JP4267564B2 - ボイスコイルモータの逆起電力測定装置およびその逆起電力測定方法，ボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法，ボイスコイルモータ制御装置 - Google Patents

Description

本発明はハードディスクドライブのキャリブレーション方法およびその装置に係り，特に，ボイスコイルモータの逆起電力を測定するためのパラメータをキャリブレーションする方法，ボイスコイルモータの逆起電力を測定する方法，およびそれに適した装置に関する。

ハードディスクドライブ（ｈａｒｄ ｄｉｓｃ ｄｒｉｖｅ；以下，‘ＨＤＤ’とする）において，探索動作などを正確に制御するためには，ヘッドの移動速度を知る必要がある。ＨＤＤのヘッドの移動速度は，ディスク表面に記録されたサーボ情報を用いて算出される。このサーボ情報は，トラック番号およびセクタ番号を有するので，これらを用いてヘッドの移動速度を算出することができる。

しかし，このような方法は，ヘッドがサーボ情報を読み込める場合にのみ可能である。例えば，ランプローディング／アンローディング（ｒａｍｐｌｏａｄｉｎｇ／ｕｎｌｏａｄｉｎｇ）方式のＨＤＤでは，ランプにあったヘッドをディスクにローディングする間，またはディスクにあったヘッドをランプにアンローディングする間は，ヘッドがディスクの表面上に位置しないため，ディスク表面に記録されたサーボ情報を読み込むことができない。つまり，サーボ情報よりヘッドの移動速度を算出することができず，ヘッドの移動速度が分からなくなる。

このため，ランプローディング／アンローディング方式を使用するＨＤＤでは，ヘッドスライドを駆動するボイスコイルモータ（ｖｏｉｃｅ ｃｏｉｌ ｍｏｔｏｒ；以下，‘ＶＣＭ’とする）の逆起電力（ｂａｃｋ ｅｌｅｃｔｒｏｍｏｔｉｖｅ ｆｏｒｃｅ；ＢＥＭＦ）によりヘッドの移動速度を検出する。この方式では，ＶＣＭの逆起電力がＶＣＭの回転速度，すなわち，ヘッドの移動速度に比例することを用いて検出する。

最近では，ランプローディング／アンローディング方式を使用しないＨＤＤにおいても，ＶＣＭの逆起電力によりヘッドの移動速度を検出し，検出されたヘッドの移動速度をフィードバックすることによって，アンラッチ動作でのヘッドの移動速度を制御する方式を採択している。また，探索サーボ動作でも，ＶＣＭの逆起電力によりヘッドの移動速度を検出して，加速区間および減速区間でのヘッドの移動速度を制御する方式が採択されている。

図１Ａおよび図１Ｂは，ランプローディング方式において，ヘッドスライダー４のローディング／アンローディング過程を各々図式的に示すものである。ランプローディング方式のＨＤＤは，ランプ６およびアクチュエータ３に形成された突出部３ｂを含む。ＶＣＭ５に駆動電流が印加されると，アクチュエータ３は駆動軸３ａを軸に回転し，突出部３ｂはランプ６の表面６ａ〜６ｄを摺動する。

図１Ａにおいて，突出部３ｂの逆時計回りの移動方向はローディング方向であり，時計回りの移動方向はアンローディング方向である。

図１Ｂに示すように，ヘッドスライダー４がローディングされるとき，アクチュエータ３はローディング方向に回転してヘッドスライダー４をディスク１上に移す。突出部３ｂは，ランプの各表面６ａ〜６ｃを順次に通過して傾斜した表面６ｄから離れ，ディスク１上に接触する。

一方，ヘッドスライダー４がアンローディングされるとき，アクチュエータ３はディスク１から離脱し，アクチュエータ３に形成された突出部３ｂはランプ６のパーキング表面６ｄと接触する。そして，アクチュエータ３はアンローディング方向に回転して，ヘッドスライダー４をパーキング位置６ａに移す。突出部３ｂはランプ６の表面上を摺動し，ランプ６の各表面６ｄ〜６ｂを順次通過してパーキング表面６ａで接触する。このとき，コイル支持部材３ｃは，アウター・クラッシュストップ（ｏｕｔｅｒ ｃｒａｓｈ ｓｔｏｐ）７に接触，または密接する。

上記ローディングまたはアンローディング過程において，ランプ６の傾斜した表面６ｄでヘッドスライダー４がディスク１上に移動するとき，またはヘッドスライダー４がディスク１上から離脱するとき，ヘッドスライダー４とランプ６とが衝突したり，ディスク１上にかき傷などが発生しないように，ヘッドスライダー４の速度を制御する必要がある。そのため，ヘッドスライダー４の移動速度を検出しなければならない。また，アンローディング過程において，アクチュエータ３がアウター・クラッシュストップ７に衝突する際の衝撃およびノイズを減らすためにも，ヘッドスライダー４の移動速度を検出して速度を制御する必要がある。

しかし，図１Ａに示されたように，ヘッドスライダー４をローディング，またはアンローディングする間は，ヘッドスライダー４がディスク１の表面上に位置せず，ランプ６上に位置している。したがって，ディスク１の表面に記録されたサーボ情報を用いてヘッドの移動速度を算出することは不可能である。そのため，ＶＣＭ５の逆起電力よりヘッドスライダー４の移動速度を検出する。

図２は，ＶＣＭ制御装置の構成を示すブロック図である。図２に示された装置は，ＶＣＭ駆動部２０２と，センシング抵抗値Ｒｓを有するセンシング抵抗器２０６と，ＢＥＭＦ（逆起電力）検出部２０８と，アナログ／デジタル変換機（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；以下，‘ＡＤＣ’とする）２１０と，マイクロコントローラ２１２と，デジタル／アナログ変換機（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ；以下‘ＤＡＣ’とする）２１４と，を含む。

図２に示すように，ＶＣＭ駆動部２０２は，ＶＣＭ２０４を駆動する。ＶＣＭ２０４はコイル抵抗Ｒｍ（ここで，ＲｍはＶＣＭのコイル抵抗を示す）およびコイルインダクタンスＬｍ（ここで，ＬｍはＶＣＭのコイルインダクタンスを示す）より構成される等価回路で表される。そして，センシング抵抗器２０６は，ＶＣＭ２０４に流れる電流を検出する。また，ＢＥＭＦ検出部２０８は，ＶＣＭ２０４に印加されるＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍおよびセンシング抵抗器２０６により検出されたＶＣＭ電流Ｉｍに基づき，ＶＣＭで誘起された逆起電力を検出する。ＡＤＣ２１０は，ＢＥＭＦ検出部２０８の出力をアナログ／デジタル変換する。そして，マイクロコントローラ２１２は，ＶＣＭ２０４を制御する。また，ＤＡＣ２１４は，マイクロコントローラ２１２から提供されるＶＣＭ制御信号をデジタル／アナログ変換して，ＶＣＭ駆動部２０２に提供する。

ＢＥＭＦ検出部２０８は，ＶＣＭ２０４に印加されるＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍを増幅するＶＣＭ電圧増幅器２０８ａと，センシング抵抗器２０６により検出されたＶＣＭ電流Ｉｍを増幅するＶＣＭ電流増幅器２０８ｂと，ＶＣＭ電圧増幅器２０８ａの出力とＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの出力とを差動増幅する差動増幅器２０８ｃと，を含む。

