JP4300910B2 - Self-scanning light emitting device array driving apparatus and print head - Google Patents
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Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、発光素子アレイ駆動装置等に関し、より詳しくは複写機やプリンタ等の画像形成装置の印字ヘッドに用いられる自己走査型の発光素子アレイを駆動する発光素子アレイ駆動装置等に関する。
【0002】
【従来の技術】
カラー複写機、カラープリンタ等のカラー画像形成装置においては、図13に示したように、4個の感光体ドラム1A、1B、1C、1Dを中間転写ベルト7の周囲に配置して構成されている。それぞれの感光体ドラム1A、1B、1C、1Dでは、例えば感光体ドラム1Aの周囲においては帯電器2A、印字ヘッド3A、現像器4A、クリーナ5A、除電器6Aが配置され、感光体ドラム1A上にイエロー(Y)の現像剤でトナー像が形成される。同様に、感光体ドラム1B、1C、1D上には、それぞれマゼンタ(M)、シアン(C)、黒(K)のトナー像が形成される。このトナー像をレジセンサ8で位置合わせをしながら中間転写ベルト7に転写して合成し、これを記録用紙9に一括して転写する。そして用紙搬送ベルト10によって定着器11に搬送し、トナー像を記録用紙9に定着させてカラー画像を形成する。このようなカラー画像形成装置はタンデム方式と呼ばれ、高速化が可能であることからカラー画像形成装置の主流となっている。
【0003】
かかるタンデム方式のカラー画像形成装置では、Y、M、C、K各色のトナー像を形成する画像形成ユニットが独立して配置されるため、各ユニットの小型化を図る必要がある。そのため、印字ヘッドにおいては可能な限り小型化したものが求められる。その点で、LEDを多数配列したLEDアレイを用いたLEDプリントヘッド(LPH)は、機械的な駆動機構を必要とせず、また液晶素子のようにバックライトを必要としないことから、画像形成装置に用いられる印字ヘッドの小型化には最も適しているものの一つである。さらに、応答スピードも高いことから、画像形成装置の高速化にも適しているという利点も有している。
【0004】
特に近年、LPHとして自己走査型LED(SLED)を適用したものが提案されている。SLEDは、選択的に発光点をオン/オフさせるスイッチに相当する部分として、サイリスタ構造を採用している。このサイリスタ構造の採用により、スイッチ部を発光点と同一のチップ上に配置することが可能になり、また、スイッチのオンオフタイミングを2本の信号線によって選択的に発光させることができることから、データ線を共通化することができ、配線が簡素化できるという利点がある。
【0005】
このようなサイリスタを用いたSLEDおよびSLEDを駆動するための駆動装置の構成を図14を用いて説明する。
図14に示すように、SLED20は、n個のサイリスタS1〜Snを備えており、各サイリスタのアノード端子A1〜Anは電源ライン12に接続されている。この電源ライン12には電源電圧VDD(VDD=5V)が供給される。また、奇数番目サイリスタS1、S3、…のカソード端子K1、K3、…は抵抗R1Aを介してPチャネル型のMOSトランジスタP1とNチャネル型のMOSトランジスタN1とで構成された出力回路21の出力端、すなわちPチャネル型のMOSトランジスタP1およびNチャネル型のMOSトランジスタN1のドレインに接続されている。
【0006】
偶数番目のサイリスタのカソード端子K2、K4、…は抵抗R2Aを介してPチャネル型のMOSトランジスタP2とNチャネル型のMOSトランジスタN2とで構成された出力回路22の出力端、すなわちPチャネル型のMOSトランジスタP2およびNチャネル型のMOSトランジスタN2のドレインに接続されている。
【0007】
出力回路21の入力端、すなわちPチャネル型のMOSトランジスタP1およびNチャネル型のMOSトランジスタN1のゲートには、図示しない信号発生回路から転送クロックCK1'が入力される。出力回路21は、入力された転送クロックCK1'を反転して転送クロックCK1を出力する。
同様に、出力回路22の入力端、すなわちPチャネル型のMOSトランジスタP2およびNチャネル型のMOSトランジスタN2のゲートには、図示しない信号発生回路から転送クロックCK2'が入力される。出力回路22は、入力された転送クロックCK2'を反転して転送クロックCK2を出力する。
【0008】
一方、各サイリスタのゲート端子G1〜Gnは、各サイリスタに対応して設けられた抵抗14を介して電源ライン16に各々接続されている。電源ライン16には電源電圧VGAが供給される。
また、各サイリスタのゲート端子G1〜Gnには、各サイリスタに対応して設けられた発光ダイオードL1〜Lnのアノード端子が各々接続されるとともに、各サイリスタのゲート端子G1〜Gn−1には、ダイオードCR1〜CRn−1のアノード端子が接続されている。ダイオードCR1〜CRn−1のカソード端子は、次段のゲート端子に各々接続されている。すなわち、各ダイオードCR1〜CRn−1は直列接続されている。
【0009】
ダイオードCR1のアノード端子は抵抗18を介して図示しない信号発生回路に接続されている。図示しない信号発生回路は、転送の開始を指示するためのスタート信号CKSを出力する。
発光ダイオードL1〜Lnのカソード端子は、抵抗R3を介して出力回路23の出力端、すなわちPチャネル型のMOSトランジスタP3およびNチャネル型のMOSトランジスタN3のドレインに接続されている。出力回路23の入力端、すなわちPチャネル型のMOSトランジスタP3およびNチャネル型のMOSトランジスタN3のゲートには、図示しない信号発生回路から点灯信号ID'が入力される。出力回路23は、入力された点灯信号ID'を反転して点灯信号IDを出力する。
なお、発光ダイオードL1〜Lnは、一例としてAlGaAsPまたはGaAsPで構成され、バンドギャップは約1.5Vである。
【0010】
次に、このようなSLED20の動作について図15に示すタイミングチャートを参照して説明する。なお、以下ではサイリスタが4個(n=4)の場合を例に説明する。
まず、動作の開始を指示する場合、図示しない信号発生回路から図15(A)に示すようにスタート信号CKSがハイレベルになる。すなわち、サイリスタS1のゲート端子G1にハイレベルが入力される。このように、スタート信号CKSがハイレベルの時に、図15(B)に示すように出力回路21から出力された転送クロックCK1がローレベルになると、サイリスタS1がターンオンする。
【0011】
すなわち、スタート信号CKSがハイレベルになると、ダイオードCR1〜CR3のバンドギャップを一例として約1.5Vとした場合、図15(G)に示すようにゲート端子G1〜G4の電位(カソード端子に対する電位)は約5V、約3.5V、約2V、約0.5Vとなり、転送クロックCK1が供給される奇数番目のサイリスタS1、S3のうち、ゲート端子の電位が最も高い、すなわちサイリスタの閾値電圧以上のゲート電圧となるサイリスタS1がターンオンする。また、このとき図15(C)に示すように転送クロックCK2はハイレベルなので、偶数番目のサイリスタS2、S4のカソード端子K2、K4の電位Φ2は図15(F)に示すように約5Vと高いままなのでサイリスタS2、S4はオフのままである。さらに、点灯信号IDは図15(D)に示すようにハイレベルなので発光ダイオードL1〜L4のカソード端子の電位が高く発光ダイオードL1〜L4は点灯しない。
そして、点灯信号IDが図15(D)に示すようにハイレベルからローレベルになると、発光ダイオードL1のカソード端子の電位が低くなり、発光ダイオードL1が点灯する。
【0012】
次に、サイリスタS1がオンの時に、図15(C)に示すように転送クロックCK2がローレベルになり、点灯信号IDがハイレベルになると、転送クロックCK2が供給される偶数番目のサイリスタS2、S4のうち、ゲート端子の電位が最も高い、すなわちサイリスタの閾値電圧以上のゲート電圧となるS2がターンオンするとともに、発光ダイオードL1が非点灯になる。
そして、図15(B)に示すように転送クロックCK1がハイレベルになると、図15(G)に示すようにサイリスタS1はターンオフし、ゲート端子G1の電位が抵抗R1によって徐々に低下するとともに、ゲート端子G2の電位は約1.5V上昇して約5Vとなる。また、これに伴ってゲート端子G3、G4の電位も約1.5V上昇する。
【0013】
次に、点灯信号IDが図15(D)に示すようにハイレベルからローレベルになると、発光ダイオードL2が点灯する。
同様に、サイリスタS2がオンの時に、図15(B)に示すように転送クロックCK1が再びローレベルになり、点灯信号IDがハイレベルになると、サイリスタS3がターンオンするとともに、発光ダイオードL2が非点灯になる。
そして、図15(C)に示すように転送クロックCK2がハイレベルになると、サイリスタS2はターンオフする。
【0014】
