JP4302530B2

JP4302530B2 - 電力増幅器回路用動的バイアスコントローラ

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Publication number: JP4302530B2
Application number: JP2003572168A
Authority: JP
Inventors: ペルク、デーヴィッド
Original assignee: Ericsson Inc
Current assignee: Ericsson Inc
Priority date: 2002-02-21
Filing date: 2003-02-18
Publication date: 2009-07-29
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Description

セルラー電話機、携帯情報端末、無線で動作するコンピュータ、さらには、いわゆる「ユビキタスコンピューティング(pervasive computing)」装置を含むがそれに限定されない広範囲な各種異なる装置が使用されている無線通信装置は、現代の存在そのものである。これら装置の使い方と能力はかなり変わっており、本質的にいかなる無線通信装置の構成にも使われる１つまたは複数の基本的ビルディングブロックが、それぞれに含まれている。

たとえば、無線周波（RF）信号を送信できる無線装置は、決められた変調方式に従って無線周波信号を送信する何らかの形式の送信器回路を含む。電力増幅は、この信号を伝送する能力の基本部分である。一般に所望の送信信号は比較的低電力レベルで生成され、次にこの予め増幅された信号は、無線送信に適したレベルまで信号電力を上げるRF電力増幅器によって増幅される。セルラー電話のように、送信電力のレベルは厳重に制御されることが多い。

RF電力増幅器の出力電力を制御するには、増幅器のバイアス電圧を正確に制御することが必要である。すなわち、単一ステージ、マルチステージの如何を問わず、本質的にすべての電力増幅器回路はトランジスタを用いた増幅器として実現され、これらのトランジスタを用いた増幅器の出力電力の制御は、トランジスタの動作点の正確な制御を必要とする。

一般に印加されるバイアス電圧は、電力増幅器の動作点を確定する。事実、動作点を制御すると、トランジスタが線形モードで動作しているか、飽和モードで動作しているかによって影響が生じるが、携帯無線装置のバッテリ寿命を支配する電力増幅器の増幅率（amplification efficiency）に大きく影響する。公称値として決まっている（nominally）所定の大きさのバイアス電圧は、電力増幅器における所定のレベルのゼロ入力電流に対応するが、この電流は、電力増幅器の入力がRF電源から刺激された場合に電力増幅器の最終出力電力を設定するときの決定的要因である。理想的には、ゼロ入力電流に対応する公称レベルに対するバイアス電圧を簡単に設定できることであろう。残念ながら、半導体の製造プロセスの変動、温度、エージング、動作電圧およびその他のことを含む多数の変数が重なり合って、所定のバイアス電圧と、その結果生じる増幅器のゼロ入力電流との間の関係を変えてしまう。換言すると、所望のゼロ入力電流となるべきバイアス電圧を簡単に選択することはできず、一般に何らかの形式のバイアス電圧の校正、つまりバイアス電圧調整を採用する必要がある。

これらの校正を実行すると費用と複雑さが増すが、いくつかのケースで、とくに個々の電力増幅器(または全通信装置）が、バイアス電圧の適切な調整要因を決定するため、温度と電圧に関する特性を示している場合の製造側における費用と複雑さの増加は顕著である。一般にこの校正情報は、校正された装置の中の不揮発性メモリにロードされ、後の動作で使用される。

（発明の簡単な要約）
本発明は、送信動作の前に電力増幅器回路のバイアス電圧を動的に校正して、電力増幅器回路が所望のゼロ入力電流レベルにバイアスされていることを保証する方法と装置を提供する。多数の各種実施例の変形に支配されるとしても、本発明は、閉ループ制御手法を使用して発生したバイアス電圧を上下に調整して、ゼロ入力条件のもとで電力増幅器回路に流入する供給電流を、目標とするゼロ入力電流値にかなり一致させるバイアスコントローラを提供する。

バイアスコントローラに含めることができるタイミング機能は、バイアスコントローラの第１と第２の状態を制御する。第１の状態中にバイアスコントローラは、電力増幅器回路に流入する供給電流の測定または検出した値に基づいて、閉ループ制御のもとでバイアス電圧を制御する。したがって、第１の状態中にバイアスコントローラは、閉ループ制御を使用して、目標レベルのゼロ入力電流を達成するために必要なレベルにバイス電圧を調整する。或る決められた継続時間後、バイアスコントローラは第１の状態から第２の状態に遷移し、この時点でバイアスコントローラは電力増幅器回路に流入する供給電流のいかなる変化にも関係なく、バイアス電圧の調整されたレベルをロックまたは保持する。

動作する場合、第１の状態は、無線送信バーストの前のような、電力増幅器のゼロ入力条件中に発生するようになっている。バイアスコントローラが第１の状態から第２の状態に遷移すると、バイアスコントローラは、この調整されたバイアス電圧をロックまたは保持して、後続するすべての無線送信中にこのバイアス電圧の値を維持する。

いくつかの模範的な実施例におけるバイアスコントローラは、送信動作中に電力増幅器回路に供給電流を与える主要経路と独立であり、電力増幅器回路に流入する供給電流を測定する測定経路で構成される。このように、バイアスコントローラは、バイアス調整動作中に使用して、電力増幅器に流入する供給電流を感知するために使用する何らかの電流測定装置を主要供給経路にロードすることを回避する。

他の模範的な実施例におけるバイアスコントローラは、実際の供給電流に対して或る決められた比例関係をもつ基準電流を使用することができる。このような基準電流は、包絡線を消去し回復する（envelope-elimination-and-restoration：EER）用途に使用する電流変調器で使用される。「極（polar）」変調システムとも呼ばれるEERシステムにおける電力増幅器は、飽和モードの動作に対してバイアスがかけられる。包絡線の高さが一定の位相変調された（constant-envelope, phase-modulated）信号は電力増幅器の増幅入力に印加され、電力増幅器の供給端子は、振幅変調された供給電圧と供給電流、またはそのいずれかが供給される。電流変調が使用される場合、バイアスコントローラは、変調された供給電流のスケーリングされた基準として発生する基準電流を使用することができる。

この方法によれば、バイアス電圧調整制御ループ（bias voltage adjustment control loop）は、実際の電流を感知するのではなく、基準電流の感知に基づいて閉じられる。この場合も、この方法は、電力増幅器の供給電流経路の中に損失型（dissipative）構成要素を配置することを回避する。第１の動作状態中に供給電流と基準電流の振幅変調は一時停止され、RF信号は電力増幅器に印加されない。バイアスコントローラは、バイアスコントローラの調整動作中にこのゼロ入力条件を強制する何らかの入力変調信号から電流変調器を切り離すスイッチング要素を含むことができる。

