JP4275971B2 - Synchronous rectification type DC-DC converter - Google Patents

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【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータに関し、特に同期整流型のフォワードコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来例について説明する。
従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続して並列運転する場合に発生する逆電流の流入を減少させる技術が開発されていた（特許文献１、２参照）。以下、これらの特許文献１、２を従来例１、２として具体的に説明する。
【０００３】
(1) ：従来例１（特許文献１）の説明
図１０は従来例１の説明図（その１）、図１１は従来例１の説明図（その２）である。図１０の（ａ）図では、一次巻線２２１と二次巻線２２２とは、一次巻線２２１の一次側電圧供給回路２１１側の一端と、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端とが同極性になるように磁気結合されており、主スイッチ素子２１０が導通し、トランス２２０内の一次巻線２２１に、一次側電圧供給回路２１１から供給される電流Ｉ1 が流れると、二次巻線２２２の出力端子２２３側に正電圧、グラウンド端子２２４側に負電圧が誘起される。
【０００４】
二次巻線２２２に誘起された電圧により、第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より低くなる。このとき、第１の二次側整流素子２０６内の寄生ダイオードが順バイアスされるが、ゲート端子には、二次巻線２２２に誘起された電圧により、正電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は、通常動作とは逆方向に導通し、ソース端子側からドレイン端子側に向け、電流Ｉ2 を流す。
【０００５】
電流Ｉ2 による電圧降下は、第１の二次側整流素子２０６の寄生ダイオードを導通させない程度に小さくなっており、この電流Ｉ2 が流れると、出力端子２２３とグラウンド端子２２４の間に接続された出力コンデンサ２０９及び負荷２１２に、低損失で電力が供給される。
【０００６】
この間（第１の二次側整流素子２０６が逆方向に導通している間）、二次巻線２２２に誘起された電圧により、第２の二次側整流素子２０７のドレイン端子には、ソース端子よりも高い電圧が印加されており、また、ゲート端子には負電圧が印加されているから、第２の二次側整流素子２０７には電流は流れない。
【０００７】
次に、主スイッチ素子２１０が導通から遮断に転じると、二次巻線２２２の出力端子２２３側の一端に負電圧、グラウンド端子２２４側の一端に正電圧が誘起される。その電圧により、電流Ｉ2 を流していた第１の二次側整流素子２０６のドレイン端子の電位がソース端子の電位より高くなり、また、ゲート端子には負電圧が印加されるので、第１の二次側整流素子２０６は遮断する。
【０００８】
このとき、第２の二次側整流素子２０７では、二次巻線２２２に誘起された電圧により、ゲート端子に正電圧が印加されるから、導通可能な状態になる。また、第２の二次側整流素子２０７は、インダクタンス素子２０８に生じた起電力により、ドレイン端子の電位がソース端子の電位よりも低くなるから、逆方向に導通し、インダクタンス素子２０８に蓄積された磁気エネルギーにより、図１０の（ｂ）図に示すように、負荷２１２に電力を供給する方向の電流Ｉ3 を流す。
【０００９】
また、制御装置２０３内には発振器と基準電圧発生回路が設けられており、ＰＷＭ方式で主スイッチ素子２１０を駆動しており、スイッチングの周期が一定になっている。また、電源装置２０２はフォワード型であるため、出力端子２２３の出力電圧は、主スイッチ素子２１０の導通時間と、一次側電圧供給回路２１１が出力する電圧、一次巻線２２１と二次巻線２２２の巻線比によって決まる。制御装置２０３は、出力端子２２３とグラウンド端子２２４間の出力電圧を検出しており、主スイッチング素子２１０の導通時間を制御しているので、一次側電圧供給回路２１１の電圧変動等により、一次側電圧供給回路２１１の電圧が変動しても、出力電圧は一定に維持されている。
【００１０】
電源装置２０２は複数台を並列接続し、出力電流を増やすことができる。しかしながら、複数台の電源装置２０２を並列接続する場合には、出力電圧が完全に一致せず、そのため、各電源２０２のうち、出力電圧が高く設定されているものから、負荷２１２が消費するよりも大きな出力電流が出力され、余分な電流は、出力電圧が低く設定されている電源装置に流入してしまう。
【００１１】
図１０の（ｃ）図では、２台の電源装置２０２1 、２０２2 を並列接続して運転する場合を示しており、一方の電源装置２０２1 側から、他方の電源装置２０２2 に向けて電流Ｉ5 が流入している。この電流Ｉ5 が二次巻線２２２2 に流れると、一次巻線２２１2 に電圧が誘起され、その電圧によって主スイッチ素子２１０2 のドレイン端子に負電圧が印加される。そのとき、主スイッチ素子２１０のゲート端子に正電圧が印加されていると、主スイッチ素子２１０2 のソース端子からドレイン端子に向けて逆電流Ｉ6 が流れてしまい、その結果、並列接続された電源装置全体の効率を悪化させ、また、各電源装置２０２1 、２０２2 の劣化を早めてしまうという問題がある。
【００１２】
そこで、従来例１では、図１１に示したように、並列接続しても逆電流が流れない電源装置を提供するものである。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流を検出する電流検出回路３０の出力から、主スイッチ素子１０に流れた電流の向きを検出し、導通期間中に逆電流Ｉ10が流れた場合、主スイッチ素子１０の導通期間を長くする。このため、主スイッチ素子１０に流れる電流量が増えるので逆電流が消滅し、並列接続された各電源装置３の電流負担が均等化される、というものである。
【００１３】
(2) ：従来例２（特許文献２）の説明
図１２は従来例２の説明図（その１）、図１３は従来例２の説明図（その２）である。従来、複数のＤＣ−ＤＣコンバータを負荷に並列に接続する並列運転の使用形態を取る場合がある。このような並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じることがある。このような場合には、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータから出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータに向かって逆電流が流れる。
【００１４】
このように、並列接続しているＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じると、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータと出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータとの双方の損失が増加して、回路効率が悪化してしまうという問題が生じる。
【００１５】
そこで、従来例２では、前記逆電流の通電量を抑制して逆電流通電に起因した部品の破損や、並列運転時に逆電流に起因した損失問題を防止することができる同期整流器を備えたＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。
【００１６】
図１２において、制御回路４２は、コンパレータ２７の出力側からスイッチ素子５の制御端子部であるゲートに制御電圧であるパルス波形信号を加え、そのパルス波形信号のパルス幅ｔを出力電圧ＶOUT の安定化方向に可変制御してスイッチ素子５のオン期間を可変制御する。換言すれば、スイッチ素子５のデューティ比を出力電圧ＶOUT の安定化方向に可変制御する。これにより、出力電圧ＶOUT が可変制御されて出力電圧ＶOUT の安定化が図られる、というものである。
【００１７】
ところで、逆電流が通電しているときには、スイッチ素子５がオフしてもスイッチ素子５のドレイン電圧は逆電流によって低電圧状態から変動しない期間が生じる。この現象は、逆電流通電によって整流平滑回路４０のチョークコイル１３に蓄積されたエネルギーがスイッチ素子５のオフによってトランス２の二次側から一次側に伝達されることにより生じるものであり、逆電流通電時に特有な現象である。
【００１８】
そこで、前記逆電流時に特有な現象に着目し、スイッチ素子５のゲート電圧が設定のオン駆動のスレッショルド電圧未満であり、かつ、スイッチ素子５のドレイン電圧（両端電圧）が逆電流によって生じる低電圧状態であるときに逆電流を検知する逆電流検知手段４３を形成した。
【００１９】
ＰＮＰトランジスタ３１は上記逆電流検知信号を受けてオンする。これにより、抵抗体２３、２４の接続部からオペアンプ２５の反転入力端子に向かう電流の一部が前記接続部ＸからＰＮＰトランジスタ３１と抵抗体３２を通って分流する。このために、逆電流通電時にはオーバーシュート電圧印加に起因して抵抗体２３、２４の接続部から出力される電圧は定常時よりも増加しているにも拘わらず、オペアンプ２５の反転入力端子に入力する電圧は定常時よりも低下することとなる。
【００２０】
この電圧低下によって、制御回路４２からスイッチ素子５のゲートに加えられるパルス波形信号のパルス幅ｔが広がってスイッチ素子５のオン期間が長くなり、入出力変換比が増加する結果、出力電圧ＶOUT が増加する。
【００２１】
この例によれば、逆電流検知手段４３と逆電流抑制手段４４を設けて逆電流通電時には入出力変換比を増加させる構成とし、図１３の（ａ）図の実線αに示すような特有なレギュレーション特性をＤＣ−ＤＣコンバータに持たせたので、逆電流が発生した際に、その逆電流の通電量を従来に比べて大幅に抑制することができる。このように、逆電流の通電量を抑制することができるので、大きな逆電流が通電することによる前述したような部品の破損問題を防止することができるというものである。
【００２２】
また、前記ＤＣ−ＤＣコンバータを用いて並列運転を行う際に、並列接続されている複数のＤＣ−ＤＣコンバータ間に出力電圧ＶOUT のばらつきが生じても、その出力電圧ＶOUT のばらつきに起因した逆電流通電による損失増加を緩和することができ、回路効率の悪化を防止することができる。
【００２３】
つまり、並列運転を行うＤＣ−ＤＣコンバータのうち、出力電圧ＶOUT の高いＤＣ−ＤＣコンバータＡが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図における実線Ａに示すような特性を有し、また、出力電圧ＶOUT の低いＤＣ−ＤＣコンバータＢが持つレギュレーション特性が、例えば、図１３の（ｂ）図の実線Ｂに示すような特性を示すこととなる。
【００２４】
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータＡからＤＣ−ＤＣコンバータＢへの逆電流の通電量はＩｂ′となり、従来例に比べて格段に小さくなる。このため、逆通電に起因したＤＣ−ＤＣコンバータＢの損失を抑制することができる。
【００２５】
【特許文献１】
特開２０００−１３９０７４
【特許文献２】
特開２００１−１６９５４５
【００２６】
【発明が解決しようとする課題】
前記のような従来のものにおいては、次のような課題があった。
【００２７】
(1) ：前記従来例１では、主スイッチ素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、前記電流検出回路の出力から、前記主スイッチ素子に流れる電流の向きを検出する逆電流抑制回路が設けられている。また、電流検出回路にカレントトランスを用いている。また、前記従来例２では、逆電流検出手段（４３）と逆電流抑制手段（４４）を設けている。
【００２８】
このように、従来例１、２とも、逆電流検出手段を設けているが、このような手段は回路構成が複雑で、コスト的にも高価なものである。特に、従来例１では、高価なカレントトランスを使用し電流を検出しており、従来例２では、逆電流を抑制するため出力電圧を上昇させるが、それと同時に検出電圧（出力電圧を間接的に検出し制御している電圧）Ｖccも比例して上昇する。そのため、検出電圧を上昇させるように制御をし、結果出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制している。このため、使用する半導体の耐圧も前記検出電圧Ｖccの最大値のものを選定する必要があった。
【００２９】
本発明は、このような従来の課題を解決し、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、並列運転時に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して、この検出電圧（Ｖcc）を上昇させることなく、過電圧アラーム信号を発生させ、又は、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができるようにすることを目的とする。
【００３０】
【課題を解決するための手段】
本発明は前記の目的を達成するため、次のように構成した。
【００３１】
すなわち、第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの一次コイルと直列に接続されたメインスイッチ素子と、該メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する制御回路とを備え、前記トランスの二次コイルを介して負荷に出力電圧が供給される同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、前記メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで前記二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、前記過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、前記制御回路は、前記電圧検出回路により生成される前記検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御することを特徴とする。
【００３２】
また、第２の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路は、前記三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、前記ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、前記所定の閾値は、前記二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されていることを特徴とする。
【００３３】
また、第３の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えていることを特徴とする。
【００３４】
また、第４の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記アラーム信号発生回路は、前記過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えていることを特徴とする。
【００３５】
また、第５の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、前記論理積回路の第１の入力端子に、前記第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、前記過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより前記第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えていることを特徴とする。
【００３６】
（作用）
前記構成に基づく本発明の作用を、図１に基づいて説明する。
【００３７】
▲１▼：第１の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、複数のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に逆電流が流入する。この逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００３８】
この時、スイッチ素子駆動回路（ダイオード５１、コンデンサ５２）は、スイッチ素子５０に対し、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。この駆動制御では、スイッチ素子５０のオン時間が短くなるように駆動制御して出力電圧検出回路１９の検出電圧を低下させる。そして、前記検出電圧の低下に応じてドライバ１８ではメインスイッチ素子１をオンさせる時間を長くして出力電圧を上昇させ、前記逆電流の流入を抑制する。
【００３９】
また、前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧（二次コイル３２の出力電圧）が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３より直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次側出力電圧に過電圧が発生したことを検出する。そして、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記過電圧を検出したことに応じてメインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させる。
【００４０】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出して、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【００４１】
従って、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることで回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止することができる。
【００４２】
▲２▼：前記第２のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記過電圧検出回路はトランス３０の二次側出力電圧が過電圧になった時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で整流された電流が流れコンデンサ６２を充電する。
【００４３】
そして、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えてしまう。そのため、コンデンサ６２の充電電圧によりツェナーダイオード６３がオンとなりスイッチ素子６４をオンにする。
【００４４】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【００４５】
▲３▼：第３のＤＣ−ＤＣコンバータでは、アラーム信号発生回路は、過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させる。このようにすれば、このＤＣ−ＤＣコンバータを使用した装置の係員等に、前記アラーム信号の発生により過電圧状態を知らせることができる。
【００４６】
▲４▼：第４のＤＣ−ＤＣコンバータでは、前記のようにしてスイッチ素子６４がオンになると、電源４０→ＬＥＤ６８（発光ダイオード）→抵抗６７→スイッチ素子６４→ＧＮＤ（接地電位）の経路で電流が流れ、ＬＥＤ６８が発光してアラーム信号を発生させる。このアラーム信号によりオペレータ等に対し、二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【００４７】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出してアラーム信号を発生させことができる。
【００４８】
▲５▼：第５のＤＣ−ＤＣコンバータでは、メインスイッチ素子動作停止制御回路はメインスイッチ素子１を直接ドライブするドライバ１８に論理信号を出力する論理積回路（ＡＮＤ回路２１）と、前記論理積回路の１つの入力端子に、前記アラーム信号発生回路のスイッチ素子６４のオン／オフ動作に応じて異なるレベルの論理信号を入力する論理信号発生回路（抵抗６６、ダイオード６５等）とを備え、過電圧検出回路６０が過電圧を検出したことでスイッチ素子６４がオンになった際、論理積回路の１つの入力端子にローレベル信号を入力することで、論理積回路の出力をローレベルに固定し、ドライバ１８によるメインスイッチ素子１の動作を停止させる機能を備えている。
【００４９】
そのため、スイッチ素子６４がオンになったことにより、抵抗１２、１３の電圧でダイオード６５がオンになり、該ダイオード６５→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＡＮＤ回路２１の入力Ａがローレベルになる。