ここで，ＶＣＭ電圧増幅器２０８ａの増幅利得はＧａであり，この値は実質的に約１である。また，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得はＧｂであり，差動増幅器２０８ｃの増幅利得はＧｔである。そして，ＶＣＭ電圧増幅器２０８ａは，ＶＣＭ電圧を増幅された電圧に変換する電圧（ｖｏｌｔａｇｅ−ｔｏ−ｖｏｌｔａｇｅ）増幅器である。一方，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂは，ＶＣＭ電流をセンシング抵抗Ｒｓを用いて電圧に変換する電流電圧変換（ｃｕｒｒｅｎｔ−ｔｏ−ｖｏｌｔａｇｅ）増幅器である。

図２より，ＶＣＭ２０４にはＶＣＭ電流Ｉｍが流れていることから，ＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍは，数式１で表せる。

一方，センシング抵抗器２０６の両端の電圧Ｖｓは，数式２で表せる。

ここで，ｄＩｍ／ｄｔはＶＣＭ電流Ｉｍの時間微分値である。また，ＶｂｅｍｆはＶＣＭの逆起電力による電圧を示し，ＶＣＭの回転速度，すなわち，ヘッドの移動速度に比例する。したがって，ＶＣＭのＢＥＭＦ定数は既知の値であることから，逆起電力による電圧ＶｂｅｍｆおよびＶＣＭのＢＥＭＦ定数を用いて，ＶＣＭの回転速度およびヘッドの移動速度が分かる。

ここで，ＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍは，増幅利得が約１であるＶＣＭ電圧増幅器２０８ａにより増幅される。一方，センシング抵抗器２０６の両端電圧Ｖｓは，増幅利得がＧｂであるＶＣＭ電流増幅器２０８ｂにより増幅される。そして，ＶＣＭ電圧増幅器２０８ａとＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの出力差は，増幅利得がＧｔである差動増幅器２０８ｃにより増幅されて，ＡＤＣ２１０に提供される。

したがって，ＡＤＣ２１０により測定される電圧Ｖａｄｃは，コイル抵抗ＲｍおよびコイルインダクタンスＬｍの両端電圧とセンシング抵抗器２０６の両端の電圧Ｖｓとの差動電圧であって，以下の数式３で表すことができる。

一方，図２に示される各増幅器２０８ａ〜２０８ｃは，必然的にオフセットを含んでいる。そのため，ＡＤＣ２１０により測定される差動電圧Ｖａｄｃは，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓを含むようになる。

さらに，図２に示された装置は，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂを，マイクロコントローラ２１２により可変できるように構成されている。

ＶＣＭ駆動部２０２から提供されるＶＣＭ電流Ｉｍは一定であると仮定して，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓを適用すれば，ＡＤＣ２１０により測定される電圧Ｖａｄｃは次の数式４の通りである。

ここで，増幅利得Ｇｂをコイル抵抗Ｒｍとセンシング抵抗Ｒｓとの比率Ｒｍ／Ｒｓを用いて設定することが可能な場合，ＡＤＣ２１０により測定される差動電圧Ｖａｄｃは，次の数式５で表すことができる。

したがって，コイル抵抗Ｒｍの値とオフセット電圧Ｖｏｆｆｓの値とが既知であれば，ヘッドの速度，すなわちＶＣＭの速度に比例したＢＥＭＦ電圧Ｖｂｅｍｆを測定できる。

従来の技術では，ヘッドのランプ６へのローディング直前に，クラッシュストップを用いてＲｍ／Ｒｓの値とオフセット電圧Ｖｏｆｆｓとをキャリブレーションする。

例えば，ＶＣＭ２０４に０ｍＡの電流を印加した状態で，ヘッドスライダー４がランプ６上にパーキング状態であれば，ＡＤＣ２１０にて測定される差動電圧Ｖａｄｃは，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓと同一になる。ランプローディング／アンローディング方式のラッチシステムを備えるＨＤＤでは，ヘッドのパーキング位置に突出部３ｂまたは磁力を用いたラッチ装置を含んでいる。そのため，ＶＣＭ２０４に０ｍＡの電流を加えれば，ＶＣＭ２０４は動かずに停止状態になる。したがって，ＢＥＭＦ電圧Ｖｂｅｍｆも０になるので，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓを測定することができる。

次いで，アウター・クラッシュストップ方向に力が加えられるように，ＶＣＭ２０４を駆動させる。このとき，増幅利得Ｇｂの値を変更しながらＡＤＣ２１０にて測定される電圧Ｖａｄｃの値がオフセット電圧Ｖｏｆｆｓの値に最も近い増幅利得Ｇｂを探し出せば良い。その理由は，クラッシュストップによりＶＣＭ２０４はそれ以上動かないので，Ｖｂｅｍｆは０になり，測定されるＡＤＣ値は，次の数式６のようになる。

したがって，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得ＧｂがＲｍ／Ｒｓの値に近づくと，ＡＤＣ２１０により測定される差動電圧Ｖａｄｃもオフセット電圧Ｖｏｆｆｓに近づくからである。

図１Ａおよび図１Ｂに示された装置を使用する際には，前述したように，Ｖｂｅｍｆを正確に測定するため，パラメータのオフセット電圧ＶｏｆｆｓとＶＣＭ電流増幅器２０８ｂとの増幅利得Ｇｂとをキャリブレーションする必要がある。

ところが，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂは，マイクロコントローラ２１２により設定される２進数である。そのため，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂを出力するためのデジタル／アナログ変換器（図示せず）の分解能がいくら優れても，量子化誤差が存在する。また，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂをどれほどよく設定しても，このような量子化誤差によりＲｍ−Ｇｂ×Ｒｓが０にならないことがある。

一方，傾度Ｓ＝Ｒｍ−Ｇｂ×Ｒｓと仮定すれば，ＡＤＣ２１０により測定される値は，次の数式７で表される。

ここで，傾度Ｓは，クラッシュストップを用いて補正することができる。具体的には，まず，増幅利得Ｇｔが既知の値であり，オフセット電圧ＶｏｆｆｓとＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂとがキャリブレーションされている必要がある。そして，クラッシュストップ方向にＶＣＭ２０４を駆動させる際，相異なる２つのレベルの電流をＶＣＭ２０４に流し，それぞれの場合についてＡＤＣ２１０により測定される差動電圧Ｖａｄｃを測定すれば，傾度Ｓを補正することができる。

前述したように，図２に示された回路により，ＶＣＭ２０４の逆起電力Ｖｂｅｍｆを測定するためには，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓと，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂと，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂの有限な分解能による傾度Ｓとを先にキャリブレーションしなければならない。ここで，有限な分解能とは，その値を示すためのビット数の制限により，その精密度が制限されることを意味する。

ヘッドをローディングさせる前には，前述したように，クラッシュストップを用いて，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓ，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂ，そして傾度Ｓをいずれもキャリブレーションすることができる。

ところで，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂを設定するためのＲｍ／Ｒｓは，ＶＣＭコイルの温度変化に非常に敏感である。特に，ＶＣＭ２０４のコイル抵抗Ｒｍは温度によって非常に急変する特徴がある。

したがって，ヘッドをローディングさせる前にオフセット電圧Ｖｏｆｆｓ，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂ，そして傾度Ｓを設定したとしても，ヘッドのローディング後に複数の要因によりＶＣＭコイルの温度が変われば，ＶＣＭのコイル抵抗Ｒｍの値も変わる。そのため，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂあるいは傾度Ｓを再設定することになる。

