JP4314475B2 - IC for receiver - Google Patents
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Description
この発明は、受信機用ICおよびAGC回路に関する。 The present invention relates to a receiver IC and an AGC circuit.
スーパーヘテロダイン方式の受信機として、局部発振周波数を受信周波数に近づけることにより、中間周波数を受信周波数に比べてかなり低くした、いわゆるローIF方式のものがある。また、局部発振周波数を受信周波数に等しくすることにより、中間周波数をゼロとした、いわゆるダイレクトコンバージョン方式のものもある。これらの受信機は、受信信号を互いに直交する1対の中間周波信号に周波数変換するとともに、位相処理によりイメージ特性を改善している。 As a superheterodyne receiver, there is a so-called low IF receiver in which the intermediate frequency is made considerably lower than the reception frequency by bringing the local oscillation frequency close to the reception frequency. There is also a so-called direct conversion system in which the intermediate frequency is made zero by making the local oscillation frequency equal to the reception frequency. These receivers convert the received signal into a pair of intermediate frequency signals orthogonal to each other and improve image characteristics by phase processing.
図5は、ローIF方式の受信機の一例を示す。すなわち、電子同調方式のアンテナ同調回路11から目的とする受信周波数の受信信号SRXが取り出され、この受信信号SRXが高周波アンプ12を通じて1対のミキサ回路13A、13Bに供給される。
FIG. 5 shows an example of a low-IF receiver. That is, a reception signal SRX having a target reception frequency is taken out from the electronic tuning antenna tuning circuit 11, and this reception signal SRX is supplied to the pair of
また、局部発振回路31がPLLにより構成され、受信信号SRXの周波数に近い周波数(例えば、中波放送の受信時には、55kHzだけ高い周波数)で、位相が互いに90°異なる2つの信号SLOA、SLOBが形成され、この信号SLOA、SLOBがミキサ回路13A、13Bに局部発振信号として供給される。
In addition, the
こうして、ミキサ回路13A、13Bにおいて、受信信号SRXは、局部発振信号SLOA、SLOBにより1対の中間周波信号SIFA、SIFBに周波数変換される。この場合、中間周波信号SIFA、SIFBには、目的とする受信周波数の信号成分(本来の信号成分)と、イメージ周波数の信号成分とが含まれるが、以後の説明においては、簡単のため、目的とする受信周波数の信号成分を中間周波信号SIFA、SIFBと呼び、イメージ周波数の信号成分をイメージ成分と呼ぶことにする。
Thus, in the
そして、局部発振信号SLOA、SLOBは互いに90°の位相差を有しているので、中間周波信号SIFA、SIFBは90°の位相差となって直交し、イメージ成分は、中間周波信号SIFA、SIFBとは逆の関係で90°の位相差となって直交する。 Since the local oscillation signals SLOA and SLOB have a phase difference of 90 °, the intermediate frequency signals SIFA and SIFB are orthogonal with a phase difference of 90 °, and the image components are the intermediate frequency signals SIFA and SIFB. It is orthogonal with a phase difference of 90 ° in the opposite relationship.