特定の実施例とは関係なく、バイアスコントローラの閉ループ調整方法には、供給されたバイアス電圧と生じたゼロ入力電流との関係で各種変形が含まれるので、格納した校正情報と、温度または電圧をベースとしたバイアス調整トラッキングを消去する。すなわち、本発明のバイアスコントローラによれば、電力増幅器のゼロ入力供給電流を目標値に固定することを必要とする値は何かに対して、閉ループ制御のもとでバイアス電圧が調整される。

一般にバイアスコントローラは、電力増幅器のバイアス電圧調整動作中に電力増幅器回路に印加される供給電圧がゼロ入力供給電流レベルを高信頼度で設定するのに十分大きいことを保証する余地（accommodations）を含む。すなわち、バイポーラ接合トランジスタ増幅器のような何種類かの増幅器によれば、ゼロ入力供給電流レベルを高信頼度で設定するためにコレクタとエミッタ間の適当な電圧が必要である。電界効果トランジスタ（FET）は、バイアス電圧の設定中に維持されなければならないドレーン・ソース間電圧範囲を有するのが普通である。さらにバイアスコントローラは、第１の状態（調整）と第２の状態（送信動作）の電圧差はあまり顕著ではないので、誤差が２つの動作状態の間のゼロ入力電流レベルになることを保証するように動作する。

（発明の詳細な説明）
図１は、従来の無線通信装置１０で使用されるような電力増幅器にバイアスをかける方法を示している。装置１０は、デジタル信号処理プロセッサ（DSP）１４と協調動作して、フィルタ回路１８によってフィルタリングされ条件付けられた後の、アンテナアセンブリ１６からの受信信号を処理する送受信機１２を含む。送受信機１２もDSP１４と協調動作して、電力増幅器２０に入力される送信信号を発生する。電力増幅器２０による送信信号の増幅は、アンテナアセンブリ１６による送信に適切なRF出力信号を発生する。インピーダンス整合回路２２は、電力増幅器２０からのRF出力信号をアンテナアセンブリ１６に結合するために使用される。

一般に装置１０は、指定された送信電力、または少なくとも指定された範囲の出力電力でRF出力信号を送信するように要求される。代表的な電力増幅器によって得られるRF出力電力は、その電力増幅器の動作点によって決定される。図２は、入力RF電力と出力RF電力の間の関係を示す一般的なグラフである。バイアス制御は、電力増幅器の動作点を確定するために使用されており、図３は、代表的な電力増幅器回路の配列とバイアス電圧信号を受信するメカニズムを示している。

簡単にするため、電力増幅器２０は、コレクタがインダクタンスL1を介して供給電圧V_DDに結合されている入力供給端子３４に結合され、エミッタが端子３６を介して信号用接地に結合され、さらにベースがR1を介して端子３８に印加されるバイアス電圧に結合されたトランジスタQ₁を含む単一ステージトランジスタ増幅器として示されている。またベースは、端子３０に印加されるRF入力信号にコンデンサC1を介して交流（AC）で結合される。

動作する場合、バイアス電圧は端子３８に印加され、トランジスタ増幅器Q₁に流入するゼロ入力電流を確定してトランジスタの動作点を確定する。RF入力信号を印加すると、トランジスタQ₁は自己バイアスを開始するが、それにもかかわらずバイアス電圧V_BIASによって平均バイアス点が維持される。

電力増幅器を正しくバイアスするときに遭遇する難しさの１つは、所定のバイアス電圧と生じたゼロ入力電流との間の関係の不確定さに起因する。すなわち、同じタイプの電力増幅器回路の各種異なる試料に印加される同じバイアス電圧、あるいは、各種異なる温度で同じ増幅器に印加されるバイアス電圧によって生じるゼロ入力電流が変わることである。下の表１は、代表的なRF電力増幅器の増幅器ゼロ入力電流に対する出力電力の感度を示している。

表のデータから判るように、代表的な増幅器の電力利得は、ゼロ入力電流I_DQによってかなり変わる。その上、ゼロ入力電流が異なると増幅器の動作点が変わり、（たとえば、直線性のような）増幅特性の変化をもたらし、増幅器の隣接チャネル電力比（adjacent channel power ratio：ACPR）のパフォーマンスに影響を及ぼす。ACPRのパフォーマンスは重要である。何故ならば、代表的な無線通信システムにおいては、チャネル間隔が狭い通信チャネル周波数間のチャネル間（cross-channel）妨害を最小にすることが必要だからである。

上述のバイアス電圧に関する問題点を考えると、従来の装置１０では、いかにしてこれらの困難に対処しているかを理解するため、図１を再び参照する。この図の中で、ルックアップテーブル（LUT）またはメモリ２４の中に実現された何らかの同様な他のデータ構造体にDSP１４がアクセスすることは誰でも判るであろう。メモリ２４の中に格納されるデータは、電力増幅器のバイアス電圧に必要な、温度および（たとえば構成要素のエージングに起因するドリフト動作のような）潜在的には時間に関するばらつきと調整値に対する校正情報を含むとともに、各種装置の動作モードに対応して各種動作点のための複数組のデータを含むことができる。事実、所定のバイアス電圧の結果として生じたゼロ入力電流に影響する全変数の組は十分に複雑なので、個別化された校正データが集められて各装置１０のために格納される。いずれにしても、望まぬ時間の長さと労働量がしばしば単位制（on a per-unit basis）で使われ、必要な校正データを特徴づけてメモリ２４の中に格納することが頻繁に発生する。

図４は、本発明による模範的な通信装置５０を示している。ここで通信装置５０は、供給電流検出回路５４を含む模範的なバイアスコントローラ５２と、閉ループ制御回路５６を含む。通信装置５０は、電力増幅器６０、インピーダンス整合回路網６２、アンテナアセンブリ６４、送受信機６６さらにベースバンドプロセッサ６８をさらに含む。

動作する場合、バイアスコントローラ５２は、電力増幅器６０のゼロ入力電流を所望のゼロ入力電流値に設定するように調整されたバイアス電圧を電力増幅器６０に供給する。バイアスコントローラ５２のバイアス電圧調整動作は、バイアス電圧調整が電力増幅器６０のゼロ入力条件のもとで実行されるように、装置５０の送信動作に対して制御される。

