JP4296982B2 - Oscillator circuit - Google Patents
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Description
本発明は発振回路に係り、特に、電圧に応じて発振周波数を制御する発振回路に関する。 The present invention relates to an oscillation circuit, and more particularly to an oscillation circuit that controls an oscillation frequency according to a voltage.
図4は従来の一例の回路構成図を示す。 FIG. 4 shows a circuit configuration diagram of an example of the prior art.
電圧制御型発振回路1は、回路基板上にユニット化された構造とされており、補償電圧発生回路11、ローパスフィルタ12、振動子13、発振回路14、抵抗R11、R12、可変容量ダイオードD1、D2を含む構成とされている。
The voltage-controlled
補償電圧発生回路11は、いわゆる、温度補償回路であり、サーミスタや温度センサ用のダイオードなどを内蔵し、出力端子Toutから出力される電圧制御型発振回路14の発振出力の周波数の温度に応じた変動を補償する電圧を発生する。補償電圧発生回路11で発生した補償電圧は、ローパスフィルタ12に供給される。
The compensation
ローパスフィルタ12は、抵抗R1及びキャパシタC1から構成されている。ローパスフィルタ12は、補償電圧の高周波成分を除去する。ローパスフィルタ12で高周波成分が除去された補償電圧は、抵抗R11を介して可変容量ダイオードD1のカソードに印加されるとともに、抵抗R12を介して可変容量ダイオードD2のカソードに印加される。
The
可変容量ダイオードD1は、アノードが接地端子TGNDに接続されおり、カソードが振動子13及び発振回路14の一端に接続される。可変容量ダイオードD1は、補償電圧により、空乏層が可変されて、その容量が変化する。
The variable capacitance diode D <b> 1 has an anode connected to the ground terminal TGND and a cathode connected to one end of the
可変容量ダイオードD2は、アノードが接地端子TGNDに接続されおり、カソードが振動子13及び電圧制御型発振回路14の他端に接続されている。可変容量ダイオードD2は、補償電圧により、空乏層が変化して、その容量が変化する。
The variable capacitance diode D2 has an anode connected to the ground terminal TGND and a cathode connected to the other end of the
可変容量ダイオードD1、D2の容量成分が変化することにより、共振回路の容量成分が変化するため、出力端子Toutから出力される発振出力の発振周波数が変化する。よって、補償電圧により出力端子Toutから出力される発振出力の発振周波数を制御できる。 When the capacitance components of the variable capacitance diodes D1 and D2 change, the capacitance component of the resonance circuit changes, and the oscillation frequency of the oscillation output output from the output terminal Tout changes. Therefore, the oscillation frequency of the oscillation output output from the output terminal Tout can be controlled by the compensation voltage.
また、電圧制御型発振回路1は、制御端子Tcntを有する。制御端子Tcntには、電圧制御型発振回路1を駆動するための電源電圧Vccが供給される。電圧制御型発振回路1は、制御端子Tcntに供給される電源電圧Vccに応じて駆動が制御される。
The voltage controlled
このとき、電圧制御型発振回路1が携帯電話など電池駆動の装置に搭載される場合には、制御端子Tcntに電源電圧Vccを間欠的に供給して、発振を間欠的に行わせることにより消費電力を低減している。
At this time, when the voltage-controlled
図5は従来の一例の動作説明図を示す。図5(A)は制御端子Tcntへの印加電圧、図5(B)は出力端子Toutからの発振出力を示す。 FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of a conventional example. FIG. 5A shows the voltage applied to the control terminal Tcnt, and FIG. 5B shows the oscillation output from the output terminal Tout.
制御端子Tcntには、図5(A)に示すように間欠的に電源電圧Vccが印加される。電圧制御型発振回路1は、制御端子Tcntに電源電圧Vccが印加されているときには発振動作を行い、出力端子Toutから発振信号を出力し、制御端子Tcntに電源電圧Vccが印加されていないときには出力端子Toutからの発振信号の出力を停止する。
As shown in FIG. 5A, the power supply voltage Vcc is intermittently applied to the control terminal Tcnt. The voltage controlled
間欠動作が行われる電圧制御型発振回路1では、起動を高速化する必要があった。しかしながら、電圧制御型発振回路1には、ローパスフィルタ12が持つキャパシタC1により補償電圧が遅延して、発振出力が所定の周波数に達するまでに時間がかかる。
In the voltage controlled
図6は従来の一例の起動時の動作波形図を示す。 FIG. 6 shows an operation waveform diagram at the time of starting of an example of the prior art.
