JP4284047B2

JP4284047B2 - マルチキャリア符号分割多元接続通信システムの受信機のためのマルチユーザ検出方法

Info

Publication number: JP4284047B2
Application number: JP2002263055A
Authority: JP
Inventors: ロイ・ブリュヌ
Original assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Current assignee: Mitsubishi Electric R&D Centre Europe BV Netherlands
Priority date: 2001-10-04
Filing date: 2002-09-09
Publication date: 2009-06-24
Anticipated expiration: 2022-09-09
Also published as: JP2003188849A; EP1300977A1; US7286517B2; US20030072291A1

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、マルチキャリア符号分割多元接続システムの受信のためのマルチユーザ検出方法に関し、より具体的には、パラレル型干渉キャンセルを用いるマルチユーザ検出方法に関する。また本発明は、そのようなパラレル型干渉キャンセルを実装するＭＣ−ＣＤＭＡ受信機にも関連する。
【０００２】
【従来の技術】
マルチキャリア符号分割多元接続（ＭＣ−ＣＤＭＡ）は、ＯＦＤＭ（直交周波数分割多重）変調と、ＣＤＭＡ多元接続技術とを組み合わせる。この多元接続技術は、１９９３年にＰｒｏｃｅｅｄｉｎｇｓｏｆＰＩＭＲＣ’９３（Ｖｏｌ．１、１０９〜１１３ページ）に発表された「Multicarrier CDMA in indoor wireless radio networks」というタイトルのN.Yee等による論文において最初に提案された。この技術の開発は、１９９７年１２月にＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＭａｇａｚｉｎｅ（１２６〜１３３ページ）に発表された「Overview of Multicarrier CDMA」というタイトルのS.Hara等による論文によって再検討された。
【０００３】
周波数スペクトルを拡散するために、各ユーザの信号が時間領域において乗算されるＤＳ−ＣＤＭＡ（直接拡散符号分割多元接続）方式とは異なり、この方式では、シグネチャが周波数領域において信号と掛け合わされ、そのシグネチャの各要素が種々のサブキャリアの信号と掛け合わされる。
【０００４】
より厳密には、図１は所与のユーザｋのためのＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造を示す。ｂ_ｋ（ｉ）をユーザｋから送信されることになるｉ番目のシンボルとする。ただし、ｂ_ｋ（ｉ）は変調アルファベットに属する。最初に、１１０において、シンボルｂ_ｋ（ｉ）はＮ「チップ」からなり、ｃ_ｋ（ｔ）で示されるユーザの拡散系列あるいはシグネチャと掛け合わされる。各「チップ」は持続時間Ｔ_ｃからなり、拡散系列の全持続時間はシンボル周期Ｔに相当する。シンボルｂ_ｋ（ｉ）と種々の「チップ」との乗算の結果は、シリアルパラレル変換器１２０によってＬシンボルのブロックに変換される。ただしＬは一般にＮの倍数である。表現を簡単にするために、Ｌ＝Ｎと見なされるであろう。その後Ｌシンボルのブロックは、モジュール１３０において、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）にかけられる。シンボル間干渉を防ぐために、ＭＣ−ＣＤＭＡシンボルに、送信チャネルのパルスタイプの応答の持続時間より長い長さを有するガードインターバルが付加される。このインターバルは、そのシンボルの開始と一致して添字を（Δで示される）付加することにより得られる。１４０において、パラレルシリアル変換器に変換後、このようにして得られたＭＣ−ＣＤＭＡシンボルは、ユーザチャネル上で送信するために、１５０において増幅される。それゆえ、ＭＣ−ＣＤＭＡ方式は、スペクトル領域における拡散（ＩＦＦＴ前に）、その後ＯＦＤＭ変調に分解されることができるのがわかる。
【０００５】
実際には、ユーザｋはＩシンボルからなるフレームの形でデータを送信し、各シンボルｂ_ｋ（ｉ）は、
【数７】

の場合にｃ_ｋ（ｔ）＝０であるような、持続時間がシンボル周期Ｔに等しい、実数シグネチャｃ_ｋ（ｔ）、典型的にはウォルシュ−アダマールシグネチャによって拡散される。時刻ｔ＝（ｉ−１）・Ｔ＋（ｌ−１）・Ｔ_ｃにおいて変調される信号は、ＭＣ−ＣＤＭＡシンボル間のガードインターバルが省略されるものとすると、以下のように書き表すことができる。
【０００６】
【数８】