この場合，ＶＣＭコイルの温度変化を測定すれば，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂや傾度Ｓの再設定が十分に可能である。しかし，そのために別途の温度センサが必要なだけでなく，ＶＣＭコイルのみの温度を測定することは技術的に困難である。

ＨＤＤの内部にＨＤＤの動作温度を測定できる温度センサを内蔵したとしても，ＶＣＭコイルの温度は，ＶＣＭコイルに流れる電流によっても変化する。したがって，ＨＤＤの動作温度に基づいてＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂや傾度Ｓを再設定することは，非常に不正確な結果を得る原因となる。

ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂや傾度Ｓを再設定する他の方法として，ヘッドのローディング直前にキャリブレーションする方法と同様に，インナー・クラッシュストップ（ｉｎｎｅｒ ｃｒａｓｈ ｓｔｏｐ）を用いて再設定する方法がある。しかし，この方法は，ヘッドスライドをインナー・クラッシュストップに衝突させねばならないので，衝撃による危険負担がある。また，ディスク１の内周側までヘッドを移動させてＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂや傾度Ｓを再設定した後，アンローディングを行うため，時間的な損失も大きい。

米国特許第６２２９６６３号明細書

このような問題点を補完するための従来の技術としては，ヘッドをアンローディングさせる前に傾度Ｓを再び補正する方法と，ＶＣＭ電流増幅器の増幅利得Ｇｂだけを再設定する方法とがある。傾度Ｓを再補正する方法は，例えば，特許文献１により公開されている。一方，傾度Ｓを無視し，ＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂだけを再設定する方法は，ヘッドをディスク表面の２地点間を往復するようにシークさせ，このとき，ＡＤＣ２１０により測定される差動電圧Ｖａｄｃの平均とオフセット電圧Ｖｏｆｆｓとを同一にして，新たなＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂを探す方法である。

このように，従来のキャリブレーション方法は，ヘッドをアンローディングさせる前にＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂまたは傾度Ｓを再補正する。そのため，反復的にシーク動作を行うことが必要となり，キャリブレーションに相当の時間がかかる。特に，傾度Ｓを無視してＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂだけを再測定する場合には，Ｖｂｅｍｆの測定精度が劣化する。

また，アンローディング時にＶＣＭ電流増幅器２０８ｂの増幅利得Ｇｂまたは傾度Ｓの再補正を正しく行わなければ，ＶＣＭ２０４の逆起電力Ｖｂｅｍｆの測定結果が不正確になる。そのため，アンローディングの制御が正しくなされないなどの多様な問題を招く可能性がある。

そこで，本発明は，このような問題に鑑みてなされたもので，その目的は，簡単かつ正確なキャリブレーション方法およびキャリブレーション方法を用いたＶＣＭの逆起電力測定方法とその逆起電力測定装置を提供することにある。

上記問題を解決するために，本発明のある観点によれば，コイル抵抗Ｒｍと，コイルインダクタンスＬｍと，温度に依存するセンシング抵抗Ｒｓとを有し，ヘッドをディスク上で移動させるＶＣＭの逆起電力を測定するための装置のパラメータをキャリブレーションする方法が提供される。

上記の方法は，まず，ヘッドがディスク上の第１トラックを追従する第１の追従動作と，ヘッドを第１トラックから第２トラックに移動する移動動作，そしてヘッドが第２トラックを追従する第２の追従動作を順次行うようにＶＣＭを制御する。次いで，移動動作が行われる間，ＶＣＭに印加される電圧とセンシング抵抗Ｒｓに印加される電圧との差動電圧ＶａｄｃおよびＶＣＭ駆動電流Ｉｍをサンプリングする。そして，第１積分値と第２積分値との比率に基づいて傾度Ｓを算出する。ここで，第１積分値は，サンプリングされた差動電圧ＶａｄｃとＶＣＭ駆動電流Ｉｍとの積を移動動作が行われる間，積分して得られる。一方，第２積分値は，サンプリングされたＶＣＭ駆動電流Ｉｍの二乗を，移動動作が行われる間に積分して得られる。また，傾度Ｓは数式Ｓ＝Ｒｍ−Ｇｂ×Ｒｓにより規定され，Ｇｂはセンシング抵抗Ｒｓに印加される電圧を増幅する増幅器の増幅利得である。その後，傾度Ｓに基づいて，逆起電力測定装置のパラメータをキャリブレーションする。

ここで，逆起電力測定装置は，オフセット電圧および増幅利得より差動電圧を増幅する増幅器を含んでもよい。また，上記の傾度を算出する際，サンプリングされた差動電圧からオフセット電圧を引いた差分値とＶＣＭ駆動電流との積を，ヘッドの移動動作の区間において積分して得られる第３積分値を算出し，この第３積分値と上記の第２積分値と増幅利得との積との比率に基づいて処理されることが望ましい。

また，上記の第１トラックおよび第２トラックは，ディスク上でＶＣＭのバイアスフォースが最小となる領域に位置していることが好ましい。

上記問題を解決するために，本発明の別の観点によれば，コイル抵抗Ｒｍと，コイルインダクタンスＬｍと，温度に依存するセンシング抵抗Ｒｓとを有し，ヘッドをディスク上で移動させるＶＣＭの逆起電力を測定するための方法が提供される。

上記の方法は，まず，ＶＣＭにＶＣＭ駆動電流Ｉｍを印加してもヘッドが動かない状態でコイル抵抗Ｒｍとセンシング抵抗Ｒｓとの比率を算出する。このときの状態は，例えば，ヘッドがインナー・クラッシュストップまたはアウター・クラッシュストップにより抑制されている状態である。また，ＶＣＭの速度がゼロであることを意味する。次いで，ヘッドがディスク上の第１トラックを追従する第１の追従動作と，ヘッドを第１トラックから第２トラックに移動させる移動動作と，ヘッドが第２トラックを追従する第２の追従動作とを順次行うようにＶＣＭを制御する。そして，移動動作が行われる間，ＶＣＭに印加される電圧とセンシング抵抗Ｒｓに印加される電圧との差動電圧ＶａｄｃおよびＶＣＭ駆動電流Ｉｍをサンプリングする。その後，差動電圧Ｖａｄｃを得るための増幅器がオフセット電圧Ｖｏｆｆｓおよび増幅利得Ｇｔを有するとするとき，第３積分値と第２積分値と増幅利得Ｇｔとの積の比率に基づいて傾度Ｓを算出する。ここで，第３積分値，第２積分値，傾度Ｓ，およびセンシング抵抗Ｒｓに印加される電圧を増幅する増幅器の増幅利得Ｇｂは，上記記載の方法で求められる。そして，傾度Ｓに基づいてＶＣＭの逆起電力を測定するための装置のパラメータをキャリブレーションする。その後，キャリブレーションされたパラメータに基づいてＶＣＭの逆起電力を測定する。

このとき，キャリブレーションされるパラメータは，例えば，傾度や増幅利得である。また，上記と同様に，第１トラックおよび第２トラックは，ディスク上でＶＣＭのバイアスフォースが最小となる領域に位置していることが好ましい。

上記問題を解決するために，本発明の別の観点によれば，コイル抵抗Ｒｍと，コイルインダクタンスＬｍと，温度に依存するセンシング抵抗Ｒｓとからヘッドをディスク上で移動させるＶＣＭの逆起電力を測定するための装置が提供される。