電力増幅器６０は、送受信機６６からのRF入力信号（RF_IN）に応答してRF出力信号（RF_OUT）を発生する。RF_OUT信号は、インピーダンス整合回路網６２を介してアンテナアセンブリ６４に結合され、ここで送信信号として外部に放射される。無線送受信機６６は、ベースバンドプロセッサ６８と協調動作して所望の送信情報と、利用可能な変調プロトコル（たとえば、IS-１３６、GSMまたは他の無線通信規格）にしたがってRF_IN信号を発生する。

バイアス制御の点から見ると、ベースバンドプロセッサ６８はバイアスコントローラ５２と協調動作して、所望の目標値で電力増幅器６０に流入するゼロ入力電流を設定する調整されたバイアス電圧レベルを達成する。この実施例におけるベースバンドプロセッサ６８は、所望のゼロ入力電流値に比例してそれを代表する基準電圧V_IDQREFを発生、もしくは制御する。したがって、デジタル・アナログ変換回路を含むベースバンドプロセッサは、所望のゼロ入力電流値にしたがってV_IDQREFの大きさを制御する。バイアスコントローラ５２は、V_IDQREFと電力増幅器６０の中に流入する測定された供給電流（I_PA）とに応答して閉ループ制御を使用し、I_PAのゼロ入力電流値レベルを設定する。バイアス電圧V_BIASの適切な調整が得られると、バイアスコントローラ５２は、電力増幅器６０に流入する供給電流のいかなる変化にも関係なく、この電圧定数を保持する。

より詳細に説明すると、バイアスコントローラ５２は、第１の状態で動作し、ここでバイアス電圧V_BIASを動的に調整して、電力増幅器の供給電流I_PAに対する所望のゼロ入力電流を得た後、第２の状態に遷移し、ここでI_PAの変化に関係なく調整されたV_BIASのレベルを保持もしくは維持する。第１と第２の動作状態の間のバイアスコントローラ５２の遷移は、ベースバンドプロセッサ６８で発生するイネーブル信号（EN）によって制御される。後でより詳細に説明するように、ベースバンドプロセッサ６８は、無線送信動作の前にイネーブル信号を立ち上げるのが一般的である。すなわち、一般的にEN信号は送信動作の前に立ち上げられ、電力増幅器はゼロ入力条件に保持されている（RF電力は印加されていない）。バイアスコントローラ５２の中のタイミング機能は、イネーブル信号を継続時間の短い制御パルスに変換する。制御パルスが立ち上げられている間に、バイアスコントローラ５２は、閉ループによる調整をV_BIASに適用してI_PAの所望のゼロ入力電流値を取得し、パルスが立ち下がると、バイアスコントローラ５２は第２の状態に遷移し、ここでV_BIASの調整されたレベルを保持する。

図５は、バイアスコントローラ５２の模範的な実施例の詳細を示している。ここで閉ループ制御回路５６は、増幅器回路８０とトラック・アンド・ホールド回路８２を含む。増幅器回路８０は、V_IDQREFと、検出回路５４によって与えられる検出信号の差に基づいて誤差信号を発生する。この実施例における検出回路５４は、スイッチ８４の動作を介して電力増幅器６０の供給入力を供給電圧V_DDに選択的に結合する測定経路の中で直列に配置されている感知抵抗器R_Qを含む。スイッチ８４は単極双投（SPDT）スイッチとして描かれているが、このスイッチは、別々のスイッチで表現されても良いことを理解すべきである。いずれにしても、電力増幅器６０への供給電流I_PAは、スイッチ８４の動作によって測定経路または主要経路のいずれかを通って流れるが、これらの経路は、主要経路と測定経路の中で直列に配置された個別の電界効果トランジスタ（FET）を含むことができる。

主要経路と測定経路を選択的にイネーブルするためにとられる特定の方法に関係なく、バイアスコントローラ５２の動作の調整時間中に測定経路は回路に組み入れられる。すなわち、電力増幅器６０への供給電流I_PAは測定経路を通って流れるので、調整時間中は、感知抵抗器R_Qを通って流れる。その結果、検出信号は、電力増幅器６０に流入する供給電流I_PAの大きさに比例した大きさだけ、供給電圧V_DD以下である電圧信号を表す。何故ならば、感知抵抗器R_Qを通過する電流によって電圧降下がもたらされるからである。このように、誤差信号は、所望のまたは目標とするゼロ入力電流値に比較して電力増幅器６０に流入するゼロ入力電流の実際のレベルに応答する。

ワンショット装置でもよいパルス発生器８６は、ここで経路選択スイッチ８４とトラック・アンド・ホールド回路８２を駆動し、QCHKと呼ばれるバイアス校正制御パルスを発生する。以下、QCHK信号に応答するトラック・アンド・ホールド回路８２の動作を考察する。

イネーブル信号が立ち上げられると、パルス発生器８６は決められた時間中QCHKを立ち上げる。QCHKが立ち上げられる間に、トラック・アンド・ホールド回路８２はトラックモードで動作し、増幅器回路８０によって出力される誤差信号の関数としてバイアス電圧V_BIASを発生する。したがって、バイアス電圧V_BIASは第１の動作状態中に誤差信号の変化を追跡記録（track）してV_BIASの閉ループ調整を実行する。バイアス電圧V_BIASの大きさは電力増幅器６０に流入するゼロ入力電流I_PAの大きさを制御するのであるから、閉ループ制御メカニズムが確定されると、増幅器回路８０は、バイアス電圧V_BIASが上下いずれかに動いて、検出信号とV_IDQREFの差を最小にするように誤差信号を上下いずれかに動かす。したがって、第１の動作状態の間、バイアスコントローラ５２は、基準電圧V_IDQREFで表される所望の、または目標とするゼロ入力電流値を得るために必要なレベルにバイアス電圧V_BIASを設定する。

決められた時間の終了時点で制御信号QCHKが立ち下げられ、トラッキング回路８２が第２の状態に遷移し、ここでバイアス電圧V_BIASの調整されたレベルを保持する。さらに、スイッチ８４が状態を変え、主要経路を介して電力増幅器の供給入力を供給電圧V_DDに結合するので、電力増幅器６０の正常送信動作中に、感知抵抗器R_Qを介して供給電流I_PAを供給する必要を回避する。

