CN101399389B - Cmos应用中使用微带切换电路的方法和系统 - Google Patents

Abstract

一种在CMOS应用中使用微带切换电路的方法和系统的特征包括通过在第一信号通路与第二信号通路之间切换与第一信号关联的第一电流，对第一信号进行频率转换，从而从第一信号中产生第二信号。切换的第一电流通过微带滤波器进行滤波，该微带滤波器已被调谐到所述经频率转换的第一信号的所需频率成分，所述第二信号从第一信号通路和第二信号通路的电压差中产生。

Description

CMOS应用中使用微带切换电路的方法和系统

技术领域

本发明涉及无线通信，更具体地说，涉及一种在CMOS应用中使用微带切换电路的方法和系统。

背景技术

在2001年，联邦通信委员会(FCC)为57GHz到65GHz频谱中的通信指定了7GHz带宽的大相邻模块。该频率由未经许可基础上的频谱用户使用，也就是在特定基础、技术限制(如最大传输功率)和特定共存机制上，该频谱对任何人和主体都是可访问的。在该波段上进行的通信通常指的是“60GHz通信”。关于这部分频谱的可访问性，60GHz通信类似于其它形式未经许可的频谱使用，例如无线局域网或2.4GHz ISM波段中的蓝牙。然而，60GHz上的通信各方面都是明显不同的，除了可访问性。例如，60GHz信号可显著地提供不同的通信信道和传播特性，并不仅仅是由于60GHz辐射部分由空气中的氧气吸收，而在长距离上导致更高的衰减。换句话说，因为7GHz的非常大的带宽是可用的，所以可以获得非常高的数据速率。60GHz通信的应用包括无线个人区域网络、无线高清电视信号(例如从机顶盒到显示器)或者点对点连接。