上記の装置は，ＶＣＭに印加される電圧とセンシング抵抗Ｒｓに印加される電圧との差動電圧Ｖａｄｃを得るための差動増幅器と，ＶＣＭにＶＣＭ駆動電流Ｉｍを印加するＶＣＭ駆動部と，ＶＣＭ駆動部を通じてＶＣＭを制御する制御部と，を含む。

ここで，制御部は，まず，ヘッドがディスク上の第１トラックを追従させる第１の追従動作と，ヘッドを第１トラックから第２トラックに移動させる移動動作と，ヘッドが第２トラックを追従させる第２の追従動作とを順次行うようにＶＣＭを制御する。次いで，移動動作が行われる間に差動電圧ＶａｄｃおよびＶＣＭ駆動電流Ｉｍをサンプリングする。さらに，第１積分値と第２積分値と増幅利得Ｇｔとの積の比率に基づいて傾度Ｓを算出する。ここで，第１積分値，第２積分値，傾度Ｓ，およびセンシング抵抗Ｒｓに印加される電圧を増幅する増幅器の増幅利得Ｇｂは，上記記載の方法で求められる。その後，傾度Ｓを用いて，ＶＣＭの逆起電力を測定するための装置のパラメータをキャリブレーションするように制御指令を出す。また，この場合も上記と同様に，第１トラックおよび第２トラックは，ディスク上でＶＣＭのバイアスフォースが最小となる領域に位置していることが好ましい。

上記問題を解決するために，本発明の別の観点によれば，ＶＣＭのパラメータキャリブレーション方法が提供される。ここで，ＶＣＭは，コイル抵抗Ｒｍと，コイルインダクタンスＬｍと，センシング抵抗Ｒｓとを有する。

上記の方法では，まず，ＨＤＤのヘッドをディスク上の第１トラックを追従するように動かしてヘッドの速度をゼロに設定する。そして，ヘッドをディスク上の第１トラックから第２トラックに移動させ，ヘッドが移動する間，差動電圧ＶａｄｃおよびＶＣＭに印加されるＶＣＭ駆動電流Ｉｍをサンプリングする。さらに，ヘッドが第２トラックを追従するように動かしてヘッドの速度をゼロに設定する。その後，Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝およびΣＩｍ^２を算出する。そして，式Ｓ＝Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝／｛Ｇｔ×ΣＩｍ^２｝により傾度Ｓを算出する。次いで，傾度ＳによりＶＣＭをキャリブレーションする。

上記差動電圧Ｖａｄｃは，ＢＥＭＦ検出器による出力であり，次の式Ｖａｄｃ＝Ｇｔ×｛（Ｒｍ−Ｇｂ×Ｒｓ）×Ｉｍ＋Ｖｂｅｍｆ｝＋Ｖｏｆｆｓで規定される。また，ＧｔはＶＣＭに印加される電圧を増幅するＶＣＭ電圧増幅器とＶＣＭ電流Ｉｍを検出する抵抗にかかる電圧を増幅するＶＣＭ電流増幅器との差を増幅する差動増幅器の増幅利得である。そして，ＧｂはＶＣＭ電流増幅器の増幅利得である。さらに，Ｂｂｅｍｆは，ＶＣＭの逆起電力により誘導される電圧であり，Ｖｏｆｆｓは，差動電圧Ｖａｄｃのオフセット電圧である。

また，このＶＣＭのパラメータキャリブレーション方法では，１回のシークサーボ動作を行えば，傾度Ｓを補正することが可能である。

上記問題を解決するために，本発明の別の観点によれば，ＶＣＭ制御装置が提供される。

上記の装置は，ＶＣＭを駆動するＶＣＭ駆動部と，センシング抵抗値Ｒｓを有し，ＶＣＭを通じる電流を検出するセンシング抵抗器と，ＶＣＭに印加されるＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍおよびセンシング抵抗器により検出されるＶＣＭ電流Ｉｍを通じてＶＣＭ内に誘導される逆起電力を検出するＢＥＭＦ検出器を含む。ここで，ＢＥＭＦ検出器は，ＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍを増幅するＶＣＭ電圧増幅器，ＶＣＭ電流Ｉｍを増幅するＶＣＭ電流増幅器，そして増幅されたＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍと増幅されたＶＣＭ電流Ｉｍとの差を示す差動電圧を出力する差動増幅器を含む。

ここで，ＶＣＭ電圧は，コイルインダクタンス値とＶＣＭ電流の時間微分値とを乗じた値と，コイル抵抗とＶＣＭ電流とを乗じた値と，ＶＣＭの逆起電力により誘導される電圧との和で求められる。また，センシング抵抗器に印加される電圧は，センシング抵抗値とＶＣＭ電流との積により算出できる。さらに，逆起電力検出器で検出されるＶＣＭで誘起された逆起電力は，ＶＣＭ電圧から，センシング抵抗器に印加される電圧にＶＣＭ電流増幅器の増幅利得を乗じた値を引き，この減算より得られた値に差動増幅器の増幅利得を乗じることによって求められる。

さらに，ＶＣＭ制御装置は，ＶＣＭを制御するマイクロコントローラを備えることもできる。ＶＣＭ電流増幅器の増幅利得は，例えば，このマイクロコントローラにより調整することもできる。

また，このＶＣＭ制御装置は，デジタル／アナログ変換機をさらに備えることもできる。このデジタル／アナログ変換機により，マイクロコントローラにより印加されるデジタルボイスコイルモータ制御信号をアナログボイスコイルモータ制御信号に変換し，アナログボイスコイルモータ制御信号を前記ボイスコイルモータ駆動部に提供することができるようになる。さらに，逆起電力検出器のアナログ出力をデジタル信号に変換するデジタル／アナログ変換器を備えてもよい。

ここで，ＶＣＭ電圧増幅器の増幅利得は，約１であることが望ましい。

上記問題を解決するために，本発明の別の観点によれば，短距離探索を行うことによってＶＣＭの逆起電力を測定するためのパラメータをキャリブレーションする方法が提供される。

上記の方法は，まず，第１トラックを追従する。次いで，第２探索を探索しつつ差動電圧ＶａｄｃとＶＣＭに印加されるＶＣＭ駆動電流Ｉｍとをサンプリングする。そして，第２トラックを追従する。さらに，Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝およびΣＩｍ^２を算出する。その後，式Ｓ＝Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝／｛Ｇｔ×ΣＩｍ^２｝により傾度Ｓを算出する。次いで，数式Ｓ＝Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝／｛Ｇｔ×ΣＩｍ^２｝を使用して傾度Ｓを算出する。そして，傾度ＳによってＶＣＭをキャリブレーションする。

上記問題を解決するために，本発明の別の観点によれば，ＶＣＭの逆起電力を測定する逆起電力測定装置が提供される。

上記の装置は，ＶＣＭに印加されるＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍを増幅するＶＣＭ電圧増幅器と，ＶＣＭに流れる電流を検出するセンシング抵抗器によりセンシングされたＶＣＭ電流Ｉｍを増幅するＶＣＭ電流増幅器と，増幅されたＶＣＭ電圧Ｖｖｃｍと増幅されたＶＣＭ電流Ｉｍとの間の差を示す差動電圧を出力する差動増幅器と，を含むことを特徴とする。

本発明によれば，ＶＣＭの逆起電力を測定するためのパラメータである傾度Ｓが，ヘッドをアンローディングさせる前に１回のみのシーク動作だけで補正可能である。そのため，キャリブレーション動作が簡単になり，キャリブレーションのための所要時間が短くなる。

