JP4315995B2 - 超広帯域通信のパルス整形信号 - Google Patents

Description

本発明の様々な実施例は、一般に超広帯域通信に関し、より詳細には、超広帯域通信システムで使用される有限期間のパルス整形信号に関する。

ワイヤレス通信に典型的に使用される電気信号は、伝送されるデータから独立して存在するキャリア信号、および、その伝送データをそのキャリアへ埋め込むためにそのキャリア信号に適用される変調信号を含む。その後、その変調キャリア信号は、無線周波数電磁波として受信機に伝えられ、その変調信号データを搬送周波数から抽出してそのデータを回復する。

キャリア信号は、典型的には、狭く、注意深く制御された１またはそれ以上の周波数を有するように設計され、放射された電力が指定されたガイドライン内にあるように制御され、かつ常に送信装置の最も大きな利益になることを保証する。しかし、いくつかのシステムは、信号周波数を非常に広い範囲に拡散するという外見上一貫しないアプローチでもってワイヤレス通信方法を適応させ、あらゆる特定の１つの周波数には送信された合計電力のわずかな部分で構成するとことになる。このような信号は、しばしば超広帯域信号と呼ばれ、その帯域幅ではそのような信号の妨害を困難にするレーダのようないくつかの特別の機能と同様に、ワイヤレス・ネットワークのような短距離通信システムのために研究されている。しかし、超広帯域信号の生成は単純なタスクではなく、狭帯域キャリア信号を生成するために伝統的に使用される方法および回路と異なるものを要求する。

したがって、超広帯域信号を生成するためのシステムが望まれている。

本発明の実施例に対する以下の詳細な説明では、本発明の一部を形成する添付図面に対して言及され、本発明が実施されるサンプルとしての特定の実施例によって示される。これらの実施例は、当業者が本発明を実施することを可能にするために十分に詳細に説明され、他の実施例を利用することもでき、しかも、論理的、機械的、電気的な他の変更も、本発明の思想または範囲から逸脱せずに行なうことができると理解される。したがって、以下の詳細な説明は、制限する意図をもって行われているものではなく、また、本発明の範囲は増補された請求項によってのみ定義される。

本発明は、超広帯域無線周波数パルスを生成するための様々なシステムを実施例中に提供する。選択された周波数を有するキャリア信号が生成され、超広帯域パルスを生成するためにウィンドウ関数で整形される。いくつかの実施例では、生成されたパルスは、ＲＦスイッチによってゲート制御され、その出力としてキャリア信号のスイッチされたミックスおよび正弦波の整形信号を提供する。様々な実施例に使用される整形信号またはウィンドウ関数は、ハミング、ハニング、またはブラックマン・ウィンドウのような正弦波関数があり、スペクトル分析における離散時間型でサンプリングされたデジタル・データを処理する場合に、あるいは有限インパルス応答フィルタを生成するために、伝統的に使用される。

図１は、本発明の様々な実施例に一致する様々な正弦波のウィンドウ関数を示す。ここに図示された様々な関数は、超広帯域無線周波数（ＲＦ）信号を生成するために、本発明の様々な実施例中のキャリア信号に適用される代表的な関数である。３つの図示された関数の各々は、正弦波関数に由来し、それぞれの期間「Ｍ」の外側に０の値がある。これらの関数はデジタル・フィルタ方法のために伝統的に使用されているが、それらはここに記述された本発明の実施例の目的のために連続的なアナログ関数として実行され、離散点のシリーズとしてではなくむしろ連続関数としてここに示される。ここに示されたウィンドウ関数ｐ（ｔ）は、キャリア信号ｓ（ｔ）関数に周期的に適用され、一般に図２ａで示されるような変調信号になる。

キャリアと変調方式は、アプリケーション毎に変化し、ＡＭラジオで使用されるアナログ振幅変調、およびＦＭラジオで使用されるキャリアのアナログ周波数変調のような周知の方法を含む。同様の変調方式は、デジタル信号のためにも存在し、振幅が離散値間で変調される振幅シフト・キーイング、および周波数が離散値間で変調される周波数シフト・キーイングを含む。さらに、キャリアの位相がデジタル・シンボルを表わすために反転する位相シフト・キーイングのような別の方法がデジタル・システムに有用である。より高度なシステムは、データを符号化するために４つの個別の位相および２つの個別の振幅を一般に使用する直交振幅変調方法のようなマルチプル方法を使用する。