ただし、ω_ｋはユーザｋによって送信される信号の振幅であり、１つの送信ユニットにわたって一定であるものと仮定される。
【０００７】
所与のユーザのためのＭＣ−ＣＤＭＡ受信機が図２に概略的に示されている。この受信機は、その検出が該当するユーザに送信される（あるいはそのユーザから送信される）シンボルのみを考慮に入れるので、シングルユーザ検出受信機（あるいはＳＵＤ受信機）として知られている。
【０００８】
復調された受信信号は、「チップ」周波数でサンプリングされる。こうして得られた信号は以下のように書き表すことができる。
【０００９】
【数９】

ただし、Ｋはユーザの数であり、ｃ_ｋｌ＝ｃ_ｋ（（ｌ−１）・Ｔ_ｃ）であり、ｈ_ｋｌ（ｉ）は時刻ｉ・Ｔにおいて送信されるＭＣ−ＣＤＭＡシンボルのサブキャリアｌの周波数に対するユーザｋのチャネルの応答を表し、ｎ（ｔ）は受信される雑音である。
【００１０】
ダウンリンクチャネルについて考えてみると、送信チャネルは同一の特性を有し、それゆえｈ_ｋｌ＝ｈ_ｌである。
【００１１】
「チップ」周波数でサンプリングすることにより得られたサンプルは、シリアルパラレル変換器２１０において並列に配置され、添字（Δ）から取り外されて、その後、モジュール２２０においてＦＦＴにかけられる。
【００１２】
ＭＣ−ＣＤＭＡでは、ガード時間の存在によって、シンボル間干渉を無視できるようになる。それゆえ、所与のサブキャリア（これ以降、単にキャリアと呼ぶ）の場合、１つのタップ、すなわち１つの複素係数による乗算によって等化を実行することができる。ＳＵＤ受信機では、等化は、各キャリアに個別に既知の等化方式、すなわちＭＲＣ（最大比合成）、ＥＧＣ（等利得合成）、ＺＦ（ゼロフォーシング）あるいはＭＭＳＥ（最小二乗平均誤差）のうちの１つを適用することにより、キャリア毎に実行される。こうして得られた等化係数が、図２においてｑ_ｋ，１，．．．，ｑ_ｋ，Ｌで示される。
【００１３】
２２０から出力される周波数領域のサンプルは、２４０_０，．．．，２４０_Ｌ−１においてユーザｋの等化係数およびシグネチャによって掛け合わされ（逆拡散のため）、その後、２５０において加算される。その結果が、送信されたシンボルｂ_ｋ（ｉ）の軟推定値
【数１０】

である。その後、軟推定値は、硬判定モジュール２６０において硬判定にかけられて、変調アルファベットに属する推定値
【数１１】

を出力する。
【００１４】
マルチユーザ検出技術が、特にＣＤＭＡ通信システムにおいて知られている。それらの技術は、他のユーザによって生成される干渉を考慮することに関して共通の特徴を有する。
【００１５】
ＭＣ−ＣＤＭＡのためのマルチユーザ検出、すなわちＭＵＤ技術は、２０００年３月３０日にＥｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓＬｅｔｔｅｒｓ（Ｖｏｌ．３６、Ｎｏ．７、６６５〜６６６ページ）に発表された「A novel linear MMSE detection technique for MC-CDMA」というタイトルのJ-Y. Beaudais、J.F. HelardおよびJ.Citerneによる論文において提案された。その提案された等化方式はもはやキャリア毎に動作するのではなく、ＭＣ−ＣＤＭＡシンボル毎に動作し、稼動中のユーザの全てのキャリアおよび全てのシグネチャを考慮に入れる。このため、その方式は、ＧＭＭＳＥ（グローバル最小平均二乗誤差）等化、あるいは同様に、Ｍ−ＭＭＳＥ（行列最小平均二乗誤差）等化とも呼ばれる。その目的は、軟推定されたシンボル
【数１２】

と送信されたシンボルｂ_ｋ（ｉ）との間の平均二乗誤差を最小にすることである。その後、軟推定値は、硬判定モジュール３６０において硬判定にかけられる。
【００１６】
ＧＭＭＳＥ等化を用いる、ユーザｋのためのＭＣ−ＣＤＭＡ受信機が図３に示されている。その構造は、等化が種々のキャリアの信号の行列Ｑによる乗算３３０を用いて行われるという点で、図２の構造とは異なる。加算器３５０の出力において得られる逆拡散された信号が、送信されたシンボルｂ_ｋ（ｉ）の推定値
【数１３】