また、局部発振回路31を構成するPLLから、そのPLLのVCO(図示せず)の可変容量ダイオードに供給される制御電圧の一部が取り出され、この制御電圧が同調回路11に同調電圧として供給され、受信信号SRXに対する同調が実現される。
Further, a part of the control voltage supplied to the variable capacitance diode of the VCO (not shown) of the PLL is extracted from the PLL constituting the
そして、ミキサ回路13A、13Bからの中間周波信号SIFA、SIFBが、振幅位相補正回路14に供給されて中間周波信号SIFA、SIFBの相対的な振幅誤差および位相誤差が補正され、この誤差の補正された中間周波信号SIFA、SIFBがバンドパスフィルタ15A、15Bを通じて移相回路16A、16Bに供給され、例えば、中間周波信号SIFA、SIFBが同相となり、かつ、イメージ成分が逆相となるように移相される。そして、この移相後の中間周波信号SIFA、SIFBが演算回路17に供給されて加算され、演算回路17からは、イメージ成分が相殺された中間周波信号SIFが取り出される。
Then, the intermediate frequency signals SIFA and SIFB from the
続いて、この中間周波信号SIFが、中間周波用のアンプ18およびバンドパスフィルタ19を通じてデジタル処理回路20に供給され、A/D変換されるとともに、受信信号SRXのフォーマットに対応した所定のデジタル処理が実行され、オーディオ信号L、Rが取り出される。
Subsequently, the intermediate frequency signal SIF is supplied to the
また、アンプ12、18が可変利得アンプとされるとともに、バンドパスフィルタ19から中間周波信号SIFの一部がAGC電圧形成回路32に供給されてAGC電圧VAGCが形成され、このAGC電圧VAGCがアンプ18に利得の制御信号として供給され、中間周波段についてAGCが行われる。さらに、AGC電圧VAGCが加算回路34を通じて高周波アンプ12にその利得の制御信号として供給され、高周波段についてAGCが行われる。
The
また、ミキサ回路13A、13Bから出力される中間周波信号SIFA、SIFBが過入力用のAGC電圧形成回路33に供給され、妨害波などにより受信レベルが規定値以上になったときにAGC電圧VOLが形成され、このAGC電圧VOLが加算回路34を通じて高周波アンプ12に利得の制御信号として供給され、高周波段について遅延AGCが行われる。
Further, the intermediate frequency signals SIFA and SIFB output from the
なお、以上の受信回路は、同調回路11およびPLL31の共振回路を除いて1チップICにIC化される。
The above receiving circuit is integrated into a one-chip IC except for the tuning circuit 11 and the resonance circuit of the
さらに、システム制御回路としてマイクロコンピュータ40が設けられ、このマイクロコンピュータ40には、選局スイッチなどの操作スイッチ41が接続される。そして、スイッチ41を操作すると、マイクロコンピュータ40から局部発振回路31に所定の制御信号が供給されて局部発振信号SLOA、SLOBの発振周波数が変更され、受信周波数が変更される。
Further, a
また、例えば電源の投入時、マイクロコンピュータ40から補正回路14に補正制御信号が供給され、上述のように演算回路17において中間周波信号SIFA、SIFBに含まれるイメージ成分が逆相同振幅となって相殺されるように、振幅位相補正回路14が制御される。
Further, for example, when the power is turned on, a correction control signal is supplied from the
以上が、ローIF方式の受信機の一例である。そして、これはAGCをアナログ処理により行った場合である。 The above is an example of a low-IF receiver. This is a case where AGC is performed by analog processing.
図6は、AGCをデジタル処理により行う場合の一例を示す。すなわち、この例においても、受信系は図5と同様に構成される。そして、デジタル処理回路20において、これに供給された中間周波信号SIFからAGC電圧VAGCが形成されるとともに、AGC電圧形成回路33の出力電圧がデジタル処理回路20に供給される。こうして、デジタル処理回路20において、AGC電圧VAGC、VOLがデジタル処理により形成され、これらAGC電圧VAGC、VOLがアンプ18、12に利得の制御信号として供給される。
FIG. 6 shows an example in which AGC is performed by digital processing. That is, also in this example, the receiving system is configured in the same manner as in FIG. In the
なお、先行技術文献として例えば以下のものがある。
図5に示す受信機においては、デジタル処理回路20に供給される中間周波信号SIFの振幅が一定となるように、AGC電圧VAGCによりアンプ12、18の利得が制御される。また、規定値以上の妨害波を受信したとき、AGC電圧VOLによりアンプ12の利得が制御されて妨害波の信号成分が抑圧される。
In the receiver shown in FIG. 5, the gains of the
しかし、受信状況によっては上記のAGC動作に関係なくユーザのマニュアル操作で高周波段(高周波アンプ12)の利得を小さくしたい場合がある。このような場合には、マニュアル操作により変化する制御電圧をAGC電圧VOLに重畳して高周波アンプ12の利得を小さくしたり、高周波アンプ12の前段に可変アッテネータ回路を設けるとともに、その可変アッテネータ回路を外部から制御して高周波段の利得を小さくしたりしている。
However, depending on the reception situation, there is a case where it is desired to reduce the gain of the high frequency stage (high frequency amplifier 12) by the user's manual operation regardless of the AGC operation. In such a case, a control voltage that is changed by manual operation is superimposed on the AGC voltage VOL to reduce the gain of the high-
この発明は、スーパーヘテロダイン方式の受信機用ICにおいて、高周波段に対して、AGCができるとともに、マニュアル操作による利得の制御ができるようにするものである。In the superheterodyne receiver IC, an AGC can be performed for a high-frequency stage and a gain can be controlled manually.