このように、転送クロックCK1、CK2が共にローレベルになる重なり期間(図12に示すtLの期間)を設けつつ交互にハイレベル、ローレベルを切り替えることにより、サイリスタS1〜S4を順次オンさせるとともに、これに同期して点灯信号IDを順次ローレベルにすることにより、発光ダイオードL1〜L4を順次点灯させる。
【0015】
ここで、従来技術として、自己走査型LEDアレイとその駆動回路についての技術が存在する(例えば、特許文献1参照)。
【0016】
【特許文献1】
特開平2−263668号公報(第8−11頁、図10)
【0017】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、近年シリコンチップは微細化が進み、より小さいチップ面積で多くの機能を搭載できるようになり、小型化、低コスト化が進んでいる。その一方で、例えば、0.25μm等の微細デザインルールを使用すると、I/O(入出力端子)の電源電圧は、トランジスタの耐圧との関係で3.3Vであることが必要となる。したがって、LEDの駆動回路も3.3Vで駆動できることが求められている。
しかしながら、上記従来技術のように、電源電圧VDDを約5Vとしていたものを例えば約3.3Vに低電圧化しようとした場合、サイリスタのバンドギャップによりサイリスタを順次オンさせていくのが困難となる。すなわち、電源電圧VDDを約3.3Vとした場合、例えばサイリスタS1がオンの状態では、ゲート端子G2の電位は約1.8V(電源電圧3.3V−バンドギャップ1.5V)程度となり、この状態で転送クロックCK2をローレベルにすると、偶数番目のサイリスタのカソード端子の信号線Φ2の電位は約0.3V(ゲート端子G2の電位1.8V−バンドギャップ1.5V)程度となってしまうため、出力回路22側へ電流が流せない。その結果、サイリスタに電流を流すことができず、サイリスタをオンさせることが困難となる。サイリスタのターンオン時間は、サイリスタに流す電流に比例するため、この状態では重なり期間tLでサイリスタを安定的に動作させることが困難となるという問題があった。
【0018】
また、タンデム方式のカラー画像形成装置に用いるLPHにおいては、LPHのLED基板で消費される電力によってLED基板が発熱すると、それが原因でLEDアレイが熱膨張して、Y、M、C、Kそれぞれの色画像相互間に画像ずれ(色ずれ)が発生するという問題があった。
【0019】
さらに、感光体ドラム周長周りの小さなスペースにLPHを配置するためには、LPHを小さく構成する必要があり、そのためにLEDと駆動回路を小さい幅面積の基板に搭載することができるように構成する必要もある。
【0020】
なお、上記の特許文献1に記載された技術では、サイリスタを低電圧電源で駆動するための有効な技術は開示されていない。
【0021】
そこで本発明は、このような技術的課題に基づいてなされたものであり、その目的とするところは、低電圧駆動でも高速かつ安定的に発光素子を順次オンさせることができる発光素子アレイ駆動装置を提供することにある。
また他の目的は、LPHの発熱を抑えるために低消費電力の発光素子アレイ駆動装置を提供することにある。
さらに他の目的は、小さなスペースに発光素子アレイ駆動装置を実装することにある。
【0022】
【課題を解決するための手段】
かかる目的のもと、本発明の発光素子アレイ駆動装置は、複数の発光素子と、電力を供給する電源と、複数の発光素子に対応して設けられ、電源からの電力を入力する入力端、入力した電力を出力する出力端、及び入力した電力を出力端から出力させるための制御信号を入力する制御端を有し、制御端に制御信号が入力されることによりオン状態を保持し、発光素子を各々点灯可能状態とする複数のスイッチ素子とが配設され、駆動信号発生手段がスイッチ素子を順次オンさせるための駆動信号を発生してスイッチ素子の出力端へ出力するに際し、スイッチ素子がターンオンする期間において、駆動信号発生手段からの駆動信号をレベルシフト手段によって電源の電圧よりも低い電圧または高い電圧のレベルシフト電圧に変更するように構成し、さらにレベルシフト手段により出力されるレベルシフト電圧の電圧値をレベルシフト電圧変更手段によって変更することを特徴としている。
【0023】
ここで、レベルシフト手段は、一端がスイッチ素子の出力端に接続され、他端はコンデンサが接続された信号線と抵抗が接続された信号線とに並列に分岐して駆動信号発生手段に接続されたことを特徴とすることができる。その際、レベルシフト電圧変更手段は、レベルシフト手段に配設されたコンデンサへの充電時間または放電時間を変更することによって、レベルシフト電圧の電圧値を変更することを特徴とすることができる。
また、駆動信号発生手段は、転送電流制限抵抗を介してスイッチ素子の出力端へ駆動信号を出力することを特徴とすることができる。その際、レベルシフト電圧変更手段は、転送電流制限抵抗の抵抗値に基づいてレベルシフト電圧の電圧値を変更することを特徴とすることができる。
【0024】
また、本発明をプリントヘッドとして捉えると、本発明のプリントヘッドは、感光体を露光する露光手段と、露光手段から照射される光を感光体上に結像させる光学手段とを備え、露光手段は、複数の発光素子と、電力を供給する電源と、複数の発光素子に対応して設けられ、電源からの電力を入力する入力端、入力した電力を出力する出力端、及び入力した電力を出力端から出力させるための制御信号を入力する制御端を有し、制御端に制御信号が入力されることによりオン状態を保持し、発光素子を各々点灯可能状態とする複数のスイッチ素子とが配設され、駆動信号発生部がスイッチ素子を順次オンさせるための駆動信号を発生してスイッチ素子の出力端へ出力するに際し、スイッチ素子がターンオンする期間において、駆動信号発生部からの駆動信号をレベルシフト部によって電源の電圧よりも低い電圧または高い電圧のレベルシフト電圧に変更するように構成し、さらにレベルシフト部により出力されるレベルシフト電圧の電圧値をレベルシフト電圧変更部によって変更することを特徴としている。
【0025】
ここで、レベルシフト部は、一端がスイッチ素子の出力端に接続され、他端はコンデンサが接続された信号線と抵抗が接続された信号線とに並列に分岐して駆動信号発生部に接続されたことを特徴とすることができる。また、複数の発光素子と複数のスイッチ素子とは複数組に分割して構成され、複数組の各組ごとに駆動信号発生部とレベルシフト部とを備えたことを特徴とすることもできる。特に、レベルシフト電圧変更部は、複数組の各組ごとに備えることもできる。
【0026】
【発明の実施の形態】
以下、添付図面に示す実施の形態に基づいて本発明について詳細に説明する。図1に示すものは、本実施の形態における発光素子アレイ駆動装置を説明する図である。図1において、発光素子アレイ駆動装置50は、発光素子アレイとしての複数のSLED40、各SLED40を駆動するための駆動部41を備えている。本実施の形態に係る発光素子アレイ駆動装置50は、LEDプリントヘッド(LPH)に搭載されて各LEDを駆動する。
図1に示すように、SLED40は、n個のサイリスタS1〜Sn、n個の発光ダイオード(LED)L1〜Ln、n+1個のダイオードCR0〜CRn、n個の抵抗R1〜Rn、さらには信号線に過剰な電流が流れるのを防止する転送電流制限抵抗R1A、R2Aで構成される。また、駆動部41は、抵抗RS、R1B、R2B、RID1、RID2、コンデンサC1、C2、および駆動信号発生手段の一例としての信号発生回路42で構成されている。なお、駆動部41には多数のSLED40が接続されるが、図1では、その一部として駆動部41に2個のSLED40が接続された構成を示している。
【0027】
以下に、SLED40および駆動部41の回路構成を説明する。まず、各サイリスタS1〜Snのアノード端子(入力端)A1〜Anは電源ライン12に接続されている。この電源ライン12には電源電圧VDD(VDD=3.3V)が供給される。
奇数番目サイリスタS1、S3、…のカソード端子(出力端)K1、K3、…は転送電流制限抵抗R1Aを介して信号発生回路42に接続されているが、転送電流制限抵抗R1Aと信号発生回路42との間は、抵抗R1Bが接続された信号線とコンデンサC1が接続された信号線とを並列に分岐して構成したレベルシフト手段の一例としてのレベルシフト回路43が配置されている。
さらに、偶数番目のサイリスタのカソード端子(出力端)K2、K4、…は転送電流制限抵抗R2Aを介して信号発生回路42に接続されているが、抵抗R2Aと信号発生回路42との間は、抵抗R2Bが接続された信号線とコンデンサC2が接続された信号線とを並列に分岐して構成したレベルシフト手段の一例としてのレベルシフト回路44が配置されている。
【0028】
一方、各サイリスタS1〜Snのゲート端子(制御端)G1〜Gnは、各サイリスタに対応して設けられた抵抗R1〜Rnを介して電源ライン16に各々接続されている。なお、電源ライン16は接地(GND)されている。
また、各サイリスタS1〜Snのゲート端子G1〜Gnと、各サイリスタS1〜Snに対応して設けられた発光ダイオードL1〜Lnのゲート端子とは各々接続される。