を与える。
【００１７】
さらに、J-Y. Beaudais等による論文において開示されるように、パラレル型干渉キャンセル（ＰＩＣ）方式あるいはシリアル型干渉キャンセル（ＳＩＣ）方式のいずれかを用いるＭＵＤＭＣ−ＣＤＭＡ受信機も提案されている。パラレル型干渉キャンセルは、所与のユーザの場合に、他のユーザに起因する寄与を差し引くことにより、多重アクセス干渉（ＭＡＩ）を繰返しキャンセルする方式であり、これらの寄与は、所与のステップの場合に、以前のステップにおいて推定されたシンボルを再拡散し、それを、その個々の送信チャネルをモデル化するフィルタを用いてフィルタリングすることにより得られる。対照的に、シリアル型干渉キャンセルは、一連のステージにおいてユーザの寄与を連続して除去する方式であり、最も高い電力の寄与によって開始して、各ステージが特定のユーザの寄与を除去する。
【００１８】
図４は、パラレル型干渉キャンセルを用いるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す。明瞭に示すために、ユーザｋに関連する部分のみが示されている。図４では、ベクトルｒ（ｉ）は、ＦＦＴの出力、すなわち時刻ｉ・Ｔにおいて図３のステージ３２０によって供給される周波数成分のベクトルを示す。これらの成分は、４１０において第１の等化にかけられる。より厳密には、４１０は、ユーザｋ’＝１，．．．，Ｋ（ｋ’≠ｋ）に関連付けられるＫ−１個の送信チャネルのための等化を提供する。ダウンリンク受信機について考えてみると、その送信チャネルは同一であり、等化４１０の量は、Ｌ×Ｌ行列による簡単な乗算になり、その出力は次元Ｌのベクトルである。しかしながら、アップリンク受信機では、Ｋ−１個の行列が含まれ、各行列が、１人のユーザの１つの送信チャネルに対応する。これらのＫ−１個の行列は、テンソル
【数１４】

によって表される。ただし指数（１）は第１のキャンセルステージを表す。等化の後、受信されたＭＣ−ＣＤＭＡシンボルは、４２０において、ユーザｋ’＝１，．．．，Ｋ（ｋ’≠ｋ）のＫ−１個のシグネチャで逆拡散され、４３０において検出される。この第１の推定値は、ＭＡＩを考慮していない。その後、検出されたシンボルは、４４０においてそのシグネチャによって再拡散され、こうして得られたＭＣ−ＣＤＭＡシンボルは、ユーザｋ’の送信チャネルをモデル化するＫ−１個のフィルタによってフィルタリングされる。各フィルタは、Ｌ×Ｌの対角行列によって表すことができ、Ｋ−１個の行列はテンソル
【数１５】

によって表される。ここで再び、ダウンリンク受信機について考えるものとすると、後者の行列は同一である。いずれの場合でも、４５０のＫ−１個の出力は、ＭＡＩに対するユーザｋ’の各寄与を与える。それらは、４６０_１，．．．，４６０_Ｋ−１においてベクトルｒ（ｉ）から差し引かれる（４１０〜４５０の処理時間を補償するように遅延される）。４６０_Ｋ−１の出力は、ベクトルｒ（ｉ）の、ＭＡＩの第１の推定値を除去したバージョンである。そのプロセスは、ＭＡＩの推定値を純化するように繰り返されることができ、それらを合わせてシンボルの検出を改善する。最後のステージには、図２の場合のように、４７０の従来からのシングルユーザ等化、４８０の逆拡散、および４９０のシンボル検出が続く。
【００１９】
提案されるＭＣ−ＣＤＭＡのパラレル型およびシリアル型干渉キャンセル方式は、特にアップリンク受信機の場合にかなり複雑である。なぜなら、処理ステージの中にはキャリアレベルで実行されるものがあり、それゆえ並列に（Ｋ−１）・Ｌ個の演算を含むためである。ただし、Ｋはユーザの数であり、Ｌはキャリアの数である。
【００２０】
【発明が解決しようとする課題】
本発明の目的は、従来技術から知られているものより簡単な、マルチユーザ検出およびＭＡＩ除去を含むＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提案することである。詳細には、本発明の目的は、ユーザの数が少ないときに、より簡単になる上記のタイプのＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を提案することである。
【００２１】
【課題を解決するための手段】
上記の目的は、添付の請求項１において請求されるマルチユーザ検出方法と、独立請求項１３において請求されるマルチユーザ受信機とによって達成される。さらに多くの利点は、従属請求項において記載される技術的な特徴によって与えられる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
上記の本発明の特徴、および他の特徴は、添付の図面に関連して与えられる以下の説明の読むことから、より明らかになるであろう。
【００２３】
再び、Ｋ人のユーザを有するＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の状況が参照されるであろう。時刻ｉにおいてＦＦＴによって出力されるＬ個の周波数成分は、ベクトルｒ（ｉ）＝（ｒ_１（ｉ），．．．，ｒ_Ｌ（ｉ））^Ｔと見なすことができ、その式は式（２）から導出することができる。
【００２４】
【数１６】