また、高周波段に対して、マニュアル操作による利得の制御を必要としない受信機と、必要とする受信機とのどちらにも使用することができるとともに、マニュアル操作による利得の制御のために外部端子を追加する必要のないICを提供しようとするものである。In addition, it can be used for both high-frequency receivers that do not require manual gain control and receivers that require it, and external terminals for manual gain control. It is intended to provide an IC that does not need to be added.
この発明においては、
スーパーヘテロダイン方式の受信機用ICであって、
受信信号を局部発振信号により中間周波信号に周波数変換して出力するミキサ回路と、
上記受信信号の振幅を変更する可変利得回路と、
上記中間周波信号のレベルを所定の基準電圧と比較して上記中間周波信号のうちの上記基準電圧を越える波形部分について、そのピーク値を検出するピーク値検出回路と、
このピーク値検出回路の検出出力が供給されるボルテージフォロワと、
このボルテージフォロワの出力端に接続された抵抗器と、
上記ボルテージフォロワの出力端に接続されるとともに、充放電用のコンデンサが接続される外部端子と、
この外部端子に得られる電圧を上記可変利得回路に、その利得の制御信号として供給するアンプと
が一体にIC化され、
上記ボルテージフォロワは、
上記ピーク値検出回路の検出出力が供給されるオペアンプと、
このオペアンプの出力が供給されるエミッタフォロワのトランジスタと
を有し、
上記抵抗器が上記トランジスタのエミッタにその負荷として接続されるとともに、
上記トランジスタの出力が上記オペアンプに負帰還されて
構成され、
上記ピーク値検出回路の検出出力が上記ボルテージフォロワを通じて上記コンデンサを充電するとともに、このコンデンサの充電電圧が上記抵抗器を通じて放電され、
この充電および放電により上記外部端子に得られる電圧が、上記アンプを通じて上記可変利得回路にその制御信号として供給されて上記受信信号に対してAGCが行われ、
上記外部端子にマニュアル操作に基づく制御電圧が供給されたとき、この制御電圧が、上記アンプを通じて上記可変利得回路にその制御信号として供給されて上記受信信号の振幅が制御される
ようにした受信機用IC
とするものである。
In this invention,
Super heterodyne receiver IC,
A mixer circuit that converts a received signal into an intermediate frequency signal by a local oscillation signal and outputs the intermediate signal;
A variable gain circuit for changing the amplitude of the received signal;
A peak value detection circuit for comparing a level of the intermediate frequency signal with a predetermined reference voltage and detecting a peak value of a waveform portion exceeding the reference voltage in the intermediate frequency signal ;
A voltage follower to which the detection output of the peak value detection circuit is supplied;
A resistor connected to the output of this voltage follower;
An external terminal connected to the output terminal of the voltage follower and connected to a charge / discharge capacitor;
An amplifier that supplies the voltage obtained at the external terminal to the variable gain circuit as a control signal for the gain is integrated into an IC.
The voltage follower is
An operational amplifier to which the detection output of the peak value detection circuit is supplied;
The emitter follower transistor to which the output of this operational amplifier is supplied
Have
The resistor is connected to the emitter of the transistor as its load;
The output of the transistor is negatively fed back to the operational amplifier.
Configured,
The detection output of the peak value detection circuit charges the capacitor through the voltage follower, and the charging voltage of the capacitor is discharged through the resistor.
The voltage obtained at the external terminal by this charging and discharging is supplied as a control signal to the variable gain circuit through the amplifier, and AGC is performed on the received signal,
When a control voltage based on a manual operation is supplied to the external terminal, the control voltage is supplied as a control signal to the variable gain circuit through the amplifier so that the amplitude of the reception signal is controlled. IC
It is what.
この発明によれば、受信機にとって重要なAGCの動作を多様に選択することでき、受信性能が向上する。また、より広い制御形態を採ることができ、さまざまな受信状況に対応しやすい。さらに、外部からマニュアル操作で利得を制御できる。 According to the present invention, it is possible to select various AGC operations important for the receiver and improve the reception performance. Moreover, a wider control form can be taken and it is easy to respond to various reception situations. Furthermore, the gain can be controlled manually from the outside.
