JP4251720B2

JP4251720B2 - VVVF inverter control amplifier test equipment

Info

Publication number: JP4251720B2
Application number: JP17767699A
Authority: JP
Inventors: 剛塩田; 裕二大山; 孝佳田中
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1999-06-24
Filing date: 1999-06-24
Publication date: 2009-04-08
Anticipated expiration: 2019-06-24
Also published as: JP2001004689A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置に関わり、特にＶＶＶＦインバータの負荷として誘導電動機を接続した時に、ＶＶＶＦインバータの制御アンプの制御信号に基づき、ＶＶＶＦインバータの主回路部および誘導電動機と等価な動作をするとともに、ＶＶＶＦインバータおよび誘導電動機が動作している時と等価な電気信号をＶＶＶＦインバータの制御アンプにフイードバックする、主としてマイコン等の電子回路により構成したＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験方法及び装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源を直流に変換し、さらに可変電圧可変周波数の交流に変換するＶＶＶＦインバータの負荷として、誘導電動機が接続される。
図２は、ＶＶＶＦインバータの主回路接続図である。
同図において、１０１は直流電源、１０２はフイルタリアクトル、１０３はフイルタコンデンサ、１０４はＰＷＭ変換器、１０５は誘導電動機、１０６は直流電圧検出器、１０７は電流検出器、１０８は回転数検出器、１は制御アンプである。制御アンプ１にはフイルタ電圧信号Vf、３相電流信号Iu、v、wおよび誘導電動機の電気角速度信号ωrがフイードバックされる。
ＰＷＭ変換器１０４はフイルタリアクトル１０２およびフイルタコンデンサ１０３を介して直流電源１０１より供給されるエネルギーにより、誘導電動機１０５を制御アンプ１のゲート信号により駆動する。
【０００３】
従来は、このＶＶＶＦインバータの制御アンプが正規に動作しているかどうかを確認するために、実際に使用する直流電源、フイルタリアクトル、フイルタコンデンサおよびＰＷＭ変換器（以下、一括してＶＶＶＦインバータ主回路部と称する）および誘導電動機を図２の如く接続するか、制御アンプにアナログおよびデイジタルの擬似的な信号を与えて試験を行っていた。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
このように、実際のＰＷＭインバータ主回路部および誘導電動機とＶＶＶＦインバータの制御アンプとを接続して制御アンプのハードおよびソフトのチェック、又は試験を行おうとすると、ＰＷＭインバータ主回路部および誘導電動機や周辺の回転体試験装置のセットに多大な時間を要すると共に、多くの電力が必要となる。
又、アナログおよびデイジタルの擬似的な信号を制御アンプに与える方法は、制御アンプのハード的なチェツクはできても、フイードバック信号の値により、制御内容が変化するようなソフト的なチェックはできないという問題があった。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ＶＶＶＦインバータの負荷として誘導電動機を接続した時のＶＶＶＦインバータ制御アンプの動作と、実時間で等価に動作する試験装置を、ＶＶＶＦインバータ主回路部および誘導電動機等の回転体を有せずに、しかも試験装置内のソフト定数変更のみで、全てのＰＷＭインバータ主回路部および誘導電動機の模擬に対応できる試験装置を、マイコン等の電子回路のみで実現するＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験方法及びその装置を提供することにある。
【０００６】
［課題を解決するための手段］つまり、その目的を達成するための手段は、
１）請求項１において、
【０００７】
ＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置において、該制御アンプからのゲート信号およびＶＶＶＦインバータの主回路部定数および誘導電動機定数より算出される予測各相電流を入力して演算ｄ、ｑ軸電圧を出力するｄ、ｑ軸電圧演算回路と、該ｄ、ｑ軸電圧とＶＶＶＦインバータの主回路部定数および誘導電動機定数より算出される予測電気角速度とを入力してＶＶＶＦインバータの主回路部定数および誘導電動機定数より算出される予測固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流を出力する電流演算回路と、前記予測固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流を入力して前記予測電気角速度を出力する回転数演算回路と、前記予測固定子ｄ、ｑ軸電流を入力して前記予測各相電流を出力する２相／３相変換回路と、前記予測固定子ｄ、ｑ軸電流と前記ｄ、ｑ軸電圧を入力してＶＶＶＦインバータの主回路部定数および誘導電動機定数より算出される予測フィルタ電圧を出力するフイルタ電圧演算回路と、前記予測各相電流、前記予測フィルタ電圧および前記予測電気角速度を入力してこれらの値をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換回路から構成されることを特徴とするＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置である。
２）請求項２において、
【０００８】
前記ＶＶＶＦインバータの制御アンプが出力する各相の上下アームのゲート信号のＡＮＤ出力を保持し、該保持したＡＮＤ出力を短絡検知信号として前記ＶＶＶＦインバータの制御アンプに出力する短絡検知回路を設けた請求項１記載のＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置である。
【０００９】
本発明の原理をＰＷＭインバータ主回路部と３相誘導電動機、および負荷イナーシャを組み合せた７元１次連立微分方程式により説明する。
３相２相変換行列は次に示す（１）式の〔Ｃ〕とし表される。
【００１０】
【数１】