時刻t0で電源電圧Vccが立ち上がったとすると、ローパスフィルタ12を構成するキャパシタC1による補償電圧の遅延により、図6に示すように発振周波数が一旦中心周波数f0より下がった後に徐々に中心周波数f0に近似していくような特性を示す。
Assuming that the power supply voltage Vcc rises at time t0, the oscillation frequency once drops below the center frequency f0 and gradually approaches the center frequency f0 as shown in FIG. 6 due to the delay of the compensation voltage by the capacitor C1 constituting the low-
このとき、例えば、補償電圧を0.4〜2.0〔V〕、ローパスフィルタ12を構成する抵抗R1の抵抗値を100k〔Ω〕、キャパシタC1のキャパシタンスを0.1μ〔F〕程度とすると、発振周波数が中心周波数f0から0.5ppm以内に安定化するまでに5msec程度の遅延が生じる。携帯電話などでは、1msec程度に抑制する要求があった。
At this time, for example, when the compensation voltage is 0.4 to 2.0 [V], the resistance value of the resistor R1 constituting the low-
このため、この種の発振回路では、発振周波数を高速で安定化させるために、ローパスフィルタの抵抗に並列にスイッチを設け、起動時に所定時間、スイッチをオンすることにより、ローパスフィルタを構成するキャパシタを急速充電し、起動時間を短縮する構成の発振回路が提案されていた(特許文献1)。 For this reason, in this type of oscillation circuit, in order to stabilize the oscillation frequency at a high speed, a capacitor is provided in the low-pass filter by providing a switch in parallel with the resistance of the low-pass filter and turning on the switch for a predetermined time at startup. Has been proposed (Patent Document 1).
しかるに、従来のローパスフィルタの抵抗に並列にスイッチを設け、起動時に所定時間、スイッチをオンすることにより、ローパスフィルタを構成するキャパシタを急速充電し、起動時間を短縮する構成の発振回路では、充電時間が予め決定されるので、素子のばらつきなどによってキャパシタC1を十分に充電できなかったり、充電時間が長すぎて位相ノイズが発生したりすることによって、遅延が発生するなどの問題点があった。 However, an oscillation circuit configured to shorten the startup time by providing a switch in parallel with the resistance of the conventional low-pass filter and turning on the switch for a predetermined time at startup to quickly charge the capacitor constituting the low-pass filter. Since the time is determined in advance, there is a problem in that the capacitor C1 cannot be sufficiently charged due to variations in elements or the like, and a delay occurs due to generation of phase noise due to the charging time being too long. .
また、補償電圧自身によりキャパシタC1を充電させる構成とされていた。このため、補償電圧側の電圧源に十分な電流供給能力が確保できない場合には、効果が発揮できないなどの問題点があった。 Further, the capacitor C1 is charged by the compensation voltage itself. For this reason, when sufficient current supply capability cannot be secured for the voltage source on the compensation voltage side, there is a problem that the effect cannot be exhibited.
本発明は上記の点に鑑みてなされたもので、十分な位相ノイズ除去能力を持たせつつ、高速起動が行える発振回路を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide an oscillation circuit capable of high-speed startup while having sufficient phase noise removal capability.
本発明は、制御電圧を発生する制御電圧発生手段(11)と、制御電圧発生手段(11)で発生した制御電圧を濾波するフィルタ手段(12)と、フィルタ手段(12)の出力電圧に応じて発振周波数が制御される発振手段(13、14、D1、D2)とを有する発振回路において、フィルタ手段(12)の出力電圧が制御電圧発生手段(11)の出力電圧よりも低い場合に、フィルタ手段(12)の容量成分(C1)をフィルタ手段(12)の出力電圧が制御電圧発生手段(11)の出力電圧を略等しくなるまで高速充電する充電手段(111)を有し、さらに、充電手段(111)はフィルタ手段(12)の出力電圧と制御電圧発生手段(11)の出力電圧とを比較するコンパレータ(121)と、コンパレータ(121)の出力がゲートに供給され、コンパレータ(121)の出力が、フィルタ手段(12)の出力電圧が制御電圧発生手段(11)の出力電圧より小さい状態を示す場合には、オンしてフィルタ手段(12)の容量成分(C1)を電源(Vcnt)により充電し、コンパレータ(121)の出力が、フィルタ手段(12)の出力電圧が制御電圧発生手段(11)の出力電圧より大きい状態を示す場合には、オフしてフィルタ手段(12)の容量成分への充電を停止する電界効果トランジスタ(M1)とを有することを特徴とする。 The present invention relates to a control voltage generating means (11) for generating a control voltage, a filter means (12) for filtering the control voltage generated by the control voltage generating means (11), and an output voltage of the filter means (12). When the output voltage of the filter means (12) is lower than the output voltage of the control voltage generation means (11) in the oscillation circuit having the oscillation means (13, 14, D1, D2) whose oscillation frequency is controlled by capacitive component of the filter unit (12) and (C1) possess substantially charging means for fast charging until it equals the (111) the output voltage of the output voltage of the filter means (12) is a control voltage generating means (11), further, The charging means (111) includes a comparator (121) for comparing the output voltage of the filter means (12) and the output voltage of the control voltage generating means (11), and the output of the comparator (121) is a gate. And when the output of the comparator (121) indicates that the output voltage of the filter means (12) is smaller than the output voltage of the control voltage generating means (11), the capacitance of the filter means (12) is turned on. When the component (C1) is charged by the power supply (Vcnt) and the output of the comparator (121) indicates that the output voltage of the filter means (12) is greater than the output voltage of the control voltage generating means (11), it is turned off. characterized Rukoto to have a field effect transistor to be stopped (M1) to charge the capacitive component of the filter unit (12) and.