ただし、ｂ（ｉ）＝（ｂ_１（ｉ），．．．，ｂ_Ｋ（ｉ））^Ｔは、Ｋ個の送信されたシンボルのベクトルであり、Ｄ_ω＝ｄｉａｇ（ω_１，．．．，ω_Ｋ）は対角行列であり、その要素はユーザによって送信されるシンボルの振幅ω_ｋであり、η（ｉ）＝（η_１（ｉ），．．．，η_Ｌ（ｉ））^ＴはＯＦＤＭ多重における雑音成分のベクトルであり、
【００２５】
【数１７】

は拡散およびチャネル伝搬の作用を組み合わせた行列である。
【００２６】
ダウンリンクでは、全てのユーザが同じチャネルを共有し、行列Ｃ（ｉ）はＣ（ｉ）＝Ｈ（ｉ）Ｃ_Ｄによって表すことができる。ただし、行列Ｈ（ｉ）＝ｄｉａｇ（ｈ_１（ｉ），．．．，Ｈ_Ｌ（ｉ））であり、Ｃ_Ｄは稼動中のユーザの符号を含むＬ×Ｋの行列である。
【００２７】
【数１８】

【００２８】
雑音η（ｉ）の成分が、共分散行列Ｅ［η（ｉ）η^Ｈ（ｉ）］＝Ｎ_０Ｉ_Ｌを有するＡＷＧＮ（加法白色ガウス雑音）であり、行列Ｉ_ＬがＬ×Ｌの単位行列でありＮ_０が雑音分散であるものと仮定すると、送信された信号の最尤検出は、シンボルｂが送信された場合に、受信される信号と受信されるものと予想される信号との間の距離の二乗ｄ^２ _Ｅｍｉｎ（ｂ）を最小にするシンボルｂを見つけることである。それゆえ、式（３）から、そのシンボルｂは以下の式を最小にしなければならない。
【００２９】
【数１９】

【００３０】
同じく、ベクトルｒ（ｉ）がわかっているので、そのシンボルｂは以下の式を最小にしなければならない。
【００３１】
【数２０】

ただし、スカラー積＜Ｃ（ｉ）Ｄ_ωｂ；ｒ（ｉ）＞は以下のように表すことができる。
【００３２】
【数２１】

【００３３】
以下の式を、ユーザｋのシグネチャおよび伝搬チャネルに一致するフィルタの出力と定義しよう。
【００３４】
【数２２】

ｙ_ｋ（ｉ）は、ユーザｋの場合の受信されたベクトルｒ（ｉ）の成分ｒ_ｌ（ｉ）の最大比合成と見なすこともできる。式（８）は簡単に以下のように書き直すことができる。
【００３５】
【数２３】

【００３６】
ｙ（ｉ）＝（ｙ_１（ｉ），．．．，ｙ_Ｋ（ｉ））^Ｔが、Ｋ人のユーザの場合の出力ｙ_ｋ（ｉ）の観測ベクトルを示すものとしよう。式（７）および式（１０）によれば、ベクトルｙ（ｉ）は、送信されたベクトルｂ（ｉ）の最尤検出のための十分な統計値を表す。
【００３７】
マルチユーザ検出の場合にベクトルｒ（ｉ）の代わりにベクトルｙ（ｉ）を用いて、観測の次元をＬからＫに低減することが有利であることに留意することは重要である。観測ベクトルｙ（ｉ）は、式（９）から行列の形に書き表すこともできる。
【００３８】
【数２４】

ただし、・^Ｈは転置共役を示す。式（１１）に式（３）を代入すると、観測ベクトルｙ（ｉ)は、送信されたベクトルｂ（ｉ）の関数として求めることができる。
【００３９】
【数２５】

ただし、
【数２６】

および
【数２７】

である。
【００４０】
観測ベクトルｙ（ｉ）のウィーナフィルタによるフィルタリングに基づくマルチユーザ検出方法が、２００１年３月２２日に本出願人によって出願されたフランス国特許出願第ＦＲ０１０４０５０号に記載されており、これ以降、参照して本明細書に含まれている。この方法によれば、推定されたシンボルのベクトル
【数２８】