【００５０】
そのため、コンパレータ１７の出力が、ハイレベルでもローレベルでも常にローレベルで固定となり、ドライバ１８へローレベルの出力を出し続ける。従って、メインスイッチング素子１は、オン／オフ動作を停止する。
【００５１】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【００５２】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。
【００５３】
§１：ＤＣ−ＤＣコンバータの回路例の説明
図１はＤＣ−ＤＣコンバータの回路例を示した図であり、同期整流型のフォワードコンバータ（又は、フォワード方式の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ）の回路例である。以下、図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータを説明する。
【００５４】
(1) ：回路の特徴（図１参照）
本回路の特徴は、トランス３０の三次コイル３３に接続された出力電圧検出回路１９にスイッチ素子５０を設けた点、及び前記三次コイル３３により直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次出力側に過電圧が発生したことを検出する過電圧検出回路と、前記過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路と、前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備えていることである。
【００５５】
この場合、スイッチ素子５０は、メインスイッチ素子１を駆動する駆動信号（パルス）が、メインスイッチ素子１がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動される。そして、三次コイル３３から出力された電圧を整流平滑し、その電圧を検出電圧とし、メインスイッチ素子１のオン／オフの時間を制御する。
【００５６】
ところで、負荷に対し複数のＤＣ−ＤＣコンバータが接続された場合、特に、出力電圧の高いＤＣ−ＤＣコンバータが接続されていた場合には、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側から逆電流が流入することがある（前記従来例参照）。このように出力側から逆電流が流入すると、三次コイル３３の検出電圧が上昇し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間は短くなる。
【００５７】
これにともない、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、検出電圧が低下し、メインスイッチ素子１をオンさせる駆動信号の時間を長くするように制御される。その結果、出力電圧が上昇し、逆電流の流入を抑制する。更に具体的には次の通りである。
【００５８】
すなわち、ドライバ１８の出力がメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時オンし、オフさせる信号の時オフするスイッチ素子５０を出力電圧検出回路１９に設け、トランス３０の三次コイル３３と直列に接続する。
【００５９】
そして、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（この電流を「逆電流」という）。前記逆電流の流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【００６０】
このように、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなり、スイッチ素子５０がオフした後は抵抗５３を通して整流することとなる。
【００６１】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８から出力される信号は、前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、出力電圧を上昇させることとなり前記逆電流を抑制することができる。
【００６２】
また、三次コイル３３により直接、直流電圧を生成し、その電圧を監視することで二次出力側に過電圧が発生したことを検出した時、過電圧検出回路６０でスイッチ素子６４をオンに駆動してＬＥＤ６８に通電して点灯させることでアラーム信号を発生させる。
【００６３】
また、スイッチ素子６４がオンになった際、ＡＮＤ回路２１の出力を論理出力＝Ｌ（ローレベル）に固定することで、ＰＷＭコントローラＩＣ２２の出力をＬに固定して主スイッチング素子１を停止（オフ状態）させる。
【００６４】
(2) ：回路構成の詳細な説明（図１、図２参照）
図１において、１はメインスイッチ素子（主スイッチング素子）、２は整流用同期整流素子、３は転流用同期整流素子、５０はスイッチ素子であり、これら各素子は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）で構成する。
【００６５】
４は出力チョークコイル、５は入力コンデンサ、６は出力平滑コンデンサ、７はインバータ、８は整流用ダイオード、９は転流用ダイオード、１０はチョークコイル、１１は平滑コンデンサ、１２、１３、５３、６６、６７は抵抗（又は抵抗体）である。
【００６６】
１４は基準電圧、１５はエラーアンプ（エラー増幅器）、１６は三角波発生器、１７はエラーアンプ１５の出力と三角波発生器１６の出力とを比較するためのコンパレータ（比較器）、１８はメインスイッチ素子１を駆動するためのドライバである。
【００６７】
１９は出力電圧検出回路、２０は二次側整流平滑回路、３０はトランスであり、３１は一次コイル（一次巻線）、３２は二次コイル（二次巻線）、３３は三次コイル（三次巻線）、４０は入力電源、４１（４１ａ、４１ｂ）は入力端子、４２（４２ａ、４２ｂ）は出力端子、４３は負荷、５１はダイオード、５２はコンデンサ、ｄ１、ｄ２、ｄ３はそれぞれ前記素子１、２、３の内蔵ダイオードを示す。
【００６８】
２１はＡＮＤ回路（論理積回路）、２２はＰＷＭ（パルス幅変調）コントロールＩＣ（又は、ＰＷＭ制御部）、６０は過電圧検出回路、６１はダイオード、６２はコンデンサ、６３はツェナーダイオード、６４はスイッチ素子｛ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴ（ＭＯＳ型電界効果トランジスタ）｝、６５はダイオード、６６は抵抗、６８は発光ダイオード（以下「ＬＥＤ」と記す）である。
【００６９】
前記出力電圧検出回路１９は、スイッチ素子５０、抵抗５３、転流用ダイオード９、整流用ダイオード８、平滑コンデンサ１１、チョークコイル１０で構成されている。ＰＷＭコントローラＩＣ２２は、エラーアンプ１５、三角波発生器１６、コンパレータ１７、ＡＮＤ回路２１、ドライバ１８、基準電圧１４で構成されている。
【００７０】
過電圧検出回路６０は、ダイオード６１、コンデンサ６２、ツェナーダイオード６３で構成されている。二次側整流平滑回路２０は、整流用同期整流素子２、転流用同期整流素子３、インバータ７、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ６で構成されている。
【００７１】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの入力側には、トランス３０が設けられ、該トランス３０の一次コイル３１には、メインスイッチ素子１が接続され、ドライバ１８により駆動制御されるように構成されている。そして、メインスイッチ素子１のオン／オフ（導通／不導通）により一次コイル３１に発生する励磁エネルギー（電磁エネルギー）を、断続的にトランス３０の二次側及び三次側に供給するようになっている。
【００７２】
入力側は、入力電源４０が供給される入力端子４１ａ、４１ｂ間に入力コンデンサ５が接続され、入力電圧を平滑化している。トランス３０の二次コイル３２には、出力チョークコイル４、出力平滑コンデンサ８、整流用同期整流素子２（ＭＯＳＦＥＴ）、転流用同期整流素子３（ＭＯＳＦＥＴ）を含む平滑整流回路が接続されている。この場合、出力平滑コンデンサ６と出力チョークコイル４の直列回路に対して、転流用同期整流素子３が接続されている。
【００７３】
また、トランス３０の三次コイル３３には、スイッチ素子５０と抵抗５３の並列回路と、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０と、整流用ダイオード８の直列回路を接続し、前記平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１０の直列回路に並列に、整流用ダイオード９を接続している。
【００７４】
また、前記平滑コンデンサ１１と並列に、抵抗１２、１３の直列回路を接続して平滑コンデンサ１１の充電電圧（直流電圧）を分圧し、その分圧した電圧（抵抗１２の電圧）をエラーアンプ１５に入力している。また、エラーアンプ１５には、前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）を入力すると共に、基準電圧１４を入力し、前記基準電圧１４と前記分圧した電圧（抵抗１２の電圧）との差分の電圧（エラー電圧値）をコンパレータ１７に出力する。
【００７５】
コンパレータ１７では、エラーアンプ１５の出力電圧と三角波発生器１６の出力電圧を比較し、両者の差の電圧をＡＮＤ回路２１の入力Ｂ側へ出力する。また、ＡＮＤ回路２１の入力Ａ側には、ダイオード６５を介してスイッチ素子６４の出力端子を接続している。
【００７６】
この場合、ＡＮＤ回路２１の真理値表によれば、入力Ａ、Ｂ＝Ｈ、Ｈであれば、出力＝Ｈ、入力Ａ、Ｂ＝Ｈ、Ｌであれば、出力＝Ｌ、入力Ａ、Ｂ＝Ｌ、Ｈであれば、出力＝Ｌ、入力Ａ、Ｂ＝Ｌ、Ｌであれば、出力＝Ｌ（但し、Ｈはハイレベル、Ｌはローレベル）となる。
【００７７】
ドライバ１８は、前記ＡＮＤ回路２１の出力（論理出力）を入力し、パルス電圧を発生させてメインスイッチ素子１のゲートへ印加することで、メインスイッチ素子１をオン／オフ駆動するように構成されている。
【００７８】
また、過電圧検出回路６０は、トランス３０の三次コイル３３の一端とＧＮＤ（接地電位）との間に、ダイオード６１とコンデンサ６２の直列回路が接続され、三次コイル３３に発生した電圧（図示の黒丸側が＋側となった時の電圧）によりダイオード６１を介して整流された電流が流れ、この整流された電流でコンデンサ６２を充電する。そして、三次コイル３３に発生する電圧が前記と逆（図示黒丸と反対側が＋の時の電圧）の場合は、前記整流された電流は流れずコンデンサ６２は充電されないように構成されている。
【００７９】
コンデンサ６２が充電され、トランス３０の二次側の出力電圧が過電圧になり、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えると、該ツェナーダイオード６３が導通し（オンになり）、スイッチ素子６４がオフからオンになる。そのため、ＬＥＤ６８がオンになり、発光してアラーム信号を発生するように構成されている。
【００８０】
この場合、スイッチ素子６４がオンになると、ダイオード６５がオンになり、ＡＮＤ回路２１の入力Ａが、ほぼＧＮＤ電位（入力＝Ｌ）になり、ＡＮＤ回路２１の出力がＬに固定されメインスイッチ素子１をオフにするように構成されている。
【００８１】
また、ドライバ１８は、図２のように構成されている。すなわち、前記ドライバ１８は、詳細には、バイポーラ型トランジスタ（以下、単に「トランジスタ」と記す）Ｑ１とＱ２が図示のように接続されている。この場合、トランジスタＱ１がＮＰＮ型トランジスタで、トランジスタＱ２がＰＮＰ型トランジスタで構成され、互いのベース電極（入力ＩＮ側）とエミッタ電極（出力ＯＵＴ側）が共通接続されている。
【００８２】
このように接続されていると、入力ＩＮ側が所定電圧以上の時、トランジスタＱ１：オン、Ｑ２：オフとなり、出力ＯＵＴ側がハイレベルの電圧Ｖｄｄとなる。また、逆に、入力ＩＮ側が所定電圧以下の時、トランジスタＱ１：オフ、Ｑ２：オンとなり、出力ＯＵＴ側がローレベルの電圧Ｖｓｓとなる（Ｖｄｄ＞Ｖｓｓ）。
【００８３】
なお、３１ａ、３１ｂはトランス３０の一次コイル３１の両端子、３２ａ、３２ｂはトランス３０の二次コイル３２の両端子、３３ａ、３３ｂはトランス３０の三次コイル３３の両端子である。
【００８４】
(3) ：無負荷時の詳細な動作の説明
以下、図１、図２に基づいて、図１に示した回路例の動作を説明する。
【００８５】
今、入力端子４１ａ、４１ｂに入力電源４０を印加した状態で、ドライバ１８からメインスイッチ素子１を駆動するための駆動パルスを発生させ、この駆動パルスをメインスイッチ素子１のゲートに供給すると、メインスイッチ素子１がオン（導通）／オフ（不導通）動作を繰り返す。そして、該メインスイッチ素子１がオンになった時、該メインスイッチ素子１を介してトランス３０の一次コイル３１に励磁電流が流れる。
【００８６】
この時、トランス３０の二次コイル３２には、整流用同期整流素子２がオンする方向に電圧（誘起電圧）が発生し、該整流用同期整流素子２がオンする。この場合、トランス３０の二次コイル３２に発生した電圧により、二次コイル３２→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４→整流用同期整流素子２→二次コイル３２の経路で電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される。
【００８７】
この時、二次コイル３２の電圧はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオフとなる。
【００８８】
また、この時、トランス３０の三次コイル３３には、二次コイル３２の電圧に応じた電圧が誘起される。この電圧により、スイッチ素子５０がオンならば、三次コイル３３→スイッチ素子５０→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０→整流用ダイオード８→三次コイル３３の経路で電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される。
【００８９】
また、スイッチ素子５０がオフの場合は、抵抗５３を介して前記と同様の電流が流れ、平滑コンデンサ１１は充電される。この時、転流用ダイオード９はオフのままである。なお、この時トランス３０には励磁エネルギーが蓄えられる。
【００９０】
次に、ドライバ１８からの駆動パルスによりメインスイッチ素子１がオフになると、トランス３０の一次コイル３１に前記と逆方向の電圧が誘起される（端子３２側が＋となる）ので、整流用同期整流素子２はオフとなる。この時、二次コイル３２の電圧（前記と逆向き極性の電圧）はインバータ７により反転し、この反転した電圧が転流用同期整流素子３のゲートに印加するので、該転流用同期整流素子３がオンとなる。
【００９１】
そのため、出力チョークコイル４に蓄えられた電磁エネルギーにより、出力チョークコイル４→転流用同期整流素子３→出力平滑コンデンサ６→出力チョークコイル４の経路でフライホイール電流が流れ、出力平滑コンデンサ６が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００９２】
この時、トランス３０の三次コイル３３には、前記と逆極性の電圧（端子３３ｂ側が＋）が発生するが、整流用ダイオード８が逆バイアスされてオフとなり、三次コイル３３の誘起電圧によっては電流は流れない。しかし、この時、チョークコイル１０に蓄えられた電磁エネルギーにより、チョークコイル１０→転流用ダイオード９→平滑コンデンサ１１→チョークコイル１０の経路でフライホイール電流が流れ、平滑コンデンサ１１が充電される（常に同じ極性で充電される。）。
【００９３】
以降、同様にして動作が繰り返されるが、前記平滑コンデンサ１１の充電電圧により抵抗１２、１３には一定の直流電圧が発生する。この電圧は、二次側の出力電圧に対応した電圧となっている。この場合、前記抵抗１２、１３の電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と同じ）は、ドライバ１８とダイオード５１に印加する。また、前記２つの抵抗で分圧した電圧（抵抗１２の端子電圧）はエラーアンプ１５に入力し、基準電圧１４との差分が取り出される。
【００９４】
そして、コンパレータ１７では、前記エラーアンプの出力を三角波発生器１６の出力電圧と比較されて矩形波信号を出力し、ＡＮＤ回路２１のＡ入力がハイレベルならば（過電圧は検出されていない状態）、ドライバ１８から駆動信号（パルス信号）がメインスイッチ素子１のゲートに印加する。これによりメインスイッチ素子１は前記と同様のオン／オフ動作を繰り返す。
【００９５】
また、前記ダイオード５１に印加した電圧は、該ダイオード５１で整流され、コンデンサ５２を充電する。そして、ドライバ１８からハイレベルの電圧が出力された時は、そのハイレベルの電圧（パルスのオン波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされ、大きな出力電圧（平滑コンデンサ１１の電圧の約２倍の電圧）が発生し、スイッチ素子５０のゲートに印加する。そのため、スイッチ素子５０がオンになる。
【００９６】
しかし、ドライバ１８からローレベルの電圧（例えば、ＧＮＤレベル）が出力された時は、そのローレベルの電圧（パルスのオフ波形）に、更に、コンデンサ５２の充電電圧（平滑コンデンサ１１の電圧と略同じ電圧）が上乗せされても小さい出力電圧なので、この出力電圧がスイッチ素子５０のゲートに印加しても、スイッチ素子５０がオフとなる。
【００９７】
また、過電圧検出回路６０では、トランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で電流が流れコンデンサ６２を充電する。この場合、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧でなければ、コンデンサ６２の電圧はツェナーダイオード６３のツェナー電圧（このツェナー電圧を過電圧検出時の「閾値電圧」とする。）未満となるように設定しておくので、該ツェナーダイオード６３はオフのままであり、スイッチ素子６４がオフのままである。
【００９８】
このように、スイッチ素子６４がオフの時は、二次側出力電圧は過電圧でないとして、ＬＥＤ６８に電流は流れずアラームは発生しない。なお、三次コイル３３の３３ｂ側が＋の時はコンデンサ６２への充電電流は流れない。
【００９９】
(4) ：負荷に対し、複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転された場合の概要の説明（図１、図３参照）
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの負荷４３に対し、別のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続し、この別のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が何らかの理由で高くなったとする。この時、前記別のＤＣ−ＤＣコンバータから図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに逆電流が流れる。
【０１００】
この場合、出力端子４２ａ、４２ｂ間の電圧が通常時より高くなり、出力端子４２ａからトランス３０の二次コイル３２方向に向けて逆電流が流れる。この時の出力電圧−出力電流特性は、図３のようになる。図３では、横軸が出力電流（Ｉout ）、縦軸が出力電圧（Ｖout ）を示す。
【０１０１】
また、図３において、点線で示した特性は従来例の特性（特に従来例２の特性）であり、実線が本発明の特性である。また、縦軸の右側が流出する電流、左側が流入する電流である。
【０１０２】
図１において前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３に発生した電圧により、３３ａ側が＋の時は三次コイル３３→ダイオード６１→コンデンサ６２→ＧＮＤの経路で電流が流れコンデンサ６２を充電する。
【０１０３】
この時、トランス３０の二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサ６２の電圧がツェナーダイオード６３のツェナー電圧（閾値電圧）を超えてしまう。そのため、コンデンサ６２の充電電圧によりツェナーダイオード６３がオンとなりスイッチ素子６４をオンにする。
【０１０４】
該スイッチ素子６４がオンになると、電源４０→ＬＥＤ６８→抵抗６７→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＬＥＤ６８が発光してアラーム信号を発生する。このアラーム信号によりオペレータ等に対し二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【０１０５】
また、この時、スイッチ素子６４がオンになったことにより、抵抗１２、１３の電圧により、ダイオード６５がオンになり、該ダイオード６５→スイッチ素子６４→ＧＮＤの経路で電流が流れ、ＡＮＤ回路２１の入力ＡがローレベルＬになる。
【０１０６】
そのため、コンパレータ１７の出力がハイレベルＨでもローレベルＬでも常にローレベルで固定となりドライバ１８へローレベルの出力を出し続ける。従って、ドライバ１８の出力はローレベル固定となりメインスイッチング素子１はオン／オフ動作を停止する。