さらに、各サイリスタS1〜Snのゲート端子G1〜Gnには、ダイオードCR1〜CRnのアノード端子が接続されている。ダイオードCR1〜CRnのカソード端子は、次段のサイリスタのゲート端子に各々接続されている。すなわち、各ダイオードCR1〜CRnは直列接続されている。
【0029】
ダイオードCR1のアノード端子はダイオードCR0のカソード端子に接続され、ダイオードCR0のアノード端子は抵抗RSを介して信号発生回路42に接続されている。また、発光ダイオードL1〜Lnのカソード端子は、抵抗RID1を介して信号発生回路42に接続されている。なお、発光ダイオードL1〜Lnは、一例としてAlGaAsPまたはGaAsPで構成され、バンドギャップは約1.5Vである。
【0030】
次に、本実施の形態の発光素子アレイ駆動装置50の作用について、図2に示すタイミングチャートを参照して説明する。なお、以下では、サイリスタが4個(n=4)の場合を例に説明する。
(1)初期状態では、すべてのサイリスタS1、S2、S3、S4には電流が流れないため、オフしている(図2▲1▼)。
(2)初期状態から、転送信号CK1Rをローレベル(「L」)にすると(図2▲2▼)、レベルシフト回路43では、図3に示したように矢印の方向へ電流が流れ、やがて転送信号CK1の電位がGNDになる。転送信号CK1Cの電位は3.3Vなので、コンデンサC1の両端電位は3.3V(VDD)になる。この場合、図2▲2▼のタイミング点線部分のように、転送信号CKSをハイレベル(「H」)としてもよい。
【0031】
(3)これと同時に、転送信号CKSを「H」、転送信号CK1Cを「L」にすると(図2▲3▼)、転送信号CK1の電位は、コンデンサC1に電荷が蓄積されているため、約−3.3Vになる。このときの転送信号CK1の電位をレベルシフト電圧という。また、ゲートG1電位は、ΦS電位−Vf=約1.8Vとなる。ここで、ΦS電位=約3.3Vであり、VfはAlGaAsのダイオード順方向電圧を意味し、約1.5Vである。さらに、Φ1電位=G1電位−Vf=約0.3Vとなる。このため、信号線Φ1と転送信号CK1との間に約3.7Vの電位差が生じる。
【0032】
そして、このレベルシフト電圧が発生した状態において、図4に示すように、ゲートG1→信号線Φ1→転送信号CK1のルートでサイリスタS1のゲート電流が流れ始める。その際に信号発生回路42のトライステートバッファーB1Rをハイインピーダンス(Hi−Z)にすることで、電流の逆流防止を行う。
その後、サイリスタS1のゲート電流により、Tr2がオンし、それによってTr1のベース電流(Tr2のコレクタ電流)が流れ、Tr1がオンするという順序でサイリスタS1がオンし始め、ゲート電流が徐々に上昇する。それとともに、レベルシフト回路43のコンデンサC1に電流が流れ込むことで、転送信号CK1の電位も徐々に上昇する。
【0033】
(4)所定時間(転送信号CK1電位がGND近傍になる時間)の経過後、信号発生回路42のトライステートバッファーB1Rを「L」にする(図2▲4▼)。ゲートG1電位が上昇することによって信号線Φ1電位の上昇および転送信号CK1電位の上昇が生じ、それに伴いレベルシフト回路43の抵抗R1B側に電流が流れ始める。その一方で、転送信号CK1電位が上昇するのに従い、レベルシフト回路43のコンデンサC1に流れ込む電流は徐々に減少する。
そしてサイリスタS1が完全にオンし、定常状態になると各点の電位は図5に示したようになる。すなわち、サイリスタS1のオン状態を保持するための電流がレベルシフト回路43の抵抗R1Bに流れるが、コンデンサC1には流れない。なお、このとき転送信号CK1の電位は、CK1電位≒1.8−1.8×R1B/(R1A+R1B)である。
【0034】
(5)サイリスタS1が完全にオンした状態で、点灯信号ID 1を「L」にする(図2▲5▼)。このとき、ゲートG1電位>ゲートG2電位(ゲートG1電位−ゲートG2電位≒1.8V)であるため、サイリスタ構造のLED L1のほうが早くオンし、点灯する。LED L1がオンするのに伴って、信号線Φ1電位が上昇し、信号線Φ1電位=ゲートG2電位≒1.8Vとなるため、LED L2以降のLEDはオンすることはない。すなわち、L1、L2、L3、L4、…は、最もゲート電圧の高いLEDのみがオン(点灯)することになる。
【0035】
(6)次に、転送信号CK2Rを「L」にすると(図2▲6▼)、図2▲2▼の場合と同様に電流が流れ、レベルシフト回路44のコンデンサC2の両端に電圧が発生する。図2▲6▼の終了直前の定常状態において、ゲートG2電位が約1.8Vあるため、各点の電圧値は図2▲2▼の場合とは若干異なるが、動作上影響はない。これは、図2▲6▼の終了直前の定常状態では、信号線Φ2電位=ゲートG2電位−Vf≒1.8V−1.5V≒0.3V程度あるため、図6に示したように、点線の方向にサイリスタS2にゲート電流が流れるが、これがわずかであるためサイリスタS2はオンしないからである。なお、この場合の転送信号CK2電位は、CK2電位≒0.3−0.3×R2B/(R2A+R2B)≒0.15程度である。
【0036】
(7)この状態で転送信号CK2Cを「L」にすると(図2▲7▼)、サイリスタスイッチS2がターンオンする。
(8)そして、転送信号CK1C、CK1Rを同時に「H」にすると(図2▲8▼)、サイリスタスイッチS1はターンオフし、抵抗R1を通って放電することによってゲートG1電位は除々に下降する。その際、サイリスタスイッチS2のゲートG2は≒3.3Vになり、完全にオンする。したがって、画像データに対応した点灯信号ID端子を「L」/「H」することで、LED L2を点灯/非点灯させることが可能となる。なお、この場合ゲートG1の電位はすでにゲートG2の電位より低くなっているため、LED L1がオンすることはない。
【0037】
このように、本実施の形態の発光素子アレイ駆動装置50では、転送信号CK1、CK2を交互に発生させることにより、サイリスタS1、S2、S3、S4のサイリスタスイッチのオン状態を遷移することができるため、LED L1、L2、L3、L4を時分割で点灯/非点灯を選択的に制御することが可能となる。特に、レベルシフト回路43、44を介してSLED40を駆動することにより、駆動電源として3.3Vを使用することが可能となる。
【0038】
ところで、本実施の形態の発光素子アレイ駆動装置50では、図2▲3▼、▲7▼で説明したように、レベルシフト回路43およびレベルシフト回路44において転送信号CK1および転送信号CK2にレベルシフト電圧を発生させるが、このレベルシフト電圧の電圧値(レベルシフト電圧値)は変更することができるように構成されている。
SLEDチップに内蔵された転送電流制限抵抗R1A、R2Aは、SLEDチップのロット毎に抵抗値のばらつきが大きく、例えば設計値を1kΩに設定しても600Ωから2400Ωまでばらつき、その最小値と最大値とでは4倍程度の異なりが生じる。このため、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が最大値(例えば、2400Ω)である場合を想定して駆動部41を設計すると、SLED40を安定動作させるためには、レベルシフト電圧値を大きく設定する必要がある。しかし、かかる設定において転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が最小値(例えば、600Ω)である場合には、信号線Φ1および信号線Φ2に流れる転送電流が過大となり、駆動部41の負荷が過剰となるとともに、消費電力も大きなものとなる。
そこで、本実施の形態の発光素子アレイ駆動装置50では、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値に応じてレベルシフト電圧値を変更することによって、SLED40を安定して低電圧動作させるとともに、駆動部41への過負荷の抑制と、低消費電力化の実現を可能としている。
【0039】
ここで、図7は、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値に応じて、SLED40を安定して動作させるために必要なレベルシフト電圧値を設定することができる信号発生回路42の構成を示したブロック図である。図7に示すように、信号発生回路42は、LEDプリントヘッド(LPH)を搭載した画像形成装置から水平同期信号(LSYNC)とクロック(Mclk)とを受信して、転送信号CKS、CK1C、CK2Cや、SLED40の駆動周期を決めるための基準クロックTrefといった固定値で駆動する信号を発生する信号発生部421、レベルシフト電圧値を設定するためにレベルシフト回路43、44に設けられたコンデンサC1、C2(図1参照)のチャージ期間を設定するチャージ期間設定時間TWRが記憶されたTWR設定レジスタ423、TWR設定レジスタ423からのチャージ期間設定時間TWRと信号発生部421からの基準クロックTrefとを受信して、転送信号を発生するCKR信号発生部422、CKR信号発生部422からの転送信号と信号発生部421からの転送信号CK1Cとに基づいて転送信号CK1Rを発生する論理回路425、CKR信号発生部422からの転送信号と信号発生部421からの転送信号CK2Cとに基づいて転送信号CK2Rを発生する論理回路426を備えている。