が以下の式から求められる。
【００４１】
【数２９】

ただし、行列Ｆはウィーナ・ホッフ方程式である。
【００４２】
【数３０】

によって与えられ、行列Ｒ_ｂｙ、Ｒ_ｙｙはそれぞれｂおよびｙの共分散行列、ｙの自己共分散である。したがって、行列Ｆは以下のように表すことができる。
【００４３】
【数３１】

【００４４】
式（１２）および式（１３）を式（１６）に代入し、シンボルが単位エネルギーを有するものと仮定することにより、以下の式が得られる。
【００４５】
【数３２】

ただし、Ｉ_ＫはＫ×Ｋの単位行列である。
【００４６】
演算式（１４）は行列Ｆを用いるＭＭＳＥ（最小平均二乗誤差）評価プロセスと見なすことができる。
【００４７】
ここで、本発明の根底をなす基本的な概念は、従来の技術の項で詳述された従来技術の場合のようなキャリアレベルではなく、シンボルレベルでのパラレル型干渉キャンセルを用いるマルチユーザ検出方法を提案することである。
【００４８】
本発明の第１の実施形態によるマルチユーザ検出器の構造が図５に示される。そのマルチユーザ検出器は、ユーザのシグネチャに、かつ１つあるいは複数の伝搬チャネル（複数はアップリンクを表す）の応答に一致するフィルタ５１０を含む。フィルタ５１０は、式（１１）にしたがって観測ベクトルｙ（ｉ）を出力するために、周波数成分のベクトルｒ（ｉ）と行列Ｄ_ωＣ^Ｈ（ｉ）とを掛け合わせる。また、その検出器は、等化フィルタ５２０および干渉復元フィルタ５５０も備える。等化フィルタは、観測ベクトルｙ（ｉ）と行列Ｆ（ｉ）との乗算を実行し、
【数３３】

で示されるベクトルを出力する。その後、ベクトル
【数３４】

の成分は、Ｋ人のユーザの場合の推定されたシンボルのベクトル
【数３５】

（上付き文字１は第１のステージを表す）を出力する検出器５４０において硬判定にかけられる。推定されたシンボルのベクトルは、フィルタ５５において行列Ｂ（ｉ）との乗算にかけられる。第２のフィルタ５５０の出力は、新しい観測ベクトル
【数３６】

（上付き文字２は第２の検出ステージを表す）を与えるために、５３０において、一致するフィルタ５１０の出力から差し引かれる。
【００４９】
【数３７】

上記の式はＭＡＩが概ね除去されている。その後、種々のユーザの、あるいは種々のユーザの場合のシンボルが、硬判定検出器５６０において、新しい観測ベクトル
【数３８】

から推定される。第２の検出ステージにおける推定値のベクトルは
【数３９】

で示される。その後、推定されたシンボルは、ビットに復調され（それにより、ＢＰＳＫ変調が用いられる場合には、シンボル−１、１はそれぞれ０、１に変換される）、その後、その得られたビットはチャネル復号化される。別法では、ＢＰＳＫ変調が用いられる場合には、チャネル復号化は復調の前に行われる場合がある。
【００５０】
行列Ｆ（ｉ）は、等化のために用いられる判定基準に依存する。ＭＭＳＥタイプの等化の場合、行列Ｆ（ｉ）は式（１７）、すなわち
【００５１】
【数４０】

によって与えられる。
【００５２】
別法では、ゼロフォーシング（ＺＦ）判定基準に基づく等化の場合、行列Ｆ（ｉ）は簡単に以下の式によって与えられる。
【００５３】
【数４１】

【００５４】
【数４２】

を得るためにｙ（ｉ）と行列Ｆ（ｉ）とを乗算する代わりに、実際には線形系
【００５５】
【数４３】

あるいは
【数４４】

の解が求められることになることに留意されたい。
【００５６】
Ｋ個の送信されるシンボルの推定値
【数４５】

を用いる場合に、ユーザｋの場合の観測ベクトルの成分が、
【００５７】
【数４６】

であることを思い起こすと、ＭＡＩを除去された新しい成分を導出することができる。
【００５８】
【数４７】

ただし、角括弧内の式は、他のユーザｋ’≠ｋの寄与を無くしたサブキャリアｌ上で受信される信号を与える。
【００５９】
式（２０）は以下の式に書き直すことができる。
【００６０】
【数４８】

それは行列の形に書き直すこともできる。
【００６１】
【数４９】

ただし、ｄｉａｇ（Ｒ（ｉ））は行列Ｒ（ｉ）と同じ対角を有し、０の非対角要素を有する行列である。それゆえ、干渉復元フィルタの場合の行列Ｂ（ｉ）の式は以下のように理解することができる。
【００６２】
【数５０】