この時点で感知抵抗器R_Qを介して流れる電流はゼロになり、検出信号は供給電圧V_DDまで上昇する。検出信号のこの変化は増幅器回路８０によって発生する誤差信号の中に潜在的に大きな変化をもたらすが、トラック・アンド・ホールド回路８２は誤差信号の変化を無視する。したがって、バイアス電圧V_BIASは電力増幅器６０に流入する実際の供給電流I_PAの変化に関係なく、前に調整されたレベルに維持される。この第２の状態におけるRF入力電力は、バイアスコントローラ５２によって与えられるバイアス電圧のレベルを反転したり変更したりせずに、電力増幅器６０に印加されうる。

前述の考察の中で一般に想定されていたことは、バイアスコントローラ５２がバイアス電圧を与えて電力増幅器６０の線形動作点を確定するということであったが、線形動作は必要ではなく、いくつかの用途では必要なこともある。図６は、包絡線を消去し回復する（EER）用途で使用されるために構成された電力増幅器６０を示している。ここで電力増幅器６０は飽和モードの増幅器として動作し、ベースバンドプロセッサ６８は位相変調波形と振幅変調波形を別々に発生する。したがって、電力増幅器６０へのRF_IN信号は、包絡線の高さが一定（constant-envelope）の位相変調信号を含み、AM変調器９０からの電力供給信号は、所望の変調信号AM_INに従って変調された供給信号を含む。その結果、電力増幅器回路からのRF出力信号、RF_OUTは、位相変調情報と振幅変調情報の双方を含む。

変調器９０の特定の構成に依存して決めると、電力増幅器６０に流入する供給電流を検出するためにバイアスコントローラ５２が測定経路を使用するかどうか判らない。図７Ａは、変調器９０とバイアスコントローラ５２の模範的な実施例を示している。図７Ｂを参照すると、イネーブル信号ENは送信動作の前に立ち上げられる。EN信号が立ち上げられると、バイアスコントローラ５２のパルスコントローラ８６は、QCHK制御パルスを発生する。このパルスのパルス幅は決められており、一般にイネーブル信号全体の代表的な幅よりもかなり短い（たとえば１５μｓ）。QCHKが立ち上げられると、正または負の論理感知が使用されているか否かに関係なく、トランジスタQ₃はオンになり、検出回路５４の感知抵抗器R_Qを含む測定経路を供給電流I_PAが流れることを可能にする。同時にスイッチ１０２は、差動誤差増幅器U₁の入力を接地してQ₁とQ₂を効果的にオフにするとともに主要経路を動作不能にする。この意味では、トランジスタQ₃とスイッチ１０２が一緒になって、図５に示す選択器スイッチ８４として機能する。

またQCHKは、トラック・アンド・ホールド回路８２を駆動する。より詳細に説明すると、トラック・アンド・ホールド回路８２はQCHKの逆を発生する論理インバータU３を含み、この逆の信号は、トラック・アンド・ホールド回路８２の信号入力を、ここではU₂として示されている増幅器回路８０によって発生する誤差信号に結合するスイッチ１００を駆動するために使用される。スイッチ１００が閉じられると、コンデンサC_HOLDに誤差信号電圧が印加され、バッファ増幅器U₄に結合される。したがって、この実施例におけるバイアス電圧V_BIASは、記憶コンデンサC_HOLDに印加された誤差信号電圧の一時記憶されたものである。このように、記憶コンデンサC_HOLDは、結合スイッチ１００が閉じている時間中に誤差信号電圧を追跡記録するアナログ記憶素子として機能する。

同時に、この実施例におけるバイアスコントローラ５２の一部を形成するスイッチ１０２は、変調制御増幅器U₁の入力を、振幅変調信号AM_INとの初期設定による接続から信号用接地（ground）へのバイアス電圧校正接続に切り替える。U₁の反転入力を信号用接地に切り替えると、Q₁とQ₂が動作不能になり、電力増幅器６０に至る主要電流経路が動作不能になるとともに、ゼロ入力条件、たとえば、I_PA＝I_Qの間、電力増幅器６０に流入するすべての供給電流I_PAが感知抵抗器R_Qを通って流れるようになる。

QCHK制御パルスの終わりで、スイッチ１０２はU₁の反転入力を信号用接地から切り離して、その入力を振幅変調信号AM_INに再び結合する。同様にトランジスタQ₃はオフになり測定電流経路を動作不能にする。同様にスイッチ１００が開いて、トラック・アンド・ホールド回路８２をホールド条件にする。バッファ増幅器U₄を使用すると、電力増幅器６０のバイアス入力による記憶コンデンサC_HOLDのローディングが防止されることに注意されたい。すなわち、開いたスイッチ１００の高入力インピーダンスと組み合わされたバッファ増幅器U₄の非常に高い入力インピーダンスのため、バイアス電圧校正サイクルの間で記憶コンデンサC_HOLDが本質的に放電しなくなる。

図７Ｂは、バイアスコントローラ５２のバイアス電圧校正動作と無線送信動作の同期をとるアイデアを紹介した図である。図８は、たとえば、移動通信用グローバルスタンダード（GSM）に基づく無線通信システムにおける動作用に通信装置５０が構成される場合に使用されうる送信バーストという関連で、このような実施例をかなり詳細に説明している。

GSMにおける送信バーストは、送信電力が決められたレベルまで立ち上げられるバースト開始、その後に続く変調時間、送信電力が制御された状態で降下するランプ終了によるバースト終了から構成される。電力をマスクする包絡線は、送信バーストのこれら各種部分の時間中に許容可能な送信電力を決めている。

代表的な動作をする場合、通信装置５０の或る素子または回路は、送信バーストに対して間欠的に動作して電力を節約する。たとえば、送受信機６６の或る部分と、おそらくはベースバンドプロセッサ６８の或る部分は、バイアスコントローラ５２と電力増幅器６０とともに間欠的に動作し、所要の送信バーストとの同期がとられる。したがって、イネーブル信号ENは、要求される送信バーストの幅より若干広く、EN信号の最初の部分が実際の送信バーストより、所望の時間長だけ進んでいるイネーブルパルスを発生する。したがって、パルスコントローラ８６は、非常に広いイネーブルパルスの先頭で制御パルスを発生するように作られうる。これによって、バイアスコントローラ５２は、電力増幅器回路６０の目標ゼロ入力電流レベルに的中させる要求レベルまでバイアス電圧V_BIASを校正もしくは調整した後、その調整されたバイアス電圧を１つまたは複数の後続送信バーストの中にロックして、それらの送信バースト中は終始そのバイアス電圧を保持することが可能になる。

