信号の伝送特性を検出する伝送特性検出手段と、前記複数の入力信号の伝送特性を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換える切換手段とを備え、前記複数の入力信号が前記伝送特性に応じて切り換えられ、切り換えられた前記入力信号のＦＦＴ処理を行って復調することとした。
【０００９】
また、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して予め定めたクロックを再生し、前記切換手段は、前記クロックのタイミングで前記比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換えることとした。
【００１０】
また、前記クロックとして、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して再生する基準クロック信号やシンボルクロックを使用することとした。
【００１１】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎを算出することとした。
【００１２】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いて雑音電力を算出することとした。
【００１３】
また、前記入力信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求め、前記復調を行うこととした。
【００１４】
また、前記複数の入力信号を合成する合成手段をさらに備え、前記合成手段により合成された信号を使って前記クロックの再生を行うこととした。
【００１５】
また、前記切換手段で切り換え後の前記入力信号を使って前記クロックの再生を行うこととした。
【００１６】
また、前記切換手段は、前記比較手段により、前記伝送特性の最も優れた前記入力信号を選択することとした。
【００１７】
また、本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の複数の受信信号におけるブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段とを備え、前記位相差検出手段により検出された位相差に応じて前記ブランチの位相差を補正して合成し、その後ＦＦＴ処理を行って復調することとした。
【００１８】
また、前記受信機において、前記受信信号のガードインターバル期間を利用して伝送特性を検出し、ブランチ毎の前記伝送特性に品質の重み付けをして合成することとした。
【００１９】
さらに、前記受信機において、前記合成後の受信信号を使ってクロックの再生を行うこととした。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
【００２１】
図１は、本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００２２】
図１に従って、ダイバーシティ受信機の構成と動作について説明する。
【００２３】
１００はブランチNo.１〜No.Ｌ毎にＲＦ周波数の信号を受信する複数の受信アンテナ、１０２はＲＦ周波数の信号に同調して中間周波数帯の信号に変換する複数のチューナ部、１０４はアナログ信号からデジタル信号に変換する複数のＡ／Ｄ変換部、１０６はデジタル信号のＩ軸信号とＱ軸信号の複素ベースバンド信号が得られる複数の直交復調部である。１０８は比較部１１６からの出力信号によってブランチNo.１〜No.Ｌからの複素ベースバンド信号を切り換える切換部、１１０は複素ベースバンド信号を離散フーリエ変換して周波数軸の変換信号を得るＦＦＴ部であり、数千本のキャリアの複素データが得られる。１１２はＦＦＴ部１１０で得られた信号を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。
【００２４】
１１４はブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられる複数のＳ／Ｎ算出部であり、直交復調部１０６の複素ベースバンド信号からの時間信号のガードインターバルを利用してブランチNo.１〜No.Ｌ毎のＳ／Ｎを算出する。
【００２５】
比較部１１６では、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎にＳ／Ｎ算出部１１４で得られたＳ／Ｎを比較し、最もＳ／ＮのよいブランチNo.１〜No.Ｌを選択するよう切換部１０８を制御する。
【００２６】
なお、Ｓ／Ｎ算出部１１４は、雑音電力のみを計算し、比較部１１６では、最も雑音電力の小さいブランチNo.１〜No.Ｌを選択するよう切換部１０８を制御することもできる。
【００２７】
以下、Ｓ／Ｎの算出方法について説明する。
【００２８】
図２は、複素ベースバンド信号におけるＯＦＤＭの１シンボルの時間信号（複素ベースバンド信号）を示す。
【００２９】
シンボルＩの末尾の部分がコピーされてシンボルＩの先頭に付加され、この信号部分をガードインターバルと呼ぶ。ノイズや妨害がなければ、シンボルＩの末尾と先頭のガードインターバルは同一信号波形となる。シンボルｌの信号をＳ（ｌ，ｎ）と表す。但し、ｎはＯＦＤＭシンボル内でのサンプル番号で０＜ｎ＜Ｎ−１であり、Ｎは１シンボルの全サンプル数である。また、ガードインターバル期間のザンプル数をＮｇ、ガードインターバルを除いた有効シンボルのサンプル数をＮｕとする。なお、Ｎ＝Ｎｇ＋Ｎｕである。
【００３０】
ガードインターバルとシンボルＩの末尾の信号は本来同じ信号であるが、フェージングが雑音などの影響で異なる信号波形となる。信号波形が異なることを利用して、シンボルｌの雑音電力Ｎ（ｌ）は（１）式によりに求めることができる。
【００３１】
【数１】