【００６３】
それゆえ、パラレル型干渉キャンセル方式は、完全にシンボルレベルで実行されることができる。これは、特に、稼動中のユーザの数ＫがＯＦＤＭ多重化のキャリアの数Ｌより少ないときに、実施の複雑さを著しく低減する。
【００６４】
本発明の第２の実施形態によるマルチユーザ検出器の構造が図６に示される。ブロック６１０、６２０および６５０はそれぞれ図５のブロック５１０、５２０および５５０と同じである。簡略化するために、ＢＰＳＫ変調の場合のマルチユーザ検出器が示されているが、他のタイプの変調が用いられる場合もある。
【００６５】
この実施形態では、ユーザデータが送信機側において周波数領域において拡散される前に、チャネル符号化にかけられる。さらに、当業者には知られているように、チャネル符号化前および／または後に、インターリーブステップが挿入される場合がある。チャネル符号化のために、ブロック符号化、たたみ込み符号化あるいはターボ符号化の従来の方法を用いることができる。
【００６６】
上記の実施形態とは対照的に、Ｋ人の稼動中のユーザの場合にそれぞれ、等化フィルタ６２０の後にＫ個のチャネル復号器６４０_１，．．．，６４０_Ｋが設けられる。これらの各復号器は、Ｋ人の稼動中ユーザのうちの１人のためのデータのチャネル復号化を実行する。より厳密には、復号器６４０_ｋは、軟値
【数５１】

を入力し、
【数５２】

で示される、ユーザｋのためのチャネル復号化されたデータを出力する。Ｋ人のユーザのためのチャネル復号化されたデータは、ベクトル
【数５３】

によって表される。推定されたデータ
【数５４】

はその後、干渉復元フィルタ６５０によってフィルタリングされる前に、チャネル符号器６７０_ｋ（ｋ＝１，．．．，Ｋ）によってそれぞれ再符号化される。別法では、復号器６４０_ｋ（ｋ＝１，．．．，Ｋ）が推定されたデータを符号化された形で供給することができる場合には、チャネル符号器６７０_ｋ（ｋ＝１，．．．，Ｋ）は省略され、符号化された形の推定されたデータが、干渉復元フィルタ６５０に直に供給されることになる。たとえば、復号器６４０_ｋがビタビ復号器である場合には、復号器６４０_ｋは、符号格子内の最尤経路に沿って、チャネル復号化されたデータおよびチャネル符号化された形のデータを供給することができる。
【００６７】
６３０において干渉キャンセルした後、ＭＡＩを除去された新しい観測ベクトル
【数５５】

は、復号器６４０_１，．．．，６４０_Ｋに類似の復号器６４１_１，．．．，６４１_Ｋにおいてチャネル復号化にかけられ、Ｋ人のユーザの場合のチャネル復号化されたデータ
【数５６】

を出力する。第２のステージにおけるＫ人のユーザの場合のチャネル復号化されたデータは、ベクトル
【数５７】

によって表される。当然、送信側において、たとえばチャネル符号化後にユーザデータがインターリーブされている場合には、チャネル復号器６４０_１，．．．，６４０_Ｋの前に、かつチャネル復号器６７０_１，．．．，６７０_Ｋの後にそれぞれ、デインターリーバおよびインターリーバが設けられなければならない。
【００６８】
チャネル符号器６７０_ｋ（ｋ＝１，．．．，Ｋ）から出力されるデータは、干渉復元フィルタ６５０によってフィルタリングされる前に、シンボルに変調されなければならないことは理解されたい。
【００６９】
この実施形態では、復号器６４０_１，．．．，６４０_Ｋおよび復号器６４１_１，．．．，６４１_Ｋは、ＳＩＳＯ（軟値入力軟値出力：ｓｏｆｔ−ｉｎｓｏｆｔ−ｏｕｔ）と、その後の閾値設定器とによって実現することができることも理解されたい。
【００７０】
本発明の第３の実施形態によるマルチユーザ検出器の構造が図７に示される。ブロック７１０、７２０および７５０はそれぞれ、図５の５１０、５２０および５５０と同じである。簡略化するために、ＢＰＳＫの場合のマルチユーザ検出器が示されているが、他のタイプの変調が用いられる場合もある。
【００７１】
この実施形態は、ＳＯＶＡ（軟値出力ビタビアルゴリズム）復号器を用いることができるか、あるいはＭＡＰ（最大演繹的：Maximum A Priori）復号器のファミリに属することができるＳＩＳＯ（軟値入力軟値出力）復号器７４０_１，．．．，７４０_Ｋを利用する。いずれの場合でも、復号器７４０_ｋは、ユーザｋの場合の、チャネル復号化されたデータ
【数５８】