【０１０７】
なお、前記過電圧が解消された場合には、再びスイッチ素子６４がオフとなり、ドライバ１８から出力されるパルス（ＰＷＭ駆動パルス）によりメインスイッチング素子１は、オン／オフ動作を再開する。
【０１０８】
前記のように複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転された場合、一方の出力電圧がバラツキ等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する。流入と同時に出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【０１０９】
前記検出電圧も上昇すると、ドライバ１８の出力のメインスイッチ素子１をオンする信号の時間が短くなる。これに伴い、スイッチ素子５０のオン時間も短くなる。スイッチ素子５０をオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。抵抗５３を通して整流すると電圧降下が発生するため、検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は流入前より少し時間が短くなるだけで、従来例のように極端に短くならない。
【０１１０】
また、前記検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の間で電圧降下が発生するので、出力電圧を上昇させることとなる。また、前記検出電圧は一定になるように制御されるので、検出電圧に接続されている半導体素子等に過電圧が印加される恐れもない。そして、三次コイル３３より直接、電圧を生成する。この場合、前記生成した電圧は、トランス３０の二次側出力電圧に比例するので、出力に過電圧が印加されると上昇し、過電圧検出回路６０による過電圧検出が可能となる。
【０１１１】
(5) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷時）の詳細な説明（図４、図６参照）
図４は出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）、図６は図４、５の説明図である。なお、参考のため、図６では従来例についても図示してある。
【０１１２】
(5) −１：従来例の特性
図６のＣ図のように、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合であって、無負荷時について説明する。
【０１１３】
ＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等の特性ばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。出力電圧が小さい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼と大きいＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼を並列接続すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼からの出力電流がＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼に流入する。
【０１１４】
ＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は図４のポイントＣとなり、電流値Ｉ02が流入する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は図４のポイントＤとなり、電流値Ｉ02を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ02となる。
【０１１５】
(5) −２：本発明の特性
図６のＡ図のように、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した場合（無負荷時）について説明する。前記従来例と同じでＤＣ−ＤＣコンバータには、部品等のばらつきの影響で出力電圧にばらつきが生じる。
【０１１６】
出力電圧が小さい本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼と、大きい従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼を並列接続すると、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼からの出力電流が本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼に流入する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図４のポイントＡとなり電流値Ｉ01が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図４のポイントＢとなり電流値Ｉ01を出力し平衡する。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ01となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【０１１７】
(6) ：出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流ＩO の時）の詳細な説明（図５、６参照）
(6) −１：従来例の特性
前記と同様に、図６のＤ図のように、負荷電流がＩ0 の時の並列運転動作について説明する。従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲３▼の動作点は、図５のポイントＣとなり電流値Ｉ04が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲４▼の動作点は、ポイントＤとなり電流値Ｉ06を出力し平衡する。すなわち、Ｉ06−Ｉ04は、負荷電流Ｉ0 となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ04となる。
【０１１８】
(6) −２：本発明の特性
前記と同様に、図６のＢ図のように、負荷電流がＩ0 の時の並列動作について説明する。本発明のＤＣ−ＤＣコンバータ▲１▼の動作点は、図５のポイントＡとなり、電流値Ｉ03が流入する。一方、従来例のＤＣ−ＤＣコンバータ▲２▼の動作点は、図５のポイントＢとなり、電流値Ｉ05を出力し平衡する。この場合、Ｉ05−Ｉ03は、負荷電流Ｉ0 となる。その際の出力電圧は、各々＋Ｖ03となる。このように、本発明では、流入電流を小さく抑制することが可能になる。
【０１１９】
(7) ：無負荷時の各部の波形
図７は無負荷時の各部の波形図である。図７において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイル３３の両端の電圧波形、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図７に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０〜ｔ５は各タイミングを示す。
【０１２０】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータの無負荷時には、各部は図７に示した波形となる。先ず、ドライバ１８からは、波形▲１▼のような矩形波の駆動パルスが出力され、このパルスによりメインスイッチ素子１がオン／オフ駆動される。
【０１２１】
すなわち、タイミングｔ０〜ｔ１までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ１〜ｔ２までは駆動パルスがハイレベル、タイミングｔ２〜ｔ３までは駆動パルスがローレベルで、タイミングｔ３〜ｔ４までは駆動パルスがハイレベルとなり、駆動パルスがハイレベルの時、メインスイッチ素子１がオンとなり、駆動パルスがローレベル（例えば、ＧＮＤレベル）の時、メインスイッチ素子１がオフとなるように駆動される。
【０１２２】
この時のメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧の波形は波形▲２▼のようになり、メインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形は波形▲３▼のようになる。また、出力チョークコイル４は、電磁エネルギーの蓄積と放出動作が繰り返され、波形▲４▼のような波形になる。
【０１２３】
トランス３０の三次コイル３３には、その両端に波形▲５▼のような波形の電圧が誘起される。この時、スイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧は波形▲６▼のような波形になる。この場合、スッチ素子５０は、タイミングｔ０〜ｔ１の間はオフ、タイミングｔ１〜ｔ２の間はオン、タイミングｔ２〜ｔ３の間はオフ、タイミングｔ３〜ｔ４の間はオンとなる。
【０１２４】
従って、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流は、波形▲７▼のように、タイミングｔ０〜ｔ１の間は電流が流れず、タイミングｔ１〜ｔ２の間は電流が流れ、タイミングｔ２〜ｔ３の間は電流が流れず、タイミングｔ３〜ｔ４の間は電流が流れる。
【０１２５】
(8) ：出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形
図８は出力の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。図８において、波形▲１▼はドライバ１８の出力電圧波形、波形▲２▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電圧波形、波形▲３▼はメインスイッチ素子１のドレイン・ソース間電流波形、波形▲４▼は出力チョークコイル４の電流波形、波形▲５▼はトランス３０の三次コイルの両端の電圧波形である。
【０１２６】
また、波形▲６▼はスイッチ素子５０のゲート・ソース間電圧波形、波形▲７▼はスイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流波形を示す。なお、図８に示したｔはタイミング（又は時刻）、ｔ０、ｔ１、ｔ２ａ、ｔ２ｂ、ｔ３、ｔ４ａ、ｔ４ｂ、ｔ５は各タイミングを示す。また、点線は図７に示した無負荷時の波形、実線は本発明の逆電流流入時の波形である。
【０１２７】
図１に示したＤＣ−ＤＣコンバータに、出力が大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形は図８の実線で示した波形となる。具体的には、次の通りである。
【０１２８】
前記のような逆電流が流入している時には、図８の波形▲１▼、▲２▼に示すように、メインスイッチ素子１がオフしてもドレイン電圧は逆電流流入によって低電圧状態（約ゼロボルト：ＧＮＤレベル）から変動しない期間Ｔ１が生じる。この現象は、逆電流流入によって、出力チョークコイル４に蓄積されたエネルギーが二次側から一次側へ伝達されることにより生じ、メインスイッチ素子１がオフしてもメインスイッチ素子１の内蔵ダイオード（ボディダイオード）ｄ１が導通しているので、低電圧状態となる。
【０１２９】
この期間Ｔ１の間は、本発明では、スイッチ素子５０がオフとなり、平滑コンデンサ１１への整流電流が無くなる。これにより、平滑コンデンサ１１の両端電圧は低下し、メインスイッチ素子１の駆動制御回路（エラーアンプ１６、コンパレータ１７、ドライバ８を含む回路）はメインスイッチ素子１のオン時間が長くなるように制御を行う。その結果、出力電圧は上昇し、逆電流の流入を抑制する。以下、更に、詳細に説明する。
【０１３０】
前記のように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を並列接続し並列運転すると、一方の出力電圧がばらつき等により大きい値の場合、出力電圧が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する（逆電流の流入発生）。この逆電流の流入と同時に、出力の低い方のＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、出力電圧検出回路１９の検出電圧も上昇する。
【０１３１】
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧が上昇し、逆電流が流入することにより、出力電圧検出回路１９の検出電圧が上昇すると、図８の点線位置（無負荷時）から実線位置（逆電流流入時）のように、ドライバ１８から出力されるメインスイッチ素子１をオンさせる信号の時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１３２】
これに伴い、図８の波形▲６▼、波形▲７▼のように、スイッチ素子５０のオン時間も短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間＝期間Ｔ１、ｔ４ａ〜ｔ４ｂ間＝期間Ｔ１だけ短くなる）。すると、出力電圧検出回路１９の検出電圧も低くなり、その結果、エラーアンプ１６の出力は大きくなり、コンパレータ１７の出力も大きくなる。
【０１３３】
その結果、ドライバ１８からの出力パルスが長くなるように制御が行なわれ、トランス１の一次コイル３０に流れる電流を大きくすることで、二次コイル３２に発生する電圧を大きくする。そして、トランス３０の二次側電圧、すなわち、出力電圧を大きくし、逆電圧の流入を抑制する。
【０１３４】
なお、前記動作において、スイッチ素子５０がオンからオフした後は、抵抗５３を通して整流することとなる。この場合、スイッチ素子５０のドレイン・ソース間電流が流れる時間が短くなる（タイミングｔ２ａ〜ｔ２ｂ間、タイミングｔ４ａ〜ｔ４ｂ間において、期間Ｔ１だけ短くなる）。
【０１３５】
このように、抵抗５３を通して整流すると、出力電圧検出回路１９の出力検出電圧は下降する方向となるので、ドライバ１８の信号は前より少しオン時間が短くなるだけで、従来例のように極端にオン時間が短くならない。また、出力検出電圧とトランス３０の三次コイル３３の電圧３３ａの間で電圧降下が発生するので、その結果、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧（負荷への供給電圧）を上昇させることとなり、前記逆電流を抑制することができる。
【０１３６】
なお、前記のような逆電流が流れ、トランス３０の二次側出力電圧（二次コイル３２の出力電圧）が過電圧になったとする。この時、過電圧検出回路６０ではトランス３０の三次コイル３３より直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次側出力電圧に過電圧が発生したことを検出する。
【０１３７】
そして、アラーム信号発生回路は、前記過電圧検出回路で過電圧を検出した際、アラーム信号を発生させる。また、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子１のオン／オフ動作を停止させる。
【０１３８】
(9) ：制御内容の説明
図９は制御内容の説明図であり、Ａ図は説明図１、Ｂ図は説明図２である。なお、図９では比較のため従来例（前記従来例１、２を参照）についても図示してある。図９のＡ図において、横軸はＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧Ｖout （図１の出力端子４２ａ、４２ｂ間の電圧）、縦軸は過電圧を検出するための検出電圧Ｖccを示す。また、図示のＶd は過電圧検出電圧を示す。
【０１３９】
前記実施の形態で説明したＤＣ−ＤＣコンバータでは複数のＤＣ−ＤＣコンバータが並列接続されて運転され、一方の出力電圧がバラツキ等により大きい値の場合、出力電圧Ｖout が低いＤＣ−ＤＣコンバータの方に電流が流入する。流入と同時に出力電圧Ｖout が上昇し、検出電圧Ｖccも上昇する。
【０１４０】
この時、図９のＡ図のように、従来例（図の点線で示した特性）では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖccも上昇し、検出電圧Ｖccが過電圧検出電圧Ｖd まで上昇すると過電圧を検出する。そのため、それ以降の出力電圧Ｖout の上昇は防止している（図９のＡ図の点線の特性を参照）。
【０１４１】
これに対して本発明では、図９のＡ図に示したように出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（この場合、図１のコンデンサＣ１１の電圧）も上昇しようとするが、この時直ちに、スイッチ素子５０の制御が行なわれるので、検出電圧Ｖccの上昇は無くなる（図９のＡ図の実線の特性を参照）。すなわち、出力に過電圧が印加されても検出電圧Ｖccは上昇しない。
【０１４２】
また、図９のＢ図において、本発明では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（図１のコンデンサＣ１１の電圧）も上昇しようとするが、この時直ちに、スイッチ素子５０の制御が行なわれるので、検出電圧Ｖccの上昇は無くなる（図９のＡ図の実線の特性を参照）。すなわち、出力に過電圧が印加されても検出電圧Ｖccは上昇しない。
【０１４３】
更に、本発明では、出力電圧Ｖout が上昇すると検出電圧Ｖcc（この場合、図１のコンデンサＣ６２の電圧）は上昇し、該検出電圧Ｖccが過電圧検出電圧Ｖd まで上昇するとスイッチ素子６４がオンになって過電圧を検出する。そのため、それ以降の出力電圧Ｖout の上昇は防止している（図９のＢ図の点線の特性を参照）。
【０１４４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば次のような効果がある。
【０１４５】
(1) ：請求項１では、トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、制御回路は、電圧検出回路により生成される検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する。
【０１４６】
そのため、出力電圧検出回路は三次コイルの誘起電圧から出力電圧を検出する。スイッチ素子駆動回路は前記スイッチ素子に対し、出力電圧検出回路の検出電圧を基にメインスイッチ素子がオンする信号の時オンし、オフする信号の時オフするように駆動制御する。
【０１４７】
過電圧検出回路はトランスの三次コイルより直接電圧を生成し、その電圧を監視することで二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する。メインスイッチ素子動作停止制御回路は前記過電圧を検出したことに応じて、メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させる。
【０１４８】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出して、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができる。
【０１４９】
従って、主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることで回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止できる。
【０１５０】
(2) ：請求項２では、過電圧検出回路は、三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、所定の閾値は、二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されている。
【０１５１】
そのため、過電圧検出回路はトランスの二次側出力電圧が過電圧になった時、トランスの三次コイルに発生した電圧により、整流された電流が流れコンデンサを充電する。そして、トランスの二次側出力電圧が過電圧になったことで、コンデンサの電圧がツェナーダイオードのツェナー電圧（予め決めた閾値）を超えてしまう。そのため、コンデンサの充電電圧によりツェナーダイオードがオンとなり過電圧を確実に検出する。
【０１５２】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ることができる。
【０１５３】
(3) ：請求項３では、過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えている。
【０１５４】
(4) ：請求項４では、アラーム信号発生回路は、過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えている。
【０１５５】
そのため、スイッチ素子がオンになると発光ダイオードに通電され発光してアラーム信号を発生させる。このアラーム信号によりオペレータ等に対し、二次側出力電圧が過電圧になったことを報知する。
【０１５６】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出してアラーム信号を発生させることができる。
【０１５７】