本文的后续部分将结合附图对本发明进行阐述。通过把本发明的系统与上述的常规系统比较，对本领域的技术人员来说，常规或传统系统的局限性和缺点是显而易见的。

发明内容

一种在CMOS应用中使用微带切换电路的方法和系统，实质上结合附图的至少一个进行图示和描述，并在权利要求中更加完整地提出。

根据一个方面，本发明提供一种处理通信信号的方法，所述方法包括通过以下步骤从第一信号中产生第二信号：

通过在第一信号通路和第二信号通路之间切换与所述第一信号关联的第一电流，对所述第一信号进行频率转换；

通过被调谐到所述经频率转换的第一信号的所需频率成分的微带滤波器对所述切换的第一电流进行滤波；

从所述第一信号通路和所述第二信号通路之间的电压差中产生第二信号。

优选地，所述微带滤波器为可编程带通滤波器或可编程阻带滤波器。

优选地，所述微带滤波器被调谐到谐振频率。

优选地，所述方法包括通过设定所述微带滤波器的中心频率来调谐所述谐振频率。

优选地，所述方法包括调节所述微带滤波器的电容以设定所述中心频率。

优选地，所述方法包括调节所述微带滤波器的电感以设定所述中心频率。

优选地，所述方法进一步包括设定所述微带滤波器的带宽。

优选地，所述微带滤波器包括可编程共面波导滤波器。

优选地，所述方法进一步包括设定所述可编程共面波导滤波器的中心频率。

优选地，所述方法进一步包括调节所述可编程共面波导滤波器的电容以设定所述中心频率。

优选地，所述方法进一步包括调节所述可编程共面波导滤波器的电感以设定所述中心频率。

优选地，所述方法进一步包括设定所述可编程共面波导滤波器的带宽。

根据一个方面，本发明提供一种处理通信信号的系统，包括一个或多个电路，所述一个或多个电路用于通过以下步骤从第一信号中产生第二信号：

通过在第一信号通路和第二信号通路之间切换与所述第一信号关联的第一电流，对所述第一信号进行频率转换；

通过被调谐到所述经频率转换的第一信号的所需频率成分的微带滤波器对所述切换的第一电流进行滤波；

从所述第一信号通路和所述第二信号通路之间的电压差中产生第二信号。

优选地，所述微带滤波器为可编程带通滤波器或可编程阻带滤波器。

优选地，所述微带滤波器被调谐到谐振频率。

优选地，所述一个或多个电路通过设定所述微带滤波器的中心频率来调谐所述谐振频率。

优选地，所述一个或多个电路调节微带滤波器的电容以设定所述中心频率。

优选地，所述一个或多个电路调节微带滤波器的电感以设定所述中心频率。

优选地，所述一个或多个电路设定所述微带滤波器的宽带。

优选地，所述微带滤波器包括可编程共面波导滤波器。

优选地，所述一个或多个电路设定所述可编程共面波导滤波器的中心频率。

优选地，所述一个或多个电路调节所述可编程共面波导滤波器的电容以设定所述中心频率。

优选地，所述一个或多个电路调节所述可编程共面波导滤波器的电感以设定所述中心频率。

优选地，所述一个或多个电路设定所述可编程共面波导滤波器的带宽。

从以下的描述和附图中将更加完整地理解本发明的这些和其它优点、方面和新特征以及其中阐述的实施例的细节。

附图说明

下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：

图1是根据本发明的实施例的典型无线通信系统的示意图；

图2A是根据本发明的实施例的典型的频率转换混频器的电路原理图；

图2B是根据本发明的实施例的频率转换混频器的小信号等效电路的原理图；

图3A是根据本发明的实施例的微带带通滤波器的横截面的示意图；

图3B是根据本发明的实施例的典型微带带通滤波器的模块图；

图3C是根据本发明实施例的共面波导带通滤波器的横截面的示意图；

图3D是根据本发明的实施例的共面波导带通滤波器的模块图。

具体实施方式

本发明的实施例介绍了一种在CMOS应用中使用微带切换电路的方法和系统。所述方法包括通过在第一信号通路与第二信号通路之间切换与第一信号关联的第一电流，对第一信号进行频率转换，从而从第一信号中产生第二信号。被切换的第一电流通过微带滤波器进行滤波，所述微带滤波器已被调谐到所述经频率转换的第一信号所需的频率成分，所述第二信号从第一信号通路和第二信号通路的电压差中产生。

微带滤波器可以是可编程带通滤波器或可编程阻带滤波器，并且通过调谐微带滤波器的中心频率可以将微带滤波器调谐到谐振频率。通过调节微带滤波器的电容和/或电感可以设定中心频率。微带滤波器的带宽可以进行配置。微带滤波器可包括可编程共面波导滤波器，通过调节可编程共面波导滤波器的电容和/或电感可以设定其中心频率。可编程共面波导滤波器的带宽也可以进行配置。

图1是根据本发明的实施例的典型无线通信系统的示意图。参考图1，图中示出了接入点112b、计算机110a、耳机114a、路由器130、互联网132和网络服务器134。计算机或主设备110a可包括无线电111a、短距离无线电111b、主处理器111c和主存储器111d。图中还示出了无线电111a和接入点112b之间的无线连接以及短距离无线电111b和耳机114a之间的短距离无线连接。

通常来说，计算和通信设备可包括使用多无线通信标准进行通信的硬件和软件。例如，无线电111a可适用于移动通信标准。无线电111a和短距离无线电111b同时活跃的情形也可能存在。例如，为了从网络服务器134上接收流媒体内容，计算机或主设备110a的用户需要访问互联网132。因此，用户可在计算机110a和接入点112b之间建立无线连接。一旦建立该连接，通过路由器130、接入点112b和无线连接可接收来自网络服务器134的流媒体内容，然后由计算机或主设备110a接收。