充電手段(111)は、電源電圧によりフィルタ手段(12)の容量成分(C1)を充電することを特徴とする。充電手段(111)は、電源電圧に基づいて充電電圧を生成する充電電圧生成手段(222)を有し、充電電圧生成手段(222)で生成された充電電圧によりフィルタ手段(12)の容量成分(C1)を充電することを特徴とする。 The charging means (111) is characterized by charging the capacitance component (C1) of the filter means (12) with a power supply voltage. The charging unit (111) includes a charging voltage generation unit (222) that generates a charging voltage based on the power supply voltage, and the capacitance component of the filter unit (12) is generated by the charging voltage generated by the charging voltage generation unit (222). (C1) is charged.
なお、上記参照符号は、あくまでも参考であり、これによって、特許請求の範囲が限定されるものではない。 In addition, the said reference code is a reference to the last, This does not limit a claim.
本発明によれば、フィルタ手段の出力電圧と制御電圧発生手段の出力電圧とをコンパレータにより比較し、フィルタ手段の出力電圧が制御電圧発生手段の出力電圧より小さい状態を示す場合には、電界効果トランジスタをオンして電源によりフィルタ手段の容量成分を電源により充電し、フィルタ手段の出力電圧が制御電圧発生手段の出力電圧より大きい状態を示す場合には、電界効果トランジスタをオフして、フィルタ手段の容量成分への充電を停止する構成とすることにより、フィルタ手段の容量成分を大きく設定しても、確実に容量成分を充電できる。また、制御電圧まで確実に充電させることができるため、発振周波数を高速に制御電圧に応じた周波数に安定化させることができる。このように、本発明によれば、十分な位相ノイズ、除去能力を持たせつつ、高速起動が行えるなどの特長を有する。
According to the present invention, when the output voltage of the filter means and the output voltage of the control voltage generation means are compared by the comparator, and the output voltage of the filter means indicates a state smaller than the output voltage of the control voltage generation means, the field effect When the transistor is turned on and the capacitive component of the filter means is charged by the power supply by the power supply, and the output voltage of the filter means indicates a state larger than the output voltage of the control voltage generating means, the field effect transistor is turned off, With the configuration in which charging to the capacitive component is stopped , the capacitive component can be reliably charged even if the capacitive component of the filter means is set large. In addition, since the control voltage can be reliably charged, the oscillation frequency can be stabilized at a high speed according to the control voltage. As described above, according to the present invention, there is a feature that high-speed startup can be performed while sufficient phase noise and removal capability are provided.
〔第1実施例〕
図1は本発明の第1実施例の回路構成図を示す。同図中、図4と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
[First embodiment]
FIG. 1 shows a circuit configuration diagram of a first embodiment of the present invention. In the figure, the same components as those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted.