【００３２】
また、この雑音電力Ｎ（ｌ）に対する信号電力Ｓ（ｌ）は（２）式によりに求めることができる。
【００３３】
【数２】

【００３４】
よって、シンボルｌのＳ／Ｎは（３）式によりに求めることができる。
【００３５】
【数３】

【００３６】
マルチパス妨害によって、ガードインターバルの先頭部分はシンボルＩの末尾と異なるので、Ｎｏは０でない方が好ましい。また、加算するサンプル数Ｎａは、信頼性を高めるためには多い方が好ましい。例えば、Ｎｏ＝Ｎｇ／４、Ｎａ＝３Ｎｇ／４や、Ｎｏ＝Ｎｇ／２、Ｎａ＝Ｎｇ／２などが考えられる。
【００３７】
次に、図１の復調部１１２について説明する。
【００３８】
図３は、復調のためのフレーム構成を示し、ＱＡＭ系変調方式の場合のフレーム構成を示す。
【００３９】
データキャリアがＱＰＳＫや１６ＱＡＭなどのＱＡＭ系の変調方式の場合、復調するために振幅位相基準としてパイロットシンボルが挿入される。図３に示すように、黒丸印のパイロットシンボルが周波数軸方向の３キャリアに１個（Ｎｆ＝３）、時間軸方向の４シンボルに１個（Ｎｔ＝４）の入っている場合を例として考える。通常は、受信信号からパイロットシンボルを検出し、時間軸方向に内挿した後、周波数方向に内挿し、各データキャリアの振幅位相基準を求めて復調する。
【００４０】
本発明のダイバーシティ受信機では、シンボルの境目でブランチNo.１〜No.Ｌを切り換えるため切換前後で伝搬特性が急激に変化している場合があり、このような場合を考慮し、時間軸方向への内挿はせず、シンボル毎に、１２キャリア毎に挿入されているパイロットキャリアを使って周波数方向の内挿のみを行って、復調を行う。
【００４１】
以上、本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機は、複数の複素ベースバンド信号から伝達特性の良い複素ベースバンド信号を選択後にＦＦＴ処理するため、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００４２】
図４は、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００４３】
図４に示すブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられた複数のアンテナ部２００から比較部２１６までは、第１実施形態のダイバーシティ受信機のアンテナ部１００から比較部１１６と同じである。
【００４４】
合成部２１８では、直交復調部２０６からの複素ベースバンド信号を単純に合成する部分である。２２０は、合成部２１８で合成された複素ベースバンド信号についてガードインターバル相関をとり、ＦＦＴサンブリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出すガードインターバル相関部であり、ここで得られたこれらのクロックなどを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００４５】
なお、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機では、直交復調後の信号を合成しガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生したが、切換部２０８の切り換え後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００４６】
また、ブランチNo.１のみの直交復調後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００４７】
以上、本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機は、合成後の複素ベースバンド信号、または切り換え後の複素ベースバンド信号よりクロックを再生し、このクロックを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００４８】
図５は、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【００４９】
図５に示すブランチNo.１〜No.Ｌ毎に設けられた複数のアンテナ部３００から直交復調部３０６までは、第１実施形態のダイバーシティ受信機のアンテナ部１００から直交復調部１０６までと同じである。
【００５０】
本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機は、直交復調部３０６からの出力信号である複素ベースバンド信号を合成部３０８で合成し、合成後の信号をＦＦＴ部３１０で離散フーリエ変換して、各キャリアの複素データを得る。３１２はＦＦＴ部３１０で得られた信号を復調する復調部であり、デジタル信号が出力される。Ｓ／Ｎ算出部３１４は、図１のＳ／Ｎ算出部１１４と同様である。
【００５１】
３１６は、ブランチNo.１の位相を基準としたときのブランチNo.２またはブランチNo.Ｌの信号の位相を求める位相差算出部であり、３１８はブランチNo.１と同位相となるようにブランチNo.２またはブランチNo.Ｌの信号の位相差を補正する位相差補正部である。
【００５２】
ブランチNo.１の直交復調後の複素ベースバンド信号をＳ１（ｎ）、ブランチNo.２〜No.Ｌの直交復調後の複素ベースバンド信号をＳ２（ｎ）・・・ＳＬ（ｎ）とする（ｎはサンプル番号で整数）。ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に入力された信号は、フラットフェージングに近い妨害を受けているとすると、ブランチNo.１〜No.Ｌの違いによる受信信号の違いは、フェージング妨害による伝達関数の振幅位相の違いと考えることができる。送信信号は同一であるので、ブランチNo.１〜No.Ｌ間の相互相関を計算することによって位相差を検出することができる。
【００５３】
また、検出した位相差を用いて、ブランチNo.１の信号と同位相になるように位相差を補正することも可能である。ブランチNo.１を基準として、ブランチNo.２の位相Ｐｈ２１（ｎ）は（４）式によりに求めることができる。
【００５４】
【数４】

【００５５】
Ｐｈ２１（ｎ）には雑音の影響があるので、サンプル数Ｎａで平均を取り、平均的な位相差＜Ｐｈ２１（ｎ）＞は（５）式によりに求めることができる。
【００５６】
【数５】