计算机110a的用户进一步需要在耳机114a上收听流媒体内容的音频部分。因此，计算机110a的用户可与耳机114a建立短距离无线连接。一旦建立短距离无线连接，启用计算机上适当的配置，耳机114a便可接收流媒体内容的音频部分。在这种高级通信系统集成于或设计于主设备110a中的情形下，射频(RF)生成可支持快速切换(fast-switching)，以支持多个通信标准和/或高级宽带系统，例如超宽带(UWB)无线电。短距离通信的其它应用可以是无线高清电视(W-HDTV)，例如从机顶盒到视频显示器。W-HDTV需要以大宽带通信技术获得的高数据速率，例如UWB和/或60-GHz通信。

图2A是根据本发明的实施例的典型的频率转换混频器的电路原理图。参考图2A，图中示出了FET202、204、206及微带208。图中还示出了输入信号VIN、FET202的漏源电压VDS、电流I1、本地振荡器输入信号fLO和-fLO、输出信号VO+和VO-、DC偏置电压VBB。

FET202的漏极可通讯连接到微带208和FET204、206的源极。FET202的源极可通讯连接到地。

图2A的电路用于将输入信号VIN与本地振荡器信号fLO混合，并产生VO+和VO-上的差分输出信号。输入信号VIN可以是射频(RF)信号，例如，VIN＝V_B+s(t)cos(w₀t)，其中V_B是DC偏置电压成分，s(t)是信息承载(information-bearing)基带或中间频率信号，w₀是RF信号VIN的角载波频率。本地振荡器是正弦曲线fLO＝Acos(w_LOt)，或基频为W_LO的方波。微带208包括适当的逻辑、电路和/或代码，用于生产可编程的频变(frequency-dependent)阻抗。例如，对于低频和高频，微带208可具有非常小的阻抗，而在某个中间频率w_μ上可具有非常大的阻抗。在中心频率w_μ周围的频率窄带中，微带208可具有大阻抗。FET204和206实质上是用作开关器件，图2B将作更多的细节描述。fLO的信号振幅比用于将FET204和206从导通转换到关断的电压要大很多，反之亦然。在这些情形下，FET开关器件204和206在特定时间下处于相反的状态。例如，当FET206相当于打开的开关时，FET204相当于关闭的开关，反之亦然。由FET204和FET206产生的开关可在任何特定的时间使电流I1从VO+流过FET204，或从VO-流过FET206。

DC电压VBB用于偏置图2A所示的电路。因此，如上所述，微带208在低频上具有非常低的阻抗，对于偏置电压VBB，微带208上几乎没有电压降，FET202的漏极将被DC偏置到近似VBB。

图2B是根据本发明的实施例的示出频率转换混频器的功能的小信号等效电路的原理图。参考图2B，图中示出了FET小信号模型202、FEG模型204和206。FET小信号模型202可以是图2A所示的FET202的模型，FET模型204和206可以分别是图2A所示的FET204和206的模型。FET小信号模型202包括电流源202a和输出阻抗202b。FET模型204包括阻抗204a和开关204b。FET模型206包括阻抗206a和开关206b。图中还示出了微带208和阻抗210、212。图中还示出了输入电压Vin，该电压是VIN的小信号成分，例如，Vin＝s(t)cos(w₀t)。图中还示出了小信号电压Vds、小信号电流i1、本地振荡器信号fLO和-fLO、以及小信号输出信号Vo+和Vo-。

阻抗210和212可以不用通讯连接到该电路，在此仅作为示例性目的在图中示出，因此用虚线连接表示。阻抗210和212可表示进一步的混频级或差分信号放大器。

FET202产生电流源202a中的电流gm·Vin＝gm·cos(w₀t)，作为输入电压Vin的函数。因此，电流i1可以是输入电压Vin的函数。如FET模型204、206所示以及图2A中所述，FET204和206可作为开关，分别具有串联的输出阻抗204a和206a。因为FET204由fLO控制，FET206由-fLO控制，所以在任何特定时间下，当开关206b导通时，开关204b则关断，反之亦然。图2所示的混频器的输出信号可由差分信号V_o＝(V_o+)-(V_o-)给出。因为电流i1交替流过FET204或FET206，所以输出电压Vo有效值为±Vds，取决于哪个FET是活跃的。因此，输出电压Vo可以为Vds，其极性随FET204和206的开关转换的速率进行翻转。FET204和206的开关转换由频率fLO决定。因此，差分输出信号Vo有效地与输入信号Vin成比例，乘以基频w_LO的双极方波。因此，以下关系式可近似地给出输出信号Vo，其中假设微带208具有恒定的与频率无关的阻抗：