かご形３相誘導電動機の固定子（略字Ｓで表す）のｄおよびｑ軸成分の電圧をVds、Vqs、固定子および回転子（略字ｒで表す）のｄおよびｑ軸成分の電流をIds、Iqs、Idr、Iqr、固定子および回転子の抵抗および自己インダクタンスをRs、Rr、Ls、Lr、励磁インダクタンスをＭ、３相誘導電動機の極対数ｐと回転角速度ωmの積を新たに電気角速度と名付け、それをωrとすると、微分演算子Ｐ（＝ｄ／dt）を使用して、３相誘導電動機の等価回路４元１次連立微分方程式は（２）式で表される。
【００１１】
【数２】

又、３相誘導電動機の発生トルクをTL、負荷の慣性モーメントをＪとして、制動分を無視するとトルク式は（３）式で表される。
【００１２】
【数３】

さらに、図２の直流電源１０１、フイルタリアクトル１０２、フイルタコンデンサ１０３の直流電源部は（４）、（５）式で表される。
【００１３】
【数４】

誘導電動機の固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds、Vqs、および電流Ids、Iqsとフイルタコンデンサ１０２のＰＷＭ変換器への出力Vf×Ｉ２との間には、ＰＷＭ変換器の損失を無視すると、次に示す（６）式の関係があるので、ＶＶＶＦインバータの直流電源部と誘導電動機１０５を数式的に接続できる。
【００１４】
【数５】

ここで、本発明では、直流電源部定数、誘導電動機定数、負荷の慣性モーメントおよび制御アンプ１からのＰＷＭ変換器１０４のゲート信号Ｇと３相電流の正負より定まる固定子ｄ、ｑ電圧Vds、Vqsが決まると、（２）〜（５）式より固定子および回転子のｄ、ｑ軸電流、電気角速度ωr、フイルタ電流I1、およびフイルタコンデンサ１０２の電圧すなわちフイルタ電圧Vfが求まる事を利用する。
さらに、厳密には、（２）〜（５）式を連立させて７元１次の連立微分方程式を演算しなければいけないところを、本発明では、今、演算しようとしている微小時間では電気角速度ωrおよびフイルタ電圧Vfが大きく変化しないと考えて、（２）式、（３）式および（４）、（５）式を連立させずに演算し、微分方程式解法の容易化を計っている。
【００１５】
すなわち、（２）式は次に示す（７）、（８）式および（９）式の如き４元１次連立微分方程式の形に表される。
【００１６】
【数６】

また（３）式は次に示す（１０）式の如き形に、
【数７】

（４）式は（１１）式の如き形に、
【数８】

（５）式は（６）式を代入して（１２）式の如き形にそれぞれ変形される。
【００１７】
【数９】

さらに（７）、（１０）〜（１２）式を離散化して、代数方程式の形にする事により、ＤＳＰ（デイジタル、シグナル、プロセッサ）等のマイクロコンピュータにより演算して、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流Ids、Iqs、Idr、Iqr、電気角速度ωr、フイルタ電流I1およびフイルタ電圧Vfを求める事ができる。
（７）、（１０）〜（１２）式を離散化して、代数方程式の形にする方法は、オイラー法、ルンゲ、クッタ法等があるが、ここではオイラー法により説明する。サンプリング間隔ΔＴ毎にデータの採取および演算を行うとして、（７）、（１０）〜（１２）式に対して微小時間ΔＴでのオイラー法を適用すると、次に示す（１３）〜（１６）式の如くなる。
【００１８】
【数１０】

オイラー法の解法値である予測値は、前回予測値を添字〔n〕、今回予測値を添字〔n+1〕で表すと以下のようになる。
〔Ｉ〔n〕〕t＝〔Ｉｄｓ〔n〕、Ｉｑｓ〔n〕、Ｉｄｒ〔n〕、Ｉｑｒ〔n〕〕
〔Ｖ〔n〕〕t＝〔Ｖｄｓ〔n〕、Ｖｑｓ〔n〕〕
〔Ｉ〔n+1〕〕t＝〔Ｉｄｓ〔n+1〕、Ｉｑｓ〔n+1〕、Ｉｄｒ〔n+1〕、Ｉｑｒ〔n+1〕〕
である。
【００１９】
従って、微小時間ΔＴ毎に３相誘導電動機に印加される相電圧をサンプリングし、式（１３）〜（１６）の演算を行うとして、今回サンプリング時の３相誘導電動機の固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〔n〕〕tと、前回演算の電気角速度予測値ωr〔n〕と、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔Ｉ〔n〕〕tと、フイルタ電流予測値I1〔n〕と、フイルタ電圧予測値Vf〔n〕を使用して、（１３）〜（１６）式により今回の電気角速度予測値ωr〔n+1〕、固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔I〔n+1〕〕t、フイルタ電流予測値I1〔n+1〕、およびフイルタ電圧予測値Vf〔n+1〕を演算できる。
ここで、（８）式中のωrは電気角速度予測値ωr〔n〕を使用し、固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〔n〕〕は、３相誘導電動機の相電圧Vu、Vv、Vwより次に示す（１７）式により演算できる。
【００２０】
【数１１】

演算された電流予測値〔I〔n+1〕〕tの中の固定子ｄ、ｑ軸電流Ids〔n+1〕、Iqs〔n+1〕を取り出し、次に示す式（１８）に従って、変換行列〔Ｃ〕の逆行列〔Ｃ〕^−１により２相３相変換して３相電流予測値Iu〔n+1〕、Iv〔n+1〕、Iw〔n+1〕を演算する。
【００２１】
【数１２】