【００５７】
（５）式を用い、ブランチNo.２における位相差算出部３１６の位相差Δθ２１（ｎ）は（６）式によりに求めることができる。
【００５８】
【数６】

【００５９】
差を補正する。
【００６０】
【数７】

【００６１】
ブランチNo.３からブランチNo.Ｌにおいても、同様な処理を行う。
【００６２】
なお、平均化するサンプル数Ｎａは、シンボル長の１／１０からシンボル長の数倍程度が望ましい。
【００６３】
次に、合成部３０８は、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎に算出された伝送特性でもあるＳ／Ｎを用いて、ブランチNo.１〜No.Ｌから得られた位相差補正後の複素ベースバンド信号を重み付けし合成する。なお、位相差補正後の複素ベースバンド信号を重み付けなしで合成することもできる。
【００６４】
重み付けする際には、Ｓ／Ｎが大きいブランチNo.１〜No.Ｌには大きい重みを、Ｓ／Ｎが小さいブランチNo.１〜No.Ｌには小さい重みをつけをして合成する。例えば、重み係数としては、ブランチNo.１〜No.Ｌ毎のＳ／Ｎの平方根を取った値を用いる。
【００６５】
なお、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機においても、合成後の複素ベースバンド信号についてガードインターバル相関をとり、ＦＦＴサンプリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出し、ここで得られたクロックなどを使って、切換部２０８の切換タイミングを含め受信機全体の操作を行うこともできる。
【００６６】
また、ブランチNo.１のみの直交復調後の信号のガードインターバル相関を取って、クロックなどを再生することもできる。
【００６７】
以上、本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機は、位相差補正後の複数の複素ベースバンド信号を合成後にＦＦＴ処理するため、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００６８】
さらに、複素ベースバンド信号に重み付けを行い、受信信号の品質を高めることもでき、また、合成後の複素ベースバンド信号より、ＦＦＴサンブリングなどの基準クロック、シンボルクロック、ＡＦＣ制御信号などの信号を作り出し、このクロックを使って、切換部２０８の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【００６９】
【発明の効果】
本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の受信信号のガードインターバル期間を利用して複数の前記入力信号の伝送特性を検出する伝送特性検出手段と、前記複数の入力信号の伝送特性を相互に比較する比較手段と、前記比較手段による比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換える切換手段とを備え、前記複数の入力信号が前記伝送特性に応じて切り換えられ、切り換えられた前記入力信号のＦＦＴ処理を行って復調することとしたため、複数の複素ベースバンド信号から伝達特性の良い複素ベースバンド信号を選択後にＦＦＴ処理し、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００７０】
また、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して予め定めたクロックを再生し、前記切換手段は、前記クロックのタイミングで前記比較結果に応じて前記複数の入力信号を切り換えることとしたため、複数の複素ベースバンド信号を的確なタイミングで切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７１】
また、前記クロックとして、前記入力信号のガードインターバル相関を利用して再生する基準クロック信号やシンボルクロックを使用することとしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７２】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いてＳ／Ｎを算出することとしたため、伝送特性として的確なものを検出することができる。
【００７３】
また、前記伝送特性として、前記入力信号のガードインターバル期間とシンボル末尾との信号の相関性を用いて雑音電力を算出することとしたため、伝送特性として的確なものを検出することができる。
【００７４】
また、前記入力信号に復調のための振幅位相基準として挿入されているパイロットシンボルを１シンボル内の周波数方向にのみ内挿して周波数応答を求め、前記復調を行うこととしたため、複素ベースバンド信号の復調を正確に行うことができる。
【００７５】
また、前記複数の入力信号を合成する合成手段をさらに備え、前記合成手段により合成された信号を使って前記クロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７６】
また、前記切換手段で切り換え後の前記入力信号を使って前記クロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより複数の複素ベースバンド信号をより的確に切り換えてＦＦＴ処理を行うことができる。
【００７７】
また、前記切換手段は、前記比較手段により、前記伝送特性の最も優れた前記入力信号を選択することとしたため、最もすぐれた複素ベースバンド信号を容易に選択することができる。
【００７８】
また、本発明のダイバーシティ受信機は、ＯＦＤＭ変調されたデジタル伝送方式の送信信号をダイバーシティ受信する受信機において、前記受信機の複数の受信信号におけるブランチ間の位相差を求める位相差検出手段と、前記位相差を補正する位相差補正手段とを備え、前記位相差検出手段により検出された位相差に応じて前記ブランチの位相差を補正して合成し、その後ＦＦＴ処理を行って復調することとしたため、位相差補正後の複数の複素ベースバンド信号を合成後にＦＦＴ処理し、回路規模が大のＦＦＴ部を多数使用する必要がなく、回路規模を小さく抑えコスト的にも有利とすることができる。
【００７９】
また、前記受信機において、前記受信信号のガードインターバル期間を利用して伝送特性を検出し、ブランチ毎の前記伝送特性に品質の重み付けをして合成することとしたため、受信信号の品質をより高めることができる。
【００８０】
さらに、前記受信機において、前記合成後の受信信号を使ってクロックの再生を行うこととしたため、このクロックにより、切換部の切換タイミングを含めダイバーシティ受信機全体の操作を行うことができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による第１実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図２】複素ベースバンド信号におけるＯＦＤＭの１シンボルの時間信号を示す。
【図３】復調のためのフレーム構成を示し、ＱＡＭ系変調方式の場合のフレーム構成を示す。
【図４】本発明による第２実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図５】本発明による第３実施形態のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【図６】従来のダイバーシティ受信機における受信系の構成図を示す。
【符号の説明】
１００、２００、３００受信アンテナ
１０２、２０２、３０２チューナ部
１０４、２０４、３０４Ａ／Ｄ変換部
１０６、２０６、３０６直交復調部
１０８、２０８切換部
１１０、２１０、３１０ＦＦＴ部
１１２、２１２、３１２復調部
１１４、２１４、３１４Ｓ／Ｎ算出部
１１６、２１６比較部
２１８、３０８合成部
２２０ガードインターバル相関部
３１６位相差算出部
３１８位相差補正部
No.１〜No.Ｌブランチ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a diversity receiver of a wireless communication system using OFDM (orthogonal frequency division multiplexing), which is a multicarrier modulation system, such as terrestrial digital television broadcasting or terrestrial digital audio broadcasting, and in particular. The present invention relates to a diversity receiver capable of receiving high-quality information even in a poor radio propagation environment such as mobile reception.
[0002]
[Prior art]
As diversity receivers of OFDM transmission waves, there are those described in publications such as “JP-A-9-284191”, “JP-A-11-205273”, and “Japanese Patent Application No. 2001-67267”. The received signal is subjected to FFT (abbreviation for Fast Fourier Transform) and then subjected to selection switching and synthesis.
[0003]
FIG. 6 shows a configuration diagram of a receiving system in this type of conventional diversity receiver.
[0004]
As shown in FIG. 6, in the conventional diversity receiver, OFDM transmission waves received by the plurality of antennas 400 provided for each of the branches No. 1 to No. L are respectively transmitted to the intermediate frequency bands by the plurality of tuner units 402. For example, the signal is converted into a signal of 57 MHz band or 8.127 MHz band. The analog signals are converted into digital signals by a plurality of A / D converters 404, respectively, and then orthogonally demodulated by an orthogonal demodulator 406 to obtain a plurality of complex baseband signals.
[0005]