キャリアそれ自体は、別の検討事項であり、典型的には本出願および連邦通信委員会（ＦＣＣ）の規制によって述べられる。無線周波スペクトルは、他のプロダクト（積）に対する干渉を最小限にするために慎重に制限される電力レベルで、ある許可された積だけがある周波数の無線周波数信号を送信することを保証するために注意深く規制される。したがって、ＲＦ通信システムの設計者は、規制によってあるキャリアおよび電力選択の中で制限され、キャリア周波数と同様に制限された周波数または意図しない周波数で、その積が過度な電力を送信しないことを保証しなければならない。

したがって、典型的には、キャリア信号は、１またはそれ以上の狭く、慎重に制御された周波数を有するように設計され、放射電力が指定されたガイドライン内にあるように、かつ送信する装置の最も大きな利益になるように制御されことを保証する。しかし、いくつかのシステムは、信号周波数を非常に広い範囲に拡散するという外見上一貫しないアプローチでもってワイヤレス通信方法を適応させ、あらゆる特定の１つの周波数には送信された合計電力のわずかな部分で構成することになる。このような信号は、しばしば超広帯域信号と呼ばれ、中心周波数の２０％より大きい帯域幅を有し、あるいは５００ＭＨｚまたはそれより大きい帯域幅を有する。

これらの信号は、あらゆる周波数で非常にわずかの電力のみを放出することによりＦＣＣの規制で準拠し、ＲＦノイズおよび他の問題を克服するに十分な強い信号を提供するために超広帯域幅の信号を受信できる受信機に依存する。したがって、このようなシステムは、その帯域幅ではそのような信号の妨害を困難にするレーダのようないくつかの特別の機能と同様に、ワイヤレス・ネットワークのような短距離通信システムのために研究されている。しかし、超広帯域信号の生成は単純なタスクではなく、狭帯域キャリア信号を生成するために伝統的に使用される方法および回路と異なるものを要求する。ここに開示された本発明の実施例は、そのような超広帯域信号を生成する様々な方法を示す。

図２ｂは、図２ａの一部分の拡大図を示し、キャリア信号ｓ（ｔ）にウィンドウ信号ｐ（ｔ）を組合せ、変調積ｐ（ｔ）＊ｓ（ｔ）を生成した結果を示す。ここに示されたウィンドウ関数ｐ（ｔ）は、確定した位相である期間Ｔｍに亘ってキャリア信号ｓ（ｔ）に周期的に適用され、図２ａおよび図２ｂで示されるような変調信号となる。図３に示されるように、結合した積のスペクトラムは、搬送周波数および適用されたウィンドウ関数に依存する。３．５ＧＨｚの中心周波数は、キャリア信号ｓ（ｔ）の周波数であり、その一方で主ローブ３０１のスペクトラム幅はウィンドウ関数ｐ（ｔ）の期間に依存する。さらに、第２ローブ３０２，３０３の振幅は、選択されたウィンドウ関数ｐ（ｔ）によって大部分は決定される。

第２ノードのピーク振幅は、使用されるウィンドウ関数ｐ（ｔ）のタイプを知ることにより推定することができ、例えば、単純な矩形窓は、主ローブのピーク振幅からわずかに１３デシベル下降したピーク・サイドローブ振幅を生成すると予測される。本発明のいくつかの実施例では、サイドローブの振幅を制限し、意図する主ローブ３０１内に放射されるエネルギーの割合を増加させることが望ましいので、図１の関数は様々な実施例で使用される。ハニング・ウィンドウのサイドローブ・ピーク振幅は、主ローブのピーク振幅からおよそ３１デシベル下の振幅となり、ハミング・ウィンドウのサイドローブはおよそ４１デシベル下にピークを有し、また、ブラックマン・ウィンドウのサイドローブはおよそ５７デシベル下にピークがもたらされることが期待される。