(5) ：請求項５では、メインスイッチ素子動作停止制御回路は、メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、論理積回路の第１の入力端子に、第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えている。
【０１５８】
そのため、スイッチ素子がオンになったことにより、ＡＮＤ回路の入力（１つの入力）がローレベルになる。この時、ドライバへローレベルの出力を出し続ける。従って、メインスイッチング素子は、オン／オフ動作を停止する。
【０１５９】
このようにすれば、従来例のような逆電流検出手段を設けることなく、安価で簡単な回路構成の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータを得ると共に、二次出力側に過電圧が発生したことを検出して主スイッチング素子のオン／オフ動作を停止させることができるので、回路の構成素子（例えば、トランジスタ、ダイオード等）が過電圧で損傷したり破壊したりするのを未然に防止できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態におけるＤＣ−ＤＣコンバータの回路例である。
【図２】本発明の実施の形態におけるドライバの詳細図である。
【図３】本発明の実施の形態における出力電圧−出力電流特性図である。
【図４】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（無負荷）である。
【図５】本発明の実施の形態における出力電圧が大きいＤＣ−ＤＣコンバータと並列運転した時の特性図（負荷電流ＩO の時）である。
【図６】本発明の実施の形態における図４、５の説明図である。
【図７】本発明の実施の形態における無負荷時の各部の波形図である。
【図８】本発明の実施の形態における出力の大きいＤＣ−ＤＣコンバータを並列接続した時の各部の波形図である。
【図９】本発明の実施の形態における制御内容の説明図である。
【図１０】従来例１の説明図（その１）である。
【図１１】従来例１の説明図（その２）である。
【図１２】従来例２の説明図（その１）である。
【図１３】従来例２の説明図（その２）である。
【符号の説明】
１ メインスイッチ素子
２ 整流用同期整流素子
３ 転流用同期整流素子
４ 出力チョークコイル
５ 入力コンデンサ
６ 出力平滑コンデンサ
７ インバータ
８ 整流用ダイオード
９ 転流用ダイオード
１０ チョークコイル
１１ 平滑コンデンサ
１２、１３、５３ 抵抗（抵抗体）
１４ 基準電圧
１５ エラーアンプ
１６ 三角波発生器
１７ コンパレータ
１８ ドライバ
１９ 出力電圧検出回路
２０ 二次側整流平滑回路
２１ ＡＮＤ回路（又は論理積回路）
２２ ＰＷＭコントロールＩＣ
３０ トランス
３１ 一次コイル
３２ 二次コイル
３３ 三次コイル
４０ 入力電源
４１ 入力端子
４２ 出力端子
４３ 負荷
５０ スイッチ素子
５１ ダイオード
５２ コンデンサ
６０ 過電圧検出回路
６１ ダイオード
ｄ１、ｄ２、ｄ３ ＦＥＴの内蔵ダイオード[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a synchronous rectification type DC-DC converter, and more particularly to a synchronous rectification type forward converter.
[0002]
[Prior art]
A conventional example will be described below.
Conventionally, a technique has been developed that reduces the inflow of reverse current that occurs when a plurality of DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel (see Patent Documents 1 and 2). Hereinafter, these Patent Documents 1 and 2 will be specifically described as Conventional Examples 1 and 2.
[0003]
(1): Description of Conventional Example 1 (Patent Document 1)
FIG. 10 is an explanatory diagram of the first conventional example (part 1), and FIG. 11 is an explanatory diagram of the first conventional example (part 2). In FIG. 10A, the primary winding 221 and the secondary winding 222 are one end on the primary voltage supply circuit 211 side of the primary winding 221 and one end on the output terminal 223 side of the secondary winding 222. Are coupled to each other so as to have the same polarity, the main switch element 210 is conductive, and the current I supplied from the primary side voltage supply circuit 211 to the primary winding 221 in the transformer 220 is connected.1Flows, a positive voltage is induced on the output terminal 223 side of the secondary winding 222 and a negative voltage is induced on the ground terminal 224 side.
[0004]
Due to the voltage induced in the secondary winding 222, the potential of the drain terminal of the first secondary-side rectifying element 206 becomes lower than the potential of the source terminal. At this time, the parasitic diode in the first secondary-side rectifying element 206 is forward-biased, but a positive voltage is applied to the gate terminal by the voltage induced in the secondary winding 222. Secondary-side rectifying element 206 conducts in the opposite direction to the normal operation, and the current I is directed from the source terminal side to the drain terminal side.2Shed.
[0005]
Current I2The voltage drop due to the current I is reduced to such an extent that the parasitic diode of the first secondary side rectifying element 206 is not conducted.2Is supplied to the output capacitor 209 and the load 212 connected between the output terminal 223 and the ground terminal 224 with low loss.
[0006]
During this time (while the first secondary side rectifying element 206 is conducting in the reverse direction), the source induced in the drain terminal of the second secondary side rectifying element 207 is caused by the voltage induced in the secondary winding 222. Since a voltage higher than that of the terminal is applied and a negative voltage is applied to the gate terminal, no current flows through the second secondary-side rectifying element 207.
[0007]
Next, when the main switch element 210 switches from conduction to cutoff, a negative voltage is induced at one end on the output terminal 223 side of the secondary winding 222 and a positive voltage is induced at one end on the ground terminal 224 side. Depending on the voltage, the current I2Since the potential of the drain terminal of the first secondary-side rectifying element 206 that has been flowing becomes higher than the potential of the source terminal and a negative voltage is applied to the gate terminal, the first secondary-side rectifying element 206 is Shut off.
[0008]
At this time, the second secondary-side rectifying element 207 is in a conductive state because a positive voltage is applied to the gate terminal by the voltage induced in the secondary winding 222. Further, the second secondary rectifying element 207 conducts in the reverse direction and is accumulated in the inductance element 208 because the drain terminal potential is lower than the source terminal potential due to the electromotive force generated in the inductance element 208. As shown in FIG. 10B, the current I in the direction in which power is supplied to the load 212 by the magnetic energy.ThreeShed.
[0009]
Further, an oscillator and a reference voltage generation circuit are provided in the control device 203, and the main switch element 210 is driven by the PWM method, so that the switching cycle is constant. Since the power supply device 202 is a forward type, the output voltage of the output terminal 223 includes the conduction time of the main switch element 210, the voltage output from the primary side voltage supply circuit 211, the primary winding 221 and the secondary winding 222. Determined by the turns ratio. Since the control device 203 detects the output voltage between the output terminal 223 and the ground terminal 224 and controls the conduction time of the main switching element 210, the primary side is controlled by the voltage fluctuation of the primary side voltage supply circuit 211. Even if the voltage of the voltage supply circuit 211 fluctuates, the output voltage is maintained constant.
[0010]
A plurality of power supply devices 202 can be connected in parallel to increase the output current. However, when a plurality of power supply devices 202 are connected in parallel, the output voltages do not completely match. For this reason, the load 212 is consumed from the power supply 202 whose output voltage is set high. A large output current is output, and the excess current flows into the power supply device in which the output voltage is set low.
[0011]
In FIG. 10C, two power supply devices 202 are provided.1, 2022Are connected in parallel, and one power supply device 202 is shown.1From the side, the other power supply 2022Towards the current IFiveIs flowing in. This current IFiveIs the secondary winding 2222The primary winding 2212Voltage is induced in the main switch element 210 by the voltage.2A negative voltage is applied to the drain terminal. At that time, if a positive voltage is applied to the gate terminal of the main switch element 210, the main switch element 2102Reverse current I from the source terminal to the drain terminal6As a result, the efficiency of the power supply devices connected in parallel is deteriorated.1, 2022There is a problem of deteriorating the deterioration.
[0012]
Therefore, Conventional Example 1 provides a power supply device in which a reverse current does not flow even when connected in parallel, as shown in FIG. Therefore, the direction of the current flowing through the main switch element 10 is detected from the output of the current detection circuit 30 that detects the current flowing through the main switch element 10, and the reverse current I during the conduction period is detected.TenWhen the current flows, the conduction period of the main switch element 10 is lengthened. For this reason, since the amount of current flowing through the main switch element 10 increases, the reverse current disappears, and the current burden of each power supply device 3 connected in parallel is equalized.
[0013]
(2): Description of Conventional Example 2 (Patent Document 2)
FIG. 12 is an explanatory diagram of the second conventional example (part 1), and FIG. 13 is an explanatory diagram of the second conventional example (part 2). Conventionally, there is a case in which a usage mode of parallel operation in which a plurality of DC-DC converters are connected in parallel to a load is taken. When performing such parallel operation, an output voltage V V between a plurality of DC-DC converters connected in parallel.OUTVariation may occur. In such a case, the output voltage VOUTOutput voltage V from high DC-DC converterOUTA reverse current flows toward a low DC-DC converter.
[0014]
In this way, the output voltage V between the DC-DC converters connected in parallel.OUTOccurs, the output voltage VOUTDC-DC converter and output voltage VOUTThe loss of both the low DC-DC converter and the circuit efficiency is deteriorated.
[0015]
Therefore, in the conventional example 2, the amount of reverse current applied is suppressed to prevent damage to parts due to reverse current supply and loss problems due to reverse current during parallel operation. Provide a DC converter.