この演算された３相電流予測値Iu〔n+1〕、Iv〔n+1〕、Iw〔n+1〕、電気角速度予測値ωr〔n+1〕、および平滑コンデンサ電圧予測値Vf〔n+1〕を制御アンプ１にフイードバックする事により、制御アンプ１はＶＶＶＦインバータにより誘導電動機を駆動した時と同等の動作を行う。
【００２２】
さらに、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ１はゲート信号Ｇを出力するが、各相レグの上下のスイッチング素子が誤って両方共にＯＮした時には、直流電源が短絡状態となる。
この短絡現象の検知を、前述したような演算によって行っていたのでは、ある程度の時間が必要であるマイコンでの演算のために、短時間のスイッチング素子の短絡を検知できない事がある。
そこで、例えばＵ相レグの上下のゲート信号ＧＵＰおよびＧＵＮのＡＮＤを取る事により、ゲート信号ＧＵＰおよびＧＵＮが共に１になると、ＡＮＤの出力が１となり、この１となった状態を保持して短絡検知信号ＥとしてＶＶＶＦインバータの制御アンプに出力する事により、短時間の短絡であってもゲート信号Ｇの異常を知らせる事ができる。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【００２３】
［発明の実施の形態］図１は本発明の請求項１が適用されたＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験方法及びその装置を示す制御回路ブロック図である。同図において、１はＶＶＶＦインバータの制御アンプ、１０はＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置、１１はｄ、ｑ軸電圧演算回路、１２は電流演算回路、１３は２相／３相変換回路、１４はフイルタ電圧演算回路、１５は回転数演算回路、１６はＤ／Ａ変換回路、１７は短絡検知回路である。
【００２４】
ＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置１０は、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ１よりゲート信号Ｇを入力し、３相電流信号Iu′、Iv′、Iw′とフイルタ電圧信号Vf′および電気角速度信号ωr′をＶＶＶＦインバータの制御アンプ１に出力するために、ｄ、ｑ軸電圧演算回路１１、電流演算回路１２、２相／３相変換回路１３、フイルタ電圧演算回路１４、回転数演算回路１５、Ｄ／Ａ変換回路１６、および請求項１記載の短絡検知回路１７で構成される。
【００２５】
ＶＶＶＦインバータの制御アンプ１は、図２のＶＶＶＦインバータの主回路接続図に示すゲート信号Ｇ、すなわちＵ相のゲート信号ＧＵＰ、ＧＵＮ、Ｖ相のゲート信号ＧＶＰ、ＧＶＮ、Ｗ相のゲート信号ＧＷＰ、ＧＷＮをｄ、ｑ軸電圧演算回路１１および短絡検知回路１７に出力する。
ゲート信号ＧＵＰおよびＧＵＮはＵ相スイッチング素子のＰ側およびＮ側のゲート信号であり、それぞれ「１」の時、素子がＯＮ、「０」の時、素子がＯＦＦを表す。
これらのゲート信号ＧＵＰおよびＧＵＮは、どちらかが「１」か、又は、Ｕ相レグ間のスイッチング素子短絡を防ぐために両方共に「０」かである。
他の相のゲート信号についても同様である。
【００２６】
ｄ、ｑ軸電圧演算回路１１は、各相のゲート信号Ｇと予測３相電流Iu、v、wを入力し、各相のゲート信号Ｇと予測３相電流Iu、v、wの正負の極性とにより、各相電圧Vu、v、wを演算し、さらに（１７）式により固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds、Vqsを演算して、この演算固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds、Vqsを電流演算回路１２およびフイルタ電圧演算回路１４に出力する。
【００２７】
すなわち、図２の直流電源ＶＳの負側に対するＰＷＭ変換器１０４の各相出力電位の相対値（１or０）を対地電位ＶＧと名付けると、例えば、Ｕ相において、ゲート信号ＧＵＰ＝１の時は、Ｕ相対地電位ＶＧＵ＝１とし、そうではなく、ゲート信号ＧＵＮ＝１の時はＵ相対地電位ＶＧＵ＝０とする。
しかし、Ｐ側およびＮ側のゲート信号が共に０の時は、相電流の流れる方向によって相電圧が決まるために、ゲート信号ＧＵＰ＝ＧＵＮ＝０で、しかも、Ｕ相電流Iu≧０の時はＵ相対地電位ＶＧＵ＝０とし、ゲート信号ＧＵＰ＝ＧＵＮ＝０で、しかも、Ｕ相電流Iu＜０の時はＵ相対地電位ＶＧＵ＝１とする。
【００２８】
他の相の対地電位ＶＧＶ、ＶＧＷについても同様に求める事ができるので、フイルタ電圧ＶＦを使用して、次に示す（１９）、（２０）式により演算各相電圧Vu、Vv、Vwを求める事ができ、さらに、（１７）式により演算固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds、Vqsを求める事ができる。
【００２９】
【数１３】