また，本発明による逆起電力測定装置によれば，温度センサや電流測定器がなくともＶＣＭの逆起電力を効率よく測定できる。

したがって，本発明によれば，簡単かつ正確なキャリブレーション方法およびキャリブレーション方法を用いたＶＣＭの逆起電力測定方法とその逆起電力測定装置を提供することができる。

以下に添付図面を参照しながら，本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお，本明細書および図面において，実質的に同一の機能構成を有する構成要素については，同一の符号を付することにより重複説明を省略する。

本実施形態において，傾度Ｓは，アンローディング前にただ１回のシークサーボ（Ｓｅｅｋｉｎｇ Ｓｅｒｖｏ）動作を行うことにより補正される。従来の方法では，傾度Ｓは，複数回のシークサーボ動作が反復して行われることにより補正される。一方，本実施形態によるキャリブレーション方法は，ただ１回のシークサーボ動作を行うことにより，傾度Ｓを正確に補正することができる。また，本実施形態によれば，シークサーボ動作時の探索距離は傾度Ｓの補正に関係ないため，短距離の探索でも傾度Ｓをキャリブレーションすることができる。

ＶＣＭの逆起電力Ｖｂｅｍｆを正確に測定するためには，増幅利得Ｇｂ，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓ，および傾度Ｓがローディング前に補正されていても，アンローディング前に増幅利得Ｇｂまたは傾度Ｓを再設定しなければならない。しかし，本実施形態では傾度Ｓの再設定を容易に行うことができるため，傾度Ｓを再設定する方法を用いて逆起電力Ｖｂｅｍｆを正確に測定する。以下に，本実施形態にかかる傾度Ｓの設定方法を説明する。

まず，数式７の両辺にＶＣＭ駆動電流Ｉｍを乗算し，シークサーボ動作中に測定した値の和で表すと，次の数式８のようになる。

ここで，傾度Ｓは，増幅利得Ｇｂが固定されているとき，ＶＣＭのコイル抵抗Ｒｍとセンシング抵抗Ｒｓとにより変化する値である。そのため，ヘッドのローディング後におけるＶＣＭコイルの温度に大きく依存する。

また，ＶＣＭの逆起電力により誘起される電圧Ｖｂｅｍｆは，ヘッドの速度ｖに比例する。したがって，次の数式９が得られる。

ここで，ｋｖは速度定数を示す。

ＶＣＭの駆動電流Ｉｍは，ＶＣＭに及ぼすバイアスフォース（Ｂｉａｓ Ｆｏｒｃｅ）が０に近い場合，加速度ａに比例する値となる。これより，次の数式１０が得られる。

なお，バイアスフォースとは，アクチュエータに付属されたフレックスケーブルの弾性，アクチュエータ回転軸の軸受摩擦係数によりヘッドに印加される力である。この値は，ＶＣＭを駆動させながら測定することができる。また，バイアスフォースは，シークサーボおよびトラック追従サーボのために必要な値であり，ほとんどの場合，ヘッドの位置によるバイアスフォースの値はＨＤＤの製造工程で測定されている。

したがって，トラック追従サーボ動作によりトラック追従をして，シークサーボ動作により他のトラックにヘッドを移動させた後，再びトラック追従サーボを行う。これにより，シークサーボ動作中に測定したΣ（Ｖｂｅｍｆ×Ｉｍ）値は，ｋ×Σ（ｖ×ａ）の形となり，この値は積分値ｋ／２×｛ｖ（ｔｆ）^２−ｖ（ｔ０）^２｝と同一になる。ここで，ｋは速度定数ｋｖと加速度定数ｋａとの積である。

また，ｔｆは探索サーボ動作の終了時の時間であり，ｔ０は探索サーボ動作の開始時の時間である。すなわち，探索サーボ動作中の状態と関係なく，探索サーボ動作の前後の状態のみがシークサーボ動作中に測定したΣ（Ｖｂｅｍｆ×Ｉｍ）の値に影響を及ぼすことになる。

一方，探索サーボ動作の開始時および終了時には，トラック追従サーボ動作が行われる状態，すなわち，ヘッドが実質的に動かない状態となるため，速度が０に近くなる。したがって，数式８において，数式１１が成り立つ。

そして，数式１１を数式８に適用し，傾度Ｓについて整理すると，傾度Ｓは，以下の数式１２で表される。

ここで，オフセット電圧Ｖｏｆｆｓ，増幅利得Ｇｔは既知の値である。また，ＶＣＭ駆動電流ＩｍはＤＡＣとＤＡＣとを駆動するマイクロコントローラ２１２とにより決められる値である。これより，数式１２を用いて傾度Ｓを再設定できる。

そして，ＡＤＣにより測定される差動電圧Ｖａｄｃおよび再設定された傾度Ｓを数式２に代入すれば，ＶＣＭの逆起電力により誘起される電圧Ｖｂｅｍｆが得られる。

以上より，傾度Ｓを再設定する方法を用いて，逆起電力Ｖｂｅｍｆを正確に測定することが可能となる。

次に，図３に基づいて，本実施形態にかかるＶＣＭのキャリブレーション方法について説明する。図３は，本実施形態にかかるキャリブレーション方法を示すフローチャートである。

まず，第１のトラック追従制御を行うことにより，ＨＤＤのヘッドを第１トラックに追従させる（ステップＳ３０２）。この第１のトラック追従制御動作により，ヘッドの移動速度は０となる。

次に，シーク制御を行って，ヘッドを第１トラックから第２トラックに移動させながら，差動電圧ＶａｄｃおよびＶＣＭ駆動電流Ｉｍの値をサンプリングする（ステップＳ３０４）。ここで，第１トラックと第２トラックとの距離は関係なく，第１トラックおよび第２トラックは，できるだけバイアスフォースが実質的に０になる領域に位置していることが望ましい。なお，バイアスフォースが実質的に０になる領域は，ＨＤＤの製造工程で決定されるものである。また，ＶＣＭ駆動電流Ｉｍは，ＤＡＣ２１４に印加される値により得られる。したがって，本実施形態では，ＶＣＭ駆動電流Ｉｍを検出するための別途の測定装置を備える必要はない。

そして，第２のトラック追従制御を行って，ＨＤＤのヘッドを第２トラックに追従させる（ステップＳ３０６）。この第２のトラック追従制御動作により，ヘッドの移動速度は０となる。

さらに，第１積分値と第２積分値とを算出する（ステップＳ３０８）。第１積分値は，差動電圧とオフセット電圧との差分値とＶＣＭ駆動電流との積を，ステップＳ３０４のサンプリングするステップの間，積分して得られる。つまり，式Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝で算出することができる。一方，第２積分値は，ＶＣＭ駆動電流の二乗を，ステップＳ３０４のサンプリングするステップの間，積分して得られる。つまり，式ΣＩｍ^２で表すことができる。

その後，第１積分値，第２積分値，および差動増幅器の増幅利得に基づいて，傾度Ｓを算出する（ステップＳ３１０）。つまり，式Ｓ＝Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝／｛Ｇｔ×ΣＩｍ^２｝により求めることができる。

次いで，ステップＳ３１０にて算出された傾度Ｓにより，傾度Ｓに対するキャリブレーションを行う（ステップＳ３１２）。

以上，本実施形態にかかるキャリブレーション方法について説明した。数式１２によれば，ボイスコイルの温度に関係なく，傾度Ｓを補正できる。したがって，本実施形態によるキャリブレーション方法においては，コイル抵抗Ｒｍを測定するための別途のセンサは不要である。