[0016]
In FIG. 12, the control circuit 42 adds a pulse waveform signal that is a control voltage from the output side of the comparator 27 to the gate that is the control terminal portion of the switch element 5, and calculates the pulse width t of the pulse waveform signal as the output voltage VOUTThe ON period of the switch element 5 is variably controlled by variably controlling in the stabilization direction. In other words, the duty ratio of the switch element 5 is set to the output voltage VOUTVariable control in the stabilization direction. As a result, the output voltage VOUTIs variably controlled to output voltage VOUTIs to be stabilized.
[0017]
By the way, when the reverse current is energized, there is a period in which the drain voltage of the switch element 5 does not change from the low voltage state due to the reverse current even when the switch element 5 is turned off. This phenomenon occurs when energy accumulated in the choke coil 13 of the rectifying and smoothing circuit 40 due to reverse current conduction is transmitted from the secondary side of the transformer 2 to the primary side when the switch element 5 is turned off. This phenomenon is unique to energization.
[0018]
Therefore, paying attention to the phenomenon peculiar to the reverse current, the gate voltage of the switch element 5 is less than the set ON drive threshold voltage, and the drain voltage (both-end voltage) of the switch element 5 is a low voltage generated by the reverse current. The reverse current detection means 43 which detects a reverse current when it is in a state is formed.
[0019]
The PNP transistor 31 is turned on in response to the reverse current detection signal. As a result, a part of the current from the connection part of the resistors 23 and 24 toward the inverting input terminal of the operational amplifier 25 is shunted from the connection part X through the PNP transistor 31 and the resistor 32. For this reason, when the reverse current is applied, the voltage output from the connection portion of the resistors 23 and 24 due to the application of the overshoot voltage is higher than that in the steady state, but the inverting input terminal of the operational amplifier 25 is applied. The input voltage will be lower than in the steady state.
[0020]
Due to this voltage drop, the pulse width t of the pulse waveform signal applied from the control circuit 42 to the gate of the switch element 5 is widened, the ON period of the switch element 5 is lengthened, and the input / output conversion ratio is increased. As a result, the output voltage VOUTWill increase.
[0021]
According to this example, the reverse current detection means 43 and the reverse current suppression means 44 are provided to increase the input / output conversion ratio when the reverse current is applied, and the characteristic is as shown by the solid line α in FIG. Since the DC-DC converter is provided with the regulation characteristics, when a reverse current is generated, the amount of current flowing in the reverse current can be significantly suppressed as compared with the conventional case. As described above, since the amount of reverse current applied can be suppressed, the above-described problem of component damage due to the supply of a large reverse current can be prevented.
[0022]
Further, when performing parallel operation using the DC-DC converter, an output voltage V between a plurality of DC-DC converters connected in parallel.OUTOutput voltage VOUTIt is possible to mitigate an increase in loss due to reverse current conduction caused by variations in the number of currents, and to prevent deterioration in circuit efficiency.
[0023]
That is, among the DC-DC converters that perform parallel operation, the output voltage VOUTThe regulation characteristics of the high DC-DC converter A have, for example, the characteristics shown by the solid line A in FIG. 13B, and the output voltage VOUTThe regulation characteristics of the low DC-DC converter B are, for example, the characteristics shown by the solid line B in FIG.
[0024]
As a result, the amount of reverse current applied from the DC-DC converter A to the DC-DC converter B becomes Ib ′, which is much smaller than that of the conventional example. For this reason, the loss of the DC-DC converter B resulting from reverse energization can be suppressed.
[0025]
[Patent Document 1]
JP2000-139074
[Patent Document 2]
JP 2001-169545 A
[0026]
[Problems to be solved by the invention]
The conventional apparatus as described above has the following problems.
[0027]
(1): In the conventional example 1, a current detection circuit that detects a current flowing through the main switch element and a reverse current suppression circuit that detects the direction of the current flowing through the main switch element from the output of the current detection circuit are provided. It has been. A current transformer is used for the current detection circuit. Moreover, in the said prior art example 2, the reverse current detection means (43) and the reverse current suppression means (44) are provided.
[0028]
As described above, both of the conventional examples 1 and 2 are provided with the reverse current detection means, but such means has a complicated circuit configuration and is expensive in terms of cost. In particular, in the conventional example 1, the current is detected using an expensive current transformer. In the conventional example 2, the output voltage is increased to suppress the reverse current, but at the same time, the detection voltage (the output voltage is indirectly set). Detected and controlled voltage) VccAlso rises proportionally. Therefore, control is performed so as to increase the detection voltage, and as a result, the output voltage increases and the inflow of reverse current is suppressed. Therefore, the withstand voltage of the semiconductor used is also the detection voltage VccIt was necessary to select the one with the maximum value.
[0029]
The present invention solves such a conventional problem, obtains a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration without providing a reverse current detection means as in the conventional example, and at the time of parallel operation, It is detected that an overvoltage has occurred on the secondary output side, and this detected voltage (VccIt is an object of the present invention to generate an overvoltage alarm signal or to stop the on / off operation of a main switching element without increasing the above).
[0030]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, the present invention is configured as follows.
[0031]
  That is, in the first synchronous rectification type DC-DC converter, the primary coil of the transformer is connected in series.ConnectedMain switch elementWhen,ON / OFF drive of the main switch elementA control circuit for controlling,Secondary coil of transformerThrough to the loadOutput voltageIs suppliedIn a synchronous rectification type DC-DC converter, connected in series with the tertiary coil of the transformerIsTheFirstSwitch elementAnd a resistor connected in parallel with the first switch element, and the first switch element and the resistorThe tertiary coilAnd a detection voltage corresponding to a current supplied via the first switch element or resistor is generated.An output voltage detection circuit;AboveMain switch element is ondidTimeInOn and offdidTimeInTo turn offON / OFF driving of the first switch elementSwitch element drive circuit to be controlledRecordDirect from tertiary coilDepending on the current suppliedAn overvoltage detection circuit that detects that the output voltage of the secondary coil has become an overvoltage by generating a voltage and monitoring the voltage, and on / off of the main switch element in response to the detection of the overvoltage Equipped with a main switch element operation stop control circuit that stops operationThe control circuit controls on / off driving of the main switch element based on the detection voltage generated by the voltage detection circuit.It is characterized by that.
[0032]
  In the second synchronous rectification type DC-DC converter,,in frontThe overvoltage detection circuit isRecordConnect to one end of tertiary coilIsRectifier diode and the diodeIsThe capacitor charged by the direct current and the charging voltage of the capacitorPredeterminedChange from off to on when the threshold is exceededRuWith zener diodeThe predetermined threshold is set so that the Zener diode changes from OFF to ON when the output voltage of the secondary coil exceeds a predetermined voltage.It is characterized by that.
[0033]
  In the third synchronous rectification type DC-DC converter,,in frontOvervoltage detection circuitButAn overvoltage was detectedsometimesAn alarm signal generation circuit for generating an alarm signal is provided.
[0034]
  In the fourth synchronous rectification type DC-DC converter,,in frontThe alarm signal generation circuit is connected to the overvoltage detection circuit and changes from off to on in response to the overvoltage detection circuit detecting an overvoltage.SecondA switch element;SecondConnected to the switch element,SecondA light-emitting diode is provided that emits light when the switch element changes from off to on.
[0035]
  In the fifth synchronous rectification type DC-DC converter,,in frontThe main switch element operation stop control circuit directly connects the main switch element.ON / OFF driveTo the driverHigh level signal or low level depending on the logical product of input signalsAn AND circuit for outputting a signal, and the AND circuitFirstTo the input terminal of theSecondDepending on the on / off operation of the switch elementYeslevelSignal or low levelA logic signal generation circuit for inputting a signal, and the overvoltage detection circuit detects an overvoltageBySaidSecondThe switch element is onWhenOf the AND circuitSecondBy inputting a low level signal to the input terminal, the output of the AND circuit is fixed at a low level, and the driverAboveMain switch elementON / OFF driveIt is characterized by having a function of stopping.
[0036]
(Function)
The operation of the present invention based on the above configuration will be described with reference to FIG.
[0037]
(1): In the first synchronous rectification type DC-DC converter, when the outputs of a plurality of DC-DC converters are connected in parallel and operated in parallel, if one of the output voltages has a larger value due to variation or the like, the output voltage is low. -Reverse current flows into the DC converter. Simultaneously with the inflow of the reverse current, the output voltage rises and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also rises.
[0038]
At this time, the switch element drive circuit (diode 51 and capacitor 52) controls the switch element 50 so that it is turned on when the main switch element 1 is turned on and turned off when the signal is turned off. In this drive control, the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 is lowered by drive control so that the ON time of the switch element 50 is shortened. In response to the decrease in the detection voltage, the driver 18 increases the output voltage by increasing the time for which the main switch element 1 is turned on, and suppresses the inflow of the reverse current.
[0039]
Further, it is assumed that the reverse current as described above flows and the secondary output voltage of the transformer 30 (the output voltage of the secondary coil 32) becomes an overvoltage. At this time, the overvoltage detection circuit 60 generates a voltage directly from the tertiary coil 33 of the transformer 30 and monitors the voltage to detect that an overvoltage has occurred in the secondary output voltage. The main switch element operation stop control circuit stops the on / off operation of the main switch element in response to detecting the overvoltage.
[0040]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing the reverse current detection means as in the conventional example, and the output voltage of the secondary coil has become an overvoltage. Can be detected and the on / off operation of the main switching element can be stopped.
[0041]
Therefore, by stopping the on / off operation of the main switching element, it is possible to prevent damage to or damage to the circuit components (for example, transistors, diodes, etc.) due to overvoltage.
[0042]
(2): In the second DC-DC converter, when the secondary output voltage of the transformer 30 becomes an overvoltage, the overvoltage detection circuit 60 uses the voltage generated in the tertiary coil 33 of the transformer 30 in the overvoltage detection circuit 60. When the 33a side is +, a current rectified through the path of the tertiary coil 33 → diode 61 → capacitor 62 → GND flows and charges the capacitor 62.
[0043]
Then, because the secondary output voltage of the transformer 30 becomes an overvoltage, the voltage of the capacitor 62 exceeds the Zener voltage (predetermined threshold) of the Zener diode 63. Therefore, the Zener diode 63 is turned on by the charging voltage of the capacitor 62 and the switch element 64 is turned on.
[0044]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing the reverse current detection means as in the conventional example.
[0045]
{Circle around (3)} In the third DC-DC converter, the alarm signal generation circuit generates an alarm signal when an overvoltage is detected by the overvoltage detection circuit. If it does in this way, the staff of the apparatus using this DC-DC converter etc. can be notified of an overvoltage state by generation of the alarm signal.
[0046]
{Circle over (4)} In the fourth DC-DC converter, when the switch element 64 is turned on as described above, the power source 40 → LED 68 (light emitting diode) → resistor 67 → switch element 64 → GND (ground potential). Current flows and LED 68 emits light and generates an alarm signal. This alarm signal notifies the operator or the like that the secondary output voltage has become overvoltage.
[0047]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing a reverse current detection means as in the conventional example, and the occurrence of overvoltage on the secondary output side can be detected. Thus, an alarm signal can be generated.
[0048]
{Circle around (5)} In the fifth DC-DC converter, the main switch element operation stop control circuit outputs a logical signal to the driver 18 that directly drives the main switch element 1 (AND circuit 21), and the logical product. One input terminal of the circuit is provided with a logic signal generation circuit (resistor 66, diode 65, etc.) for inputting a logic signal of a different level according to the on / off operation of the switch element 64 of the alarm signal generation circuit, and an overvoltage When the detection circuit 60 detects an overvoltage and the switch element 64 is turned on, by inputting a low level signal to one input terminal of the AND circuit, the output of the AND circuit is fixed at a low level, A function of stopping the operation of the main switch element 1 by the driver 18 is provided.
[0049]
Therefore, when the switch element 64 is turned on, the diode 65 is turned on by the voltage of the resistors 12 and 13, current flows through the path of the diode 65 → switch element 64 → GND, and the input A of the AND circuit 21 is changed. Become low level.
[0050]
Therefore, the output of the comparator 17 is always fixed at the low level regardless of whether the output is the high level or the low level, and the low level output is continuously output to the driver 18. Therefore, the main switching element 1 stops the on / off operation.
[0051]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing a reverse current detection means as in the conventional example, and the occurrence of overvoltage on the secondary output side can be detected. Thus, the on / off operation of the main switching element can be stopped.
[0052]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0053]
§1: Description of circuit example of DC-DC converter
FIG. 1 is a diagram illustrating a circuit example of a DC-DC converter, which is a circuit example of a synchronous rectification type forward converter (or a forward type synchronous rectification type DC-DC converter). Hereinafter, the DC-DC converter shown in FIG. 1 will be described.
[0054]
(1): Circuit characteristics (see Fig. 1)
The feature of this circuit is that the switch element 50 is provided in the output voltage detection circuit 19 connected to the tertiary coil 33 of the transformer 30 and that the voltage is directly generated by the tertiary coil 33 and the voltage is monitored. An overvoltage detection circuit that detects that an overvoltage has occurred on the next output side, an alarm signal generation circuit that generates an alarm signal when an overvoltage is detected by the overvoltage detection circuit, and a main signal in response to detection of the overvoltage. The main switch element operation stop control circuit for stopping the on / off operation of the switch element is provided.
[0055]
In this case, the switch element 50 is driven such that the drive signal (pulse) for driving the main switch element 1 is turned on when the main switch element 1 is turned on and turned off when the signal is turned off. The voltage output from the tertiary coil 33 is rectified and smoothed, and the detected voltage is used as the detected voltage to control the on / off time of the main switch element 1.
[0056]
By the way, when a plurality of DC-DC converters are connected to the load, particularly when a DC-DC converter having a high output voltage is connected, a reverse current flows from the output side of the DC-DC converter. (Refer to the conventional example). When the reverse current flows in from the output side in this way, the detection voltage of the tertiary coil 33 rises, and the drive signal time for turning on the main switch element 1 is shortened.
[0057]
Along with this, the ON time of the switch element 50 is also shortened, the detection voltage is lowered, and the drive signal time for turning on the main switch element 1 is controlled to be increased. As a result, the output voltage rises and the inflow of reverse current is suppressed. More specifically, it is as follows.