【0040】
このように構成された信号発生回路42においてレベルシフト電圧値が設定されるプロセスについて述べる。図8は信号発生回路42で発生される信号に関するタイミングチャートである。図7に示したように、CKR信号発生部422は、信号発生部421から出力された基準クロックTrefとTWR設定レジスタ423に記憶されたチャージ期間設定時間TWRとを入力する。そしてCKR信号発生部422は、図8に示したように、基準クロックTrefが立ち上がる立ち上がりエッジTa1からチャージ期間設定時間TWRの後に、論理回路425が転送信号CK1Rをハイレベル(「H」)からローレベル(「L」)に変更して出力するように、転送信号を論理回路425に出力する。
【0041】
転送信号CK1Rが「H」から「L」に立ち下がる立ち下がりエッジTb1から、転送信号CK1Cが「H」から「L」に立ち下がる立ち下がりエッジTc1までの期間は、前述した図2▲3▼で説明したように、レベルシフト回路43のコンデンサC1に電荷が蓄積される期間であり、このコンデンサC1に蓄積される電荷量によってレベルシフト電圧値が決定される。したがって、チャージ期間設定時間TWRを長く設定すると、コンデンサC1に電荷が蓄積される期間が短くなり、その結果蓄積される電荷量は少なくなるので、レベルシフト回路43から出力される転送信号CK1のレベルシフト電圧値は小さくなる。その一方で、チャージ期間設定時間TWRを短く設定すると、コンデンサC1に電荷が蓄積される期間が長くなり、その結果蓄積される電荷量は多くなるので、レベルシフト回路43から出力される転送信号CK1のレベルシフト電圧値は大きくなる。このように、設定するチャージ期間設定時間TWRを調整することによって、レベルシフト回路43から出力される転送信号CK1のレベルシフト電圧値を変更することが可能となる。
なお、チャージ期間設定時間TWRは、クロックMclkに基づいて設定され、カウントするクロック数を定めることによりチャージ期間設定時間TWRの長さが設定される。
【0042】
同様に、CKR信号発生部422は、基準クロックTrefが立ち下がる立ち下がりエッジTa2からチャージ期間設定時間TWRの後に、論理回路426が転送信号CK2Rを「H」から「L」に変更して出力するように、転送信号を論理回路426に出力する。これによって、転送信号CK2Rの立ち下がりエッジTb2から転送信号CK2Cの立ち下がりエッジTc2までの間において、レベルシフト回路44のコンデンサC2に蓄積される電荷量が調整されて、レベルシフト回路44から出力される転送信号CK2のレベルシフト電圧値を変更することができる。
したがって、転送電流制限抵抗R1A、R2Aに応じてチャージ期間設定時間TWRを変えることによって、レベルシフト回路43およびレベルシフト回路44において転送信号CK1および転送信号CK2のレベルシフト電圧値を変更することができる。
なお、ここでは、信号発生回路42がレベルシフト電圧変更手段として機能する。
【0043】
ところで、チャージ期間設定時間TWRは、例えば外部からシリアルデータ(SDI)とシリアルクロック(SCK)とによるシリアル通信によってチャージ期間設定時間TWRの値をEEPROM 424に設定し、このEEPROM 424からTWR設定レジスタ423にダウンロードすることによりTWR設定レジスタ423に記憶することができる。
【0044】
チャージ期間設定時間TWRの決定方法としては、具体的には、駆動部41から各種転送信号および点灯信号IDを発生させてSLED40を駆動しながら、チャージ期間設定時間TWRを徐々に小さくして、レベルシフト回路43、44のコンデンサC1、C2に電荷が蓄積される期間を徐々に長くする。そして、駆動部41に接続されたSLED40に配置されたLEDがすべて点灯した際のチャージ期間設定時間TWRから少し小さいチャージ期間設定時間TWRを設定する。設定されたチャージ期間設定時間TWRは、EEPROM 424に書き込まれ、さらに、EEPROM 424からTWR設定レジスタ423にダウンロードすることによりTWR設定レジスタ423に記憶される。なお、LEDがすべて点灯した際のチャージ期間設定時間TWRよりも少し小さく設定したのは、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの変動を考慮して、余裕を持った設定とするためである。
【0045】
また、チャージ期間設定時間TWRの決定方法として、チャージ期間設定時間TWRを徐々に小さくして、レベルシフト回路43、44のコンデンサC1、C2に電荷が蓄積される期間を徐々に長くし、その際に、電源から電源ライン12を通じて流れる電流をモニターする。そして、その電流値が飽和して変化しなくなった際のチャージ期間設定時間TWRから少し小さいチャージ期間設定時間TWRを設定する方法を用いることもできる。これは、レベルシフト電圧値を徐々に大きくしていき、すべてのサイリスタがオンした際のチャージ期間設定時間TWRによって決定するものである。
さらに、転送信号CK1、CK2を直接検出し、チャージ期間設定時間TWRを決定することもできる。
【0046】
なお、チャージ期間設定時間TWRは、CKR信号発生部422において直接設定するように構成することも可能である。すなわち、例えばCKR信号発生部422にメモリを設置し、このメモリに予め複数のチャージ期間設定時間TWRを記憶しておく。そして、CKR信号発生部422に複数のディップスイッチを設け、各ディップスイッチのオン/オフの組み合わせによりコードを指定し、指定されたコードによってCKR信号発生部422に記憶されたチャージ期間設定時間TWRを指定するように構成することもできる。
【0047】
次に、駆動部41において転送信号CK1および転送信号CK2のレベルシフト電圧値を変更した場合の信号の状態を比較する。図9は転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が大きい場合の駆動部41から発生される信号のタイミングチャートを示し、図10は転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が小さい場合の駆動部41から発生される信号のタイミングチャートを示している。
図9に示したように、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が大きい場合には、図9▲2▼の期間においては、転送信号CK1Rを「L」(転送信号CK1Cは「H」)としてレベルシフト回路43のコンデンサC1を充電する期間を長く設定することによって、コンデンサC1は充分に充電される。そのため、転送信号CK1Cを「L」に立ち下げる図9▲3▼において、転送信号CK1のレベルシフト電圧を大きく設定することが可能である。
なお、図9▲6▼において、レベルシフト回路44のコンデンサC2を充電する場合も同様であり、転送信号CK2のレベルシフト電圧を大きく設定することができる。
【0048】
一方、図10に示したように、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が小さい場合には、図10▲2▼の期間においては、転送信号CK1Rを「L」(転送信号CK1Cは「H」)としてレベルシフト回路43のコンデンサC1を充電する期間を短く設定することによって、コンデンサC1は充分に充電されない。そのため、転送信号CK1Cを「L」に立ち下げる図10▲3▼において、転送信号CK1のレベルシフト電圧は小さく設定することが可能となる。
なお、図10▲6▼において、レベルシフト回路44のコンデンサC2を充電する場合も同様であり、転送信号CK2のレベルシフト電圧を小さく設定することができる。
【0049】
次に、本実施の形態に係る発光素子アレイ駆動装置50をLPHに搭載した場合の回路について説明する。図11は、発光素子アレイ駆動装置50をLPHに搭載した回路図である。図11では、A3サイズの記録用紙に600dpi(dot per inch)で記録する構成を示し、7424dotのLED素子を駆動する構成である。すなわち、本実施の形態のLPHは、128個のLEDを組み込んだSLED40を58チップ搭載している。
図11において、LPHの駆動信号発生部には6個の駆動部41が配設されている。1つの駆動部41から出力される転送信号CK1、CK2、CKSは、1本当たり9〜10チップのSLED40を駆動する。また、LED点灯信号であるID(ΦI)は、SLED40の1チップ当たり1本出力され、6個の駆動部41から全部で58の点灯信号(ΦI1〜ΦI58)が出力される。そして、それぞれの駆動部41ごとにレベルシフト回路43、44が配置されている。その際、シリアル通信回線を通じて6組の駆動部41のそれぞれにチャージ期間設定時間TWRが設定されて、レベルシフト電圧値が調整されている。
このように構成することによって、転送信号CK1、CK2、CKSの信号線数を少なくしながら、すべてのLEDチップを安定して低電圧駆動することができ、さらに駆動部41の負荷が過剰となることを抑えるとともに、低消費電力化の実現も可能となる。