また，本実施形態によれば，シークサーボ動作での移動距離に関係なく，１回のみの探索動作で逆起電力Ｖｂｅｍｆを測定するためのパラメータの傾度Ｓを再調整できる。これにより，キャリブレーションのための時間を短縮することができる。

さらに，本実施形態では，増幅利得Ｇｂの設定値偏差を補正するために傾度Ｓを再調整する。このとき，増幅利得Ｇｂの設定に高い分解能は不要であり，かつ高い分解能のＡＤＣが不要であるため，ＨＤＤの製造コストを節減することができる。

以上，添付図面を参照しながら本発明の好適な実施形態について説明したが，本発明は係る例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば，特許請求の範囲に記載された範疇内において，各種の変更例または修正例に想到し得ることは明らかであり，それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。

例えば，本実施形態は，方法，装置，システムとして実行されうる。ソフトウェアで実行されるとき，本実施形態の構成手段は，必然的に必要な作業を実行するコードセグメントである。このプログラムまたはコードセグメントは，プロセッサー判読可能媒体に保存，または伝送媒体または通信網で搬送波と結合されたコンピュータデータ信号によって伝送されるものである。プロセッサー判読可能媒体は，情報を保存または伝送することの可能な，いかなる媒体をも含む。プロセッサー判読可能媒体は，例えば，電子回路，半導体メモリ素子，ＲＯＭ，フラッシュメモリ，消去可能ＲＯＭ（ＥＲＯＭ：Ｅｒａｓａｂｌｅ ＲＯＭ），フロッピー(登録商標）ディスク，光ディスク，ハードディスク，光ファイバ媒体，無線周波数（ＲＦ）網などがある。一方，コンピュータデータ信号は，例えば，電子網チャンネル，光ファイバ，空気，電子界，ＲＦ網のような伝送媒体上に伝播されることの可能な，いかなる信号も含まれる。

本発明はＨＤＤのキャリブレーションに適用可能であり，特に，ボイスコイルモータの逆起電力（ＢＥＭＦ）を測定するためのパラメータをキャリブレーションする方法，ボイスコイルモータの逆起電力を測定する方法，およびそれに適した装置に適用可能である。

ランプローディング方式におけるヘッドスライダーのローディング／アンローディング過程を図式的に示す図である。 ランプローディング方式におけるヘッドスライダーのローディング／アンローディング過程を図式的に示す図である。 ＶＣＭ制御装置の構成を示すブロック図である。 本実施形態にかかるキャリブレーション方法を示すフローチャートである。

符号の説明

１ ディスク
３ アクチュエータ
３ａ 駆動軸
３ｂ 突出部
３ｃ コイル支持部材
４ ヘッドスライダー
５ ボイスコイルモータ
６ ランプ
７ アウター・クラッシュストップ
８ インナー・クラッシュストップ
２０２ ＶＣＭ駆動部
２０４ ＶＣＭ
２０６ センシング抵抗器
２０８ ＢＥＭＦ検出部
２０８ａ ＶＣＭ電圧増幅器
２０８ｂ ＶＣＭ電流増幅器
２０８ｃ 差動電圧器
２１０ ＡＤＣ
２１２ マイクロコントローラ
２１４ ＤＡＣ

Claims (27)