$\mathrm{Vo}\∝i1\·\mathrm{Zload}\∝\mathrm{gm}\·\mathrm{Vin}\·\mathrm{fLO}\·\mathrm{Zload}=\mathrm{gm}\·\cos \left(w_{0}t\right)\·\frac{4A}{\mathrm{\π}}\left[\underset{k=1}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{(-1)}^{k-1}}{2k-1}\cos \left((2k-1)w_{\mathrm{LO}}t\right)\right]\mathrm{Zload}$

$=\frac{4A}{\mathrm{\π}}\mathrm{gm}[\frac{1}{2}\cos (w_{0}t+w_{\mathrm{LO}}t)+\frac{1}{2}\cos (w_{0}t-w_{\mathrm{LO}}t)+\cos \left(w_{0}t\right)\·\left[\underset{k=2}{\overset{\∞}{\mathrm{\Σ}}}\frac{{(-1)}^{k-1}}{2k-1}\cos \left((2k-1)w_{\mathrm{LO}}t\right)\right]]\mathrm{Zload}$

(1)

其中双极方波写成其傅立叶级数展开(Fourier series expansion)的形式。

因此，如上面的等式所示，输出信号包括输入频率w₀和本地振荡器频率w_LO的和与差，加上各种其它可不需要的频率成分。在频率混合器需要向下转换接收信号的情形下，所需信号成分为包含cos(w_0t-w_LOt)的成分。在频率混合器需要向上转换接收信号的情形下，所需信号成分为包含cos(w₀t+w_LOt)的成分。

微带208用于滤除等式(1)中不需要的信号成分。如上所述，在微带208是与频率无关的非零阻抗的情形下，等式(1)中的信号近似正确。然而，在微带208被调谐到w_μ的频率周围的窄带中，微带208的阻抗明显大于零。在微带208被调谐到w_μ＝w₀-w_LO的情形下，对于任何异于w_μ的频率，微带208实质上相当于零阻抗(短路)。在该情形下，在频率上充分远离w_μ的等式(1)中的任何信号成分可短接到地，因为对于这些频率，微带208的阻抗Z为零。在这些情形下，由于控制信号fLO和-fLO，电流仍流过FET204和FET206。然而，流过FET204和206的电流方向相反，因而产生的电位Vo＝(Vo+)-(Vo-)＝0。因此，在w_μ上所需的频率成分是来自等式(1)中的唯一频率成分，其产生差分输出信号Vo的贡献值。因此，考虑到微带208的频率特性，当w_μ＝w₀-w_LO时，通过以下关系式得到最终输出电压：

$\mathrm{Vo}{|}_{w_{\mathrm{\μ}}\≈w_0-w_{\mathrm{LO}}}\∝\frac{2A}{\mathrm{\π}}\mathrm{gm}\left[\cos (w_{0}t-w_{\mathrm{LO}}t)\right]\mathrm{Zload}$

除了得到所需频率成分的精确滤波，因为DC偏置点保持稳定，微带208的使用更加有利。

图3A是根据本发明的实施例的微带带通滤波器的横截面的示意图。参考图3A，图中示出了微带带通滤波器(MS-BPF)320。MS-BPF320包括钝化层301、信号导线303、接地层305、氧化物层307和衬底309。

钝化层301包括氧化物、氮化物或其它提供可信号导线303、接地层305与衬底309上其它电路之间的电隔离的绝缘层。钝化层301为MS-BPF320的下层(underlying layer)提供相对环境因素的保护。另外，基于钝化层301的介电常数以及在导线之间出现的电场效应，可对钝化层301进行选择。