主ローブの幅は、様々な関数に応じてまた変化し、キャリアへの適用に対しウィンドウ関数を選択するときを考慮に入れなければならない。例えば、矩形窓は、幅４ｐｉ／（ｍ＋１）の主ローブを生成する、ここでｍはウィンドウの期間である。同様に、ハニングおよびハミング関数は、幅８ｐｉ／ｍの主スペクトル・ローブを生成し、一方でブラックマン・ウィンドウは、１２ｐｉ／ｍの少し大きい主ローブを生成する。ブラックマン・ウィンドウは、主ローブ幅を与える超広帯域信号の生成に対してよい選択であるように見えるが、しかし、これらは、本発明の異なる実施例中で使用される広範囲のウィンドウ関数の少数例である。

ウィンドウ関数ｐ（ｔ）とキャリア信号ｓ（ｔ）の積は、本発明のいくつかの実施例では、ＲＦスイッチのようなゲート関数Ｇ（ｔ）によってさらにゲート制御される。ゲート関数であるＲＦスイッチは、積信号の時間期間およびスペクトル占有を制御し、Ｇ（ｔ）＊ｐ（ｔ）＊ｓ（ｔ）の出力信号となる。本発明のいくつかの実施例において、ゲート関数は、生成された超広帯域パルスは適用可能な標準規格またはスペクトルのプロファイル・マスク・コンプライアンスを満たすことを保証するために、さらに特定される。

図４〜図９は、本発明の様々な実施例と一致する、ＲＦ積信号ｐ（ｔ）＊ｓ（ｔ）のＲＦスイッチ・ゲートを実行するために様々な回路構成を示す。図４は、４０２で示される出力信号ｘ（ｔ）をゲート制御するために使用されるＲＦスイッチ４０１を備える単一の平衡ミキサを示す。ミキサ４０３への入力は、周波数ｆ（ｍ）を備えるキャリア信号４０４、および周波数ｆ（ｃ）である正弦波信号として動作するハニング・ウィンドウ関数４０５を含む。ウィンドウ関数４０５は、図１のハニング・ウィンドウを定義するために使用される時間限定されたコサイン関数ではなくサイン関数であるが、出力信号が４０５からミキサに与えられる正弦波関数のハニング・ウィンドウ期間Ｍに亘ってのみ存在するようにｘ（ｔ）を制限するために、ＲＦスイッチはその出力をゲート制御する。図１に示されたウィンドウ関数のためのウィンドウの定義を再吟味すると、単一の正弦波ソース、およびオフセットまたはさらに拡大縮小のような最小の処理と共に、図４〜図９のような回路を使用して、ハニング・ウィンドウを実行できることが明らかである。図１のハミングやブラックマンのウィンドウのような他の正弦波関数を備えるウィンドウが掛けられたキャリア信号を実現するために、ＲＦスイッチは、本発明の様々な他の実施例の中で正弦波信号の積をゲート制御するために使用されるが、しかし、ブラックマン・ウィンドウのために第２の正弦波ソースを使用し、さらに定義されたウィンドウ関数を生成するために電圧オフセットや拡大縮小の調整を実行する。

図５は、カスケードされた２つのミキサ５０１，５０２を備える実施例を示し、各ミキサはウィンドウ関数の正弦波５０３をキャリア信号５０４と混合する。ミキサ５０１への入力は、キャリア信号５０１、およびウィンドウ関数正弦波５０３およびキャリア正弦波５０４の積を含む。ＭＯＳＦＥＴミキサ５０１，５０２の差動レスポンスは、コモンモード入力コンポーネントを削除し、その結果、その出力は、図４のミキサ４０３のより複雑なｓｉｎ（ｆｃ）＋ｓｉｎ（ｆｍ）＋ｓｉｎ（ｆｃ）＊ｓｉｎ（ｆｍ）積ではなくむしろｓｉｎ^２（ｆｍ）＊ｓｉｎ（ｆｃ）である。出力信号ｘ（ｔ）を生成するために、その積は、ＲＦスイッチ５０５によって再びゲート制御される。