電流演算回路１２は、サンプリング時間間隔ΔＴ毎に固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds〔n〕、Vqs〔n〕と、回転数演算回路１５より出力される電気角速度予測値ωr〔n〕を入力して、前回演算結果である固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ids〔n〕、Iqs〔n〕、Idr〔n〕、Iqr〔n〕とにより（１３）式に基づき、今回の固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ids〔n+1〕、Iqs〔n+1〕、Idr〔n+1〕、Iqr〔n+1〕を演算し、これらの値を内部に記憶すると共に、２相／３相変換回路１３、フイルタ電圧演算回路１４および回転数演算回路１５に出力する。
【００３０】
２相／３相変換回路１３は、電流演算回路１２より出力される固定子ｄ、ｑ軸電流予測値Ids〔n〕、Iqs〔n〕を入力して、（１８）式に基づき３相電流予測値Iu〔n+1〕、Iv〔n+1〕、Iw〔n+1〕を演算し、これらの値をｄ、ｑ軸電圧演算回路１１およびＤ／Ａ変換回路１６に出力する。
【００３１】
フイルタ電圧演算回路１４は、サンプリング時間間隔ΔＴ毎に電流演算回路１２より出力される固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ids〔n〕、Iqs〔n〕および演算固定子ｄ、ｑ軸電圧Vds、Vqsを入力して、前回演算結果のフイルタ入力電流予測値I１〔n〕およびフイルタ電圧予測値Vf〔n〕とにより、（１５）、（１６）式に基づき、今回のフイルタ入力電流予測値Ｉ１〔n+1〕およびフイルタ電圧予測値Vf〔n+1〕を演算し、これらの値を内部に記憶すると共に、フイルタ電圧予測値Vf〔n+1〕をＤ／Ａ変換回路１６に出力する。
ここで、（１６）式において、フイルタ電圧予測値Vf〔n〕が零だと割算できないが、ある程度のダミーの小さな値をベースとして入れておいても大きな演算誤差は無い。
【００３２】
回転数演算回路１５は、サンプリング時間間隔ΔＴ毎に電流演算回路１２より出力される固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値Ids〔n〕、Iqs〔n〕、Idr〔n〕、Iqr〔n〕を入力して、前回演算結果の電気角速度予測値ωr〔n〕とにより、（１４）式に基づき、今回の電気角速度予測値ωr〔n+1〕を演算し、この値を内部に記憶すると共に、電流演算回路１２およびＤ／Ａ変換回路１６に出力する。
【００３３】
Ｄ／Ａ変換回路１６は、２相／３相変換回路１３より３相電流予測値Iu〔n〕、Iv〔n〕、Iw〔n〕を、フイルタ電圧演算回路１４よりフイルタ電圧予測値Vf〔n〕を、さらに回転数演算回路１５より電気角速度予測値ωr〔n〕を入力し、それぞれをデイジタル／アナログ変換して３相電流信号Iu′、Iv′、Iw′、フイルタ電圧信号Vf′、および電気角速度信号ωr′をＶＶＶＦインバータの制御アンプ１に出力する。
ここで、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ１がデイジタル信号を入力して制御を行う構成であれば、このＤ／Ａ変換回路１６は無くても良い。
【００３４】
短絡検知回路１７は、デイジタルのＡＮＤ回路と保持回路で構成され、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ１より出力される各相のゲート信号ＧＵＰ、ＧＵＮ、ＧＶＰ、ＧＶＮ、ＧＷＰ、ＧＷＮを入力し、例えばＵ相のゲート信号ＧＵＰとＧＵＮのＡＮＤを取り、そのＡＮＤ出力を入力の立上りで動作する保持回路に入力する。他の相についても同様であり、この保持回路の出力は、短絡検知器１７の短絡信号ＥとしてＶＶＶＦインバータの制御アンプ１に出力される。
【００３５】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明の試験装置においては、被試験装置であるＶＶＶＦインバータの制御アンプのゲート出力端に接続し、模擬する誘導電動機の電気角速度およびＶＶＶＦインバータ直流電源部のフイルタ電圧が急速に変化しないとして各変数を一義的に演算予測し、誘導電動機と負荷およびＶＶＶＦインバータの直流電源部の連立微分方程式の次数を下げて、ＶＶＶＦインバータが駆動しようとする誘導電動機と負荷およびＶＶＶＦインバータの直流電源部の電気定数より演算したＶＶＶＦインバータの３相電流信号とフィルタ電圧信号および誘導電動機の電気角速度信号をＶＶＶＦインバータの制御アンプに出力するために、ＶＶＶＦインバータの制御アンプはあたかもそのゲート信号により、ＶＶＶＦインバータを制御し誘導電動機を駆動しているが如く動作し、本試験装置は等価的に回転体やＰＷＭインバータの主回路の無いＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置として動作する。
よって、本発明のＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験方法及びその装置は、実用上、極めて有用性の高いものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例のＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置の制御回路ブロック図である。
【図２】従来のＶＶＶＦインバータの主回路接続図である。
【符号の説明】
１、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ
１０、ＶＶＶＦインバータの制御アンプ試験装置
１１、ｄ、ｑ軸電圧演算回路
１２、電流演算回路
１３、２相／３相変換回路
１４、フイルタ電圧演算回路
１５、回転数演算回路
１６、Ｄ／Ａ変換回路
１７、短絡検知回路
１０１、直流電源
１０２、フイルタリアクトル
１０３、フイルタコンデンサ
１０４、ＰＷＭ変換器
１０５、誘導電動機
１０６、直流電圧検出器
１０７、電流検出器
１０８、回転数検出器[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a control amplifier test apparatus for a VVVF inverter, and in particular, when an induction motor is connected as a load of the VVVF inverter, it is equivalent to the main circuit portion of the VVVF inverter and the induction motor based on the control signal of the control amplifier of the VVVF inverter. The present invention relates to a control amplifier test method and apparatus for a VVVF inverter mainly composed of an electronic circuit such as a microcomputer, which operates and feeds back an electric signal equivalent to that when the VVVF inverter and the induction motor are operating to the control amplifier of the VVVF inverter. Is.
[0002]
[Prior art]
An induction motor is connected as a load of a VVVF inverter that converts AC power into DC and further converts it into AC of variable voltage and variable frequency.
FIG. 2 is a main circuit connection diagram of the VVVF inverter.
In the figure, 101 is a DC power source, 102 is a filter reactor, 103 is a filter capacitor, 104 is a PWM converter, 105 is an induction motor, 106 is a DC voltage detector, 107 is a current detector, 108 is a rotation speed detector, Reference numeral 1 denotes a control amplifier. The control amplifier 1 is fed back with the filter voltage signal Vf, the three-phase current signals Iu, v and w and the electric angular velocity signal ωr of the induction motor.
The PWM converter 104 drives the induction motor 105 with the gate signal of the control amplifier 1 by the energy supplied from the DC power supply 101 via the filter reactor 102 and the filter capacitor 103.
[0003]
Conventionally, in order to confirm whether or not the control amplifier of this VVVF inverter is operating normally, a DC power source, a filter reactor, a filter capacitor and a PWM converter (hereinafter collectively referred to as a VVVF inverter main circuit section) that are actually used. 2) or induction motors were connected as shown in FIG. 2, or analog and digital pseudo signals were given to the control amplifier.
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when the actual PWM inverter main circuit unit and induction motor are connected to the control amplifier of the VVVF inverter and the hardware and software of the control amplifier are checked or tested, the PWM inverter main circuit unit and the induction motor It takes a lot of time to set the peripheral rotating body test apparatus, and a lot of electric power is required.
In addition, the method of giving analog and digital pseudo signals to the control amplifier can check the hardware of the control amplifier, but cannot perform a software check that changes the control contents depending on the value of the feedback signal. There was a problem.
[0005]
The present invention has been made in view of the above circumstances. An operation of a VVVF inverter control amplifier when an induction motor is connected as a load of a VVVF inverter and a test apparatus that operates equivalently in real time are provided as a VVVF inverter main circuit unit and A test device that can support simulation of all PWM inverter main circuit parts and induction motors without using a rotating body such as an induction motor, and only by changing the software constants in the test device, can be realized only with an electronic circuit such as a microcomputer. An object of the present invention is to provide a control amplifier test method and apparatus for a VVVF inverter.
[0006]
[Means for Solving the Problems] In other words, means for achieving the purpose are :
1) In claim 1 ,
[0007]
In the control amplifier test apparatus for the VVVF inverter, the gate signal from the control amplifier and the predicted current of each phase calculated from the main circuit part constant and the induction motor constant of the VVVF inverter are input, and the operation d and the q-axis voltage are output d The q-axis voltage calculation circuit, the d and q-axis voltages and the predicted electric angular velocity calculated from the main circuit part constant and the induction motor constant of the VVVF inverter are input, and the main circuit part constant and the induction motor constant of the VVVF inverter are input. A current calculation circuit that outputs the calculated predicted stator and rotor d, q-axis current, and a rotation speed calculation circuit that outputs the predicted electrical angular velocity by inputting the predicted stator, rotor d, and q-axis current; A two-phase / three-phase conversion circuit that inputs the predicted stator d and q-axis current and outputs the predicted phase current, and the predicted stator d and q-axis current and the d A filter voltage calculation circuit for inputting a q-axis voltage and outputting a predicted filter voltage calculated from the main circuit constant and the induction motor constant of the VVVF inverter, and the predicted phase current, the predicted filter voltage, and the predicted electrical angular velocity. A control amplifier test apparatus for a VVVF inverter, comprising a D / A conversion circuit for inputting and D / A converting these values.
2) In claim 2 ,
[0008]
Wherein said control amplifier VVVF inverter holds the AND output of the gate signal of each phase of the upper and lower arms to be output, providing the short circuit detection circuit for outputting a control amplifier of the VVVF inverter and AND output obtained by the holding as a short detection signal A control amplifier test apparatus for a VVVF inverter according to Item 1 .
[0009]
The principle of the present invention will be described with reference to a seven-way primary simultaneous differential equation combining a PWM inverter main circuit section, a three-phase induction motor, and a load inertia.
The three-phase to two-phase conversion matrix is expressed as [C] in the following equation (1).
[0010]
[Expression 1]