本実施例の電圧制御型発振回路100は、補償電圧発生回路11、ローパスフィルタ12、振動子13、電圧制御型発振回路14、抵抗R11、R12、可変容量ダイオードD1、D2に加えて、充電回路111を設けた構成とされている。
The voltage control
充電回路111は、コンパレータ121及びMOSトランジスタM1から構成される。コンパレータ121は、非反転入力端子に補償電圧発生回路11で発生される補償電圧が印加され、反転入力端子にローパスフィルタ12の出力電圧が印加される。すなわち、コンパレータ121は、ローパスフィルタ12を構成する抵抗R1を検出抵抗として、その両端を電圧差に応じて出力を反転させる構成とされている。
The
コンパレータ121は、補償電圧発生回路11で発生される補償電圧がローパスフィルタ12の出力電圧より大きければ、出力をハイレベルとし、補償電圧発生回路11で発生される補償電圧がローパスフィルタ12の出力電圧より小さければ出力をローレベルとする。
The
コンパレータ121の出力は、MOSトランジスタM1のゲートに供給される。MOSトランジスタM1はスイッチ手段を構成しており、コンパレータ121の出力がハイレベルのときにオンし、コンパレータ121の出力がローレベルのときには、オフする。MOSトランジスタM1のソース−ドレインは、制御端子Tcntとローパスフィルタ12を構成する抵抗R1とキャパシタC1との接続点との間に接続されている。
The output of the
次に充電回路111の起動時の動作を説明する。
Next, the operation at the time of starting up the charging
制御端子Tcntに制御電圧Vcntが印加されると、補償電圧発生回路11、発振回路14、コンパレータ121、MOSトランジスタM1に制御電圧Vcntが印加される。補償電圧発生回路11、発振回路14、コンパレータ121、MOSトランジスタM1は、制御電圧Vcntにより略瞬時に駆動状態とされる。
When the control voltage Vcnt is applied to the control terminal Tcnt, the control voltage Vcnt is applied to the compensation
補償電圧発生回路11は、制御電圧Vcntに駆動されて、補償電圧を発生させる。補償電圧発生回路11で発生された補償電圧は、ローパスフィルタ12に供給される。このとき、ローパスフィルタ12のキャパシタC1及び可変容量ダイオードD1、D2は、放電状態であり、ローパスフィルタ12の抵抗R1とキャパシタC1との接続点の電位は、略接地電位とされている。このため、抵抗R1の両端に電位差が生じる。これによって、コンパレータ121の出力がハイレベルとなる。コンパレータ121の出力がハイレベルになると、MOSトランジスタM1がオンする。MOSトランジスタM1がオンすると、キャパシタC1に制御電圧Vcntが直接的に印加され、キャパシタC1が高速充電される。
The compensation
また、このとき、制御電圧Vcntは、ローパスフィルタ12のキャパシタC1だけでなく、可変容量ダイオードD1、D2にも抵抗R11、R12を介して印加される。これによって、可変容量ダイオードD1、D2も高速充電される。また、制御電圧Vcntは、可変容量ダイオードD1、D2だけでなく、振動子13、及び、発振回路14にも印加され、振動子13、及び、発振回路14の容量成分も高速充電することができる。
At this time, the control voltage Vcnt is applied not only to the capacitor C1 of the low-
キャパシタC1、及び、可変容量ダイオードD1、D2を含む容量成分が補償電圧まで充電されると、抵抗R1の両端の電位差がゼロになる。これによって、コンパレータ121の出力がローレベルになる。コンパレータ121の出力がローレベルになると、MOSトランジスタM1がオフする。MOSトランジスタM1がオフすると、補償電圧発生回路11で発生された補償電圧が可変容量ダイオードD1、D2に印加されて、可変容量ダイオードD1、D2のキャパシタンスが制御され、出力端子Toutの発振周波数が制御される。
When the capacitive component including the capacitor C1 and the variable capacitance diodes D1 and D2 is charged to the compensation voltage, the potential difference between both ends of the resistor R1 becomes zero. As a result, the output of the
このように、起動時、当初は、制御電圧Vcntにより電圧制御型発振回路100の容量成分を高速充電することにより、その立ち上がりを高速化させることができ、その後、ローパスフィルタ12の出力が補償電圧に達すると、制御電圧Vcntによる電圧制御型発振回路100の容量成分の高速充電動作が自動的に停止され、電圧制御型発振回路100を補償電圧に応じて安定して動作させることができる。
As described above, at the time of start-up, initially, the rising of the capacitance component of the voltage-controlled
なお、このとき、本実施例によれば、制御端子Tcntに供給される制御電圧Vcntから充電電圧を得ているため、制御電圧Vcntを供給する外部回路の電流供給能力が高く設定すれば、高速充電が可能となる。このため、補償電圧発生回路11の電流供給能力を高く設定する必要がない。
At this time, according to this embodiment, since the charging voltage is obtained from the control voltage Vcnt supplied to the control terminal Tcnt, if the current supply capability of the external circuit that supplies the control voltage Vcnt is set high, the high speed Charging becomes possible. For this reason, it is not necessary to set the current supply capability of the compensation
図2は本発明の第1実施例の動作説明図である。 FIG. 2 is a diagram for explaining the operation of the first embodiment of the present invention.