1. ハードディスクドライブに関し，コイル抵抗と，コイルインダクタンスと，温度に依存するセンシング抵抗とを有し，ヘッドをディスク上で移動させるボイスコイルモータの逆起電力を測定するための，前記ボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法において：
   前記ヘッドが前記ディスク上の第１トラックを追従するようにする第１の追従動作と，前記ヘッドを前記第１トラックから第２トラックに移動するようにする移動動作と，前記ヘッドが前記第２トラックを追従するようにする第２の追従動作とを順次行うように前記ボイスコイルモータを制御するステップと；
   前記移動動作が行われる間，前記ボイスコイルモータに印加される電圧と前記センシング抵抗に印加される電圧との差動電圧および前記ボイスコイルモータ駆動電流をサンプリングするステップと；
   サンプリングされた前記差動電圧と前記ボイスコイルモータ駆動電流との積を，前記移動動作が行われる間，積分して得られる第１積分値と，前記第１積分値とサンプリングされた前記ボイスコイルモータ駆動電流の二乗を前記移動動作が行われる間に積分して得られる第２積分値との比率で表される傾度を算出するステップと；
   前記傾度を調整して，前記逆起電力測定装置の傾度をキャリブレーションするステップと；
   を含むことを特徴とする，ボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法。
2. 前記逆起電力測定装置は，オフセット電圧および前記増幅利得より前記差動電圧を増幅する増幅器を含み，
   前記傾度を算出するステップは，サンプリングされた前記差動電圧から前記オフセット電圧を引いたものとボイスコイルモータ駆動電流との積を前記移動動作が行われる間に積分して得られる第３積分値と，
   前記第２積分値と前記増幅利得との積と，の比率に基づくことを特徴とする，請求項１に記載のボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法。
3. 前記第１トラックおよび前記第２トラックは，前記ディスク上で前記ボイスコイルモータのバイアスフォースが最小となる領域に位置するトラックであることを特徴とする，請求項１または２のいずれかに記載のボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法。
4. ハードディスクドライブに関し，コイル抵抗と，コイルインダクタンスと，温度に依存するセンシング抵抗とを有し，ヘッドをディスク上で移動させるボイスコイルモータの逆起電力測定方法において：
   前記ボイスコイルモータにボイスコイルモータ駆動電流を印加しても前記ヘッドが動かない状態で前記コイル抵抗と前記センシング抵抗との比率を算出するステップと；
   前記ヘッドが前記ディスク上の第１トラックを追従する第１の追従動作と，前記ヘッドを前記第１トラックから第２トラックに移動させる移動動作と，前記ヘッドが前記第２トラックを追従する第２の追従動作とを順次行うように前記ボイスコイルモータを制御するステップと；
   前記移動動作が行われる間，前記ボイスコイルモータに印加される電圧と前記センシング抵抗に印加される電圧との差動電圧および前記ボイスコイルモータ駆動電流をサンプリングするステップと；
   前記差動電圧を得るための増幅器がオフセット電圧および増幅利得を有するとするとき，サンプリングされた前記差動電圧からオフセット電圧を引いたものとボイスコイルモータ駆動電流との積を前記移動動作が行われる間に積分して得られる第３積分値と，サンプリングされた前記ボイスコイルモータ駆動電流の二乗を前記移動動作が行われる間に積分して得られる第２積分値と，前記増幅利得との積の比率で表される傾度を算出するステップと；
   前記傾度又は前記増幅利得を調整して，前記ボイスコイルモータの逆起電力測定装置の前記傾度又は前記増幅利得をキャリブレーションするステップと；
   前記キャリブレーションされた前記傾度又は前記増幅利得に基づいて，前記ボイスコイルモータの逆起電力を測定するステップと；
   を含むことを特徴とする，ボイスコイルモータの逆起電力測定方法。
5. 前記第１トラックおよび前記第２トラックは，前記ディスク上で前記ボイスコイルモータのバイアスフォースが最小となる領域に位置するトラックであることを特徴とする，請求項４に記載のボイスコイルモータの逆起電力測定方法。
6. 前記ボイスコイルモータに前記ボイスコイルモータ駆動電流を印加しても前記ヘッドが動かない状態は，前記ヘッドがインナー・クラッシュストップまたはアウター・クラッシュストップにより抑制されている状態であることを特徴とする，請求項４または５に記載のボイスコイルモータの逆起電力測定方法。
7. 前記ボイスコイルモータに前記ボイスコイルモータ駆動電流を印加しても前記ヘッドが動かない状態は，前記ボイスコイルモータの速度がゼロ状態であることを特徴とする，請求項４または５に記載のボイスコイルモータの逆起電力測定方法。
8. ハードディスクドライブに関し，コイル抵抗と，コイルインダクタンスと，温度に依存するセンシング抵抗とを有し，ヘッドをディスク上で移動させるボイスコイルモータの逆起電力測定装置において：
   前記ボイスコイルモータに印加される電圧と前記センシング抵抗に印加される電圧との差動電圧を得るための差動増幅器と；
   前記ボイスコイルモータにボイスコイルモータ駆動電流を印加するボイスコイルモータ駆動部と；
   前記ボイスコイルモータ駆動部を通じて前記ボイスコイルモータを制御する制御部と；
   を含み，
   前記制御部は，
   前記ヘッドに前記ディスク上の第１トラックを追従させる第１の追従動作と，前記ヘッドを前記第１トラックから第２トラックに移動させる移動動作と，前記ヘッドに前記第２トラックを追従させる第２の追従動作とを順次行うように前記ボイスコイルモータを制御し，
   前記移動動作が行われる間に前記差動電圧および前記ボイスコイルモータ駆動電流をサンプリングして，
   サンプリングされた前記差動電圧とボイスコイルモータ駆動電流との積を前記移動動作が行われる間に積分して得られる第１積分値と，サンプリングされた前記ボイスコイルモータ駆動電流の二乗を前記移動動作が行われる間積分して得られる第２積分値と，前記増幅利得との積の比率で表される傾度を算出し，
   前記算出した傾度又は前記増幅利得を調整して，前記ボイスコイルモータの逆起電力を測定するための装置の前記傾度又は前記増幅利得をキャリブレーションするように制御することを特徴とする，ボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
9. 前記第１トラックおよび前記第２トラックは，前記ディスク上で前記ボイスコイルモータのバイアスフォースが最小となる領域に位置するトラックであることを特徴とする，請求項８に記載のボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
10. 前記ボイスコイルモータの逆起電力測定装置は，オフセット電圧および増幅利得を有して前記差動電圧を増幅する増幅器をさらに備え，
    前記傾度は，サンプリングされた前記差動電圧から前記オフセット電圧を引いたものと前記ボイスコイルモータ駆動電流との積を前記移動動作が行われる間に積分して得られる第３積分値と，前記第２積分値と前記増幅利得との積の比率に基づいて算出されることを特徴とする，請求項８または９のいずれかに記載のボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
11. 前記制御部は，
    前記ボイスコイルモータに前記ボイスコイルモータ駆動電流を印加しても前記ヘッドが動かない状態で前記コイル抵抗とセンシング抵抗との比率を算出し，
    前記算出された比率に基づいて，前記傾度または前記増幅利得をキャリブレーションして，
    前記キャリブレーションされた前記傾度または前記増幅利得に基づき，前記ボイスコイルモータの逆起電力を測定するように制御することを特徴とする，請求項８，９または１０のいずれかに記載のボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
12. 前記制御部は，前記ディスク上で前記ボイスコイルモータのバイアスフォースが最小となる領域で前記第１トラックおよび前記第２トラックを選定することを特徴とする，請求項８，９，１０または１１のいずれかに記載のボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
13. 前記ボイスコイルモータに前記ボイスコイルモータ駆動電流を印加しても前記ヘッドが動かない状態は，前記ヘッドがインナー・クラッシュストップあるいはアウター・クラッシュストップにより抑制されている状態であることを特徴とする，請求項１１または１２のいずれかに記載のボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
14. 前記ボイスコイルモータに前記ボイスコイルモータ駆動電流を印加しても前記ヘッドが動かない状態は，前記ボイスコイルモータの速度がゼロであることを特徴とする，請求項１１または１２のいずれかに記載のボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
15. ハードディスクドライブに関し，ボイスコイルモータの逆起電力を測定するための，ボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法において：
    前記ハードディスクドライブのヘッドをディスク上の第１トラックを追従するように動かして，前記ヘッドの速度をゼロに設定するステップと；
    前記ヘッドを前記ディスク上の前記第１トラックから第２トラックに移動させ，前記ヘッドが移動する間，差動電圧および前記ボイスコイルモータに印加されるボイスコイルモータ駆動電流をサンプリングするステップと；