The voltage of the d and q axis components of the stator (represented by the abbreviation S) of the cage three-phase induction motor is Vds, Vqs, and the current of the d and q axis components of the stator and rotor (represented by the abbreviation r) is Ids, Iqs, Idr, Iqr, stator and rotor resistance and self-inductance are Rs, Rr, Ls, Lr, excitation inductance is M, and the product of the three-phase induction motor pole pair number p and rotational angular velocity ωm is the new electrical angular velocity. Assuming that it is ωr, the equivalent circuit quaternary primary differential equation of the three-phase induction motor is expressed by equation (2) using the differential operator P (= d / dt).
[0011]
[Expression 2]

If the generated torque of the three-phase induction motor is TL, the moment of inertia of the load is J, and the braking component is ignored, the torque equation is expressed by equation (3).
[0012]
[Equation 3]

Furthermore, the DC power supply units of the DC power supply 101, the filter reactor 102, and the filter capacitor 103 in FIG. 2 are expressed by equations (4) and (5).
[0013]
[Expression 4]

If the loss of the PWM converter is ignored between the stator d of the induction motor, the q-axis voltages Vds, Vqs, and the currents Ids, Iqs and the output Vf × I2 of the filter capacitor 102 to the PWM converter, Since there is a relationship of the expression (6) shown, the DC power supply unit of the VVVF inverter and the induction motor 105 can be mathematically connected.
[0014]
[Equation 5]