図９は図８と同様であるが、送信バーストに対するバイアス電圧校正処理の代替可能な実行方法を示している。ここでバイアスの校正は、バイアス電圧校正が、実際のRF信号変調の開始の前であるが、バーストの開始時間の中で発生するように、送信バーストの開始と完全に同期がとられる。事実、制御パルスは、送信バーストの本当の開始時点ではなく、送信電力のマスクによって決められる許容可能な送信電力が、通信装置５０からの放射電力に関し余裕が生じる若干遅れた時点で発生するように構成される。

位置調整動作がその位置にある理由の１つは、送受信機６６の各種部分（たとえば発振器など）の電力消費が増大するとき、電力増幅器回路６０のRF入力に何らかの低レベルの漏洩信号が存在することである。このような漏洩は、バイアス電圧校正中に通信装置５０から気付かずに放射される許容されたRF信号電力より大きくなりうる。したがって、送信電力のマスクが感知可能な放射電力を許容する位置にバイアス電圧校正を移動させることは、気付かずに電力のマスク限界に違反することを防止する。

図１０は、図７Ａで採用された方法と同様な方法を示している。しかし、図７Ａにおける電力増幅器回路６０の供給電流は、バイアス電圧校正中と、正常送信動作中の双方で同じ供給電圧V_DDから供給された。供給電圧V_DDを使用して供給電流I_PAを与えるバイアス電圧校正動作を実行することに関連する１つの巧みさ（subtlety）は、多くの場合、V_DDが単にバッテリの直接出力であることである。通信装置５０が、セルラー無線電話機など移動局のような移動通信装置を含む場合、これは本当のことである。したがって、供給電圧V_DDの大きさはバッテリ（図示されず）の充電状態の関数として変わる。当業者には容易に理解されるように、V_DDは、使用した特定のバッテリ技術（化学）の放電特性の曲線を示している。

一般に、このことから、バイアス電圧を正確に設定して所望のゼロ入力電流レベルを達成することに関して何らかの難しさはないが、或る種の電力増幅器回路６０にとって、あるいは、他の理由で望ましくないことかもしれない。このような場合、または望み通り、バイアスコントローラ５２は、バイアス電圧調整動作中の供給電流I_PAが、送信動作中の電圧供給源とは異なる電圧供給源から供給されるように、動作するように改造されうる。

模範的な方法における基準電圧V_QSREFは、バイアス電圧調整中にI_PAを供給するために使用される。V_QSREFは、たとえば供給電圧V_DDから取り出された安定化電圧（regulated voltage）でありうる。特定の要求条件によって、バイアス電圧調整中に使用される供給電圧の特殊設計が支配されないが、どの回路が使用されて基準電圧V_QSREFを与えるかの電流供給能力が十分備わっていて、正しくバイアス電圧を校正できなくてはならない。たとえば、目標出力電力と電力増幅器回路６０の中のトランジスタ素子のタイプとに依存して、I_PA代表的なゼロ入力電流値が、当面の特殊設計によって決まる１００ミリアンペアから１アンペア以上までの範囲にあることを期待することができる。

図１１は、バイアス電圧校正処理の中で変化するV_DD電圧を受け入れる多数の可能な方法のうちのさらにもう１つの方法を示している。ここで図７Ａと同様、ゼロ入力条件のもとで電力増幅器６０に流入する供給電流I_PAの供給源は、正規の送信動作に使用される供給電圧と同じ供給電圧V_DDである。しかし、ベースバンドプロセッサ６８はV_DD（またはスケーリングしたV_DD）の大きさを測定して、調整値のどれかがバイアス電圧の基準電圧V_IDQREFに必要になるようにする。すなわち、基準電圧V_IDQREFはバイアス電圧校正中に電力増幅器６０に印加される供給電圧の関数として変わりうるのである。この方法はある種のトランジスタ電力増幅器にとって有用であり、ここでの所定のバイアス電圧のゼロ入力電流は、印加された供給電圧によって決まる。したがって、この方法によれば、ベースバンドプロセッサ６８は、供給電圧V_DDの変化に関係なく、常に所望のゼロ入力電流値の代表であるようにV_IDQREFを調整する。

関連する代替可能な実施例では、たとえば３ボルトの固定された公称値となるようにV_QSREFを発生することができるが、V_QSREFは供給電圧V_DDに応答して発生する。１つの方法は、V_DDの一部分がV_QSREFに印加されるように、分圧器（たとえば抵抗分圧器）を介してV_QSREFを結合することである。そのように、V_DDによって決定されるV_QSREFの一部成分はV_DDと共に変化する。

上述の方法、またはその変形が採用されるか否かに関係なく、電力増幅器６０に印加される校正用（calibration）供給電圧は、正しい動作を保証するのに十分であることを保証しなければならない。さらに各種供給電圧が、バイアス電圧の校正と正規の動作との間で使用されるとすれば、校正用供給電圧が正規の供給電圧とほぼ同じに近く、電力増幅器６０が校正用供給電圧から正規の供給電圧に切り替えられる場合、ゼロ入力電流のシフトを防止することを保証しなければならない。

ゼロ入力電流基準電圧V_IDQREFの制御は、上述のV_DDに依存する制御態様を含むいくつかの各種方法に制約されるので、バイアス制御動作の他の態様も多数の変形に制約される。たとえば、検出回路５４は測定経路または主要供給経路のいずれかを介して流れる供給電流I_PAを感知、もしくは測定することができるが、実際の電力増幅器の供給電流に連結する基準電流、または該供給電流に比例して変わるようにつくられる基準電流を測定することができる。これの一例として、読者は、同時係属かつ共通に交付され、タイトルが「増幅器の供給電流を動的に補償する電流変調器（CURREMT MODULATOR WITH DYNAMIC AMPLIFIER IMPEDANCE COMPENSATION）」という特許出願を参照することができる。なお、ここでこの特許出願に言及することにより、この特許出願の開示内容を本願に組み入れることにする。この同時係属特許出願における基準電流は、実際の電力増幅器の供給電流と既知の比例関係に保持され、バイアスコントローラ５２は、その基準電流を感知することによって、実際の電力増幅器の供給電流を測定することができる。当業者は、閉ループを用いてバイアス電圧を調整するために電力増幅器の供給電流を測定することは、各種方法で直接的に、あるいは間接的に達成されうることを容易に理解できるであろう。