[0058]
That is, a switch element 50 that is turned on when the output of the driver 18 is a signal that turns on the main switch element 1 and that is turned off when the output is turned off is provided in the output voltage detection circuit 19 and connected in series with the tertiary coil 33 of the transformer 30. .
[0059]
When the outputs of the DC-DC converter are connected in parallel and operated in parallel, if one of the output voltages has a larger value due to variations or the like, a current flows into the DC-DC converter having a lower output voltage (this current is “reversely applied”). Current ”). The output voltage rises simultaneously with the inflow of the reverse current, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also rises.
[0060]
As described above, when the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 increases, the time for the signal to turn on the main switch element 1 output from the driver 18 is shortened. Along with this, the ON time of the switch element 50 is shortened, and after the switch element 50 is turned OFF, rectification is performed through the resistor 53.
[0061]
As described above, when the current is rectified through the resistor 53, the output detection voltage decreases, so that the signal output from the driver 18 has an extremely short on-time as in the conventional example. Will not be shortened. Further, since a voltage drop occurs between the output detection voltage and the voltage 33a of the tertiary coil 33 of the transformer 30, as a result, the output voltage is increased and the reverse current can be suppressed.
[0062]
Further, when it is detected that an overvoltage has occurred on the secondary output side by directly generating a DC voltage by the tertiary coil 33 and monitoring the voltage, the switch element 64 is driven on by the overvoltage detection circuit 60. An alarm signal is generated by turning on and lighting the LED 68.
[0063]
When the switch element 64 is turned on, the output of the AND circuit 21 is fixed to logic output = L (low level), so that the output of the PWM controller IC 22 is fixed to L and the main switching element 1 is stopped ( Off).
[0064]
(2): Detailed explanation of circuit configuration (see Fig. 1 and Fig. 2)
In FIG. 1, 1 is a main switching element (main switching element), 2 is a rectifying synchronous rectifying element, 3 is a commutating synchronous rectifying element, and 50 is a switching element. These elements are N-channel MOSFETs (MOS type electric field). Effect transistor).
[0065]
4 is an output choke coil, 5 is an input capacitor, 6 is an output smoothing capacitor, 7 is an inverter, 8 is a rectifier diode, 9 is a commutation diode, 10 is a choke coil, 11 is a smoothing capacitor, 12, 13, 53, 66 , 67 are resistors (or resistors).
[0066]
14 is a reference voltage, 15 is an error amplifier (error amplifier), 16 is a triangular wave generator, 17 is a comparator (comparator) for comparing the output of the error amplifier 15 and the output of the triangular wave generator 16, and 18 is a main switch. A driver for driving the element 1.
[0067]
19 is an output voltage detection circuit, 20 is a secondary side rectifying and smoothing circuit, 30 is a transformer, 31 is a primary coil (primary winding), 32 is a secondary coil (secondary winding), 33 is a tertiary coil (tertiary winding) Winding), 40 is an input power source, 41 (41a, 41b) is an input terminal, 42 (42a, 42b) is an output terminal, 43 is a load, 51 is a diode, 52 is a capacitor, d1, d2, and d3 are the above-mentioned elements. 1, 2, 3 built-in diodes are shown.
[0068]
21 is an AND circuit (logical product circuit), 22 is a PWM (pulse width modulation) control IC (or PWM control unit), 60 is an overvoltage detection circuit, 61 is a diode, 62 is a capacitor, 63 is a zener diode, and 64 is a switch. Element {N-channel MOSFET (MOS type field effect transistor)}, 65 is a diode, 66 is a resistor, and 68 is a light emitting diode (hereinafter referred to as “LED”).
[0069]
The output voltage detection circuit 19 includes a switch element 50, a resistor 53, a commutation diode 9, a rectification diode 8, a smoothing capacitor 11, and a choke coil 10. The PWM controller IC 22 includes an error amplifier 15, a triangular wave generator 16, a comparator 17, an AND circuit 21, a driver 18, and a reference voltage 14.
[0070]
The overvoltage detection circuit 60 includes a diode 61, a capacitor 62, and a Zener diode 63. The secondary side rectifying / smoothing circuit 20 includes a rectifying synchronous rectifying element 2, a commutating synchronous rectifying element 3, an inverter 7, an output choke coil 4, and an output smoothing capacitor 6.
[0071]
A transformer 30 is provided on the input side of the DC-DC converter shown in FIG. 1, and the main switch element 1 is connected to the primary coil 31 of the transformer 30 and is configured to be driven and controlled by the driver 18. ing. And the excitation energy (electromagnetic energy) which generate | occur | produces in the primary coil 31 by ON / OFF (conduction / non-conduction) of the main switch element 1 is supplied to the secondary side and the tertiary side of the transformer 30 intermittently. Yes.
[0072]
On the input side, the input capacitor 5 is connected between the input terminals 41a and 41b to which the input power supply 40 is supplied to smooth the input voltage. A smoothing rectifier circuit including the output choke coil 4, the output smoothing capacitor 8, the rectifying synchronous rectifier 2 (MOSFET), and the commutating synchronous rectifier 3 (MOSFET) is connected to the secondary coil 32 of the transformer 30. In this case, the commutation synchronous rectification element 3 is connected to the series circuit of the output smoothing capacitor 6 and the output choke coil 4.
[0073]
The tertiary coil 33 of the transformer 30 is connected to a parallel circuit of a switch element 50 and a resistor 53, a smoothing capacitor 11, a choke coil 10, and a series circuit of a rectifying diode 8. The smoothing capacitor 11, the choke A rectifying diode 9 is connected in parallel to the series circuit of the coil 10.
[0074]
Further, a series circuit of resistors 12 and 13 is connected in parallel with the smoothing capacitor 11 to divide the charging voltage (DC voltage) of the smoothing capacitor 11 and the divided voltage (voltage of the resistor 12) is error amplifier 15. Is entered. The error amplifier 15 is supplied with the divided voltage (the voltage of the resistor 12) and the reference voltage 14, and the difference between the reference voltage 14 and the divided voltage (the voltage of the resistor 12). Is output to the comparator 17 (error voltage value).
[0075]
The comparator 17 compares the output voltage of the error amplifier 15 and the output voltage of the triangular wave generator 16, and outputs the voltage difference between the two to the input B side of the AND circuit 21. The output terminal of the switch element 64 is connected to the input A side of the AND circuit 21 via a diode 65.
[0076]
In this case, according to the truth table of the AND circuit 21, if input A, B = H, H, output = H, if input A, B = H, L, output = L, input A, B = L, H, output = L, input A, B = L, if L, output = L (where H is high level and L is low level).
[0077]
The driver 18 inputs the output (logic output) of the AND circuit 21, generates a pulse voltage, and applies it to the gate of the main switch element 1, thereby driving the main switch element 1 on / off. ing.
[0078]
The overvoltage detection circuit 60 includes a series circuit of a diode 61 and a capacitor 62 connected between one end of the tertiary coil 33 of the transformer 30 and GND (ground potential). Rectified current flows through the diode 61 by the voltage when the side becomes the + side), and the capacitor 62 is charged with this rectified current. And when the voltage which generate | occur | produces in the tertiary coil 33 is reverse to the above (voltage when the opposite side to the black circle in the figure is +), the rectified current does not flow and the capacitor 62 is not charged.
[0079]
When the capacitor 62 is charged, the output voltage on the secondary side of the transformer 30 becomes an overvoltage, and the voltage of the capacitor 62 exceeds the Zener voltage (predetermined threshold) of the Zener diode 63, the Zener diode 63 becomes conductive (ON The switch element 64 is turned on from off. For this reason, the LED 68 is turned on to emit light and generate an alarm signal.
[0080]
In this case, when the switch element 64 is turned on, the diode 65 is turned on, the input A of the AND circuit 21 is substantially at the GND potential (input = L), the output of the AND circuit 21 is fixed at L, and the main switch element. 1 is configured to be turned off.
[0081]
The driver 18 is configured as shown in FIG. That is, the driver 18 is specifically connected to bipolar transistors (hereinafter simply referred to as “transistors”) Q1 and Q2 as shown in the figure. In this case, the transistor Q1 is an NPN transistor and the transistor Q2 is a PNP transistor, and the base electrode (input IN side) and the emitter electrode (output OUT side) are connected in common.
[0082]
With this connection, when the input IN side is equal to or higher than a predetermined voltage, the transistor Q1: on and Q2: off, and the output OUT side becomes the high level voltage Vdd. Conversely, when the input IN side is equal to or lower than the predetermined voltage, the transistors Q1: off and Q2: on, and the output OUT side becomes the low level voltage Vss (Vdd> Vss).
[0083]
31a and 31b are both terminals of the primary coil 31 of the transformer 30, 32a and 32b are both terminals of the secondary coil 32 of the transformer 30, and 33a and 33b are both terminals of the tertiary coil 33 of the transformer 30.
[0084]
(3): Detailed operation description under no load
The operation of the circuit example shown in FIG. 1 will be described below with reference to FIGS.
[0085]
Now, when a drive pulse for driving the main switch element 1 is generated from the driver 18 with the input power supply 40 applied to the input terminals 41a and 41b, and this drive pulse is supplied to the gate of the main switch element 1, The switch element 1 repeats the on (conductive) / off (non-conductive) operation. When the main switch element 1 is turned on, an exciting current flows through the primary coil 31 of the transformer 30 via the main switch element 1.
[0086]
At this time, a voltage (induced voltage) is generated in the secondary coil 32 of the transformer 30 in the direction in which the rectifying synchronous rectifying element 2 is turned on, and the rectifying synchronous rectifying element 2 is turned on. In this case, due to the voltage generated in the secondary coil 32 of the transformer 30, current flows through the path of the secondary coil 32 → the output smoothing capacitor 6 → the output choke coil 4 → the rectifying synchronous rectifier element 2 → the secondary coil 32. The smoothing capacitor 6 is charged.
[0087]
At this time, the voltage of the secondary coil 32 is inverted by the inverter 7, and this inverted voltage is applied to the gate of the commutation synchronous rectification element 3, so that the commutation synchronous rectification element 3 is turned off.
[0088]
At this time, a voltage corresponding to the voltage of the secondary coil 32 is induced in the tertiary coil 33 of the transformer 30. If the switch element 50 is turned on by this voltage, a current flows through the path of the tertiary coil 33 → switch element 50 → smoothing capacitor 11 → choke coil 10 → rectifier diode 8 → third coil 33, and the smoothing capacitor 11 is charged. .
[0089]
When the switch element 50 is off, a current similar to the above flows through the resistor 53 and the smoothing capacitor 11 is charged. At this time, the commutation diode 9 remains off. At this time, excitation energy is stored in the transformer 30.
[0090]
Next, when the main switch element 1 is turned off by the drive pulse from the driver 18, a voltage in the opposite direction is induced in the primary coil 31 of the transformer 30 (the terminal 32 side becomes +). Element 2 is turned off. At this time, the voltage of the secondary coil 32 (voltage having a polarity opposite to that described above) is inverted by the inverter 7, and this inverted voltage is applied to the gate of the commutation synchronous rectifier element 3. Is turned on.
[0091]
Therefore, the flywheel current flows through the path of the output choke coil 4 → the commutation synchronous rectifier 3 → the output smoothing capacitor 6 → the output choke coil 4 due to the electromagnetic energy stored in the output choke coil 4, and the output smoothing capacitor 6 is charged. (Always charged with the same polarity).
[0092]
At this time, a voltage of reverse polarity (+ on the terminal 33 b side) is generated in the tertiary coil 33 of the transformer 30, but the rectifying diode 8 is reverse-biased and turned off, and depending on the induced voltage of the tertiary coil 33, Does not flow. However, at this time, the flywheel current flows through the path of the choke coil 10 → the commutation diode 9 → the smoothing capacitor 11 → the choke coil 10 due to the electromagnetic energy stored in the choke coil 10, and the smoothing capacitor 11 is charged (always). It is charged with the same polarity.)
[0093]
Thereafter, the operation is repeated in the same manner, but a constant DC voltage is generated in the resistors 12 and 13 by the charging voltage of the smoothing capacitor 11. This voltage is a voltage corresponding to the output voltage on the secondary side. In this case, the voltage of the resistors 12 and 13 (the same as the voltage of the smoothing capacitor 11) is applied to the driver 18 and the diode 51. The voltage divided by the two resistors (the terminal voltage of the resistor 12) is input to the error amplifier 15, and the difference from the reference voltage 14 is extracted.
[0094]
The comparator 17 compares the output of the error amplifier with the output voltage of the triangular wave generator 16 and outputs a rectangular wave signal. If the A input of the AND circuit 21 is at a high level (overvoltage is not detected). A drive signal (pulse signal) is applied from the driver 18 to the gate of the main switch element 1. Thus, the main switch element 1 repeats the same on / off operation as described above.
[0095]
The voltage applied to the diode 51 is rectified by the diode 51 and charges the capacitor 52. When a high level voltage is output from the driver 18, the charging voltage of the capacitor 52 (substantially the same voltage as the voltage of the smoothing capacitor 11) is further added to the high level voltage (pulse ON waveform). A large output voltage (a voltage about twice the voltage of the smoothing capacitor 11) is generated and applied to the gate of the switch element 50. Therefore, the switch element 50 is turned on.
[0096]
However, when a low level voltage (for example, GND level) is output from the driver 18, the charging voltage of the capacitor 52 (approximately the voltage of the smoothing capacitor 11) is further added to the low level voltage (pulse OFF waveform). Even if the same voltage is added, the output voltage is small, so even if this output voltage is applied to the gate of the switch element 50, the switch element 50 is turned off.
[0097]
Further, in the overvoltage detection circuit 60, when the 33a side is + due to the voltage generated in the tertiary coil 33 of the transformer 30, a current flows through the path of the tertiary coil 33 → diode 61 → capacitor 62 → GND to charge the capacitor 62. In this case, if the secondary output voltage of the transformer 30 is not an overvoltage, the voltage of the capacitor 62 is less than the Zener voltage of the Zener diode 63 (this Zener voltage is referred to as a “threshold voltage” when overvoltage is detected). Since it is set, the Zener diode 63 remains off, and the switch element 64 remains off.
[0098]
Thus, when the switch element 64 is off, the secondary output voltage is not an overvoltage, and no current flows through the LED 68 and no alarm is generated. When the 33b side of the tertiary coil 33 is +, the charging current to the capacitor 62 does not flow.