【0050】
次に、本実施の形態に係る発光素子アレイ駆動装置50を搭載したLPHについて説明する。図12は発光素子アレイ駆動装置50を搭載したLPHの構成を説明する断面図である。図12において、LPH60は、支持体としてのハウジング61、発光素子アレイ駆動装置50を搭載するプリント基板62、露光光を照射するLEDアレイ63、LEDアレイ63からの光を感光体ドラム1表面に結像させるセルフォックレンズアレイ(SLA)64、SLA64を支持するとともにLEDアレイ63を外部から遮蔽するSLAホルダー65、ハウジング61をSLA64方向に付勢する板バネ66を備えている。
【0051】
ハウジング61は、アルミニウム、SUS等のブロックまたは板金で形成され、プリント基板62およびLEDアレイ63を支持している。またSLAホルダー65は、ハウジング61およびSLA64を支持し、LEDアレイ63の発光点とSLA64の焦点とが一致するように構成している。さらにSLAホルダー65はLEDアレイ63を密閉するように配置されている。そのため、LEDアレイ63に外部からゴミが付着することはない。一方、板バネ66は、LEDアレイ63およびSLA64の位置関係を保持するように、ハウジング61を介してSLA64方向に付勢している。
このように構成されたLPH60は、調整ネジ(図示せず)によってSLA64の光軸方向に移動可能に構成され、SLA64の結像位置(焦点)が感光体ドラム1表面上に位置するように調整される。
【0052】
LEDアレイ63は、複数個のLEDチップがチップ用基板に感光体ドラム1の軸線方向と平行に精度よく列状に配置されている。またSLA64も同様に、自己集束性のロッドレンズが感光体ドラム1の軸線方向と平行に精度よく列状に配置されている。そして発光素子アレイ駆動装置50によって制御されたLEDアレイ63からの光が感光体ドラム1表面に結像され、静電潜像を形成する。
【0053】
このようなLPH60において、本実施の形態の発光素子アレイ駆動装置50を適用すれば、I/O電源電圧として3.3Vを使用することができることから、0.25μm等の微細デザインルールでの設計が可能となる。そのため、チップ面積を小さく構成することが可能となり、またドライバICの数も削減することができる。その結果、LPH60では、発光素子アレイ駆動装置50をプリント基板62に実装することが可能となり、しかもプリント基板62の感光体ドラム1円周方向の幅面積を小さく設計することができるため、LPH60の小型化を実現することができる。加えて、レベルシフト回路43、44は、コンデンサと抵抗だけで構成することができるため、安価に製造することができる利点もある。
また、3.3Vによる駆動が可能となるため、LPH60における消費電力を下げることができるので、LPH60で消費される電力によるLED基板の発熱を少なくしてLEDアレイでの熱膨張の発生を抑えることができる。そのため、Y、M、C、Kそれぞれの色画像相互間に画像ずれ(色ずれ)が発生することを抑制することができる。
【0054】
特に、本実施の形態の発光素子アレイ駆動装置50では、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値に応じて、SLED40を安定して動作させるために必要なレベルシフト電圧値を設定することができる。そのため、転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値にSLEDチップのロット毎のばらつきが生じても、SLED40を安定に駆動しつつ転送電流が大きくなり過ぎるのを抑制できるので、駆動部41の負荷が過剰となることを抑えるとともに、さらなる低消費電力化の実現も可能となる。
【0055】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、低電圧駆動でも高速かつ安定的に発光素子を順次オンさせることができる発光素子アレイ駆動装置を提供することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】 発光素子アレイ駆動装置の構成を説明する回路図である。
【図2】 発光素子アレイ駆動装置から発生される信号に関するタイミングチャートである。
【図3】 初期状態から転送信号CK1Rを「L」にした場合のレベルシフト回路の電流の流れを説明する図である。
【図4】 転送信号CKSを「H」、CK1Cを「L」にした直後の電流の流れを説明する図である。
【図5】 サイリスタS1が完全にオンした定常状態での各部の電位を説明する図である。
【図6】 サイリスタS2にゲート電流が流れる状態を説明する図である。
【図7】 信号発生回路の構成を示したブロック図である。
【図8】 信号発生回路で発生される信号に関するタイミングチャートである。
【図9】 転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が大きい場合の駆動部から発生される信号のタイミングチャートである。
【図10】 転送電流制限抵抗R1A、R2Aの抵抗値が小さい場合の駆動部から発生される信号のタイミングチャートである。
【図11】 発光素子アレイ駆動装置をLPHに搭載した回路図である。
【図12】 発光素子アレイ駆動装置を搭載したLPHの構成を説明する断面図である。
【図13】 カラー画像形成装置の構成を説明する図である。
【図14】 従来の発光素子アレイ駆動装置を説明する回路図である。
【図15】 従来の発光素子アレイ駆動装置から発生される信号に関するタイミングチャートである。
【符号の説明】
12,16…電源ライン、40…SLED、41…駆動部、42…信号発生回路、43,44…レベルシフト回路、50…発光素子アレイ駆動装置、60…LPH、61…ハウジング、62…プリント基板、63…LEDアレイ、64…SLA、65…SLAホルダー、66…板バネ、S1,S2,S3,S4…サイリスタ、A1,A2,A3,A4…アノード端子(入力端)、K1,K2,K3,K4…カソード端子(出力端)、G1,G2,G3,G4…ゲート端子(制御端)、CR0,CR1,CR2,CR3,CR4…ダイオード、L1,L2,L3,L4…発光ダイオード(LED)、RS,R1B,R2B,RID1,RID2,R1,R2,R3,R4…抵抗、R1A,R2A…転送電流制限抵抗、C1,C2…コンデンサ、421…信号発生部、422…CKR信号発生部、423…TWR設定レジスタ、424…EEPROM、425,426…論理回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a light emitting element array driving device and the like, and more particularly to a light emitting element array driving device for driving a self-scanning light emitting element array used in a print head of an image forming apparatus such as a copying machine or a printer.
[0002]
[Prior art]
In a color image forming apparatus such as a color copying machine or a color printer, four
[0003]
In such a tandem color image forming apparatus, since image forming units for forming toner images of Y, M, C, and K colors are independently arranged, it is necessary to reduce the size of each unit. Therefore, a print head that is as small as possible is required. In this respect, an LED print head (LPH) using an LED array in which a large number of LEDs are arranged does not require a mechanical drive mechanism and does not require a backlight unlike a liquid crystal element. This is one of the most suitable for downsizing the print head used in the printer. Further, since the response speed is high, it has an advantage that it is suitable for speeding up the image forming apparatus.