信号导线303包括嵌入在氧化物层307中的金属迹线。在本发明的另一实施例中，信号导线303包括聚硅(poly-silicon)或其它传导材料。信号导线303和接地层305之间的隔离和电位可决定其中产生的电场。另外，氧化物307的介电常数也可决定信号导线303和接地层305之间的电场。

氧化物307包括SiO₂或其它可在信号导线303与接地层305之间提供高阻抗绝缘层的氧化金属。另外，氧化层307可提供一种装置，用于通过选择具有合适的介电常数的氧化物金属来配置信号导线302和接地层205之间的电场。

衬底309包括半导体或为MS-BPF320提供机械支持的绝缘材料，以及其它的集成器件。衬底309包括Si、GaAs、蓝宝石、1nP、GaO、ZnO、CdTe、CdZnTe和/或Al₂O₃，或其它的适合集成微带结构的衬底材料。

在运作中，AC信号被施加到信号导线303和接地层305上。在本发明中，导线303和接地层305之间的间隔以及导线的布线产生用于滤波目的特别是带通滤波目的的电感和电容。另外，可编程阻抗可连接在MS-BFP320中的微带器件上来调节中心频率和带宽，这将参考图3B作进一步的描述。

图3B是根据本发明的实施例的典型微带带通滤波器的模块图。参考图3C，图中示出了微带带通滤波器350，包括3个谐振器部分340、360、380、输入耦合器313和输出耦合器315。每个谐振器部分340、360、380包括信号导线303的布线。另外，图中示出了可编程阻抗Z₁₂、Z₂₃和Z₁₃。信号导线303的布线是一个典型的实施例。本发明并不限于这种类型的结构，许多布线形式可用于创建带通滤波器。改变布线形状，便会改变MS-BPF350的频率响应。按照这种方式，通过对信号导线303的设计，频率响应可被调谐到特定的范围，通过调节可编程阻抗Z₁₂、Z₂₃和Z₁₃可获得精确的调谐。

信号导线303参见结合图3A的描述。可编程阻抗包括可编程地调节来修改MS-BPF350的中心频率和带宽的电感器和/或电容器。阻抗Z₁₂、Z₂₃和Z₁₃的数量和位置并不限于图3B所示的结构。因此，可在MS-BPF350中的多个位置使用多个阻抗。

输入和输出耦合器313和315包括感应头耦合，用于分别将信号传入和传出MS-BPF350。在本发明的其它实施例中，输入和输出耦合器313和315包括串联的电容耦合器。

在运作中，输入信号通过输入耦合器313传送到MS-BPF350。通过调节可编程阻抗Z₁₂、Z₂₃和Z₁₃可设定运作所需的频率。从输出耦合器315中传送出经滤波的输出信号。在本发明的另一实施例中，通过使用气隙将MS-BPF350的部分器件悬置于基底上，可以改变此结构的电容，同时调节带通滤波器频率。

图3C是根据本发明实施例的共面波导带通滤波器的横截面的示意图。参考图3C，图中示出了共面波导带通滤波器(CPW-BPF)300。CPW-BPF300包括钝化层301、信号导线303A、接地导线303B、氧化层307和衬底309。

钝化层301包括氧化物、氮化物或其它提供导线303A、303B与衬底309上其它电路之间的电隔离的绝缘层。钝化层301为CPW-BPF300的下层(underlying layer)提供相对环境因素的保护。另外，基于钝化层301的介电常数以及在导线之间出现的电场效应，可对钝化层301进行选择。

信号导线和接地导线303A和303B包括嵌入在氧化物层307中的金属迹线。在本发明的另一实施例中，导线包括聚硅或其它传导材料。信号导线303A和接地导线303B之间的隔离和电位，以及氧化物307的介电常数可决定其中产生的电场。

氧化物307包括SiO₂或其它可提供信号导线303A与接地导线303B之间的高阻抗绝缘层的氧化金属。另外，氧化层307可提供衬底309与导线303A、303B之间的高阻抗绝缘层。