[0099]
(4): Description of the outline when a plurality of DC-DC converters are operated in parallel with the load (see FIGS. 1 and 3).
Assume that another DC-DC converter is connected in parallel to the load 43 of the DC-DC converter shown in FIG. 1, and the output voltage of this other DC-DC converter becomes high for some reason. At this time, a reverse current flows from the other DC-DC converter to the DC-DC converter shown in FIG.
[0100]
In this case, the voltage between the output terminals 42 a and 42 b becomes higher than normal, and a reverse current flows from the output terminal 42 a toward the secondary coil 32 of the transformer 30. The output voltage-output current characteristic at this time is as shown in FIG. In FIG. 3, the horizontal axis represents the output current (Iout), The vertical axis represents the output voltage (Vout).
[0101]
In FIG. 3, the characteristic indicated by the dotted line is the characteristic of the conventional example (particularly the characteristic of Conventional Example 2), and the solid line is the characteristic of the present invention. Also, the right side of the vertical axis is the outflowing current, and the left side is the inflowing current.
[0102]
In FIG. 1, it is assumed that the reverse current as described above flows and the secondary output voltage of the transformer 30 becomes an overvoltage. At this time, in the overvoltage detection circuit 60, when the 33a side is + due to the voltage generated in the tertiary coil 33 of the transformer 30, a current flows through the path of the tertiary coil 33 → diode 61 → capacitor 62 → GND to charge the capacitor 62.
[0103]
At this time, since the secondary output voltage of the transformer 30 has become an overvoltage, the voltage of the capacitor 62 exceeds the Zener voltage (threshold voltage) of the Zener diode 63. Therefore, the Zener diode 63 is turned on by the charging voltage of the capacitor 62 and the switch element 64 is turned on.
[0104]
When the switch element 64 is turned on, a current flows through the path of the power source 40 → LED 68 → resistor 67 → switch element 64 → GND, and the LED 68 emits light to generate an alarm signal. This alarm signal notifies the operator or the like that the secondary output voltage has become overvoltage.
[0105]
At this time, since the switch element 64 is turned on, the diode 65 is turned on by the voltages of the resistors 12 and 13, and a current flows through the path of the diode 65 → switch element 64 → GND, and the AND circuit 21. Input A becomes low level L.
[0106]
Therefore, the output of the comparator 17 is always fixed at the low level regardless of whether the output of the comparator 17 is the high level H or the low level L, and the low level output is continuously output to the driver 18. Accordingly, the output of the driver 18 is fixed at a low level, and the main switching element 1 stops the on / off operation.
[0107]
When the overvoltage is eliminated, the switch element 64 is turned off again, and the main switching element 1 resumes the on / off operation by a pulse (PWM drive pulse) output from the driver 18.
[0108]
When a plurality of DC-DC converters are operated in parallel as described above, when one output voltage has a larger value such as variation, a current flows into the DC-DC converter having a lower output voltage. Simultaneously with the inflow, the output voltage rises and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also rises.
[0109]
When the detection voltage also rises, the time for a signal to turn on the main switch element 1 output from the driver 18 is shortened. Accordingly, the ON time of the switch element 50 is also shortened. After the switch element 50 is turned off, rectification is performed through the resistor 53. When the voltage is rectified through the resistor 53, a voltage drop occurs, so that the detected voltage decreases. Therefore, the signal of the driver 18 is only slightly shorter than before the inflow, and is not extremely shortened as in the conventional example.
[0110]
Further, since a voltage drop occurs between the detection voltage and the tertiary coil 33 of the transformer 30, the output voltage is increased. Further, since the detection voltage is controlled to be constant, there is no fear that an overvoltage is applied to a semiconductor element or the like connected to the detection voltage. A voltage is generated directly from the tertiary coil 33. In this case, the generated voltage is proportional to the secondary output voltage of the transformer 30, and thus increases when an overvoltage is applied to the output, and the overvoltage detection circuit 60 can detect the overvoltage.
[0111]
(5): Detailed explanation of characteristic diagrams (no load) when operating in parallel with DC-DC converter with large output voltage (see Fig. 4 and Fig. 6)
FIG. 4 is a characteristic diagram (no load) when operated in parallel with a DC-DC converter having a large output voltage, and FIG. 6 is an explanatory diagram of FIGS. For reference, FIG. 6 also shows a conventional example.
[0112]
(5) -1: Characteristics of conventional example
As shown in FIG. 6C, the conventional DC-DC converter is connected in parallel and will be described when there is no load.
[0113]
In the DC-DC converter, output voltage varies due to variations in characteristics of components and the like. When a conventional DC-DC converter (3) having a small output voltage and a large DC-DC converter (4) are connected in parallel, the output current from the DC-DC converter (4) flows into the DC-DC converter (3). .
[0114]
The operating point of the DC-DC converter (3) is point C in FIG.02Flows in. On the other hand, the operating point of the DC-DC converter (4) is point D in FIG.02Is output and equilibrated. The output voltage at that time is + V02It becomes.
[0115]
(5) -2: Characteristics of the present invention
A case where the DC-DC converters of the present invention are connected in parallel as shown in FIG. 6A will be described. As in the conventional example, the output voltage varies in the DC-DC converter due to the influence of variations in components and the like.
[0116]
When the DC-DC converter (1) of the present invention having a small output voltage and the DC-DC converter (2) of the conventional example having a large output voltage are connected in parallel, the output current from the DC-DC converter (2) of the conventional example is It flows into the DC-DC converter (1). The operating point of the DC-DC converter (1) of the present invention is point A in FIG.01Flows in. On the other hand, the operating point of the conventional DC-DC converter (2) is point B in FIG.01Is output and equilibrated. The output voltage at that time is + V01It becomes. Thus, in the present invention, the inflow current can be suppressed to be small.
[0117]
(6): Characteristic diagram when operating in parallel with a DC-DC converter with a large output voltage (load current IODetailed explanation (see FIGS. 5 and 6)
(6) -1: Characteristics of conventional example
As described above, the load current is I as shown in FIG.0The parallel operation at that time will be described. The operating point of the conventional DC-DC converter (3) is point C in FIG.04Flows in. On the other hand, the operating point of the conventional DC-DC converter (4) is point D and the current value I06Is output and equilibrated. That is, I06-I04Is the load current I0It becomes. The output voltage at that time is + V04It becomes.
[0118]
(6) -2: Characteristics of the present invention
Similar to the above, the load current is I as shown in FIG.0The parallel operation at this time will be described. The operating point of the DC-DC converter (1) of the present invention is point A in FIG.03Flows in. On the other hand, the operating point of the conventional DC-DC converter (2) is point B in FIG.05Is output and equilibrated. In this case, I05-I03Is the load current I0It becomes. The output voltage at that time is + V03It becomes. Thus, in the present invention, the inflow current can be suppressed to be small.
[0119]
(7): Waveform of each part at no load
FIG. 7 is a waveform diagram of each part when there is no load. In FIG. 7, waveform (1) is the output voltage waveform of driver 18, waveform (2) is the drain-source voltage waveform of main switch element 1, waveform (3) is the drain-source current waveform of main switch element 1, Waveform (4) is the current waveform of the output choke coil 4, waveform (5) is the voltage waveform across the tertiary coil 33 of the transformer 30, waveform (6) is the gate-source voltage waveform of the switch element 50, waveform (7) Indicates a drain-source current waveform of the switch element 50. In addition, t shown in FIG. 7 shows timing (or time), and t0-t5 shows each timing.
[0120]
When no load is applied to the DC-DC converter shown in FIG. 1, each part has the waveform shown in FIG. First, the driver 18 outputs a drive pulse having a rectangular waveform as shown in waveform (1), and the main switch element 1 is driven on / off by this pulse.
[0121]
That is, the drive pulse is low level from timing t0 to t1, the drive pulse is high level from timing t1 to t2, the drive pulse is low level from timing t2 to t3, and the drive pulse is high from timing t3 to t4. When the drive pulse is at a high level, the main switch element 1 is turned on. When the drive pulse is at a low level (for example, the GND level), the main switch element 1 is driven to be off.
[0122]
At this time, the waveform of the voltage between the drain and the source of the main switch element 1 becomes a waveform (2), and the waveform of the current between the drain and the source of the main switch element 1 becomes a waveform (3). Further, the output choke coil 4 repeats the accumulation and release operation of electromagnetic energy, and has a waveform like waveform (4).
[0123]
In the tertiary coil 33 of the transformer 30, a voltage having a waveform like the waveform (5) is induced at both ends thereof. At this time, the gate-source voltage of the switch element 50 has a waveform as shown in waveform (6). In this case, the switch element 50 is turned off between timings t0 and t1, turned on between timings t1 and t2, turned off between timings t2 and t3, and turned on between timings t3 and t4.
[0124]
Accordingly, the drain-source current of the switch element 50 does not flow during the timing t0 to t1, flows during the timing t1 to t2, and between the timing t2 and t3 as shown by the waveform (7). No current flows, and a current flows between timings t3 and t4.
[0125]
(8): Waveform of each part when DC-DC converter with large output is connected in parallel
FIG. 8 is a waveform diagram of each part when DC-DC converters having a large output are connected in parallel. In FIG. 8, waveform (1) is the output voltage waveform of the driver 18, waveform (2) is the drain-source voltage waveform of the main switch element 1, waveform (3) is the drain-source current waveform of the main switch element 1, Waveform (4) is the current waveform of the output choke coil 4, and waveform (5) is the voltage waveform across the tertiary coil of the transformer 30.
[0126]
Waveform {circle around (6)} shows the voltage waveform between the gate and source of the switch element 50, and waveform {circle around (7)} shows the current waveform between the drain and source of the switch element 50. In FIG. 8, t represents timing (or time), and t0, t1, t2a, t2b, t3, t4a, t4b, and t5 represent respective timings. Also, the dotted line is the waveform at no load shown in FIG. 7, and the solid line is the waveform at the time of reverse current inflow of the present invention.
[0127]
When the DC-DC converter having a large output is connected in parallel to the DC-DC converter shown in FIG. 1, the waveform of each part is the waveform shown by the solid line in FIG. Specifically, it is as follows.
[0128]
When the reverse current flows in as described above, as shown in the waveforms (1) and (2) in FIG. 8, even if the main switch element 1 is turned off, the drain voltage is in a low voltage state (about approximately) due to the reverse current inflow. A period T1 that does not vary from zero volts (GND level) occurs. This phenomenon occurs when the energy accumulated in the output choke coil 4 is transmitted from the secondary side to the primary side due to the reverse current inflow, and even if the main switch element 1 is turned off, the built-in diode ( Since the body diode d1 is conducting, it is in a low voltage state.
[0129]
During this period T1, in the present invention, the switch element 50 is turned off, and the rectified current to the smoothing capacitor 11 disappears. As a result, the voltage across the smoothing capacitor 11 decreases, and the drive control circuit of the main switch element 1 (the circuit including the error amplifier 16, the comparator 17, and the driver 8) is controlled so that the on-time of the main switch element 1 is increased. Do. As a result, the output voltage rises and suppresses the inflow of reverse current. Hereinafter, further details will be described.
[0130]
As described above, when the outputs of the DC-DC converters are connected in parallel and are operated in parallel, if one of the output voltages has a larger value due to variations or the like, a current flows into the DC-DC converter having a lower output voltage (reverse current). Inflow). Simultaneously with the inflow of the reverse current, the output voltage of the DC-DC converter having the lower output rises, and the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also rises.
[0131]
As described above, when the output voltage of the DC-DC converter rises and the reverse current flows to increase the detection voltage of the output voltage detection circuit 19, the solid line position (reverse) from the dotted line position (no load) in FIG. The time for turning on the main switch element 1 output from the driver 18 is shortened as in the case of current inflow (between timings t2a and t2b = period T1, and between t4a and t4b = period T1).
[0132]
Along with this, the ON time of the switch element 50 is also shortened as shown in waveform (6) and waveform (7) in FIG. 8 (between timings t2a and t2b = period T1, and between t4a and t4b = period T1). . Then, the detection voltage of the output voltage detection circuit 19 also decreases, and as a result, the output of the error amplifier 16 increases and the output of the comparator 17 also increases.
[0133]
As a result, control is performed so that the output pulse from the driver 18 becomes longer, and the current generated in the primary coil 30 of the transformer 1 is increased, so that the voltage generated in the secondary coil 32 is increased. Then, the secondary side voltage of the transformer 30, that is, the output voltage is increased, and the inflow of the reverse voltage is suppressed.
[0134]
In the above operation, rectification is performed through the resistor 53 after the switch element 50 is turned off. In this case, the time during which the drain-source current of the switch element 50 flows is shortened (between the timings t2a and t2b and between the timings t4a and t4b, the period T1 is shortened).
[0135]
As described above, when rectifying through the resistor 53, the output detection voltage of the output voltage detection circuit 19 decreases, so that the on-time of the signal of the driver 18 is slightly shorter than before. The on-time is not shortened. In addition, a voltage drop occurs between the output detection voltage and the voltage 33a of the tertiary coil 33 of the transformer 30. As a result, the output voltage (supply voltage to the load) of the DC-DC converter is increased, and the reverse Current can be suppressed.
[0136]
It is assumed that the reverse current as described above flows and the secondary output voltage of the transformer 30 (the output voltage of the secondary coil 32) becomes an overvoltage. At this time, the overvoltage detection circuit 60 generates a voltage directly from the tertiary coil 33 of the transformer 30 and monitors the voltage to detect that an overvoltage has occurred in the secondary output voltage.
[0137]
The alarm signal generation circuit generates an alarm signal when an overvoltage is detected by the overvoltage detection circuit. The main switch element operation stop control circuit stops the on / off operation of the main switch element 1 in response to detecting the overvoltage.
[0138]
(9): Explanation of control details
FIG. 9 is an explanatory diagram of the control contents. FIG. 9 is an explanatory diagram 1 and FIG. 9 is an explanatory diagram 2. In FIG. 9, a conventional example (see the conventional examples 1 and 2) is also shown for comparison. In FIG. 9A, the horizontal axis represents the output voltage V of the DC-DC converter.out(Voltage between the output terminals 42a and 42b in FIG. 1), the vertical axis represents the detection voltage V for detecting overvoltage.ccIndicates. The V shown in the figuredIndicates an overvoltage detection voltage.