Here, in the present invention, a stator d, q voltage Vds, which is determined by a DC power supply constant, an induction motor constant, a load moment of inertia, a gate signal G of the PWM converter 104 from the control amplifier 1 and the positive / negative of the three-phase current. When Vqs is determined, it is utilized that the d and q-axis currents of the stator and the rotor, the electric angular velocity ωr, the filter current I1, and the voltage of the filter capacitor 102, that is, the filter voltage Vf are obtained from the equations (2) to (5). .
Furthermore, strictly speaking, in the present invention, the electric angular velocity is to be calculated in the minute time that is to be calculated, in which the seven-dimensional linear differential equation must be calculated by simultaneous equations (2) to (5). Assuming that ωr and the filter voltage Vf do not change significantly, the equations (2), (3), (4), and (5) are operated without being simultaneous, thereby simplifying the differential equation solving method.
[0015]
That is, the equation (2) is expressed in the form of a quaternary linear simultaneous differential equation such as the following equations (7), (8) and (9).
[0016]
[Formula 6]

In addition, the expression (3) has the following form (10):
[Expression 7]

The formula (4) is like the formula (11),
[Equation 8]

Expression (5) is transformed into a form like Expression (12) by substituting Expression (6).
[0017]
[Equation 9]

Further, the formulas (7), (10) to (12) are discretized to form algebraic equations, which are then calculated by a microcomputer such as a DSP (digital, signal, processor) and the stator and rotor d Q-axis currents Ids, Iqs, Idr, Iqr, electrical angular velocity ωr, filter current I1, and filter voltage Vf can be obtained.
Methods for discretizing equations (7) and (10) to (12) to form algebraic equations include Euler's method, Runge's method, and Kutta's method. Here, Euler's method will be described. When data collection and calculation are performed at each sampling interval ΔT, when the Euler method at a minute time ΔT is applied to the equations (7), (10) to (12), the following (13) to (16) It becomes like a formula.
[0018]
[Expression 10]

The predicted value, which is the solution value of the Euler method, is as follows when the previous predicted value is represented by a subscript [n] and the current predicted value is represented by a subscript [n + 1].
[I [n]] t = [Ids [n], Iqs [n], Idr [n], Iqr [n]]
[V [n]] t = [Vds [n], Vqs [n]]
[I [n + 1]] t = [Ids [n + 1], Iqs [n + 1], Idr [n + 1], Iqr [n + 1]]
It is.
[0019]
Accordingly, the phase voltage applied to the three-phase induction motor is sampled every minute time ΔT, and the calculations of equations (13) to (16) are performed. Voltage [V [n]] t, electrical angular velocity prediction value ωr [n] of the previous calculation, stator and rotor d, q-axis current prediction value [I [n]] t, and filter current prediction value I1 [ n] and the predicted filter voltage value Vf [n], the current electrical angular velocity predicted value ωr [n + 1], the stator and the rotor d, and the q-axis current prediction according to the equations (13) to (16). The value [I [n + 1]] t, the predicted filter current value I1 [n + 1], and the predicted filter voltage value Vf [n + 1] can be calculated.
Here, ωr in equation (8) uses the predicted electrical angular velocity value ωr [n], and the stator d, q-axis voltage [V [n]] is the phase voltage Vu, Vv, Vw of the three-phase induction motor. It can be calculated by the following equation (17).
[0020]
[Expression 11]

The stator d, q-axis current Ids [n + 1], and Iqs [n + 1] in the calculated current predicted value [I [n + 1]] t are extracted, and according to the following equation (18): Two-phase three-phase conversion is performed by the inverse matrix [C] ⁻¹ of the conversion matrix [C] to calculate three-phase current predicted values Iu [n + 1], Iv [n + 1], and Iw [n + 1].
[0021]
[Expression 12]