上記詳細は本発明の模範的実施例に関連しているが、当業者は、本発明がこれらの詳細に限定されるものではないことを理解できるであろう。一般に本発明は、バイアス電圧を動的に校正して、無線送信動作に先立ち電力増幅器の供給電流の所望のゼロ入力電流値を設定する。このようなバイアス電圧調整は、回路のパラメータ、温度あるいは、装置のエージングの変動に関係なく、所望のゼロ入力電流に必要なバイアス電圧が自動的に設定されるように閉ループ制御を使用する。したがって、本発明は、特許請求の範囲と、それに該当する妥当かつ等価な事項によってのみ限定されるものとする。

バイアス電圧制御を実行するため格納された校正情報を使用する従来の無線通信装置の説明図である。トランジスタ増幅器の動作点と入出力されたRF電力との間の一般化された関係を示すグラフである。バイアス電圧制御に支配される単一ステージトランジスタ増幅器の説明図である。本発明によるバイアスコントローラを組み込んだ模範的な通信装置の説明図である。バイアスコントローラの１つの実施例の模範的な詳細を示す説明図である。電流変調器とともに動作するように構成されたバイアスコントローラの他の実施例の説明図である。図６のバイアスコントローラと電流変調器の模範的な詳細を示す説明図である。バイアスコントローラと電流変調器の動作のタイミングに関連する模範的な制御波形を示す図である。 GSM通信規格によって採用されたような無線送信バースト環境における模範的バイアス調整タイミングのグラフである。バースト伝送に関連する代替可能なバイアス調整タイミングのグラフである。バイアスコントローラと電流変調器の他の実施例の説明図であって、バイアス電圧調整中に使用される電力増幅器の供給電圧は、送信動作中に使用される電力増幅器の供給電圧と独立である。バイアスコントローラと電流変調器の他の実施例の説明図であって、この実施例では供給電圧限界が検出され、ベースバンドプロセッサに給電されると、該プロセッサはV_IDQREFを調整してバッテリ電圧の変動を補償する。