衬底309包括半导体或为CPW-BPF300提供机械支持的绝缘材料，以及其它的集成器件。衬底309包括Si、GaAs、蓝宝石、1nP、GaO、ZnO、CdTe、CdZnTe和/或Al₂O₃，或其它的适合集成共面波导结构的衬底材料。

在运作中，AC信号被施加到信号导线303A和接地导线303B上。在本发明中，导线之间的间隔以及导线的布线产生用于滤波目的特别是带通滤波目的的电感和电容。另外，可编程阻抗可连接在CPW-BFP300中的共面波导器件上来调谐中心频率和带宽，这将参考图3D作进一步的描述。

图3D是根据本发明的实施例的共面波导带通滤波器的模块图。参考图3D，图中示出了共面波导带通滤波器325，包括嵌入在氧化层中并由参考图3C所述的钝化层覆盖的信号导线303A和接地导线303B。信号导线303A参见结合图3C进行的描述。信号导线303A和接地导线303B的布线形式仅是一个典型的实施例。本发明并不限于这种类型的结构，许多布线形式可用于创建带通滤波器。通过确定尺寸d₀-d₁₁的合适值，可将CPW-BPF325设计在特定的频率范围。

在运作中，输入信号在图3D中标记为“In”的正负输入端上被传送到CPW-BPF325。运作所需的频率由导线303A和303B的设计来设定。改变形状可改变CPW-BPF325的频率响应。按照这种方式，通过对信号导线303A和接地导线303B的设计，频率响应被调谐到特定的范围。通过调节该结构的尺寸可完成调谐，例如，通过将某些部件切换入或切换出该结构来实现。在本发明的另一实施例中，通过使用气隙将CPW-BPF325的部分器件悬置于衬底之上可完成调谐。通过使用压电或静电手段来调节该气隙，可改变该结构的电容，同时调节带通滤波器频率。经滤波的输出信号在图3D中标记为“Out”的正负输出上传送出CPW-BPF325。

根据本发明的实施例，一种在CMOS应用中使用微带切换电路的方法和系统包括通过在第一信号通路与第二信号通路之间切换与第一信号关联的第一电流i1，对第一信号进行频率转换，从第一信号V_IN中产生第二信号V_o，如图2A和图2B所示。通过微带滤波器(例如微带208)对切换的第一电流进行滤波，该微带滤波器已被调谐到经频率转换的第一信号的所需频率成分，例如和或或差成分，第二信号便可从第一信号通路Vo+和第二信号通路Vo-的电压差中产生。

微带滤波器是可编程的带通滤波器(如图3B所述)或可编程的阻带滤波器，通过调谐微带滤波器的中心频率可调谐微带滤波器，如图3B所示。通过调节微带滤波器的电容和/或电感可设定中心频率，如图3A、图3B、图3C和图3D所述。微带的带宽可以被设定。微带滤波器包括可编程共面波导滤波器，通过调节可编程共面波导滤波器的电容和/或电感可设定其中心频率。可编程共面波导滤波器的带宽可以被设定。

本发明的另一实施例提供了一种机读存储器，其中存储了具有由机器执行的至少一段代码的计算机程序，从而使机器执行如上所述的在CMOS应用中使用微带切换电路的方法的各步骤。

因此，本发明可以用硬件、软件或者硬件和软件的组合实现。本发明可以在至少一个计算机系统的集中模式下实现，或者在分布式模式下实现，在所述分布式模式下，不同组件分布在几个互联的计算机系统中。采用任何适用于执行本发明介绍的方法的计算机系统或者其他设备都是合适的。一种硬件、软件和固件的典型组合是具有计算机程序的通用计算机系统，当程序被加载和执行时，控制所述计算机系统以使其执行本申请描述的方法。

本发明还可以嵌入到计算机程序产品内，所述计算机程序包含能够实现本发明方法的全部特征，当其安装到计算机系统中时，通过运行，可以实现本发明的方法。本文件中的计算机程序所指的是：可以采用任何程序语言、代码或符号编写的一组指令的任何表达式，该指令组使系统具有信息处理能力，以直接实现特定功能，或在进行下述一个或两个步骤之后实现特定功能：a)转换成其它语言、编码或符号；b)以不同的格式再现。然而，本领域技术人员能够理解的计算机程序的其它含义也被本发明所包含。