と、チャネル符号化された形の対応するデータ
【数５９】

との両方を供給するように構成される。たとえば、ＳＯＶＡ復号器が用いられる場合には、その復号器７４０_ｋは、符号トレリス内の最尤経路に沿って、チャネル復号化されたデータと、チャネル符号化された形の対応するデータとの両方を出力する。ＭＡＰ復号器も、１９９８年３−４月のＥｕｒｏｐｉａｎＴｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＴｅｌｅｃｏｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ、Ｖｏｌ．９、Ｎｏ２に発表された、S.Benedetto等による論文「Soft-input Soft-output modules for the construction and distributed iterative decoding of code network」に記載されるように、帰納的チャネル復号化データと、チャネル符号化された形の対応するデータとの両方を出力することができる。
【００７２】
Ｋ人のユーザの場合の復号化されたデータはベクトル
【数６０】

として示され、一方、Ｋ人のユーザの場合の符号化された形のデータはベクトル
【数６１】

として示される。符号化された形のデータは、干渉復元フィルタ７５０によって直にフィルタリングされる。上記の実施形態とは対照的に、チャネル符号器はもはや必要ではないため、受信機の複雑さがさらに低減される。７３０において干渉キャンセルされた後、ＭＡＩを除去された新しい観測ベクトル
【数６２】

が、ＳＩＳＯ復号器７４１_１，．．．，７４１_Ｋにおいて軟値チャネル復号化にかけられる。ベクトル
【数６３】

として表される軟出力
【数６４】

はその後、硬判定モジュール７６０において閾値判定され、成分
【数６５】

からなるベクトル
【数６６】

として表される、Ｋ人の稼動中ユーザのチャネル復号化されたデータが与えられる。ただし、
【数６７】

はユーザｋの場合のチャネル復号化されたデータである。ここで再び、ＢＰＳＫ以外の変調が用いられる場合には、チャネル符号器７４０_ｋ, Ｋ＝１，．．．，Ｋから出力され、ベクトル
【数６８】

によって表される、チャネル符号化された形のデータは、干渉復元フィルタ７５０によってフィルタリングされる前に、シンボルに変調されなければならない。
【００７３】
上記の本発明の実施形態は、ダウンリンクおよびアップリンクＭＣ−ＣＤＭＡ受信に同じく当てはまることに留意することは重要である。
【００７４】
さらに、本発明によるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機のためのマルチユーザ検出装置が、機能モジュール、たとえばフィルタあるいは推定手段に関して記載されてきたが、この装置の全てあるいは一部が、示される全ての機能を達成するための専用の１つのプロセッサを用いて、あるいはそれぞれ１つあるいはいくつかの機能を達成するための専用の、またはそのようにプログラミングされた複数のプロセッサの形で実装されることができることは言うまでもない。
【００７５】
【発明の効果】
本発明によれば、従来技術から知られているものより簡単であり、特にユーザの数が少ないときに簡単になるマルチユーザ検出およびＭＡＩ除去を含むＭＣ−ＣＤＭＡ受信機を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】最新技術から知られているＭＣ−ＣＤＭＡ送信機の構造を示す概略図である。
【図２】最新技術から知られている第１のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す概略図である。
【図３】最新技術から知られている第２のＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す概略図である。
【図４】最新技術から知られているようなパラレル型干渉キャンセルを用いるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す概略図である。
【図５】本発明の第１の実施形態によるパラレル型干渉キャンセルを用いるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す概略図である。
【図６】本発明の第２の実施形態によるパラレル型干渉キャンセルを用いるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す概略図である。
【図７】本発明の第３の実施形態によるパラレル型干渉キャンセルを用いるＭＣ−ＣＤＭＡ受信機の構造を示す概略図である。