[0139]
In the DC-DC converter described in the above embodiment, when a plurality of DC-DC converters are operated in parallel and one of the output voltages has a larger value such as variation, the output voltage VoutCurrent flows into the DC-DC converter having a low value. Output voltage V simultaneously with inflowoutRises and the detection voltage VccAlso rises.
[0140]
At this time, as shown in FIG. 9A, in the conventional example (characteristic shown by the dotted line in the figure), the output voltage VoutDetection voltage VccRises and the detection voltage VccIs the overvoltage detection voltage VdOvervoltage is detected when rising to. Therefore, the output voltage V after thatoutIs prevented (see the characteristic of the dotted line in FIG. 9A).
[0141]
On the other hand, in the present invention, as shown in FIG.outDetection voltage Vcc(In this case, the voltage of the capacitor C11 in FIG. 1) also tends to increase, but at this time, since the switch element 50 is controlled immediately, the detection voltage Vcc(See the characteristic of the solid line in FIG. 9A). That is, even if an overvoltage is applied to the output, the detection voltage VccDoes not rise.
[0142]
In FIG. 9B, in the present invention, the output voltage VoutDetection voltage Vcc(Voltage of the capacitor C11 in FIG. 1) also increases, but at this time, the switch element 50 is immediately controlled, so that the detection voltage Vcc(See the characteristic of the solid line in FIG. 9A). That is, even if an overvoltage is applied to the output, the detection voltage VccDoes not rise.
[0143]
Furthermore, in the present invention, the output voltage VoutDetection voltage VccIn this case, the voltage of the capacitor C62 in FIG.ccIs the overvoltage detection voltage VdWhen the voltage rises up to, the switch element 64 is turned on to detect overvoltage. Therefore, the output voltage V after thatoutIs prevented (see the characteristic of the dotted line in FIG. 9B).
[0144]
【The invention's effect】
As described above, the present invention has the following effects.
[0145]
  (1): Claim 1 is connected in series with the tertiary coil of the transformerIsTheFirstSwitch elementAnd a resistor connected in parallel with the first switch element, and the first switch element and the resistorThe tertiary coilAnd a detection voltage corresponding to a current supplied via the first switch element or resistor is generated.With output voltage detection circuit, MeIn-switch element is ondidTimeInOn and offdidTimeInTo turn offON / OFF driving of the first switch elementSwitch element drive circuit to be controlledRecordDirect from tertiary coilDepending on the current suppliedAn overvoltage detection circuit that detects that the output voltage of the secondary coil has become overvoltage by generating a voltage and monitoring the voltage;OverIn response to detecting the voltage,AboveA main switch element operation stop control circuit for stopping the on / off operation of the main switch element is provided.The control circuit controls on / off driving of the main switch element based on the detection voltage generated by the voltage detection circuit..
[0146]
Therefore, the output voltage detection circuit detects the output voltage from the induced voltage of the tertiary coil. The switch element drive circuit controls the switch element so that the switch element is turned on when the main switch element is turned on and turned off when the signal is turned off based on the detection voltage of the output voltage detection circuit.
[0147]
The overvoltage detection circuit generates a voltage directly from the tertiary coil of the transformer, and detects that the output voltage of the secondary coil has become an overvoltage by monitoring the voltage. The main switch element operation stop control circuit stops the on / off operation of the main switch element in response to detecting the overvoltage.
[0148]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing the reverse current detection means as in the conventional example, and the output voltage of the secondary coil has become an overvoltage. Can be detected and the on / off operation of the main switching element can be stopped.
[0149]
Accordingly, by stopping the on / off operation of the main switching element, it is possible to prevent damage to or destruction of circuit components (for example, transistors and diodes) due to overvoltage.
[0150]
  (2): In claim 2, the overvoltage detection circuit is,threeConnect to one end of next coilIsRectifier diode and rectifier with diodeIsTheDCThe capacitor charged by the current and the charging voltage of the capacitorPredeterminedChange from off to on when the threshold is exceededRuWith zener diodeThe predetermined threshold is set so that the Zener diode changes from OFF to ON when the output voltage of the secondary coil exceeds the predetermined voltage..
[0151]
Therefore, when the secondary output voltage of the transformer becomes an overvoltage, the overvoltage detection circuit flows a rectified current by the voltage generated in the tertiary coil of the transformer and charges the capacitor. Since the secondary output voltage of the transformer becomes an overvoltage, the voltage of the capacitor exceeds the Zener voltage (predetermined threshold value) of the Zener diode. Therefore, the Zener diode is turned on by the charging voltage of the capacitor and the overvoltage is reliably detected.
[0152]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing the reverse current detection means as in the conventional example.
[0153]
  (3): In claim 3, overvoltage detection circuitButAn overvoltage was detectedsometimesHas an alarm signal generation circuit that generates an alarm signal.
[0154]
  (4) In claim 4, the alarm signal generation circuit is connected to the overvoltage detection circuit, and changes from off to on in response to the overvoltage detection circuit detecting the overvoltage.SecondA switch element;SecondConnected to the switch element,SecondA light emitting diode is provided that is energized and emits light in response to the switching element changing from off to on.
[0155]
Therefore, when the switch element is turned on, the light emitting diode is energized to emit light and generate an alarm signal. This alarm signal notifies the operator or the like that the secondary output voltage has become overvoltage.
[0156]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing a reverse current detection means as in the conventional example, and the occurrence of overvoltage on the secondary output side can be detected. Thus, an alarm signal can be generated.
[0157]
  (5): In claim 5, the main switch element operation stop control circuit is, MeIn-switch element directlyON / OFF driveTo the driverHigh level signal or low level depending on the logical product of input signalsAND circuit that outputs signals and AND circuitFirstTo the input terminal ofSecondDepending on the on / off operation of the switch elementYeslevelSignal or low levelA logic signal generation circuit for inputting a signal and an overvoltage detection circuit detecting an overvoltageSecondThe switch element is onWhenOf the AND circuitSecondBy inputting a low level signal to the input terminal ofAboveFix the output of the AND circuit to low level,AboveBy driverAboveMain switch elementON / OFF driveIt has a function to stop.
[0158]
Therefore, when the switch element is turned on, the input (one input) of the AND circuit becomes low level. At this time, the low level output is continuously output to the driver. Therefore, the main switching element stops the on / off operation.
[0159]
In this way, a synchronous rectification type DC-DC converter having an inexpensive and simple circuit configuration can be obtained without providing the reverse current detection means as in the conventional example, and the occurrence of overvoltage on the secondary output side can be detected. As a result, the on / off operation of the main switching element can be stopped, so that it is possible to prevent damage to or destruction of circuit components (eg, transistors, diodes, etc.) due to overvoltage.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit example of a DC-DC converter in an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a detailed diagram of a driver in the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an output voltage-output current characteristic diagram according to the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a characteristic diagram (no load) when operated in parallel with a DC-DC converter having a large output voltage in the embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a characteristic diagram (load current I) when operated in parallel with a DC-DC converter having a large output voltage in the embodiment of the present invention;O).
6 is an explanatory diagram of FIGS. 4 and 5 in the embodiment of the present invention. FIG.
FIG. 7 is a waveform diagram of each part at the time of no load in the embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a waveform diagram of each part when DC-DC converters having a large output in the embodiment of the present invention are connected in parallel.
FIG. 9 is an explanatory diagram of control contents in the embodiment of the present invention.
FIG. 10 is an explanatory diagram (part 1) of a first conventional example.
FIG. 11 is an explanatory diagram (part 2) of the first conventional example.
FIG. 12 is an explanatory diagram (part 1) of a second conventional example.
FIG. 13 is an explanatory diagram (part 2) of the second conventional example.
[Explanation of symbols]
1 Main switch element
2 Synchronous rectifier for rectification
3. Synchronous rectifier for commutation
4 Output choke coil
5 Input capacitor
6 Output smoothing capacitor
7 Inverter
8 Rectifier diode
9 Diode for commutation
10 Choke coil
11 Smoothing capacitor
12, 13, 53 Resistance (resistor)
14 Reference voltage
15 Error amplifier
16 Triangular wave generator
17 Comparator
18 Driver
19 Output voltage detection circuit
20 Secondary side rectification smoothing circuit
21 AND circuit (or logical product circuit)
22 PWM control IC
30 transformer
31 Primary coil
32 Secondary coil
33 Tertiary coil
40 Input power
41 Input terminal
42 Output terminal
43 Load
50 switch elements
51 diode
52 capacitors
60 Overvoltage detection circuit
61 Diode
d1, d2, d3 FET built-in diode

Claims (5)

トランスの一次コイルと直列に接続されたメインスイッチ素子と、該メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御する制御回路とを備え、前記トランスの二次コイルを介して負荷に出力電圧が供給される同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスの三次コイルと直列に接続された第１のスイッチ素子と、
前記第１のスイッチ素子と並列に接続された抵抗と、
前記第１のスイッチ素子及び抵抗を介して前記三次コイルに接続され、前記第１のスイッチ素子又は抵抗を介して供給される電流に応じた検出電圧を生成する出力電圧検出回路と、
前記メインスイッチ素子がオンした時にオンし、オフした時にオフするように前記第１のスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御するスイッチ素子駆動回路と、
前記三次コイルより直接供給される電流に応じた電圧を生成しその電圧を監視することで前記二次コイルの出力電圧が過電圧になったことを検出する過電圧検出回路と、
前記過電圧を検出したことに応じて、前記メインスイッチ素子のオン／オフ動作を停止させるメインスイッチ素子動作停止制御回路を備え、
前記制御回路は、前記電圧検出回路により生成される前記検出電圧に基づいて前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を制御することを特徴とする同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。 A main switching element connected to the primary coil in series with the transformer, and a control circuit for controlling the ON / OFF drive of the main switch element, the output voltage is supplied to the load through the transformer secondary coil In the synchronous rectification type DC-DC converter,
A first switch element connected in series with a tertiary coil of the transformer ;
A resistor connected in parallel with the first switch element;
An output voltage detection circuit connected to the tertiary coil via the first switch element and a resistor, and generating a detection voltage corresponding to a current supplied via the first switch element or the resistor ;
A switching element driving circuit for controlling the ON / OFF driving of the first switching element to turn off when turned, turned off when the main switch device is turned on,
An overvoltage detecting circuit for detecting that the output voltage of the secondary coil becomes overvoltage by monitoring the voltage to generate a voltage corresponding to the current supplied directly from the previous SL tertiary coil,
A main switch element operation stop control circuit for stopping the on / off operation of the main switch element in response to detecting the overvoltage ;
The synchronous rectification type DC-DC converter , wherein the control circuit controls on / off driving of the main switch element based on the detection voltage generated by the voltage detection circuit . 前記過電圧検出回路は、
前記三次コイルの一端に接続された整流用のダイオードと、
前記ダイオードで整流された直流電流により充電されるコンデンサと、
前記コンデンサの充電電圧が所定の閾値を超えた際にオフからオンに変化するツェナーダイオードを備え、
前記所定の閾値は、前記二次コイルの出力電圧が所定電圧を越えたときに前記ツェナーダイオードがオフからオンに変化するように設定されていることを特徴とする請求項１記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。The overvoltage detection circuit
Before Symbol rectifying diodes connected to one end of the tertiary coil,
A capacitor charged by a direct current rectified by the diode;
Comprising a Zener diode that will change from off to on when the charging voltage of the capacitor exceeds a predetermined threshold value,
2. The synchronous rectification type according to claim 1 , wherein the predetermined threshold is set so that the Zener diode changes from OFF to ON when the output voltage of the secondary coil exceeds a predetermined voltage. DC-DC converter. 前記過電圧検出回路が過電圧を検出したときに、アラーム信号を発生させるアラーム信号発生回路を備えていることを特徴とする請求項１又は２記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。Wherein when the overvoltage detecting circuit detects the overvoltage claim 1 or 2 synchronous rectification type DC-DC converter according to, characterized in that it comprises an alarm signal generator circuit for generating an alarm signal. 前記アラーム信号発生回路は、
前記過電圧検出回路に接続され、該過電圧検出回路が過電圧を検出したことに応じてオフからオンに変化する第２のスイッチ素子と、
前記第２のスイッチ素子に接続され、該第２のスイッチ素子がオフからオンに変化したことに応じて通電され、発光する発光ダイオードを備えていることを特徴とする請求項３記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。The alarm signal generation circuit includes:
A second switch element connected to the overvoltage detection circuit and changing from off to on in response to the overvoltage detection circuit detecting an overvoltage;
Connected to said second switching element, the second switching element is energized in response to a change from OFF to ON, the synchronous rectification according to claim 3, characterized in that it comprises a light emitting diode emitting Type DC-DC converter. 前記メインスイッチ素子動作停止制御回路は、
前記メインスイッチ素子を直接オン／オフ駆動するドライバに、入力信号の論理積に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を出力する論理積回路と、
前記論理積回路の第１の入力端子に、前記第２のスイッチ素子のオン／オフ動作に応じてハイレベル信号又はローレベル信号を入力する論理信号発生回路とを備えると共に、
前記過電圧検出回路が過電圧を検出したことにより前記第２のスイッチ素子がオンしたときに、前記論理積回路の第２の入力端子にローレベル信号を入力することで、前記論理積回路の出力をローレベルに固定し、前記ドライバによる前記メインスイッチ素子のオン／オフ駆動を停止させる機能を備えていることを特徴とする請求項４記載の同期整流型ＤＣ−ＤＣコンバータ。The main switch element operation stop control circuit is:
A logical product circuit that outputs a high level signal or a low level signal to the driver that directly drives the main switch element on / off according to the logical product of the input signals ;
A logic signal generation circuit for inputting a high level signal or a low level signal to the first input terminal of the AND circuit according to the on / off operation of the second switch element;
When the second switching element by the overvoltage detecting circuit detects the overvoltage is turned on, the by inputting a low level signal to the second input terminal of the AND circuit, the output of the AND circuit was fixed to a low level, a synchronous rectification type DC-DC converter according to claim 4, characterized in that it comprises a function of stopping the oN / oFF drive of the main switching element by the driver.
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