[0004]
Particularly, in recent years, an LPH using a self-scanning LED (SLED) has been proposed. The SLED employs a thyristor structure as a portion corresponding to a switch for selectively turning on / off the light emitting point. By adopting this thyristor structure, the switch section can be arranged on the same chip as the light emitting point, and the on / off timing of the switch can be selectively emitted by two signal lines. There is an advantage that lines can be shared and wiring can be simplified.
[0005]
The configuration of the SLED using such a thyristor and the driving device for driving the SLED will be described with reference to FIG.
As shown in FIG. 14, the SLED 20 includes n thyristors S <b> 1 to Sn, and the anode terminals A <b> 1 to An of each thyristor are connected to the
[0006]
The cathode terminals K2, K4,... Of the even-numbered thyristors are the output terminals of the
[0007]
A transfer clock CK1 ′ is input from a signal generation circuit (not shown) to the input terminal of the
Similarly, a transfer clock CK2 ′ is input from a signal generation circuit (not shown) to the input terminal of the
[0008]
On the other hand, the gate terminals G1 to Gn of each thyristor are connected to the
The gate terminals G1 to Gn of the thyristors are connected to the anode terminals of the light emitting diodes L1 to Ln provided corresponding to the thyristors, respectively, and the gate terminals G1 to Gn-1 of the thyristors are The anode terminals of the diodes CR1 to CRn-1 are connected. The cathode terminals of the diodes CR1 to CRn-1 are connected to the gate terminals of the next stage. That is, the diodes CR1 to CRn-1 are connected in series.
[0009]
The anode terminal of the diode CR1 is connected to a signal generation circuit (not shown) through a resistor 18. A signal generation circuit (not shown) outputs a start signal CKS for instructing the start of transfer.
The cathode terminals of the light emitting diodes L1 to Ln are connected to the output terminal of the
The light emitting diodes L1 to Ln are made of AlGaAsP or GaAsP as an example, and the band gap is about 1.5V.
[0010]
Next, the operation of the SLED 20 will be described with reference to the timing chart shown in FIG. In the following, a case where there are four thyristors (n = 4) will be described as an example.
First, when instructing the start of the operation, the start signal CKS is set to a high level as shown in FIG. 15A from a signal generation circuit (not shown). That is, a high level is input to the gate terminal G1 of the thyristor S1. As described above, when the transfer signal CK1 output from the
[0011]
That is, when the start signal CKS becomes high level, when the band gap of the diodes CR1 to CR3 is set to about 1.5 V as an example, the potentials of the gate terminals G1 to G4 (potentials with respect to the cathode terminal) as shown in FIG. ) Is about 5V, about 3.5V, about 2V, and about 0.5V, and among the odd-numbered thyristors S1 and S3 to which the transfer clock CK1 is supplied, the potential of the gate terminal is the highest, that is, the threshold voltage of the thyristor or higher. The thyristor S1 having the gate voltage of is turned on. At this time, since the transfer clock CK2 is at the high level as shown in FIG. 15C, the potential Φ2 of the cathode terminals K2 and K4 of the even-numbered thyristors S2 and S4 is about 5 V as shown in FIG. Since it remains high, thyristors S2 and S4 remain off. Further, since the lighting signal ID is at a high level as shown in FIG. 15D, the cathode terminals of the light emitting diodes L1 to L4 are high and the light emitting diodes L1 to L4 are not lit.
Then, when the lighting signal ID changes from the high level to the low level as shown in FIG. 15D, the potential of the cathode terminal of the light emitting diode L1 becomes low, and the light emitting diode L1 is turned on.
[0012]
Next, when the thyristor S1 is turned on, as shown in FIG. 15C, the transfer clock CK2 goes to a low level, and when the lighting signal ID goes to a high level, the even-numbered thyristor S2, to which the transfer clock CK2 is supplied, Among S4, S2 having the highest potential at the gate terminal, that is, the gate voltage equal to or higher than the threshold voltage of the thyristor is turned on, and the light emitting diode L1 is turned off.
Then, when the transfer clock CK1 becomes high level as shown in FIG. 15B, the thyristor S1 is turned off as shown in FIG. 15G, and the potential of the gate terminal G1 is gradually lowered by the resistor R1. The potential of the gate terminal G2 rises by about 1.5V to about 5V. Along with this, the potentials of the gate terminals G3 and G4 also rise by about 1.5V.
[0013]
Next, when the lighting signal ID changes from the high level to the low level as shown in FIG. 15D, the light emitting diode L2 is turned on.
Similarly, when the thyristor S2 is turned on, as shown in FIG. 15B, when the transfer clock CK1 becomes low level again and the lighting signal ID becomes high level, the thyristor S3 is turned on and the light emitting diode L2 is turned off. Lights up.
Then, as shown in FIG. 15C, when the transfer clock CK2 becomes high level, the thyristor S2 is turned off.
[0014]
Thus, the overlapping period (t shown in FIG. 12) in which the transfer clocks CK1 and CK2 are both low. L The thyristors S1 to S4 are sequentially turned on by alternately switching between the high level and the low level while providing the light-emitting diodes L1 to L4. Are lit in sequence.
[0015]
Here, as a conventional technique, there is a technique relating to a self-scanning LED array and its drive circuit (see, for example, Patent Document 1).
[0016]
[Patent Document 1]
JP-A-2-263668 (page 8-11, FIG. 10)
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
By the way, in recent years, silicon chips have been miniaturized, so that many functions can be mounted with a smaller chip area, and miniaturization and cost reduction have progressed. On the other hand, for example, when a fine design rule such as 0.25 μm is used, the power supply voltage of the I / O (input / output terminal) needs to be 3.3 V in relation to the breakdown voltage of the transistor. Therefore, it is required that the LED drive circuit can also be driven at 3.3V.
However, when the power supply voltage VDD is set to about 5V as in the above-described prior art, for example, to reduce the voltage to about 3.3V, it becomes difficult to sequentially turn on the thyristor due to the band gap of the thyristor. . That is, when the power supply voltage VDD is about 3.3V, for example, when the thyristor S1 is on, the potential of the gate terminal G2 is about 1.8V (power supply voltage 3.3V−band gap 1.5V). If the transfer clock CK2 is set to a low level in this state, the potential of the signal line Φ2 of the cathode terminal of the even-numbered thyristor becomes about 0.3V (the potential of the gate terminal G2 of 1.8V−the band gap of 1.5V). Therefore, no current can flow to the
[0018]
In addition, in the LPH used in the tandem color image forming apparatus, when the LED substrate generates heat due to the power consumed by the LPH LED substrate, the LED array thermally expands and causes Y, M, C, K. There has been a problem that an image shift (color shift) occurs between the color images.
[0019]
Furthermore, in order to arrange the LPH in a small space around the circumference of the photosensitive drum, it is necessary to configure the LPH to be small. For this purpose, the LED and the drive circuit can be mounted on a substrate having a small width area. There is also a need to do.
[0020]
Note that the technique described in
[0021]
Accordingly, the present invention has been made based on such a technical problem, and an object of the present invention is to provide a light emitting element array driving apparatus capable of sequentially turning on light emitting elements at high speed and stably even with low voltage driving. Is to provide.
Another object of the present invention is to provide a light-emitting element array driving device with low power consumption in order to suppress the heat generation of LPH.
Still another object is to mount the light emitting element array driving device in a small space.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
For this purpose, the light-emitting element array driving apparatus of the present invention includes a plurality of light-emitting elements, a power source that supplies power, and an input terminal that is provided corresponding to the plurality of light-emitting elements and inputs power from the power source. It has an output terminal that outputs the input power and a control terminal that inputs a control signal for outputting the input power from the output terminal. When the control signal is input to the control terminal, the on state is maintained and light is emitted. A plurality of switch elements each for enabling the elements to be lit, and when the drive signal generating means generates a drive signal for sequentially turning on the switch elements and outputs the drive signal to the output terminal of the switch element, In the turn-on period, the drive signal from the drive signal generating means is changed to a level shift voltage that is lower or higher than the power supply voltage by the level shift means. It is characterized in that to change the voltage value of the level shift voltage output level shift voltage changing means by further level shift means.