The plurality of complex baseband signals are each subjected to FFT processing by a plurality of FFT units 408 to be converted into frequency domain signals. In the case of a terrestrial digital broadcast wave, this converted signal is composed of thousands of carriers, and is selectively switched (or switched by a plurality of frequency response units 414, a frequency weighting count calculation unit 416, or a switching unit 410 (or a combining unit). (Combining) is performed, and the demodulator 412 performs demapping for each carrier, performs error correction, and outputs a stream of digital signals after correction.
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the conventional diversity receiver, in order to grasp the frequency response for each of the branches No. 1 to No. L, a plurality of FFTs 408 having a large circuit scale are necessary, and the circuit scale has to be extremely large as a whole. There was a drawback.
[0007]
The present invention has been made in order to solve such a conventional problem, and provides a diversity receiver that realizes a reduction in circuit scale and is advantageous in terms of cost.
[0008]
[Means for Solving the Problems]
The diversity receiver of the present invention detects a transmission characteristic of a plurality of the input signals by using a guard interval period of the received signal of the receiver in a receiver that receives diversity transmission of an OFDM-modulated digital transmission scheme. Transmission characteristics detecting means, comparing means for comparing transmission characteristics of the plurality of input signals with each other, and switching means for switching the plurality of input signals according to a comparison result by the comparing means. The signal is switched according to the transmission characteristic, and the switched input signal is subjected to FFT processing and demodulated.
[0009]
Further, a predetermined clock is reproduced using the guard interval correlation of the input signal, and the switching means switches the plurality of input signals according to the comparison result at the timing of the clock.
[0010]
Further, as the clock, a reference clock signal and a symbol clock that are reproduced using the guard interval correlation of the input signal are used.
[0011]
Further, as the transmission characteristic, the S / N is calculated using the correlation of the signal between the guard interval period of the input signal and the end of the symbol.
[0012]
Further, as the transmission characteristic, the noise power is calculated using the correlation of the signal between the guard interval period of the input signal and the end of the symbol.
[0013]
In addition, a pilot response inserted as an amplitude phase reference for demodulation in the input signal is interpolated only in the frequency direction within one symbol to obtain a frequency response, and the demodulation is performed.
[0014]
Further, a synthesis unit for synthesizing the plurality of input signals is further provided, and the clock is reproduced using the signal synthesized by the synthesis unit.
[0015]
Further, the clock is regenerated using the input signal switched by the switching means.
[0016]
The switching means selects the input signal having the best transmission characteristics by the comparison means.
[0017]
Further, the diversity receiver of the present invention is a receiver for diversity reception of a transmission signal of an OFDM-modulated digital transmission scheme, and a phase difference detection means for obtaining a phase difference between branches in a plurality of reception signals of the receiver; A phase difference correction unit for correcting the phase difference, correcting and synthesizing the phase difference of the branch according to the phase difference detected by the phase difference detection unit, and then performing an FFT process and demodulating. did.
[0018]
In the receiver, transmission characteristics are detected using a guard interval period of the received signal, and the transmission characteristics for each branch are weighted and synthesized.
[0019]
Furthermore, in the receiver, the clock is regenerated using the combined received signal.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0021]
FIG. 1 shows a configuration diagram of a receiving system in the diversity receiver according to the first embodiment of the present invention.
[0022]
The configuration and operation of the diversity receiver will be described with reference to FIG.
[0023]
100 is a plurality of receiving antennas that receive RF frequency signals for each of branches No. 1 to No. L, 102 is a plurality of tuner units that are tuned to RF frequency signals and converted to intermediate frequency band signals, and 104 is analog A plurality of A / D converters 106 for converting a signal into a digital signal are a plurality of quadrature demodulation units for obtaining a complex baseband signal of an I-axis signal and a Q-axis signal of a digital signal. 108 is a switching unit that switches the complex baseband signals from branches No. 1 to No. L according to the output signal from the