Claims

マルチキャリア符号分割多元接続通信システムの受信機のためのマルチユーザ検出方法であって、前記システムのユーザとの間の各通信はシグネチャで符号化され、前記受信機によって受信される信号は第１の複数（Ｌ）の周波数成分に分解され、
前記周波数成分は、第２の複数の（Ｋ）のユーザの個々のシグネチャと、前記ユーザとの間の前記通信に関連する伝送チャネルに共通のあるいは個々の応答とに一致する第１のフィルタリング（５１０、６１０、７１０）にかけられ、
前記ユーザへ、あるいは前記ユーザによって送信されるシンボルあるいはデータの第１の推定（５４０、６４０_ｋ、７４０_ｋ）は、前記第１のフィルタリングの出力から得られ、
マルチユーザ干渉が前記第１の推定に対して第２フィルタリング（５５０、６５０、７５０）を適用することにより導出され、前記第１のフィルタリングの出力から差し引かれて（５３０、６３０、７３０）、マルチユーザ干渉を除去された出力が与えられ、
前記ユーザへ、あるいは前記ユーザによって送信されるシンボルあるいはデータの第２の推定（５６０、６４１_ｋ、６６０、７４１_ｋ、７６０）が前記マルチユーザ干渉を除去された出力から得られることを特徴とするマルチユーザ検出方法。
前記第１のフィルタリングの前記出力は、前記第１の推定の前に、等化ステップ（５２０、６２０、７２０）にかけられることを特徴とする請求項１に記載のマルチユーザ検出方法。
前記等化ステップは、最小平均二乗誤差等化を用いることを特徴とする請求項２に記載のマルチユーザ検出方法。
前記等化ステップは、ゼロフォーシング等化を用いることを特徴とする請求項２に記載のマルチユーザ検出方法。
前記第１の推定は、前記第１のフィルタリングの等化された出力において硬判定（５４０）を適用することにより、前記ユーザへ、あるいは前記ユーザによって送信されるシンボルの第１の推定値

を与え、それに続く前記第２の推定は、前記マルチユーザ干渉を除去された出力に硬判定（５６０）を適用することにより、前記シンボルの第２の推定値

を与えることを特徴とする請求項２ないし４のいずれか一項に記載のマルチユーザ検出方法。
前記第２のフィルタリング（５５０）は前記第１の推定値

に適用され、前記マルチユーザ干渉を除去された出力は、前記第１のフィルタリング（５１０）の前記出力から前記第２のフィルタリング（５５０）の前記出力を差し引く（５３０）ことにより得られることを特徴とする請求項５に記載のマルチユーザ検出方法。
前記第１の推定は、前記ユーザへ、あるいは前記ユーザによって送信されるデータの第１の推定値

を与えるために、前記第１のフィルタリングの等化された出力に第１のチャネル復号化ステップ（６４０_１，．．．，６４０_ｋ）を適用し、前記第２の推定は、前記データの第２の推定値

を与えるために、前記マルチユーザ干渉を除去された出力に第２のチャネル復号化ステップ（６４１_１，．．．，６４１_ｋ）を適用することを特徴とする請求項２ないし４のいずれか一項に記載のマルチユーザ検出方法。
前記第１の推定値は、チャネル符号化ステップ（６７０_１，．．．，６７０_ｋ）と、その後第２のフィルタリング（６５０）とにさらにかけられ、前記マルチユーザ干渉を除去される出力は、前記第１のフィルタリング（６１０）の出力から前記第２のフィルタリング（６５０）の出力を差し引く（６３０）ことにより得られることを特徴とする請求項７に記載のマルチユーザ検出方法。
前記第１の推定値は、第２のフィルタリングにチャネル符号化された形で供給され、前記マルチユーザ干渉を除去された出力は、前記第１のフィルタリング（６１０）の出力から前記第２のフィルタリング（６５０）の出力を差し引く（６３０）ことにより得られることを特徴とする請求項７に記載のマルチユーザ検出方法。
前記第１の推定は、前記ユーザへ、あるいは前記ユーザによって送信されるデータと、チャネル符号化された形の対応するデータとの両方の第１の推定値

を与えるために、前記フィルタリングの等化された出力に、軟値入力軟値出力チャネル復号化ステップ（７４０_１，．．．，７４０_ｋ）を適用することを特徴とする請求項２ないし４のいずれか一項に記載のマルチユーザ検出方法。
第２のフィルタリング（７５０）がチャネル符号化された形の前記データに適用され、前記マルチユーザ干渉を除去された出力は、前記第１のフィルタリング（７１０）の出力から前記第２のフィルタリング（７５０）の出力を差し引く（７３０）ことにより得られることを特徴とする請求項１０に記載のマルチユーザ検出方法。
前記第２のフィルタリングは、行列Ｂ（ｉ）＝Ｒ（ｉ）−ｄｉａｇ（Ｒ（ｉ））による乗算ステップを含み、ただし行列Ｒ（ｉ）は、前記第１のフィルタリングの出力の自己共分散行列であり、ｄｉａｇ（Ｒ（ｉ））は、行列Ｒ（ｉ）と同じ対角要素と、０の非対角要素とを有する行列であることを特徴とする請求項６、８、１１のいずれか一項に記載のマルチユーザ検出方法。
請求項１ないし１２のいずれか一項に記載のマルチユーザ検出方法を実行するための手段を含むことを特徴とするマルチキャリア符号分割多元接続通信システムのためのマルチユーザ受信機。