[0023]
Here, the level shift means has one end connected to the output end of the switch element, and the other end branched in parallel to the signal line connected to the capacitor and the signal line connected to the resistor, and connected to the drive signal generating means. It can be characterized by that. At this time, the level shift voltage changing means can change the voltage value of the level shift voltage by changing the charging time or discharging time of the capacitor disposed in the level shifting means.
Further, the drive signal generating means can output the drive signal to the output terminal of the switch element via the transfer current limiting resistor. At this time, the level shift voltage changing means may change the voltage value of the level shift voltage based on the resistance value of the transfer current limiting resistor.
[0024]
Further, when the present invention is regarded as a print head, the print head of the present invention includes an exposure unit that exposes the photosensitive member, and an optical unit that forms an image of light emitted from the exposure unit on the photosensitive member. Is provided corresponding to a plurality of light emitting elements, a power source for supplying power, and a plurality of light emitting elements, and has an input terminal for inputting power from the power source, an output terminal for outputting input power, and input power. A plurality of switch elements that have a control terminal for inputting a control signal for output from the output terminal, hold the ON state by inputting the control signal to the control terminal, and turn on the light emitting elements each; The drive signal generator generates a drive signal during a period when the switch element is turned on when the drive signal generator generates a drive signal for sequentially turning on the switch element and outputs the drive signal to the output terminal of the switch element. The level shift unit changes the voltage of the level shift voltage output from the level shift unit to a level shift voltage that is lower or higher than the power supply voltage. It is characterized by changing depending on the part.
[0025]
Here, the level shift unit has one end connected to the output end of the switch element, and the other end branched in parallel to the signal line to which the capacitor is connected and the signal line to which the resistor is connected, and is connected to the drive signal generation unit It can be characterized by that. The plurality of light emitting elements and the plurality of switch elements may be divided into a plurality of sets, and each of the plurality of sets may include a drive signal generation unit and a level shift unit. In particular, the level shift voltage changing unit can be provided for each of a plurality of sets.
[0026]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, the present invention will be described in detail based on embodiments shown in the accompanying drawings. FIG. 1 is a diagram for explaining a light emitting element array driving apparatus according to the present embodiment. In FIG. 1, the light emitting element
As shown in FIG. 1, the
[0027]
Below, the circuit structure of SLED40 and the
The cathode terminals (output terminals) K1, K3,... Of the odd-numbered thyristors S1, S3,... Are connected to the
Furthermore, the cathode terminals (output terminals) K2, K4,... Of the even-numbered thyristors are connected to the
[0028]
On the other hand, the gate terminals (control terminals) G1 to Gn of the thyristors S1 to Sn are respectively connected to the
The gate terminals G1 to Gn of the thyristors S1 to Sn are connected to the gate terminals of the light emitting diodes L1 to Ln provided corresponding to the thyristors S1 to Sn, respectively.
Furthermore, the anode terminals of the diodes CR1 to CRn are connected to the gate terminals G1 to Gn of the thyristors S1 to Sn. The cathode terminals of the diodes CR1 to CRn are each connected to the gate terminal of the next stage thyristor. That is, the diodes CR1 to CRn are connected in series.
[0029]
The anode terminal of the diode CR1 is connected to the cathode terminal of the diode CR0, and the anode terminal of the diode CR0 is connected to the
[0030]
Next, the operation of the light emitting element
(1) In the initial state, no current flows through all the thyristors S1, S2, S3, and S4, so that they are off ((1) in FIG. 2).
(2) When the transfer signal CK1R is set to a low level (“L”) from the initial state (2 in FIG. 2), a current flows in the direction of the arrow in the
[0031]
(3) At the same time, when the transfer signal CKS is set to “H” and the transfer signal CK1C is set to “L” ((3) in FIG. 2), the charge of the transfer signal CK1 is accumulated in the capacitor C1. It becomes about -3.3V. The potential of the transfer signal CK1 at this time is called a level shift voltage. The gate G1 potential is ΦS potential −Vf = about 1.8V. Here, ΦS potential = about 3.3V, and Vf means a diode forward voltage of AlGaAs, which is about 1.5V. Further, Φ1 potential = G1 potential−Vf = about 0.3V. For this reason, a potential difference of about 3.7 V is generated between the signal line Φ1 and the transfer signal CK1.
[0032]
In the state where the level shift voltage is generated, as shown in FIG. 4, the gate current of the thyristor S1 starts to flow through the route of the gate G1 → the signal line Φ1 → the transfer signal CK1. At this time, the tri-state buffer B1R of the
Thereafter, Tr2 is turned on by the gate current of thyristor S1, whereby the base current of Tr1 (Tr2 collector current) flows, and thyristor S1 starts to turn on in the order that Tr1 is turned on, and the gate current gradually increases. . At the same time, the current flows into the capacitor C1 of the
[0033]
(4) After a lapse of a predetermined time (time when the transfer signal CK1 potential becomes close to GND), the tristate buffer B1R of the
When the thyristor S1 is completely turned on and is in a steady state, the potential at each point is as shown in FIG. That is, a current for maintaining the on state of the thyristor S1 flows through the resistor R1B of the
[0034]
(5) With the thyristor S1 fully turned on, the
[0035]
(6) Next, when the transfer signal CK2R is set to “L” (FIG. 2 (6)), a current flows as in FIG. 2 (2), and a voltage is generated across the capacitor C2 of the
[0036]
(7) When the transfer signal CK2C is set to “L” in this state ((7) in FIG. 2), the thyristor switch S2 is turned on.
(8) When the transfer signals CK1C and CK1R are simultaneously set to “H” ((8) in FIG. 2), the thyristor switch S1 is turned off and discharged through the resistor R1, thereby gradually lowering the potential of the gate G1. At that time, the gate G2 of the thyristor switch S2 becomes ≈3.3V and is completely turned on. Accordingly, by turning the lighting signal ID terminal corresponding to the image data “L” / “H”, the LED L2 can be turned on / off. In this case, since the potential of the gate G1 is already lower than the potential of the gate G2, the LED L1 is not turned on.
[0037]
As described above, in the light emitting element
[0038]
By the way, in the light emitting element
The transfer current limiting resistors R1A and R2A built in the SLED chip have large variations in resistance values for each lot of the SLED chips. For example, even if the design value is set to 1 kΩ, it varies from 600Ω to 2400Ω. There is a difference of about 4 times. For this reason, when the
Therefore, in the light emitting element
[0039]
Here, FIG. 7 shows a configuration of the
[0040]
A process in which the level shift voltage value is set in the
[0041]
The period from the falling edge Tb1 at which the transfer signal CK1R falls from “H” to “L” to the falling edge Tc1 at which the transfer signal CK1C falls from “H” to “L” is the same as in FIG. As described above, the period in which charges are accumulated in the capacitor C1 of the
The charge period setting time TWR is set based on the clock Mclk, and the length of the charge period setting time TWR is set by determining the number of clocks to be counted.
[0042]
Similarly, after the charge period setting time TWR from the falling edge Ta2 at which the reference clock Tref falls, the
Therefore, the level shift voltage values of the transfer signal CK1 and the transfer signal CK2 can be changed in the
Here, the
[0043]
By the way, the charge period setting time TWR is set in the
[0044]
Specifically, the charge period setting time TWR is determined by gradually reducing the charge period setting time TWR while driving the
[0045]
In addition, as a method for determining the charge period setting time TWR, the charge period setting time TWR is gradually reduced to gradually increase the period in which charges are accumulated in the capacitors C1 and C2 of the
Furthermore, the transfer signals CK1 and CK2 can be directly detected to determine the charge period setting time TWR.
[0046]
The charge period setting time TWR can also be configured to be set directly in the
[0047]
Next, the signal states when the level shift voltage values of the transfer signal CK1 and the transfer signal CK2 are changed in the
As shown in FIG. 9, when the resistance values of the transfer current limiting resistors R1A and R2A are large, the transfer signal CK1R is set to “L” (the transfer signal CK1C is “H”) during the period (2) in FIG. As described above, the capacitor C1 is sufficiently charged by setting the period for charging the capacitor C1 of the
In FIG. 9 (6), the same applies when the capacitor C2 of the
[0048]
On the other hand, as shown in FIG. 10, when the resistance values of the transfer current limiting resistors R1A and R2A are small, the transfer signal CK1R is set to “L” (the transfer signal CK1C is set to “H” during the period (2) in FIG. )), The capacitor C1 is not sufficiently charged by setting the period for charging the capacitor C1 of the
In FIG. 10 (6), the same applies to the case where the capacitor C2 of the
[0049]
Next, a circuit when the light emitting element
In FIG. 11, six
With this configuration, all LED chips can be stably driven at a low voltage while reducing the number of signal lines of the transfer signals CK1, CK2, and CKS, and the load on the
[0050]
Next, an LPH equipped with the light emitting element
[0051]
The
The
[0052]
In the
[0053]
In such an
In addition, since driving with 3.3V is possible, the power consumption in the
[0054]
In particular, in the light emitting element
[0055]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to provide a light emitting element array driving apparatus capable of sequentially turning on light emitting elements at high speed and stably even with low voltage driving.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram illustrating a configuration of a light emitting element array driving device.