comparison unit

116, and 110 is an FFT unit that performs discrete Fourier transform on the complex baseband signal to obtain a frequency axis conversion signal. Thus, complex data of several thousand carriers can be obtained. A demodulation unit 112 demodulates the signal obtained by the FFT unit 110, and outputs a digital signal.
[0024]
Reference numeral 114 denotes a plurality of S / N calculation units provided for each of the branches No. 1 to No. L, and uses the guard interval of the time signal from the complex baseband signal of the orthogonal demodulation unit 106 to determine the branches No. 1 to No. Calculate S / N for each L.
[0025]
The comparison unit 116 compares the S / N obtained by the S / N calculation unit 114 for each branch No. 1 to No. L, and selects the branch No. 1 to No. L having the best S / N. The switching unit 108 is controlled.
[0026]
Note that the S / N calculation unit 114 can calculate only the noise power, and the comparison unit 116 can also control the switching unit 108 to select the branches No. 1 to No. L with the smallest noise power.
[0027]
Hereinafter, a method for calculating S / N will be described.
[0028]
FIG. 2 shows a time signal (complex baseband signal) of one symbol of OFDM in the complex baseband signal.
[0029]
The last part of the symbol I is copied and added to the beginning of the symbol I, and this signal part is called a guard interval. If there is no noise or interference, the last guard interval and the first guard interval of the symbol I have the same signal waveform. The signal of symbol l is represented as S (l, n). However, n is a sample number in the OFDM symbol, 0 < n < N-1, and N is the total number of samples of one symbol. The number of samples in the guard interval period is Ng, and the number of valid symbol samples excluding the guard interval is Nu. Note that N = Ng + Nu.
[0030]
The guard interval and the signal at the end of the symbol I are originally the same signal, but fading is a different signal waveform due to the influence of noise and the like. By utilizing the fact that the signal waveforms are different, the noise power N (l) of the symbol l can be obtained by the equation (1).
[0031]
[Expression 1]

[0032]
Further, the signal power S (l) with respect to the noise power N (l) can be obtained by equation (2).
[0033]
[Expression 2]

[0034]
Therefore, the S / N of the symbol l can be obtained from the equation (3).
[0035]
[Equation 3]