図６は、ＲＦゲート・スイッチ６０１を使用する超広帯域生成回路の別の例を示す。バイアスは、トランジスタＭ０は定電流領域で動作するようにバイアスされ、また、トランジスタＭ１は３極管領域で動作するようにバイアスされる。Ｍ１の相互コンダクタンスは入力キャリア信号ＲＦおよび整形信号ＬＯの関数として変えることができ、それらはさらに、ＲＦが１８０度の位相はずれであるがＬＯが同じのままであるように、第２コンプリメンタリ回路に提供されている。６０４の出力Ｖｏｕｔおよび第２コンプリメンタリ回路からの対応するＶｏｕｔは、差動出力を形成し、それは入力キャリア信号ＲＦの整形関数となる。入力信号ＲＦがｓｉｎ（ｆｍ）で、入力整形信号ＬＯがｓｉｎ（ｆｃ）である場合、図５のカスケードされた２つの平衡ミキサ回路のように、その差動出力はｓｉｎ^２（ｆｍ）＊ｓｉｎ（ｆｃ）となる。このような実施例では、６０２でＭ０のゲートに結合されたＲＦ信号は、図５の５０４に示されたｓｉｎ（ｆｍ）信号に対応し、また、６０３でＭ１のゲートに結合された入力整形信号ＬＯは、５０３で示されたウィンドウ関数の正弦波に対応する。図６の回路およびそのコンプリメンタリ回路は、図５の５０１および５１２として示されたカスケードされた２つの平衡ミキサを形成する。

図７は、固定のｇｍ増幅器の組合せを使用して、超広帯域パルスの積のためにミキシングとＲＦスイッチング関数を実行する別の回路を示す。図７の回路は、定電流領域にバイアスされる入力金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴトランジスタ）７００を介した独立した入力キャリア信号を組合せ、重み付けされた入力の合計に比例したテール電流を生成する。入力ＭＯＳＦＥＴ装置の物理的な寸法は、合計された出力に表わされるように各装置の入力信号のゲインまたは重み付けを決定し、その出力はＲＦ出力スイッチ７０１によってゲート制御され、また、結合するＭＯＳＦＥＴ７０３のサイズはそのゲインを設定する。したがって、結合トランジスタの利得および電流ソース７０４を通じて引き出される電流は、入力ＭＯＳＦＥＴの特性と結合して、出力信号レベルを決定する。入力１，２，３の各々は、信号のコンポーネントを形成するキャリア信号またはウィンドウ関数のいずれかであり、ＲＦ出力信号７０２を生成するために組み合わせられゲート制御される。各入力に結合されるキャパシタは、入力信号上のあらゆる直流バイアスが図７の回路中のトランジスタのバイアスに影響を与えないように、直流阻止フィルタとして機能する。各入力に結合されるレジスタ・ネットワークによって、各入力トランジスタをバイアスが処理される。

図８は、図４〜図７の中のウィンドウ整形されたキャリア関数をゲート制御するために使用されるＲＦスイッチの構造を示す回路図であり、また、図９は、そのような回路構造の一実施例を示す。単一ＦＥＴまたは他の装置がいくつかの実施例中でＲＦスイッチとして使用されるが、図８の回路は、以下詳細に説明されるようにゲインおよび出力信号に対しより良い制御を与える。ＲＦ信号は、ｐ型ＭＯＳＦＥＴ Ｍ０のゲートへ入力され、それはさらにトランジスタＭ０のソースで電圧源に結合され、かつトランジスタＭ０のドレインでｎ型トランジスタＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のゲートおよびｎ型トランジスタＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のドレインに結合されている。ゲート信号８０２は、トランジスタＭ１のゲートに結合され、また、トランジスタＭ１のソースは、トランジスタＭ２のドレインおよび出力端子８０３に接続される。トランジスタＭ２のソースは、接地またはリファレンス電位に接続される。このＣＭＯＳ ＲＦスイッチは時間期間を、それ故８０２でゲート・パルス入力の幅を制御することにより、出力信号のスペクトル帯域幅を制御するために動作可能であり、その結果トランジスタＭ０からＭ２に電流を流すことが可能となる。