FIG. 2 is a timing chart relating to signals generated from the light emitting element array driving apparatus;
FIG. 3 is a diagram for explaining a current flow of a level shift circuit when a transfer signal CK1R is set to “L” from an initial state;
FIG. 4 is a diagram illustrating a current flow immediately after a transfer signal CKS is set to “H” and CK1C is set to “L”.
FIG. 5 is a diagram for explaining the potential of each part in a steady state in which the thyristor S1 is completely turned on.
FIG. 6 is a diagram illustrating a state in which a gate current flows through thyristor S2.
FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of a signal generation circuit.
FIG. 8 is a timing chart regarding signals generated by a signal generation circuit.
FIG. 9 is a timing chart of signals generated from the drive unit when the resistance values of the transfer current limiting resistors R1A and R2A are large.
FIG. 10 is a timing chart of signals generated from a drive unit when resistance values of transfer current limiting resistors R1A and R2A are small.
FIG. 11 is a circuit diagram in which a light emitting element array driving device is mounted on an LPH.
FIG. 12 is a cross-sectional view illustrating a configuration of an LPH equipped with a light emitting element array driving device.
FIG. 13 is a diagram illustrating a configuration of a color image forming apparatus.
FIG. 14 is a circuit diagram illustrating a conventional light emitting element array driving apparatus.
FIG. 15 is a timing chart regarding signals generated from a conventional light emitting element array driving apparatus;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF
Claims (7)
電力を供給する電源と、
前記複数の発光素子に対応して設けられ、前記電源からの電力を入力する入力端、入力した電力を出力する出力端及び入力した電力を当該出力端から出力させるための制御信号を入力する制御端を有し、当該制御端に制御信号が入力されることによりオン状態を保持し、オン状態を遷移することにより前記発光素子の点灯/非点灯を選択的に制御可能な複数のサイリスタと、
前記サイリスタの入力端に接続し、前記電源からの電源電圧を供給する電源ラインと、
前記サイリスタの出力端に、当該サイリスタの偶数番目と奇数番目に交互に接続され、転送信号を交互に発生させることで当該サイリスタのオン状態を遷移する2本の信号線と、
前記サイリスタの制御端をダイオードを介して各々直列接続し、当該サイリスタのうち最初にオンするサイリスタの動作の開始を行うスタート信号を送ると共に、当該制御端に前記制御信号を入力する信号線と、
前記発光素子に接続し、当該発光素子の点灯を制御する点灯信号を送る信号線と、
前記転送信号と前記スタート信号と前記点灯信号を発生させる信号発生手段と、
前記転送信号を送る信号線と前記信号発生手段とを介して配される転送電流制限抵抗と、
前記サイリスタがターンオンする期間に、前記信号発生手段からの転送信号の電圧を変更するレベルシフト手段と、
前記レベルシフト手段により出力されるレベルシフト電圧の電圧値を前記転送電流制限抵抗の抵抗値に基づいて変更するレベルシフト電圧変更手段と
を備えたことを特徴とする自己走査型発光素子アレイ駆動装置。A plurality of light emitting elements;
A power supply for supplying power;
Control that is provided corresponding to the plurality of light emitting elements, and that inputs an input terminal for inputting power from the power source, an output terminal for outputting input power, and a control signal for outputting the input power from the output terminal A plurality of thyristors that have an end, hold an on state when a control signal is input to the control end, and can selectively control lighting / non-lighting of the light emitting element by transitioning the on state ;
A power supply line connected to the input terminal of the thyristor for supplying a power supply voltage from the power supply;
Two signal lines that are alternately connected to the even-numbered and odd-numbered thyristors at the output terminal of the thyristor, and that alternately turn on the thyristor by generating a transfer signal;
The control terminals of the thyristors are respectively connected in series via diodes, and a start signal for starting the operation of the thyristor that is turned on first among the thyristors is sent, and a signal line for inputting the control signal to the control terminals,
A signal line connected to the light emitting element and for sending a lighting signal for controlling lighting of the light emitting element;
Signal generating means for generating the transfer signal, the start signal, and the lighting signal;
A transfer current limiting resistor arranged via a signal line for sending the transfer signal and the signal generating means;
Level shift means for changing the voltage of the transfer signal from the signal generating means during a period in which the thyristor is turned on;
A self-scanning light emitting element array driving device comprising: level shift voltage changing means for changing a voltage value of a level shift voltage output by the level shift means based on a resistance value of the transfer current limiting resistor. .
前記露光手段から照射される光を前記感光体上に結像させる光学手段とを備え、
前記露光手段は、
複数の発光素子と、
電力を供給する電源と、
前記複数の発光素子に対応して設けられ、前記電源からの電力を入力する入力端、入力した電力を出力する出力端及び入力した電力を当該出力端から出力させるための制御信号を入力する制御端を有し、当該制御端に制御信号が入力されることによりオン状態を保持し、オン状態を遷移することにより前記発光素子の点灯/非点灯を選択的に制御可能な複数のサイリスタと、
前記サイリスタの入力端に接続し、前記電源からの電源電圧を供給する電源ラインと、
前記サイリスタの出力端に、当該サイリスタの偶数番目と奇数番目に交互に接続され、転送信号を交互に発生させることで当該サイリスタのオン状態を遷移する2本の信号線と、
前記サイリスタの制御端をダイオードを介して各々直列接続し、当該サイリスタのうち最初にオンするサイリスタの動作の開始を行うスタート信号を送ると共に、当該制御端に前記制御信号を入力する信号線と、
前記発光素子に接続し、当該発光素子の点灯を制御する点灯信号を送る信号線と、
前記転送信号と前記スタート信号と前記点灯信号を発生させる信号発生部と、
前記転送信号を送る信号線と前記信号発生部とを介して配される転送電流制限抵抗と、
前記サイリスタがターンオンする期間に、前記信号発生部からの転送信号の電圧を変更するレベルシフト部と、
前記レベルシフト部により出力されるレベルシフト電圧の電圧値を前記転送電流制限抵抗の抵抗値に基づいて変更するレベルシフト電圧変更部と
を有することを特徴とするプリントヘッド。Exposure means for exposing the photoreceptor;
Optical means for imaging light emitted from the exposure means on the photoconductor,
The exposure means includes
A plurality of light emitting elements;
A power supply for supplying power;
Control that is provided corresponding to the plurality of light emitting elements, and that inputs an input terminal for inputting power from the power source, an output terminal for outputting input power, and a control signal for outputting the input power from the output terminal A plurality of thyristors that have an end, hold an on state when a control signal is input to the control end, and can selectively control lighting / non-lighting of the light emitting element by transitioning the on state ;
A power supply line connected to the input terminal of the thyristor for supplying a power supply voltage from the power supply;
Two signal lines that are alternately connected to the even-numbered and odd-numbered thyristors at the output terminal of the thyristor, and that alternately turn on the thyristor by generating a transfer signal;
The control terminals of the thyristors are respectively connected in series via diodes, and a start signal for starting the operation of the thyristor that is turned on first among the thyristors is sent, and a signal line for inputting the control signal to the control terminals,
A signal line connected to the light emitting element and for sending a lighting signal for controlling lighting of the light emitting element;
A signal generator for generating the transfer signal, the start signal, and the lighting signal;
A transfer current limiting resistor arranged via a signal line for sending the transfer signal and the signal generator;
A level shift unit that changes a voltage of a transfer signal from the signal generation unit during a period in which the thyristor is turned on;
A print head comprising: a level shift voltage changing unit that changes a voltage value of a level shift voltage output by the level shift unit based on a resistance value of the transfer current limiting resistor .
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