[0036]
Since the head portion of the guard interval is different from the end of the symbol I due to multipath interference, it is preferable that No is not 0. Further, it is preferable that the number of samples Na to be added is large in order to improve reliability. For example, No = Ng / 4, Na = 3Ng / 4, No = Ng / 2, Na = Ng / 2, etc. can be considered.
[0037]
Next, the demodulator 112 in FIG. 1 will be described.
[0038]
FIG. 3 shows a frame configuration for demodulation, and shows a frame configuration in the case of the QAM modulation scheme.
[0039]
When the data carrier is a QAM modulation scheme such as QPSK or 16QAM, a pilot symbol is inserted as an amplitude phase reference for demodulation. As shown in FIG. 3, as an example, there are pilot symbols with black circles, one in three carriers in the frequency axis direction (Nf = 3) and one in four symbols in the time axis direction (Nt = 4). Think. Normally, pilot symbols are detected from the received signal, interpolated in the time axis direction, then interpolated in the frequency direction, and the amplitude phase reference of each data carrier is obtained and demodulated.
[0040]
In the diversity receiver according to the present invention, the branch No. 1 to No. L are switched at the boundary of the symbol, so that the propagation characteristics may change suddenly before and after switching. Is not interpolated, and demodulation is performed by performing only interpolation in the frequency direction using pilot carriers inserted every 12 carriers for each symbol.
[0041]
As described above, since the diversity receiver according to the first embodiment of the present invention performs FFT processing after selecting a complex baseband signal having good transfer characteristics from a plurality of complex baseband signals, it is necessary to use a large number of FFT units having a large circuit scale. Therefore, it is possible to reduce the circuit scale and to be advantageous in terms of cost.
[0042]
FIG. 4 shows a configuration diagram of a reception system in the diversity receiver according to the second embodiment of the present invention.
[0043]
The plurality of antenna units 200 to the comparison unit 216 provided for each of the branches No. 1 to No. L illustrated in FIG. 4 are the same as the antenna unit 100 to the comparison unit 116 of the diversity receiver according to the first embodiment.
[0044]
The combiner 218 is a part that simply combines the complex baseband signal from the orthogonal demodulator 206. A guard interval correlation unit 220 obtains a guard interval correlation for the complex baseband signal synthesized by the synthesis unit 218 and generates a signal such as a reference clock such as FFT sampling, a symbol clock, and an AFC control signal. By using these clocks and the like, it is possible to operate the entire diversity receiver including the switching timing of the switching unit 208.
[0045]
In the diversity receiver according to the second embodiment of the present invention, the signals after quadrature demodulation are combined and guard interval correlation is obtained and the clock is regenerated, but the guard interval correlation of the signal after switching by the switching unit 208 is calculated. You can also regenerate the clock.
[0046]
It is also possible to reproduce a clock or the like by taking a guard interval correlation of the signal after orthogonal demodulation of only branch No. 1.
[0047]
As described above, the diversity receiver according to the second embodiment of the present invention reproduces the clock from the combined complex baseband signal or the switched complex baseband signal, and uses this clock to change the switching timing of the switching unit 208. The entire diversity receiver can be operated.
[0048]
FIG. 5 shows a configuration diagram of a reception system in the diversity receiver according to the third embodiment of the present invention.
[0049]
The plurality of antenna units 300 to the quadrature demodulation unit 306 provided for each of the branches No. 1 to No. L shown in FIG. 5 are the same as the antenna unit 100 to the quadrature demodulation unit 106 of the diversity receiver according to the first embodiment. It is.
[0050]
The diversity receiver according to the third embodiment of the present invention synthesizes a complex baseband signal, which is an output signal from the quadrature demodulator 306, by the synthesizer 308, and performs a discrete Fourier transform on the synthesized signal by the FFT unit 310. Complex data for each carrier is obtained. Reference numeral 312 denotes a demodulation unit that demodulates the signal obtained by the FFT unit 310, and outputs a digital signal. The S / N calculator 314 is the same as the S / N calculator 114 in FIG.
[0051]
Reference numeral 316 denotes a phase difference calculation unit for obtaining the phase of the signal of the branch No. 2 or branch No. L when the phase of the branch No. 1 is used as a reference, and 318 is the same phase as that of the branch No. 1. This is a phase difference correction unit that corrects the phase difference of the signal of branch No. 2 or branch No. L.
[0052]
The complex baseband signal after orthogonal demodulation of branch No. 1 is S1 (n), and the complex baseband signal after orthogonal demodulation of branches No. 2 to No.L is S2 (n)... SL (n). (N is a sample number and an integer). Assuming that the signals input for each branch No. 1 to No. L are subject to interference close to flat fading, the difference in the received signal due to the difference between branches No. 1 to No. L is the transfer function due to fading interference. This can be considered as a difference in amplitude and phase. Since the transmission signals are the same, the phase difference can be detected by calculating the cross-correlation between the branches No. 1 to No. L.
[0053]
It is also possible to correct the phase difference using the detected phase difference so as to be in phase with the signal of branch No. 1. Using the branch No. 1 as a reference, the phase Ph21 (n) of the branch No. 2 can be obtained by the equation (4).
[0054]
[Expression 4]

[0055]
Since Ph21 (n) is affected by noise, an average is taken from the number of samples Na, and an average phase difference <Ph21 (n)> can be obtained by the equation (5).
[0056]
[Equation 5]

[0057]
Using the equation (5), the phase difference Δθ21 (n) of the phase difference calculating unit 316 in the branch No. 2 can be obtained by the equation (6).
[0058]
[Formula 6]

[0059]
Correct the difference.
[0060]
[Expression 7]