図８のＲＦスイッチ回路の実現例は図９の断面図で示され、そのような回路は集積回路の形でどのように効果的に実現することができるのかの例として役立つ。ＲＦ入力信号８０１はｐ型ＭＯＳＦＥＴ Ｍ０のゲートに結合され、また、ゲート信号８０２はｎ型ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のゲートに与えられる。ゲート制御された出力信号は、結合されたｎ型ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のソースおよびＭ２のドレインから提供される。電力はＭ２のソースを接地することにより供給され、一方Ｍ０のソースに電力線Ｖｃｃを提供する。Ｍ２のゲートは、Ｍ１のドレインおよびＭ０のドレインにさらに結合される。動作においては、トランジスタすべてが飽和モードで動作するので、ゲート信号８０２が論理高レベルにあるとき、ＲＦ入力信号８０１の状態は、出力８０３の状態を制御する。出力信号８０３の期間、すなわち帯域幅は、ゲート信号８０２によって制御される。さらに本発明の実施例では、ゲート信号８０２はクロック信号であり、そのクロック信号のデューティ・サイクルは出力信号８０３の期間および帯域幅を制御するために使用される。

図１０は、本発明の実施例と一致する超広帯域データ通信システムを示す。第１信号源１００１はウィンドウ信号を生成し、いくつかの実施例中で図１と共に示され議論されるように、その信号は１またはそれ以上の正弦波信号から導かれる。キャリア信号は、第２信号発生器１００２のような第２信号源によって生成され、図２Ａおよび図２Ｂのそのような積信号を生成するためにミキサ１００３でウィンドウ信号と混合される。いくつかの実施例では、そのミキサの出力は、アンテナ１００５に結合される前に無線周波数（ＲＦ）スイッチ１００４によってさらにゲート制御され、他の実施例では、ＲＦスイッチが省略され、そのミキサの出力は、それらの間にＲＦスイッチなしに、アンテナ１００５に結合される。比較的広い周波数範囲に亘って動作するために形成された八木アンテナのように、アンテナ１００５は、本発明の様々な実施例において、様々な形式をとる信号を送信し、放射し、受信するために動作可能である。

アンテナ１００５に提供される出力信号は、さらに本発明の実施例において、データ信号を受信するために結合され、データ通信システムの１またはそれ以上の要素に接続されたミキサまたはスイッチのように、データ信号で変調されるであろう。例えば、データ信号はスイッチ１００４に結合され、そのようなスイッチ１００４はたミキサ１００３の出力をそのデータ信号で変調するために用いられてもよい。他の実施例では、１００１で生成されたウィンドウ信号の変調、１００２で生成されたキャリア信号の変調、またはミキサ１００３の変調を含む。これらのあらゆるコンポーネントの変調は、アンテナ１００５に送られる出力信号の変調に帰し、したがって、アンテナから放射され送信されるデータ信号を備える信号を変調するために実行することができる。

本発明のこれらの実施例は、超広帯域信号を生成するためにどのように様々な回路素子が構築され使用されるかを示す。ここに例として与えられた正弦波関数のような様々なウィンドウ関数をキャリア信号に適用することにより、制御可能な周波数およびスペクトル幅の超広帯域パルスとなり、本発明は通信アプリケーションのための超広帯域パルスの生成に適することになる。本発明は、様々な実施例中で、アナログ信号を使用しこれらの実施例において示されるように処理して、ウィンドウ関数を生成すると共に、超広帯域信号を生成するためにアナログ・ウィンドウ関数をアナログ・キャリア信号に適用することを求める。

特定の実施例がここに図示され説明されたが、しかし、同じ目的を達成すると意図されるあらゆる構成を提示された特定の実施例の代わりに用いてもよいことが当業者には理解されるであろう。本アプリケーションは、本発明のあらゆる調整または変更もカバーするように意図される。本発明は、請求項およびその均等の全範囲のみによって制限されることが意図されている。

本発明の様々な実施例に一致する様々な正弦波ウィンドウ関数を示す。 正弦波キャリア信号ｓ（ｔ）に適用されるウィンドウ関数ｐ（ｔ）の変調積を示す。 本発明の実施例に一致する図２の一部の拡大図を示す。 本発明の実施例に一致するウィンドウ関数ｐ（ｔ）と正弦波キャリア信号ｓ（ｔ）との積のスペクトラム示す。 本発明の１つの実施例に一致する単一平衡ミキサおよびＣＭＯＳ ＲＦスイッチを示す。 本発明の実施例に一致するカスケードにされたダブル平衡ミキサおよびＣＭＯＳ ＲＦのスイッチを示す。 本発明の実施例に一致する可変相互コンダクタンス回路およびＣＭＯＳ ＲＦスイッチを示す。 本発明の実施例に一致するＣＭＯＳ ＲＦスイッチを備える固定ｇｍ増幅器の組合せを示す。 本発明の実施例に一致するウィンドウ形のキャリア関数をゲート制御するために使用されるＲＦスイッチの構造を示す回路図である。 本発明の実施例に一致するＣＭＯＳを用いる図８の回路の一構造実施例を示す。 本発明の実施例に一致する超広帯域データ通信システムを示す。