図1は、この発明によるAGC回路の一形態を示し、鎖線で囲った部分が1チップICにIC化されるものである。なお、受信系は、図5により説明したように構成される。 FIG. 1 shows an embodiment of an AGC circuit according to the present invention, in which a portion surrounded by a chain line is integrated into a one-chip IC. The reception system is configured as described with reference to FIG.
このICにおいては、AGC電圧形成回路33が、1対のピーク値検出回路33A、33Bと、ローパスフィルタ331と、ボルテージフォロワ332とから構成される。すなわち、ミキサ回路13A、13Bから出力される中間周波信号SIFA、SIFBがピーク値検出回路33A、33Bに供給されるとともに、基準電圧VREFが検出回路33A、33Bに供給され、検出回路33A、33Bからは、中間周波信号SIFA、SIFBのうち、基準電圧VREFを越える波形部分について、そのピーク値を示す電圧VOLA、VOLBがピーク値検出電圧として取り出される。
In this IC, the AGC
そして、検出電圧VOLA、VOLBが、ローパスフィルタ331に供給されて加算されるとともに中間周波数成分が除去され、その出力電圧V31がオペアンプQ31の非反転入力端に供給される。このオペアンプQ31は、エミッタフォロワのトランジスタQ32とともにボルテージフォロワ332を構成しているものである。
The detection voltages VOLA and VOLB are supplied to and added to the low-
すなわち、オペアンプQ31の出力端がトランジスタQ32のベースに接続され、このトランジスタQ32のコレクタが電源端子T31に接続され、そのエミッタが抵抗器R32を通じて接地端子T33に接続されるとともに、オペアンプQ31の反転入力端に接続される。また、トランジスタQ32のエミッタに得られる電圧が、アンプ333を通じ、さらに、加算回路34を通じて高周波アンプ12にその利得の制御信号として供給される。
That is, the output terminal of the operational amplifier Q31 is connected to the base of the transistor Q32, the collector of the transistor Q32 is connected to the power supply terminal T31, the emitter thereof is connected to the ground terminal T33 through the resistor R32, and the inverting input of the operational amplifier Q31. Connected to the end. The voltage obtained at the emitter of the transistor Q32 is supplied as a gain control signal to the high-
さらに、トランジスタQ32のエミッタが外部端子T32に接続され、この端子T32と端子T33との間に、コンデンサC32が外付けされる。また、端子T31と端子T32との間にトランジスタQ33のコレクタ・エミッタ間が接続されるとともに、そのベースに可変の制御電圧VCTLが供給される。この制御電圧VCTLは、高周波アンプ12の利得をマニュアルで制御するための電圧であり、ユーザの操作により変更される。また、端子T31には、所定の電源電圧VCCが供給される。
Further, the emitter of the transistor Q32 is connected to the external terminal T32, and a capacitor C32 is externally connected between the terminal T32 and the terminal T33. Further, the collector and the emitter of the transistor Q33 are connected between the terminal T31 and the terminal T32, and a variable control voltage VCTL is supplied to the base thereof. The control voltage VCTL is a voltage for manually controlling the gain of the high-
なお、この例においては、高周波アンプ12は、図2に示すように、制御電圧(AGC電圧)が大きくなるほど利得が小さくなる可変利得アンプであるとする。
In this example, it is assumed that the
このような構成において、簡単のため、まず、トランジスタQ33がオフであるとする。そして、端子T32の電圧を値V32とすると、この電圧V32はオペアンプQ31の反転入力端の入力電圧でもある。 In such a configuration, for simplicity, it is first assumed that the transistor Q33 is off. When the voltage at the terminal T32 is a value V32, this voltage V32 is also the input voltage at the inverting input terminal of the operational amplifier Q31.
したがって、V31>V32のときには、トランジスタQ32がオンとなるので、コンデンサC32には、実線Aにより示すように、トランジスタQ32を通じて充電電流が流れる。この充電は、オンとなったトランジスタQ32を通じて行われるので、急速に行われることになり、その充電時定数は短い。 Therefore, when V31> V32, the transistor Q32 is turned on, so that a charging current flows through the capacitor Q32 through the transistor Q32 as shown by the solid line A. Since this charging is performed through the transistor Q32 that is turned on, it is performed rapidly, and its charging time constant is short.