    前記ヘッドが前記第２トラックを追従するように動かして，前記ヘッドの速度をゼロに設定するステップと；
    前記差動電圧とオフセット電圧との差分値と前記ボイスコイルモータ駆動電流との積を，前記サンプリングステップの間，積分して得られる第１積分値を，次の式，
    Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝
    （Ｖａｄｃ：差動電圧，Ｖｏｆｆｓ：オフセット電圧，Ｉｍ：ボイスコイルモータ駆動電流）
    より算出し，前記ボイスコイルモータ駆動電流の二乗を，前記サンプリングステップの間，積分して得られる第２積分値を，
    ΣＩｍ ^２
    により算出するステップと；
    前記第１積分値，第２積分値，および差動増幅器の増幅利得に基づいて，次の式，
    Ｓ＝Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝／｛Ｇｔ×ΣＩｍ ^２ ｝
    （Ｓ：傾度，Ｖａｄｃ：差動電圧，Ｖｏｆｆｓ：オフセット電圧，Ｉｍ：ボイスコイルモータ駆動電流，Ｇｔ：差動増幅器の増幅利得）
    により傾度を算出するステップと；
    前記傾度又は前記増幅利得を調整して，前記ボイスコイルモータをキャリブレーションするステップと；
    を含み，
    前記ボイスコイルモータは，コイル抵抗と，コイルインダクタンスと，センシング抵抗とを有し，
    前記差動電圧は，逆起電力検出器による出力であり，次の式，
    Ｖａｄｃ＝Ｇｔ×｛（Ｒｍ−Ｇｂ×Ｒｓ）×Ｉｍ＋Ｖｂｅｍｆ｝＋Ｖｏｆｆｓ
    （Ｖａｄｃ：差動電圧，Ｇｔ：ボイスコイルモータに印加される電圧を増幅するボイスコイルモータ電圧増幅器とボイスコイルモータ電流を検出する抵抗にかかる電圧を増幅するボイスコイルモータ電流増幅器との差を増幅する差動増幅器の増幅利得，Ｇｂ：ボイスコイルモータ電流増幅器の増幅利得，Ｖｂｅｍｆ：ボイスコイルモータの逆起電力により誘導される電圧，Ｖｏｆｆｓ：オフセット電圧）
    で規定されることを特徴とする，ボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法。
16. 前記ボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法は，１回のシークサーボ動作で行われることを特徴とする，請求項１５に記載のボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法。
17. ハードディスクドライブのボイスコイルモータ制御装置において：
    ボイスコイルモータを駆動するボイスコイルモータ駆動部と；
    センシング抵抗値を有し，前記ボイスコイルモータを流れる電流を検出するセンシング抵抗器と；
    前記ボイスコイルモータに印加される前記ボイスコイルモータ電圧および前記センシング抵抗器により検出される前記ボイスコイルモータ電流を通じて前記ボイスコイルモータ内に誘導される逆起電力を検出する逆起電力検出器であって、前記ボイスコイルモータ電圧と前記センシング抵抗器に印加される電圧との差動電圧および前記ボイスコイルモータ駆動電流をサンプリングし、サンプリングされた前記差動電圧と前記ボイスコイルモータ駆動電流との積を積分して得られる第１積分値と，前記第１積分値とサンプリングされた前記ボイスコイルモータ駆動電流の二乗を積分して得られる第２積分値との比率で表される傾度を調整して傾度をキャリブレーションする逆起電力検出器と；
    からなり，
    前記逆起電力検出器は，ボイスコイルモータ電圧を増幅するボイスコイルモータ電圧増幅器と，ボイスコイルモータ電流を増幅するボイスコイルモータ電流増幅器と，増幅された前記ボイスコイルモータ電圧と増幅された前記ボイスコイルモータ電流との差を示す差動電圧を出力する差動増幅器と，を含むことを特徴とする，ボイスコイルモータ制御装置。
18. 前記ボイスコイルモータ電圧は，次の式，
    Ｖｖｃｍ＝Ｌｍ×（ｄＩｍ／ｄｔ）＋Ｒｍ×Ｉｍ＋Ｖｂｅｍｆ
    （Ｖｖｃｍ：ボイスコイルモータ電圧，Ｌｍ：コイルインダクタンス，ｄＩｍ／ｄｔ：ボイスコイルモータ電流の時間微分値，Ｒｍ：コイル抵抗，Ｉｍ：ボイスコイルモータ電流，Ｖｂｅｍｆ：ボイスコイルモータの逆起電力により誘導される電圧）
    により規定されることを特徴とする，請求項１７に記載のボイスコイルモータ制御装置。
19. 前記センシング抵抗器に印加される電圧は，次の数式，
    Ｖｓ＝Ｒｓ×Ｉｍ
    （Ｖｓ：センシング抵抗器に印加される電圧，Ｒｓ：センシング抵抗値，Ｉｍ：ボイスコイルモータ電流）
    により規定されることを特徴とする，請求項１７または１８のいずれかに記載のボイスコイルモータ制御装置。
20. 前記ボイスコイルモータは，コイル抵抗およびコイルインダクタンスを有し，ボイスコイルモータ電圧増幅器，ボイスコイルモータ電流増幅器，差動増幅器は各々増幅利得を有し，逆起電力検出器は，次の式，
    Ｖａｄｃ
    ＝Ｇｔ×（Ｌｍ×（ｄＩｍ／ｄｔ）＋Ｒｍ×Ｉｍ＋Ｖｂｅｍｆ−Ｇｂ×Ｒｓ×Ｉｍ）
    （Ｖａｄｃ：差動電圧，Ｇｔ：差動増幅器の増幅利得，Ｌｍ：コイルインダクタンス，Ｉｍ：ボイスコイルモータ電流，ｄＩｍ／ｄｔ：ボイスコイルモータ電流の時間微分値，Ｒｍ：コイル抵抗，Ｖｂｅｍｆ：ボイスコイルモータの逆起電力により誘導される電圧，Ｇｂ：ボイスコイルモータ電流増幅器の増幅利得，Ｒｓ：センシング抵抗値）
    により規定されることを特徴とする，請求項１７に記載のボイスコイルモータ制御装置。
21. 前記ボイスコイルモータ制御装置は，前記ボイスコイルモータを制御するマイクロコントローラをさらに備えることを特徴とする，請求項１７に記載のボイスコイルモータ制御装置。
22. 前記ボイスコイルモータ電流増幅器の増幅利得は，マイクロコントローラにより調整されることを特徴とする，請求項１７に記載のボイスコイルモータ制御装置。
23. 前記ボイスコイルモータ制御装置は，マイクロコントローラにより印加されるデジタルボイスコイルモータ制御信号をアナログボイスコイルモータ制御信号に変換し，アナログボイスコイルモータ制御信号を前記ボイスコイルモータ駆動部に提供するデジタル／アナログ変換器をさらに備えることを特徴とする，請求項１７に記載のボイスコイルモータ制御装置。
24. 前記ボイスコイルモータ制御装置は，前記逆起電力検出器のアナログ出力をデジタル信号に変換するデジタル／アナログ変換器をさらに備えることを特徴とする，請求項１７〜２３のいずれかに記載のボイスコイルモータ制御装置。
25. 前記ボイスコイルモータ電圧増幅器は，約１の増幅利得を有することを特徴とする，請求項１７〜２４のいずれかに記載のボイスコイルモータ制御装置。
26. ハードディスクドライブに関し，ボイスコイルモータの逆起電力を測定する前記ボイスコイルモータの逆起電力測定装置において：
    前記ボイスコイルモータに印加されるボイスコイルモータ電圧を増幅するボイスコイルモータ電圧増幅器と；
    前記ボイスコイルモータに流れる電流を検出するセンシング抵抗器により，センシングされたボイスコイルモータ電流を増幅するボイスコイルモータ電流増幅器と；
    前記増幅されたボイスコイルモータ電圧と前記増幅されたボイスコイルモータ電流との差を示す差動電圧を出力する差動増幅器と；を含み，
    前記ボイスコイルモータ電圧と前記センシング抵抗器に印加される電圧との差動電圧および前記ボイスコイルモータの駆動電流をサンプリングし、サンプリングされた前記差動電圧と前記ボイスコイルモータの駆動電流との積を積分して得られる第１積分値と，前記第１積分値とサンプリングされた前記ボイスコイルモータの駆動電流の二乗を積分して得られる第２積分値との比率で表される傾度を調整して傾度をキャリブレーションすることを特徴とする，ボイスコイルモータの逆起電力測定装置。
27. ハードディスクドライブに関し，短距離探索によるボイスコイルモータの逆起電力を測定するためのボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法において：
    ハードディスクドライブのヘッドがディスク上の第１トラックを追従する第１追従ステップと；
    前記ヘッドを前記ディスク上の前記第１トラックから第２トラックを探索しつつ，差動電圧と前記ボイスコイルモータに印加されるボイスコイルモータ駆動電流とをサンプリングするサンプリングステップと；
    前記ヘッドが前記第２トラックを追従する第２追従ステップと；
    差動電圧とオフセット電圧との差分値と前記ボイスコイルモータ駆動電流との積を，前記サンプリングステップの間，積分して得られる第１積分値を，次の式，
    Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝
    （Ｖａｄｃ：差動電圧，Ｖｏｆｆｓ：オフセット電圧，Ｉｍ：ボイスコイルモータ駆動電流）
    より算出し，前記ボイスコイルモータ駆動電流の二乗を，前記サンプリングステップの間，積分して得られる第２積分値を，次の式，
    ΣＩｍ ^２
    により算出するステップと；
    前記第１積分値，第２積分値，および差動増幅器の増幅利得に基づいて，次の式，
    Ｓ＝Σ｛（Ｖａｄｃ−Ｖｏｆｆｓ）×Ｉｍ｝／｛Ｇｔ×ΣＩｍ ^２ ｝
    （Ｓ：傾度，Ｖａｄｃ：差動電圧，Ｖｏｆｆｓ：オフセット電圧，Ｉｍ：ボイスコイルモータ駆動電流，Ｇｔ：差動増幅器の増幅利得）
    により傾度を算出するステップと；
    前記傾度又は前記増幅利得を調整して，前記ボイスコイルモータをキャリブレーションするステップと；
    を含むことを特徴とする，ボイスコイルモータのパラメータキャリブレーション方法。

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