[0061]
The same processing is performed for branch No. 3 to branch No. L.
[0062]
The number of samples Na to be averaged is preferably about 1/10 of the symbol length to several times the symbol length.
[0063]
Next, the combining unit 308 uses the S / N, which is also the transmission characteristic calculated for each of the branches No. 1 to No. L, to perform the complex after phase difference correction obtained from the branches No. 1 to No. L. The baseband signal is weighted and combined. The complex baseband signal after phase difference correction can be synthesized without weighting.
[0064]
In weighting, the branches No. 1 to No. L having a large S / N are combined with a large weight, and the branches No. 1 to No. L having a small S / N are combined with a small weight. For example, as the weight coefficient, a value obtained by taking the square root of S / N for each of branches No. 1 to No. L is used.
[0065]
Note that the diversity receiver according to the third embodiment of the present invention also performs guard interval correlation on the combined complex baseband signal to generate signals such as a reference clock such as FFT sampling, a symbol clock, and an AFC control signal. It is also possible to operate the entire receiver including the switching timing of the switching unit 208 using the clock obtained in the above.
[0066]
It is also possible to reproduce a clock or the like by taking a guard interval correlation of the signal after orthogonal demodulation of only branch No. 1.
[0067]
As described above, since the diversity receiver according to the third embodiment of the present invention performs FFT processing after combining a plurality of complex baseband signals after phase difference correction, it is not necessary to use many FFT units having a large circuit scale. The scale can be reduced and the cost can be improved.
[0068]
Furthermore, the complex baseband signal can be weighted to improve the quality of the received signal, and signals such as a reference clock such as FFT sampling, a symbol clock, and an AFC control signal can be received from the complex baseband signal after synthesis. The entire diversity receiver including the switching timing of the switching unit 208 can be operated using this clock.
[0069]
【The invention's effect】
The diversity receiver of the present invention detects a transmission characteristic of a plurality of the input signals by using a guard interval period of the received signal of the receiver in a receiver that receives diversity transmission of an OFDM-modulated digital transmission scheme. Transmission characteristics detecting means, comparing means for comparing transmission characteristics of the plurality of input signals with each other, and switching means for switching the plurality of input signals according to a comparison result by the comparing means. Since the signal is switched in accordance with the transmission characteristics and the input signal thus switched is subjected to FFT processing and demodulated, a complex baseband signal having good transfer characteristics is selected from a plurality of complex baseband signals and then subjected to FFT processing. , It is not necessary to use a large number of FFT units with a large circuit scale, and the circuit scale is reduced to be advantageous in terms of cost. It is possible.
[0070]
In addition, the predetermined clock is reproduced using the guard interval correlation of the input signal, and the switching unit switches the plurality of input signals according to the comparison result at the timing of the clock. It is possible to perform FFT processing by switching complex baseband signals at appropriate timing.
[0071]
In addition, since the reference clock signal and the symbol clock that are reproduced using the guard interval correlation of the input signal are used as the clock, a plurality of complex baseband signals are more accurately switched by this clock to perform the FFT processing. It can be carried out.
[0072]
In addition, since the S / N is calculated using the correlation between the guard interval period of the input signal and the end of the symbol as the transmission characteristic, an accurate transmission characteristic can be detected.
[0073]
Further, since the noise power is calculated using the correlation between the guard interval period of the input signal and the end of the symbol as the transmission characteristic, an accurate transmission characteristic can be detected.
[0074]
In addition, since the pilot symbol inserted as the amplitude phase reference for demodulation in the input signal is interpolated only in the frequency direction within one symbol to obtain the frequency response and perform the demodulation, the complex baseband signal Demodulation can be performed accurately.
[0075]
In addition, since it further includes a synthesizing unit that synthesizes the plurality of input signals, and the clock is regenerated using the signal synthesized by the synthesizing unit, a plurality of complex baseband signals can be more accurately generated by this clock. The FFT processing can be performed by switching.
[0076]
In addition, since the clock is regenerated using the input signal switched by the switching means, it is possible to perform FFT processing by switching a plurality of complex baseband signals more accurately by this clock.
[0077]
Further, since the switching means selects the input signal having the best transmission characteristics by the comparing means, the best complex baseband signal can be easily selected.
[0078]
Further, the diversity receiver of the present invention is a receiver for diversity reception of a transmission signal of an OFDM-modulated digital transmission scheme, and a phase difference detection means for obtaining a phase difference between branches in a plurality of reception signals of the receiver; A phase difference correction unit for correcting the phase difference, correcting and synthesizing the phase difference of the branch according to the phase difference detected by the phase difference detection unit, and then performing an FFT process and demodulating. Therefore, it is not necessary to perform FFT processing after synthesizing a plurality of complex baseband signals after phase difference correction, and it is not necessary to use a large number of FFT units having a large circuit scale, which can be advantageous in terms of cost by reducing the circuit scale. .
[0079]
Further, in the receiver, transmission characteristics are detected using a guard interval period of the received signal, and the transmission characteristics for each branch are weighted and synthesized, thereby further improving the quality of the received signal. be able to.
[0080]
Further, since the receiver uses the combined received signal to regenerate the clock, the clock can be used to operate the diversity receiver as a whole, including the switching timing of the switching unit.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 shows a configuration diagram of a receiving system in a diversity receiver according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 shows a time signal of one symbol of OFDM in a complex baseband signal.
FIG. 3 shows a frame configuration for demodulation, and shows a frame configuration in the case of a QAM modulation scheme.
FIG. 4 is a configuration diagram of a reception system in a diversity receiver according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a configuration diagram of a reception system in a diversity receiver according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 6 shows a configuration diagram of a reception system in a conventional diversity receiver.
[Explanation of symbols]
100, 200, 300 Receiving