また、逆にV31≦V32のときには、トランジスタQ32がオフとなるので、コンデンサC32の電荷は、破線Bにより示すように、抵抗器R32を通じて放電する。この放電時定数は、抵抗器R32(およびコンデンサC32)により決めることができ、上記の充電時定数よりも長くされる。 Conversely, when V31 ≦ V32, the transistor Q32 is turned off, so that the charge of the capacitor C32 is discharged through the resistor R32 as indicated by the broken line B. This discharge time constant can be determined by the resistor R32 (and the capacitor C32), and is longer than the above charge time constant.
こうして、端子T32の電圧V32は、ローパスフィルタ331の出力電圧V31に追従して変化するとともに、その変化のアタックタイムは短く、リリースタイムは長くなる。また、このとき、電圧V31は、中間周波信号SIFA、SIFBが基準電圧VREFよりも大きくなったときに出力される。
Thus, the voltage V32 at the terminal T32 changes following the output voltage V31 of the low-
したがって、この電圧V32はAGC電圧VOLにほかならず、アンプおよび加算回路34を通じて高周波アンプ12に供給されると、高周波アンプ12において遅延AGCが行われることなる。つまり、妨害波などにより受信レベルが規定値以上になったときにAGCが行われる。
Therefore, this voltage V32 is nothing but the AGC voltage VOL. When the voltage V32 is supplied to the high-
そして、図1のAGC回路においては、端子T32には、トランジスタQ33が接続されているとともに、そのベースには制御電圧VCTLが供給されている。したがって、VCTL>V32のときには、トランジスタQ33がオンとなって電圧VCTLによりコンデンサC32は充電され、V32=VCTLとなる。しかし、VCTL≦V32のときには、トランジスタQ33はオフとなるので、電圧VCTLは電圧V32に作用しない。 In the AGC circuit of FIG. 1, the transistor Q33 is connected to the terminal T32, and the control voltage VCTL is supplied to the base thereof. Therefore, when VCTL> V32, the transistor Q33 is turned on and the capacitor C32 is charged by the voltage VCTL, so that V32 = VCTL. However, when VCTL ≦ V32, the transistor Q33 is turned off, so that the voltage VCTL does not act on the voltage V32.
したがって、ユーザがマニュアル操作により制御電圧VCTLを大きくすれば(VCTL>V32とすれば)、妨害波の有無にかかわらず高周波アンプ12の利得を小さくすることができる。なお、このとき、トランジスタQ32から出力されて高周波アンプ12の利得を制御する電圧と、トランジスタQ33を通じて高周波アンプ12の利得を制御する電圧とでは、より利得を下げる電圧が優先される制御となる。
Therefore, if the user increases the control voltage VCTL by manual operation (VCTL> V32), the gain of the high-
こうして、図1のAGC回路によれば、高周波アンプ12に対してAGCを行うことができるとともに、マニュアル操作により高周波アンプ12の利得を小さくすることができる。
Thus, according to the AGC circuit of FIG. 1, AGC can be performed on the high-
そして、図1のICは、利得のマニュアル操作を必要としない受信機と、マニュアル操作を可能とする受信機とのどちらにも使用することができ、また、マニュアル操作を可能とする受信機では、トランジスタQ33および制御電圧VCTLを追加するだけでよい。しかも、端子T32は、AGCの時定数用のコンデンサC32を接続するために、もともと必要な端子であるから、利得のマニュアル操作のためにICに外部端子を追加する必要がない。 The IC of FIG. 1 can be used for both a receiver that does not require manual operation of gain and a receiver that allows manual operation, and in a receiver that allows manual operation. Only the transistor Q33 and the control voltage VCTL need be added. In addition, since the terminal T32 is originally necessary for connecting the capacitor C32 for the AGC time constant, it is not necessary to add an external terminal to the IC for manual operation of gain.
また、AGCによる利得制御と、マニュアル操作による利得制御とは、より利得を下げる制御が優先されるので、妨害波などに対して効果的に利得を下げることができる。例えば、最大の利得を制限しておき、その利得以下でAGCを行うことができる。 In addition, since gain control by AGC and gain control by manual operation are given priority to control for lowering gain, it is possible to effectively reduce gain with respect to interference waves and the like. For example, the maximum gain can be limited, and AGC can be performed below the gain.