Claims (7)

1. 正弦波ウィンドウ関数を生成するために動作可能な第１信号発生器と、
   キャリア信号を生成するために動作可能な第２信号発生器と、
   前記正弦波ウィンドウ関数および前記キャリア信号の積として超広帯域無線周波数の積信号を生成するために動作可能なミキサと、
   前記超広帯域無線周波数の積信号をゲート制御し、出力信号を生成するために動作可能なＲＦスイッチと、を含み、
   前記ＲＦスイッチは、Ｐ型ＦＥＴ、第１Ｎ型ＦＥＴ、および第２Ｎ型ＦＥＴを含み、
   前記Ｐ型ＦＥＴのソースは第１電圧源に結合され、前記Ｐ型ＦＥＴのゲートは前記超広帯域無線周波数の積信号を受信するために結合され、および、前記Ｐ型ＦＥＴのドレインは前記第１Ｎ型ＦＥＴのドレインおよび前記第２Ｎ型ＦＥＴのゲートに結合され、
   前記第１Ｎ型ＦＥＴのゲートはゲート制御信号を受信するために結合され、前記第１Ｎ型ＦＥＴのソースは前記第２Ｎ型ＦＥＴのドレインに結合され、
   前記第２Ｎ型ＦＥＴのソースは電圧リファレンスに結合される、
   ことを特徴とする超広帯域無線周波数信号発生器。
2. 前記ミキサは、単一の平衡ミキサを含むことを特徴とする請求項１記載の超広帯域無線周波数信号発生器。
3. 前記ミキサは、２つの平衡ミキサを含むことを特徴とする請求項１記載の超広帯域無線周波数信号発生器。
4. 前記ミキサは、２またはそれ以上の固定相互コンダクタンス増幅器のカスケード接続を含むことを特徴とする請求項１記載の超広帯域無線周波数信号発生器。
5. 正弦波ウィンドウ関数を生成するために動作可能な第１信号発生器と、
   キャリア信号を生成するために動作可能な第２信号発生器と、
   前記正弦波ウィンドウ関数および前記キャリア信号の積として超広帯域無線周波数の積信号を生成するために動作可能なミキサと、
   前記超広帯域無線周波数の積信号をゲート制御するために動作可能なＲＦスイッチであって、前記ＲＦスイッチは少なくとも３つの結合されたＣＭＯＳトランジスタを含む、ＲＦスイッチと、を含み、
   前記ＲＦスイッチは、第１電圧源、前記第１電圧源とは異なる電圧の電圧リファレンス、前記超広帯域無線周波数の積信号を受信するために結合された入力、ゲート制御信号、および、出力導体への接続を含む、
   ことを特徴とする超広帯域無線周波数信号発生器。
6. 前記ＲＦスイッチは、Ｐ型ＦＥＴ、第１Ｎ型ＦＥＴ、および第２Ｎ型ＦＥＴを含み、
   前記Ｐ型ＦＥＴのソースは前記第１電圧源に結合され、前記Ｐ型ＦＥＴのゲートは前記超広帯域無線周波数の積信号を受信するために結合され、および、前記Ｐ型ＦＥＴのドレインは前記第１Ｎ型ＦＥＴのドレインおよび前記第２Ｎ型ＦＥＴのゲートに結合され、
   前記第１Ｎ型ＦＥＴのゲートは前記ゲート制御信号を受信するために結合され、前記第１Ｎ型ＦＥＴのソースは前記第２Ｎ型ＦＥＴのドレインに結合され、
   前記第２Ｎ型ＦＥＴのソースは前記電圧リファレンスに結合される、
   ことを特徴とする請求項５記載の超広帯域無線周波数信号発生器。
7. 前記電圧リファレンスは、接地電圧レベルを含むことを特徴とする請求項５記載の超広帯域無線周波数信号発生器。

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