The calculated three-phase current prediction values Iu [n + 1], Iv [n + 1], Iw [n + 1], the electrical angular velocity prediction value ωr [n + 1], and the smoothing capacitor voltage prediction value Vf [n By feeding back +1] to the control amplifier 1, the control amplifier 1 performs the same operation as when the induction motor is driven by the VVVF inverter.
[0022]
Further, the control amplifier 1 of the VVVF inverter outputs a gate signal G, but when both the upper and lower switching elements of each phase leg are erroneously turned ON, the DC power supply is short-circuited.
If the short-circuit phenomenon is detected by the calculation as described above, a short-circuit of the switching element may not be detected for a short time due to the calculation in the microcomputer that requires a certain amount of time.
Therefore, for example, by ANDing the upper and lower gate signals GUP and GUN of the U-phase leg, when both the gate signals GUP and GUN become 1, the AND output becomes 1, and this 1 state is maintained and short-circuited. By outputting the detection signal E to the control amplifier of the VVVF inverter, an abnormality of the gate signal G can be notified even if the short-circuit is short.
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0023]
DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 is a control circuit block diagram showing a control amplifier test method and apparatus for a VVVF inverter to which claim 1 of the present invention is applied. In the figure, 1 is a control amplifier for a VVVF inverter, 10 is a control amplifier test apparatus for a VVVF inverter, 11 is a d- and q-axis voltage calculation circuit, 12 is a current calculation circuit, 13 is a 2-phase / 3-phase conversion circuit, and 14 is A filter voltage calculation circuit, 15 is a rotation speed calculation circuit, 16 is a D / A conversion circuit, and 17 is a short circuit detection circuit.
[0024]
The control amplifier test apparatus 10 for the VVVF inverter receives the gate signal G from the control amplifier 1 for the VVVF inverter, and outputs the three-phase current signals Iu ′, Iv ′, Iw ′, the filter voltage signal Vf ′, and the electrical angular velocity signal ωr ′ to VVVF. In order to output to the control amplifier 1 of the inverter, d, q-axis voltage calculation circuit 11, current calculation circuit 12, 2-phase / 3-phase conversion circuit 13, filter voltage calculation circuit 14, rotation speed calculation circuit 15, D / A conversion The circuit 16 and the short circuit detection circuit 17 according to claim 1 are included.
[0025]
The control amplifier 1 of the VVVF inverter has the gate signal G shown in the main circuit connection diagram of the VVVF inverter in FIG. 2, that is, the U-phase gate signals GUP and GUN, the V-phase gate signals GVP and GVN, and the W-phase gate signal GWP, The GWN is output to the d and q axis voltage calculation circuit 11 and the short circuit detection circuit 17.
Gate signals GUP and GUN are P-side and N-side gate signals of the U-phase switching element. When “1”, the element is ON, and when “0”, the element is OFF.
These gate signals GUP and GUN are either “1” or both are “0” in order to prevent a switching element short circuit between the U-phase legs.
The same applies to gate signals of other phases.
[0026]
The d and q-axis voltage calculation circuit 11 inputs the gate signal G of each phase and the predicted three-phase currents Iu, v, and w, and the positive and negative polarities of the gate signal G of each phase and the predicted three-phase currents Iu, v, and w To calculate each phase voltage Vu, v, w, and further calculate the stator d, q-axis voltages Vds, Vqs by the equation (17), and calculate the calculated stator d, q-axis voltages Vds, Vqs as current. The result is output to the arithmetic circuit 12 and the filter voltage arithmetic circuit 14.
[0027]
That is, when the relative value (1 or 0) of each phase output potential of the PWM converter 104 with respect to the negative side of the DC power supply VS in FIG. 2 is named ground potential VG, for example, in the U phase, when the gate signal GUP = 1, The U relative ground potential VGU = 1, otherwise, the U relative ground potential VGU = 0 when the gate signal GUN = 1.
However, when both the P-side and N-side gate signals are 0, the phase voltage is determined by the direction in which the phase current flows. Therefore, when the gate signal GUP = GUN = 0 and the U-phase current Iu ≧ 0, When the U relative ground potential VGU = 0, the gate signal GUP = GUN = 0, and the U-phase current Iu <0, the U relative ground potential VGU = 1.
[0028]
Since the ground potentials VGV and VGW of other phases can be obtained in the same manner, the operation voltages Vu, Vv and Vw are obtained by the following equations (19) and (20) using the filter voltage VF. Furthermore, the operation stator d and the q-axis voltages Vds and Vqs can be obtained from the equation (17).
[0029]
[Formula 13]