図3に示すAGC回路においては、マニュアル操作による制御電圧VCTLを利得が1倍のアンプQ34を通じて端子T32に供給するようにした場合である。したがって、この場合には、常にマニュアル操作による利得制御が優先することになる。つまり、図1のICはアンプQ34を外付けすると、マニュアル操作により高周波段の利得を制御できる。 In the AGC circuit shown in FIG. 3, the control voltage VCTL by manual operation is supplied to the terminal T32 through the amplifier Q34 having a gain of 1. Therefore, in this case, gain control by manual operation always takes priority. That is, the IC of FIG. 1 can control the gain of the high frequency stage by manual operation when the amplifier Q34 is externally attached.
図4は、図5に示すようなアナログ処理のAGCと、図6に示すようなデジタル処理のAGCとのどちらにでも対応できるようにした場合である。すなわち、オペアンプQ31とICの接地ラインとの間にFET(Q35)のドレイン・ソース間が接続され、FET(Q35)がオンのときには、オペアンプQ31は有効に動作するが、FET(Q35)がオフのときには、オペアンプQ31の動作が停止するようにされる。 FIG. 4 shows a case where both analog processing AGC as shown in FIG. 5 and digital processing AGC as shown in FIG. 6 can be handled. In other words, the drain and source of the FET (Q35) are connected between the operational amplifier Q31 and the ground line of the IC. When the FET (Q35) is on, the operational amplifier Q31 operates effectively, but the FET (Q35) is off. In this case, the operation of the operational amplifier Q31 is stopped.
また、モード切り換え電圧VMDがICの外部端子T35に供給される。このモード切り換え電圧VMDは、アナログ処理のAGCを行うときには“H”となり、デジタル処理のAGCを行うときには“L”となるものである。このモード切り換え電圧VMDは、端子T35を通じてFET(Q35)のゲートに供給されるとともに、さらに、インバータQ36を通じてアンド回路Q37に供給される。また、ローパスフィルタ331の出力電圧V31もアンド回路Q37に供給され、アンド回路Q37の出力電圧V37が外部端子T34に取り出される。
Further, the mode switching voltage VMD is supplied to the external terminal T35 of the IC. The mode switching voltage VMD is “H” when analog processing AGC is performed, and is “L” when digital processing AGC is performed. The mode switching voltage VMD is supplied to the gate of the FET (Q35) through the terminal T35, and further supplied to the AND circuit Q37 through the inverter Q36. The output voltage V31 of the low-
そして、アナログ処理のAGCを行う場合には、破線で示すように、端子T32、T33にコンデンサC32を接続する。また、端子T32にアンプQ34を通じて制御電圧VCTLを供給する。さらに、モード切り換え電圧VMDを“H”にする。なお、端子T34の出力電圧V37は使用しない。 When analog processing AGC is performed, a capacitor C32 is connected to the terminals T32 and T33 as indicated by broken lines. Further, the control voltage VCTL is supplied to the terminal T32 through the amplifier Q34. Further, the mode switching voltage VMD is set to “H”. Note that the output voltage V37 of the terminal T34 is not used.