Claims

電力増幅器に流入する供給電流のゼロ入力電流値を設定するバイアス電圧を発生するバイアスコントローラであって、
前記供給電流に応答して検出信号を発生する電流検出器と、
供給電流が実質的に所望のゼロ入力電流値に等しく設定されるように、第１の状態では前記検出信号に応答して前記バイアス電圧を調整するとともに、前記検出信号に関係なく第２の状態中は前記バイアス電圧を維持する閉ループ制御回路と、を含み、
前記電力増幅器の入力供給端子は、前記電流検出器を含む測定経路を介して第１の電圧供給源に結合されるとともに、前記電流検出器を迂回する主要経路を介して第２の電圧供給源に結合され、
前記第１の状態で前記測定経路を動作可能にし、前記第２の状態で前記主要経路を動作可能にする少なくとも１つのスイッチをさらに含むバイアスコントローラ。
請求項１に記載のバイアスコントローラにおいて、前記閉ループ制御回路は、
前記検出信号と所望のゼロ入力電流値を代表する基準信号の差に応答して誤差信号を発生する増幅器回路と、
前記第１の状態では前記誤差信号の関数として前記バイアス電圧を発生するとともに、前記第２の状態では前記誤差信号に関係なく、前記バイアス電圧を維持するトラック・アンド・ホールド回路と、
を含む前記バイアスコントローラ。
請求項２に記載のバイアスコントローラにおいて、前記トラック・アンド・ホールド回路は、
入力記憶素子が、前記第１の状態では前記誤差信号を追跡記録し、前記第２の状態では前記誤差信号の最終値を保持するように、前記第１の状態では前記増幅器回路の出力に結合され、前記第２の状態では前記増幅器回路の出力と切り離される前記入力記憶素子と、
前記入力記憶素子に結合され、前記第１の状態では前記誤差信号に基づき、前記第２の状態では前記誤差信号の前記最終値に基づいて前記バイアス電圧を発生するバッファ増幅器と、
を含む前記バイアスコントローラ。
請求項３に記載のバイアスコントローラにおいて、前記バッファ増幅器は、所望の信号利得を備えた電圧フォロワー回路を含む前記バイアスコントローラ。
請求項４に記載のバイアスコントローラにおいて、前記バッファ増幅器は、利得「１」（unity-gain）の電圧フォロワーを含む前記バイアスコントローラ。
請求項４に記載のバイアスコントローラにおいて、前記トラック・アンド・ホールド回路は、バイアス調整制御信号に応答して、前記入力記憶素子を前記増幅器回路に選択的に結合するとともに前記増幅器回路から選択的に切り離す結合スイッチをさらに含む前記バイアスコントローラ。
請求項６に記載のバイアスコントローラにおいて、前記入力記憶素子は、コンデンサのコンデンサ電圧が、前記増幅器回路に結合されたときは前記誤差信号に従い、前記増幅器回路から切り離されたときは前記誤差信号の前記最終値を実質的に維持するように、第１の端部で前記結合スイッチと前記バッファ増幅器に結合され、第２の端部で信号用接地ノードに結合される前記コンデンサを含む前記バイアスコントローラ。
請求項１に記載のバイアスコントローラにおいて、前記第１の電圧供給源は、前記第２の電圧供給源と同じである前記バイアスコントローラ。
請求項１に記載のバイアスコントローラにおいて、前記第１の電圧供給源は、前記第２の電圧供給源から取り出された安定化された電圧供給源である前記バイアスコントローラ。
請求項１に記載のバイアスコントローラにおいて、少なくとも１つのスイッチは、前記第１の状態では前記測定経路を介して供給電流が流れるようにし、前記第２の状態では前記測定経路を介して供給電流が流れることを妨げる前記バイアスコントローラ。
請求項１０に記載のバイアスコントローラにおいて、前記電流検出器は、第１の端部で前記第２の電圧供給源に結合され、第２の端部で前記第１のスイッチの第１の端子に結合される感知抵抗器を含み、前記第１のスイッチの第２の端子は、前記電力増幅器の入力供給端子に結合される前記バイアスコントローラ。
請求項１０に記載のバイアスコントローラにおいて、前記少なくとも１つのスイッチは、前記第２の状態では前記電力増幅器に流入する供給電流が前記感知抵抗器を介して流れないように、前記第１の状態では前記供給電流が前記主要経路を介して流れないようにし、前記第２の状態では前記供給電流が前記主要経路を介して流れるようにする前記バイアスコントローラ。
請求項１に記載のバイアスコントローラであって、状態制御パルスの立ち上げ中、前記第１の状態では前記バイアスコントローラが動作し、前記状態制御パルスが立ち下がるとき、前記第２の状態では前記バイアスコントローラが動作するように、イネーブル信号に応答して前記状態制御パルスを発生するワンショット回路をさらに含む前記バイアスコントローラ。
請求項２に記載のバイアスコントローラにおいて、前記閉ループ制御回路は、前記供給電圧の変化に依存して、前記基準信号を調整する調整回路をさらに含む前記バイアスコントローラ。
請求項１４に記載のバイアスコントローラにおいて、前記調整回路は、前記供給電流を検出するとともに、前記検出された供給電圧に応答して前記基準信号を発生する前記バイアスコントローラ。
請求項１５に記載のバイアスコントローラにおいて、前記調整回路は、デジタル信号処理プロセッサを含む前記バイアスコントローラ。
請求項１４に記載のバイアスコントローラにおいて、前記調整回路は、抵抗分圧器回路を含む前記バイアスコントローラ。
振幅変調信号に応答して供給電流を変調する出力回路と、
ゼロ入力条件中の前記供給電流に応答して検出信号を発生する電流検出器、および供給電流が実質的に所望のゼロ入力電流値に等しく設定されるように、第１の状態では前記検出信号に応答して前記バイアス電圧を調整するとともに、第２の状態では前記検出信号に関係なく、前記バイアス電圧を維持する閉ループ制御回路を含むバイアスコントローラと、を含み、
前記バイアスコントローラは、電力増幅器の入力供給端子が、前記電流検出器を含む測定経路を介して第１の電圧供給源に結合されるとともに、前記電流検出器を迂回する主要経路を介して第２の電圧供給源に結合されるバイアスコントローラであって、前記第１の状態で前記測定経路を動作可能にし、前記第２の状態で前記主要経路を動作可能にする少なくとも１つのスイッチを含む電流変調器。
請求項１８に記載の電流変調器において、前記変調信号は、前記変調信号が存在しないとき前記バイアスバイアスコントローラが前記バイアス電圧を調整するように、第１の状態では非活性状態であり、第２の状態では活性状態である前記電流変調器。
請求項１９に記載の電流変調器であって、スケーリングした基準電流として前記供給電流を前記電力増幅器に与える電流変調器において、前記バイアスコントローラの前記電流検出器は、前記電流検出器の基準電流経路の中で直列に配置された感知抵抗器を含む前記電流変調器。
請求項１９に記載の電流変調器であって、前記バイアス電圧の調整が、前記基準電圧によって設定される前記電力増幅器の供給入力とともに発生するように、前記電流変調器の変調入力を、前記第２の状態では前記変調信号に結合し、前記第１の状態では基準電圧に結合する変調入力スイッチをさらに含む前記電流変調器。
請求項１８に記載の電流変調器において、前記閉ループ制御回路は、
前記検出信号と所望のゼロ入力電流値を代表する基準信号の差に応答して誤差信号を発生する増幅器回路と、
前記第１の状態では前記誤差信号の関数として前記バイアス電圧を発生するとともに、前記第２の状態では前記誤差信号に関係なく、前記バイアス電圧を維持するトラック・アンド・ホールド回路と、
を含む前記電流変調器。
請求項２２に記載の電流変調器において、前記トラック・アンド・ホールド回路は、
入力記憶素子が、前記第１の状態では前記誤差信号を追跡記録し、前記第２の状態では前記誤差信号の最終値を保持するように、前記第１の状態では前記増幅器回路の出力に結合され、前記第２の状態では前記増幅器回路の出力と切り離される前記入力記憶素子と、
前記入力記憶素子に結合され、前記第１の状態では前記誤差信号に基づき、前記第２の状態では前記誤差信号の前記最終値に基づいて前記バイアス電圧を発生するバッファ増幅器と、
を含む前記電流変調器。
請求項２３に記載の電流変調器において、前記バッファ増幅器は、所望の信号利得を備えた電圧フォロワー回路を含む前記電流変調器。