虽然本发明是通过几个具体实施例进行说明的，本领域技术人员应当明白，在不脱离本发明范围的情况下，还可以对本发明进行各种变换及等同替代。另外，针对特定情形或具体情况，可以对本发明做各种修改，而不脱离本发明的范围。因此，本发明不局限于所公开的具体实施例，而应当包括落入本发明权利要求范围内的全部实施方式。

Claims (4)

1.一种处理通信信号的方法，其特征在于，所述方法包括通过以下步骤从第一信号中产生第二信号：

通过在第一信号通路和第二信号通路之间切换与所述第一信号关联的第一电流，对所述第一信号进行频率转换；

通过被调谐到所述经频率转换的第一信号的所需频率成分的微带滤波器对所述切换的第一电流进行滤波；从所述第一信号通路和所述第二信号通路之间的电压差中产生第二信号；

其中，所述微带滤波器为可编程阻带滤波器;所述可编程阻带滤波器包括可编程阻抗；

所述微带滤波器被调谐到谐振频率；通过设定所述微带滤波器的中心频率来调谐所述谐振频率；

对于低频和高频，所述微带滤波器具有小阻抗，在所述中心频率周围的频率窄带中，所述微带滤波器具有大阻抗；

所述方法进一步包括设定所述微带滤波器的带宽；所述方法进一步包括向所述微带滤波器施加DC偏置电压；

所述微带滤波器的一端连接到所述第一信号通路的一端以及所述第二信号通路的一端，所述微带滤波器的另一端连接所述DC偏置电压。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括调节所述微带滤波器的电容以设定所述中心频率。

3.根据权利要求1所述的方法，其特征在于，所述方法包括调节所述微带滤波器的电感以设定所述中心频率。

4.一种处理通信信号的系统，其特征在于，所述系统用于从第一信号（VIN）中产生第二信号，所述系统包括：

第一场效应管（202），所述第一场效应管（202）的栅极接收所述第一信号（VIN），所述第一场效应管（202）的源极接地；

用作第一开关并形成第一信号通路的第二场效应管（204），所述第二场效应管（204）的栅极接收本地振荡器信号，所述第二场效应管（204）的源极耦合到所述第一场效应管（202）的漏极；

用作第二开关及形成第二信号通路的第三场效应管（206），所述第三场效应管（206）的栅极接收所述本地振荡信号的逆向信号，所述第三场效应管（206）的源极耦合到所述第一场效应管（202）的漏极；以及

微带滤波器（208），所述微带滤波器（208）的一端连接到所述第一场效应管（202）的漏极、所述第二场效应管（204）的源极以及所述第三场效应管（206）的源极，所述微带滤波器（208）的另一端连接DC偏置电压；其中，

通过在所述第一信号通路和所述第二信号通路之间切换与所述第一信号（VIN）关联的第一电流（I1），对所述第一信号（VIN）进行频率转换，所述微带滤波器（208）被调谐到所述经频率转换的第一信号（VIN）的所需频率成分以对所述第二场效应管（204）和所述第三场效应管（206）切换的第一电流（I1）进行滤波；

所述微带滤波器（208）为可编程阻带滤波器；所述可编程阻带滤波器包括可编程阻抗；

所述微带滤波器（208）被调谐到谐振频率，通过设定所述微带滤波器（208）的中心频率来调谐所述谐振频率；

所述微带滤波器（208）具有带宽，对于低频和高频，所述微带滤波器具有小阻抗，在所述中心频率周围的频率窄带中，所述微带滤波器具有大阻抗；

其中，所述第二信号为所述第二场效应管（204）的漏极电压（VO+）与所述第三场效应管（206）的漏极电压（VO-）之间的差分输出信号。

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