すると、VMD=“H”なので、FET(Q35)はオンとなり、オペアンプQ31は有効に動作する。したがって、このAGC回路は、図1のAGC回路と等しくなるので、上述のようにAGCが行われるとともに、制御電圧VCTLにより高周波アンプ12の利得を抑制することができる。
Then, since VMD = "H", the FET (Q35) is turned on, and the operational amplifier Q31 operates effectively. Therefore, since this AGC circuit is equal to the AGC circuit of FIG. 1, AGC is performed as described above, and the gain of the high-
一方、デジタル処理のAGCを行う場合には、マイクロコンピュータ40において、等価的に制御電圧VCTLおよびアンプQ34を実現するとともに、端子T34の出力電圧V37をマイクロコンピュータ40に制御電圧VCTLの制御信号として供給する。さらに、モード切り換え電圧VMDを“L”にする。なお、このとき、コンデンサC32は接続しない。
On the other hand, when performing AGC of digital processing, the
すると、FET(Q35)がオフになるので、オペアンプQ31が非動作状態となり、ローパスフィルタ331の出力電圧V31はトランジスタQ32からは取り出されなくなる。したがって、アナログ処理のAGCは行われなくなる。
Then, since the FET (Q35) is turned off, the operational amplifier Q31 is deactivated, and the output voltage V31 of the low-
そして、この場合、ローパスフィルタ331の出力電圧V31は、中間周波信号SIFA、SIFBの振幅が基準電圧VREFよりも大きいときに得られるのであるから、出力電圧V31は、妨害波が基準電圧VREFに対応する規定値よりも大きいか小さいかを示していることになる。そして、このとき、VMD=“L”なので、その出力電圧V31はアンド回路Q37を通じてマイクロコンピュータ40に供給されることになる。
In this case, since the output voltage V31 of the low-
すると、マイクロコンピュータ40は、V37(=V31)=“H”のときには、制御電圧VCTLを大きくしてAGC電圧VOLを大きくし、その結果、高周波アンプ12の利得を小さくする。そして、高周波アンプ12の利得が小さくなると、電圧V31が小さくなるが、これによりV37=“L”になると、マイクロコンピュータ40は、このときの制御電圧VCTLの大きさで、その値をホールドする。
Then, when V37 (= V31) = “H”, the
したがって、妨害波は基準電圧VREFに対応したレベルまで振幅が小さくなったことになり、妨害波による受信妨害が回避される。 Accordingly, the amplitude of the jamming wave is reduced to a level corresponding to the reference voltage VREF, and reception jamming due to the jamming wave is avoided.
なお、このときの応答の速度は、マイクロコンピュータ40のソフトウェア処理により任意にに設定することができ、妨害の変化速度に対応した最適な速度とすることができる。
The response speed at this time can be arbitrarily set by software processing of the
こうして、図4のAGC電圧形成回路33は、アナログ処理によるAGCにもデジタル処理によるAGCにも適用することができる。
Thus, the AGC
〔略語の一覧〕
AGC :Automatic Gain Control
FET :Field Effect Transistor
IC :Integrated Circuit
IF :Intermediate Frequency
PIN :Positive-Intrinsic-Negative
PLL :Phase Locked Loop
VCO :Voltage Controlled Oscillator
オペアンプ:Operational Amplifier
[List of abbreviations]
AGC: Automatic Gain Control
FET: Field Effect Transistor
IC: Integrated Circuit
IF: Intermediate Frequency
PIN: Positive-Intrinsic-Negative
PLL: Phase Locked Loop
VCO: Voltage Controlled Oscillator
Operational Amplifier: Operational Amplifier
12…高周波アンプ、13Aおよび13B…ミキサ回路、14…振幅位相補正回路、16Aおよび16B…移相回路、31…局部発振回路、32および33…AGC電圧形成回路、33Aおよび33B…ピーク値検出回路、40…マイクロコンピュータ、41…操作スイッチ
DESCRIPTION OF
Claims (2)
受信信号を局部発振信号により中間周波信号に周波数変換して出力するミキサ回路と、
上記受信信号の振幅を変更する可変利得回路と、
上記中間周波信号のレベルを所定の基準電圧と比較して上記中間周波信号のうちの上記基準電圧を越える波形部分について、そのピーク値を検出するピーク値検出回路と、
このピーク値検出回路の検出出力が供給されるボルテージフォロワと、
このボルテージフォロワの出力端に接続された抵抗器と、
上記ボルテージフォロワの出力端に接続されるとともに、充放電用のコンデンサが接続される外部端子と、
この外部端子に得られる電圧を上記可変利得回路に、その利得の制御信号として供給するアンプと
が一体にIC化され、
上記ボルテージフォロワは、
上記ピーク値検出回路の検出出力が供給されるオペアンプと、
このオペアンプの出力が供給されるエミッタフォロワのトランジスタと
を有し、
上記抵抗器が上記トランジスタのエミッタにその負荷として接続されるとともに、
上記トランジスタの出力が上記オペアンプに負帰還されて
構成され、
上記ピーク値検出回路の検出出力が上記ボルテージフォロワを通じて上記コンデンサを充電するとともに、このコンデンサの充電電圧が上記抵抗器を通じて放電され、
この充電および放電により上記外部端子に得られる電圧が、上記アンプを通じて上記可変利得回路にその制御信号として供給されて上記受信信号に対してAGCが行われ、
上記外部端子にマニュアル操作に基づく制御電圧が供給されたとき、この制御電圧が、上記アンプを通じて上記可変利得回路にその制御信号として供給されて上記受信信号の振幅が制御される
ようにした受信機用IC。 Super heterodyne receiver IC,
A mixer circuit that converts a received signal into an intermediate frequency signal by a local oscillation signal and outputs the intermediate signal;
A variable gain circuit for changing the amplitude of the received signal;
A peak value detection circuit for comparing a level of the intermediate frequency signal with a predetermined reference voltage and detecting a peak value of a waveform portion exceeding the reference voltage in the intermediate frequency signal ;
A voltage follower to which the detection output of the peak value detection circuit is supplied;
A resistor connected to the output of this voltage follower;
An external terminal connected to the output terminal of the voltage follower and connected to a charge / discharge capacitor;
An amplifier that supplies the voltage obtained at the external terminal to the variable gain circuit as a control signal for the gain is integrated into an IC.