antennas

102, 202, 302

Tuners

104, 204, 304 A /

D converters

106, 206, 306

Orthogonal demodulator

108, 208

Switching units

110, 210, 310

FFT units

112, 212, 312

Demodulation Units

114, 214, 314 S /

N calculation unit

116, 216

comparison unit

218, 308 synthesis unit 220 guard interval correlation unit 316 phase difference calculation unit 318 phase difference correction unit
No.1-No.L branch

Claims

In a receiver for diversity reception of an OFDM-modulated transmission signal of a digital transmission scheme , either S / N or noise power is used by using a signal correlation between a guard interval period and a symbol end of a plurality of received signals to be received. S / N calculating means for calculating the S / N, comparing means for comparing the calculation results of the S / N calculating means with each other, switching means for switching the plurality of received signals according to the comparison result by the comparing means , FFT means for performing FFT processing on the received signal, and obtaining a frequency response by interpolating a pilot symbol inserted as an amplitude phase reference for demodulation into the FFT-processed received signal only in the frequency direction within one symbol. Demodulating means for demodulating the received signal; combining means for combining signals obtained by orthogonally demodulating the plurality of received signals; Diversity receiver characterized by comprising a clock signal generating means for generating a clock signal for controlling the receiver based on the synthesized signal by synthesizing means.

In a receiver for diversity reception of an OFDM-modulated transmission signal of a digital transmission scheme, either S / N or noise power is used by using a signal correlation between a guard interval period and a symbol end of a plurality of received signals to be received. S / N calculating means for calculating the S / N, comparing means for comparing the calculation results of the S / N calculating means with each other, switching means for switching the plurality of received signals according to the comparison result by the comparing means, FFT means for performing FFT processing on the received signal, and obtaining a frequency response by interpolating a pilot symbol inserted as an amplitude phase reference for demodulation into the FFT-processed received signal only in the frequency direction within one symbol. Demodulating means for demodulating the received signal and a clock signal for controlling the receiver based on the output signal of the switching means. Diversity receiver characterized by comprising a clock signal generating means for generating a.

In a receiver for diversity reception of an OFDM-modulated transmission signal of a digital transmission scheme, either S / N or noise power is used by using a signal correlation between a guard interval period and a symbol end of a plurality of received signals to be received. S / N calculation means for calculating the phase difference, phase difference detection means for obtaining a phase difference between branches in the plurality of received signals, phase difference correction means for correcting the phase difference, and calculation results of the S / N calculation means Weighting and synthesizing means for weighting and synthesizing the received signal whose phase difference has been corrected, FFT means for performing FFT processing on the output signal of the weighting and synthesizing means, and demodulating the FFT-processed received signal for demodulation The received signal is obtained by interpolating a pilot symbol inserted as an amplitude phase reference only in a frequency direction within one symbol to obtain a frequency response. Demodulating means for demodulating the diversity receiver characterized by comprising a clock signal generating means for generating a clock signal for controlling the receiver based on the output signal of the weighting synthesis means.

In a receiver for diversity reception of an OFDM-modulated transmission signal of a digital transmission scheme, either S / N or noise power is used by using a signal correlation between a guard interval period and a symbol end of a plurality of received signals to be received. S / N calculation means for calculating the phase difference, phase difference detection means for obtaining a phase difference between branches with respect to a predetermined reference reception signal among the plurality of reception signals, phase difference correction means for correcting the phase difference, Weighting synthesis means for weighting and synthesizing the received signal whose phase difference is corrected based on the calculation result of the S / N calculation means, FFT means for performing FFT processing on the output signal of the weighting synthesis means, and FFT processing A pilot symbol inserted as an amplitude phase reference for demodulation in the received signal is interpolated only in the frequency direction within one symbol, And a demodulating means for demodulating the received signal by obtaining a number response, and a clock signal generating means for generating a clock signal for controlling the receiver based on the reference received signal. Diversity receiver .