時刻t10で制御端子Tcntに制御電圧Vcntが印加されると、ローパスフィルタ12のキャパシタC1を始めとした可変容量ダイオードD1、D2を含む容量成分が高速充電され、出力端子Toutから出力される発振信号の周波数が徐々に中心周波数f0に近づいていく。時刻t11で中心周波数f0からΔf=0.5ppmに達する。このとき、本実施例では、ローパスフィルタ12のキャパシタC1を始めとした可変容量ダイオードD1、D2を含む容量成分を制御電圧Vcntにより高速充電することにより、高速に補償電圧に達することにより発振周波数が中心周波数f0の上下に振れることなく、中心周波数f0に近似するため、発振周波数を高速に中心周波数f0にすることができる。このため、例えば、時刻t10から時刻t11の時間T10を、従来の5msecから1.6msec程度に短縮することができる。
When the control voltage Vcnt is applied to the control terminal Tcnt at time t10, the capacitive components including the variable capacitance diodes D1 and D2 including the capacitor C1 of the low-
〔第2実施例〕
図3は、本発明の第2実施例の回路構成図を示す、同図中、図1と同一構成部分には同一符号を付し、その説明は省略する。
[Second Embodiment]
FIG. 3 shows a circuit configuration diagram of a second embodiment of the present invention. In FIG. 3, the same components as those in FIG.
本実施例の電圧制御型発振回路200は、充電回路211の構成が第1実施例とは相違する。本実施例の充電回路211は、制御電圧Vcntから充電電圧を生成する電圧生成回路222を設け、電圧生成回路222で生成された充電電圧により容量成分を充電する構成としてなる。電圧生成回路222は、安定化電源回路から構成されており、安定した充電電圧を生成できる構成とされている。
The voltage controlled
本実施例によれば、電圧生成回路222により充電電圧を生成することにより、充電電圧を安定化することができるため、制御電圧Vcntのばらつきによって、起動時間が変動することを防止できる。
According to the present embodiment, since the charging voltage can be stabilized by generating the charging voltage by the
〔その他〕
なお、上記第1、第2実施例において、補償電圧発生回路11として温度補償回路が用いられているが、補償電圧発生回路11は温度補償回路に限定されるものではない。要は、制御電圧がローパスフィルタ12を介して発振回路に供給される構成であればよい。
[Others]
In the first and second embodiments, the temperature compensation circuit is used as the compensation
100、200 電圧制御型発振回路
11 補償電圧発生回路、12 ローパスフィルタ、13 振動子、14 発振回路
D1、D2 可変容量ダイオード、R1、R11、R12 抵抗、C1 キャパシタ
111、211 充電回路
121 コンパレータ、M1 MOSトランジスタ
222 電圧生成回路
100, 200 Voltage control
Claims (4)
前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧よりも低い場合に、前記フィルタ手段の容量成分を前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧を略等しくなるまで高速充電する充電手段を有し、
さらに、前記充電手段は、前記フィルタ手段の出力電圧と前記制御電圧発生手段の出力電圧とを比較するコンパレータと、
前記コンパレータの出力がゲートに供給されており、前記コンパレータの出力が、前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧より低い状態を示す場合に、オンして前記フィルタ手段の容量成分を電源により充電し、前記コンパレータの出力が、前記フィルタ手段の出力電圧が前記制御電圧発生手段の出力電圧より高い状態を示す場合に、オフして前記フィルタ手段の容量成分への充電を停止する電界効果トランジスタとを有することを特徴とする発振回路。 An oscillation circuit having control voltage generation means for generating a control voltage, filter means for filtering the control voltage generated by the control voltage generation means, and oscillation means whose oscillation frequency is controlled according to the output voltage of the filter means In
When the output voltage of the filter means is lower than the output voltage of the control voltage generating means, the capacitor component of the filter means is charged at high speed until the output voltage of the filter means becomes substantially equal to the output voltage of the control voltage generating means. the charging means to possess,
Further, the charging means, a comparator for comparing the output voltage of the filter means and the output voltage of the control voltage generating means,
When the output of the comparator is supplied to the gate and the output of the comparator indicates that the output voltage of the filter means is lower than the output voltage of the control voltage generating means, the capacitance component of the filter means is turned on. Is turned off when the output of the comparator indicates that the output voltage of the filter means is higher than the output voltage of the control voltage generating means, and charging to the capacitive component of the filter means is stopped. oscillator circuit according to claim Rukoto to have a field effect transistor.
前記充電電圧生成手段で生成された充電電圧により前記フィルタ手段の容量成分を充電することを特徴とする請求項1記載の発振回路。 The charging unit includes a charging voltage generating unit that generates a charging voltage by stabilizing a power supply voltage,
Oscillator circuit according to claim 1, characterized in that charging the capacitive component of the filter means by the charging voltage generated by the charge voltage generator.
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