The voltage follower is
An operational amplifier to which the detection output of the peak value detection circuit is supplied;
The emitter follower transistor to which the output of this operational amplifier is supplied
Have
The resistor is connected to the emitter of the transistor as its load;
The output of the transistor is negatively fed back to the operational amplifier.
Configured,
The detection output of the peak value detection circuit charges the capacitor through the voltage follower, and the charging voltage of the capacitor is discharged through the resistor.
The voltage obtained at the external terminal by this charging and discharging is supplied as a control signal to the variable gain circuit through the amplifier, and AGC is performed on the received signal,
When a control voltage based on a manual operation is supplied to the external terminal, the control voltage is supplied as a control signal to the variable gain circuit through the amplifier so that the amplitude of the reception signal is controlled. IC.
上記ボルテージフォロワの動作を制御するための第1の外部端子と、
上記ピーク値検出回路の検出出力を取り出すための第2の外部端子と
を有し、
上記外部端子に上記充放電用のコンデンサを接続するとともに、上記第1の外部端子を所定の一方のレベルとした場合には、
上記ボルテージフォロワの動作が許可され、
上記ピーク値検出回路の検出出力が上記ボルテージフォロワを通じて上記コンデンサを充電するとともに、このコンデンサの充電電圧が上記抵抗器を通じて放電され、
この充電および放電により上記外部端子得れる電圧が上記可変利得回路に制御信号として供給されて上記受信信号に対してAGCが行われ、
上記外部端子にマニュアル操作に基づく制御電圧が供給されたとき、この制御電圧が上記可変利得回路に制御信号として供給されて上記受信信号の振幅が制御され、
上記外部端子への上記充放電用のコンデンサを無接続するとともに、上記第1の外部端子を所定の他方のレベルとした場合には、
上記ボルテージフォロワの動作が禁止され、
上記第2の外部端子に出力される電圧に基づいて形成された制御電圧を上記外部端子に供給するとき、その制御電圧により上記受信信号に対してAGCが行われる
ようにした受信機用IC。 The receiver IC circuit according to claim 1,
A first external terminal for controlling the operation of the voltage follower;
A second external terminal for taking out the detection output of the peak value detection circuit;
Have
When the capacitor for charging / discharging is connected to the external terminal and the first external terminal is set to a predetermined one level,
Operation of the voltage follower is permitted,
The detection output of the peak value detection circuit charges the capacitor through the voltage follower, and the charging voltage of the capacitor is discharged through the resistor.
The voltage obtained from the external terminal by this charging and discharging is supplied as a control signal to the variable gain circuit, and AGC is performed on the received signal,
When a control voltage based on a manual operation is supplied to the external terminal, the control voltage is supplied as a control signal to the variable gain circuit to control the amplitude of the reception signal.
When not connecting the capacitor for charging / discharging to the external terminal and setting the first external terminal to the predetermined other level,
The operation of the voltage follower is prohibited,
A receiver IC in which AGC is performed on the received signal by the control voltage when a control voltage formed based on a voltage output to the second external terminal is supplied to the external terminal .
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