The current calculation circuit 12 inputs the stator d, the q-axis voltages Vds [n], Vqs [n] and the predicted electrical angular velocity value ωr [n] output from the rotation number calculation circuit 15 at every sampling time interval ΔT. Based on the equation (13), the current fixed value is calculated based on the previous calculation result of the stator and rotor d, q-axis current predicted values Ids [n], Iqs [n], Idr [n], and Iqr [n]. The rotor and rotor d, q-axis current predicted values Ids [n + 1], Iqs [n + 1], Idr [n + 1], Iqr [n + 1] are calculated, and these values are stored internally. At the same time, it is output to the 2-phase / 3-phase conversion circuit 13, the filter voltage calculation circuit 14, and the rotation speed calculation circuit 15.
[0030]
The two-phase / three-phase conversion circuit 13 inputs the stator d, the q-axis current predicted values Ids [n] and Iqs [n] output from the current calculation circuit 12, and the three-phase current based on the equation (18). Predicted values Iu [n + 1], Iv [n + 1], and Iw [n + 1] are calculated, and these values are output to the d and q-axis voltage calculation circuit 11 and the D / A conversion circuit 16.
[0031]
The filter voltage calculation circuit 14 includes a stator and a rotor d, q-axis current predicted values Ids [n] and Iqs [n], and a calculation stator d and q-axis that are output from the current calculation circuit 12 every sampling time interval ΔT. By inputting the voltages Vds and Vqs, the current filter input current based on the equations (15) and (16) based on the filter input current predicted value I1 [n] and the filter voltage predicted value Vf [n] of the previous calculation result The predicted value I1 [n + 1] and the predicted filter voltage value Vf [n + 1] are calculated and stored in the interior, and the predicted filter voltage value Vf [n + 1] is converted to the D / A conversion circuit 16. Output to.
Here, in equation (16), division is impossible if the predicted filter voltage value Vf [n] is zero, but there is no large calculation error even if a small value of a certain dummy is used as a base.
[0032]
The rotation speed calculation circuit 15 outputs the stator and rotor d, q-axis current predicted values Ids [n], Iqs [n], Idr [n], Iqr [ n], and the current electrical angular velocity prediction value ωr [n + 1] is calculated based on the formula (14) using the electrical angular velocity prediction value ωr [n] of the previous calculation result. The data is stored and output to the current calculation circuit 12 and the D / A conversion circuit 16.
[0033]
The D / A converter circuit 16 receives the predicted three-phase current values Iu [n], Iv [n], and Iw [n] from the two-phase / three-phase converter circuit 13 and the predicted filter voltage value Vf [ n] is further inputted with an electrical angular velocity prediction value ωr [n] from the rotational speed calculation circuit 15, and digital / analog conversion is performed for each to obtain three-phase current signals Iu ′, Iv ′, Iw ′, filter voltage signal Vf ′, And the electrical angular velocity signal ωr ′ is output to the control amplifier 1 of the VVVF inverter.
Here, if the control amplifier 1 of the VVVF inverter receives the digital signal and performs control, the D / A conversion circuit 16 may be omitted.
[0034]
The short circuit detection circuit 17 is composed of a digital AND circuit and a holding circuit, and inputs gate signals GUP, GUN, GVP, GVN, GWP, and GWN of each phase output from the control amplifier 1 of the VVVF inverter. The gate signals GUP and GUN are ANDed and the AND output is input to a holding circuit that operates at the rising edge of the input. The same applies to the other phases, and the output of the holding circuit is output to the control amplifier 1 of the VVVF inverter as the short circuit signal E of the short circuit detector 17.
[0035]
【The invention's effect】
As described above in detail, in the test apparatus of the present invention, the electrical angular velocity of the induction motor to be simulated and the filter voltage of the VVVF inverter DC power supply unit are connected to the gate output terminal of the control amplifier of the VVVF inverter which is the device under test. Each variable is unambiguously calculated and predicted not to change rapidly, and the induction motor, load and VVVF inverter to be driven by the VVVF inverter are reduced by reducing the order of the simultaneous differential equations of the DC power supply unit of the induction motor, load and VVVF inverter. In order to output the three-phase current signal of the VVVF inverter, the filter voltage signal, and the electric angular velocity signal of the induction motor, which are calculated from the electric constants of the DC power supply unit, to the control amplifier of the VVVF inverter, the control amplifier of the VVVF inverter is as if its gate signal To control and guide the VVVF inverter It operates as if driving the motive, the test apparatus operates as a control amplifier testing device VVVF inverter without main circuit of the rotating body and PWM inverter equivalently.
Therefore, the control amplifier test method and apparatus for the VVVF inverter of the present invention are extremely useful in practice.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a control circuit block diagram of a control amplifier test apparatus for a VVVF inverter according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a main circuit connection diagram of a conventional VVVF inverter.
[Explanation of symbols]
1, VVVF inverter control amplifier 10, VVVF inverter control amplifier test apparatus 11, d, q-axis voltage calculation circuit 12, current calculation circuit 13, two-phase / three-phase conversion circuit 14, filter voltage calculation circuit 15, rotation speed calculation Circuit 16, D / A conversion circuit 17, short circuit detection circuit 101, DC power supply 102, filter reactor 103, filter capacitor 104, PWM converter 105, induction motor 106, DC voltage detector 107, current detector 108, rotation speed detection vessel

Claims

In the control amplifier test apparatus for the VVVF inverter connected to the gate output terminal of the control amplifier of the VVVF inverter, which is the device under test, and equivalently operating the VVVF inverter main circuit section and the induction motor , ON / OFF from the control amplifier Relative ground potentials VGU, VGV, VGW obtained from the positive and negative polarities of predicted phase currents Iu, Iv, Iw calculated from the respective phase gate signals and induction motor constants are input, and the filter voltage Vf is used (19 ) And (20)

Based on the calculation phase voltages Vu, Vv, and Vw calculated by the above equation , the conversion d and the q-axis voltages Vds [n] and Vqs [n] are expressed by Equation (17) using the conversion matrix [C].

D, q-axis voltage calculation circuit to be output, and the predicted electrical angular velocity ωr [n + 1] calculated from the d, q-axis voltages Vds [n], Vqs [n] and the induction motor constant , and the conversion matrix [A ], [B] and the predicted stator and rotor d calculated from the induction motor constant using the minute time ΔT , q-axis current Ids [n + 1], Iqs [n + 1], Idr [n + 1], Iqr [n + 1] (13)

And the predicted stator and rotor d and q-axis current are input , and the predicted electrical angular velocity ωr [n + 1] using the differential operator P, the excitation inductance M, and the inertia moment J of the load. ] (14)

, And the predicted stator d and q-axis currents are input, and the predicted respective phase currents Iu, Iv, and Iw are expressed by Equation (18).

The two-phase / three-phase conversion circuit that outputs the signal, the predicted stator d, the q-axis current and the d, q-axis voltage are input, and the main circuit portion of the VVVF inverter using the inductance Ld, resistance Rd, and capacitance Cd The predicted filter current calculated from the constants and the voltages I1 [n + 1] and Vf [n + 1] are expressed by equations (15) and (16).

The filter voltage calculation circuit that calculates the predicted filter voltage Vf [n + 1] by the calculation and the predicted phase currents Iu, Iv, Iw , the predicted filter voltage Vf [n + 1], and the predicted electrical angular velocity ωr [n + 1] A VVVF inverter control amplifier test apparatus comprising a D / A conversion circuit for D / A converting these values.

Wherein said control amplifier VVVF inverter holds the AND output of the gate signal of each phase of the upper and lower arms to be output, providing the short circuit detection circuit for outputting a control amplifier of the VVVF inverter and AND output obtained by the holding as a short detection signal Item 5. A control amplifier test apparatus for a VVVF inverter according to Item 1 .