請求項２４に記載の電流変調器において、前記バッファ増幅器は、利得「１」の電圧フォロワーを含む前記電流変調器。
請求項２４に記載の電流変調器において、前記トラック・アンド・ホールド回路は、バイアス調整制御信号に応答して、前記入力記憶素子を前記増幅器回路に選択的に結合するとともに前記増幅器回路から選択的に切り離す結合スイッチをさらに含む前記電流変調器。
請求項２６に記載の電流変調器において、前記入力記憶素子は、コンデンサのコンデンサ電圧が、前記増幅器回路に結合されたときは前記誤差信号に従い、前記増幅器回路から切り離されたときは前記誤差信号の前記最終値を実質的に維持するように、第１の端部で前記結合スイッチと前記バッファ増幅器に結合され、第２の端部で信号用接地ノードに結合される前記コンデンサを含む前記電流変調器。
請求項１８に記載の電流変調器において、前記第１の電圧供給源は、前記第２の電圧供給源と同じである前記電流変調器。
請求項１８に記載の電流変調器において、前記第１の電圧供給源は、前記第２の電圧供給源から取り出された安定化された電圧供給源である前記電流変調器。
請求項１８に記載の電流変調器において、少なくとも１つのスイッチは、前記第１の状態では前記測定経路を介して供給電流が流れるようにし、前記第２の状態では前記測定経路を介して供給電流が流れることを妨げる第１のスイッチを含む前記電流変調器。
請求項３０に記載の電流変調器において、前記電流検出器は、第１の端部で前記第２の電圧供給源に結合され、第２の端部で前記第１のスイッチの第１の端子に結合される感知抵抗器を含み、前記第１のスイッチの第２の端子は、前記電力増幅器の入力供給端子に結合される前記電流変調器。
請求項３０に記載の電流変調器において、前記少なくとも１つのスイッチは、前記第２の状態では前記電力増幅器に流入する供給電流が前記感知抵抗器を介して流れないように、前記第１の状態では前記供給電流が前記主要経路を介して流れないようにし、前記第２の状態では前記供給電流が前記主要経路を介して流れるようにする前記電流変調器。
請求項１８に記載の電流変調器であって、状態制御パルスの立ち上げ中、前記第１の状態では前記バイアスコントローラが動作し、前記状態制御パルスが立ち下がるとき、前記第２の状態では前記バイアスコントローラが動作するように、イネーブル信号に応答して前記状態制御パルスを発生するワンショット回路をさらに含む前記電流変調器。
請求項２２に記載の電流変調器において、前記閉ループ制御回路は、前記供給電圧の変化に依存して、バッテリ電圧を検出するとともに前記基準電圧を調整する調整回路をさらに含む前記電流変調器。
請求項３４に記載の電流変調器において、前記調整回路は、デジタル信号処理プロセッサを含む前記電流変調器。
請求項３４に記載の電流変調器において、前記調整回路は、抵抗分圧器回路を含む前記電流変調器。
電力増幅器回路に流入する供給電流に応答して検出信号を発生する電流検出器と、前記電力増幅器回路の入力供給端子が、前記電流検出器を含む測定経路を介して第１の電圧供給源に結合されるとともに、前記電流検出器を迂回する主要経路を介して第２の電圧供給源に結合され、第１の動作状態で前記測定経路を動作可能にし、第２の動作状態で前記主要経路を動作可能にする少なくとも１つのスイッチを含む閉ループ制御回路を備えたバイアスコントローラによって、前記電力増幅器回路に対する供給電流のゼロ入力電流値を設定するバイアス電圧信号を制御する方法であって、
前記電流検出器が、第１の動作状態では前記電力増幅器回路に流入する前記供給電流を検出し、
前記閉ループ制御回路が、前記第１の動作状態中は、前記供給電流が所望のゼロ入力電流値に実質的に等しくなるまで、前記バイアス電圧を調整し、
前記閉ループ制御回路が、前記第２の動作状態中は、前記供給電流に関係なく前記バイアス電圧を維持する、
ことを含む方法。
請求項３７に記載の方法において、前記第１の動作状態は、前記電力増幅器回路の動作のうちゼロ入力時間に対応し、前記第２の動作状態は、前記電力増幅器回路の動作のうち活性状態時間に対応する前記方法。
請求項３７に記載の方法において、前記第１の動作状態で前記電力増幅器回路に流入する前記供給電流を検出することは、
前記電力増幅器回路の入力供給端子を、感知抵抗器を含む測定経路を介して第１の電圧供給源に結合し、
前記感知抵抗器を通過する供給電流に比例した検出信号を発生する、
ことを含む前記方法。
請求項３９に記載の方法において、前記第１の動作状態中に前記供給電流が所望のゼロ入力電流値に実質的に等しくなるまで前記バイアス電圧を調整することは、
前記検出信号と前記所望のゼロ入力電流値を表す基準信号の差に基づいて、誤差信号を発生し、
前記誤差信号の関数として前記バイアス電圧を調整する、
ことを含む前記方法。
請求項３７に記載の方法において、前記供給電流は、スケーリングされた基準電流として前記電力増幅器回路に与えられ、前記第１の動作状態で前記電力増幅器回路に流入する前記供給電流を検出することは、
前記基準電流を検出し、
前記基準電流と前記供給電流との間の既知の電流スケーリングに基づいて前記供給電流の値を推測する、
ことを含む前記方法。
請求項４１に記載の方法において、前記基準電流を検出することは、前記基準電流と直列に配置された感知抵抗器の両端の電圧降下を測定することを含む前記方法。
請求項３７に記載の方法であって、前記第１と第２の動作状態中に前記電力増幅器回路に、実質的に同じ大きさの供給電圧を印加して、前記第１と第２の動作状態の間の変動に起因するゼロ入力電流の誤差を小さくすることをさらに含む前記方法。
請求項３７に記載の方法であって、前記第１の動作状態が、増幅用前記電力増幅器回路に送信信号が印加される前の第１の時間であり、前記第２の動作状態が、前記電力増幅器回路による前記送信信号の増幅を含む第２の時間であるように、前記第１と第２の動作状態を制御することをさらに含む前記方法。
請求項４４に記載の方法であって、GSM送信バーストの前に発生する前記第１の時間のタイミングをとるとともに、GSM送信バーストを介して延長する前記第２の時間のタイミングをとることをさらに含む前記方法。
請求項４４に記載の方法であって、GSM送信バースト時間内であるが、予め増幅されたバースト信号が増幅用前記増幅器回路に印加される前に発生する前記第１の時間のタイミングをとることをさらに含む前記方法。
請求項４６に記載の方法において、前記第１の時間は、GSM送信バースト時間内に置かれ、前記初期送信電力でマスクされるレベルの時間（initial transmit power mask level time）が終了した後に発生する前記方法。
請求項３７に記載の方法において、前記第１の動作状態中に前記供給電流が所望のゼロ入力電流値に実質的に等しくなるまで前記バイアス電圧を調整することは、前記供給電流と前記所望のゼロ入力電流値号の差に基づいて、前記バイアス電圧を設定する制御ループを閉じることを含む前記方法。
請求項４８に記載の方法において、制御ループを閉じることは、
前記検出信号と前記所望のゼロ入力電流レベルを表す基準信号に結合されるとともに、前記供給電流に比例した検出信号に結合される差動増幅器によって誤差信号を発生し、
前記誤差信号の関数として前記バイアス電圧を調整する、
ことを含む前記方法。
請求項３７に記載の方法において、前記検出された供給電流に関係なく、第２の動作状態中に前記バイアス電圧を維持することは、前記第１の状態中に設定された前記バイアス電圧をアナログ記憶素子の中に格納することを含む前記方法。
請求項５０に記載の方法であって、前記供給電圧の関数として前記基準信号を調整することをさらに含む前記方法。
請求項５１に記載の方法において、前記供給電圧の関数として前記基準信号を調整することは、前記供給電圧を検出するとともに、前記検出された供給電圧に応答して前記基準信号を調整することを含む前記方法。
請求項５２に記載の方法において、前記供給電圧を検出し、前記検出された供給電圧に応答して前記基準信号を調整することは、デジタル信号処理プロセッサによって実行される前記方法。
請求項５１に記載の方法において、前記供給電圧の関数として前記基準信号を調整することは、前記供給電圧の変化が前記基準信号の対応する変化になるように、前記供給電圧を抵抗分圧器の中で分圧して前記基準信号を発生することを含む前記方法。