JP4342019B2

JP4342019B2 - VVVF inverter testing equipment

Info

Publication number: JP4342019B2
Application number: JP02105399A
Authority: JP
Inventors: 剛塩田; 孝佳田中
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 1999-01-29
Filing date: 1999-01-29
Publication date: 2009-10-14
Anticipated expiration: 2019-01-29
Also published as: JP2000224865A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明はＶＶＶＦインバータの試験装置に関わり、特にＶＶＶＦインバータの負荷として誘導電動機を接続した時と等価な動作をする装置を、主としてＰＷＭコンバータにより構成したＶＶＶＦインバータの試験装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
交流電源を直流に変換し、さらに可変電圧可変周波数の交流に変換するＶＶＶＦインバータの負荷として、誘導電動機が接続される。
このＶＶＶＦインバータが正規の動作をしているかどうかを確認するのに、実際に使用する誘導電動機を接続するか、縮小モデルの誘導電動機を接続するかして試験を行っていた。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
このように実際の誘導電動機をＶＶＶＦインバータの負荷として接続して試験をすると、誘導電動機や周辺の回転体装置のセットに多大な時間を要すると共に、多くの電力が必要となる。
又、縮小モデルの誘導電動機により試験をすると、実際の誘導電動機および周辺の回転体装置と等価な縮小モデルをそのつど別に作成しなければならず、場合によってはＶＶＶＦインバータも縮小モデルを作成しなければならないという問題があった。
【０００４】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、ＶＶＶＦインバータの負荷としての誘導電動機の動作を、実時間で等価に振舞う試験装置を、回転体を有せず、電力回生が可能であり、しかも試験装置内のソフト定数変更のみで全ての誘導電動機の模擬に対応できる試験装置を、電気回路のみで実現するＶＶＶＦインバータの試験装置を提供するものである。
【０００５】
【課題を解決するための手段】
その目的を達成するための手段を以下に説明する。
本発明の原理を３相誘導電動機の等価回路４次連立微分方程式により説明する。
３相２相変換行列を下記に示す［数１］の（１）式の〔Ｃ〕とし、かご形３相誘導電動機の固定子（略字Ｓで表す）のｄおよびｑ軸成分の電圧をVds、Vqs、固定子および回転子（略字ｒで表す）のｄおよびｑ軸成分の電流をIds、Iqs、Idr、Iqr、固定子および回転子の抵抗および自己インダクタンスをRs、Rr、Ls、Lr、励磁インダクタンスをＭ、３相誘導電動機の極対数pと回転角速度ωｍの積を新たに電気角速度と名付け、それをωｒとすると、微分演算子Ｐ（＝d／dt）を使用して、３相誘導電動機の等価回路４次連立微分方程式は［数１］の（２）式で表される。
ここで、実際には３相誘導電動機の電流によるトルクと、電気角速度ωｒの間には微分方程式が介在するが、誘導電動機の負荷イナーシャが大きいと、電気角速度ωｒは一定と見なして良い。
【０００６】
【数１】

【０００７】
ここで本発明では、誘導電動機電気定数および、今、演算しようとしている微小時間ではほとんど変化せず、ほぼ一定と考えて良い電気角速度ωｒを与え、固定子入力d、q軸電圧Vds、Vqsが決まると、（２）式より固定子入力d、q軸電流が一時的に定まる事を利用する。この一定の電気角速度ωｒを、他から与える事により連立微分方程式の次数を下げる事ができ、演算が容易になる。
（２）式は次に示す［数２］の（３）式の如き４次連立微分方程式の形に変形され、さらに（３）式を離散化して、４次連立代数方程式の形にする事により、ＤＳＰ（デイジタル・シグナル・プロセッサ）等のマイクロコンピュータにより演算して、固定子および回転子d、q軸電流、Ids、Iqs、Idr、Iqrを求める事ができる。
【０００８】
【数２】

【０００９】
（３）式を離散化して、４次連立代数方程式の形にする方法は、オイラー法、ルンゲ・クッタ法等があるが、ここではオイラー法により説明する。
（３）式に対して微小時間ΔΤでオイラー法を適用すると、［数３］に示す（６）式の如くなる。ここで、〔〕tは転置行列を、添字nは前回サンプリング時の予測値を、添字n+1は今回予測値をそれぞれ表し、
〔Ｉｎ〕t＝〔Ｉｄｓ[n]、Ｉｑｓ[n]、Ｉｄｒ[n]、Ｉｑｒ[n]〕
〔Ｉｎ＋１〕t＝〔Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]、Ｉｄｒ[n+1]、Ｉｑｒ[n+1]〕
である。
【００１０】
【数３】

【００１１】
従って、微小時間ΔΤ毎に３相誘導電動機に印加される相電圧をサンプリングし、（６）式の演算を行うとして、今回サンプリング時の３相誘導電動機の固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〕とおよび電気角速度ωｒと、前回演算の固定子および回転子ｄ、ｑ軸電流予測値〔Ｉｎ〕を使用して、（６）式により今回の電流予測値〔Ｉｎ＋１〕を演算できる。
ここで、固定子ｄ、ｑ軸電圧〔Ｖ〕は、３相誘導電動機の相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷより［数４］の（７）式により演算でき、さらに電気角速度ωｒは変化が遅いために一定と見なし、外部から与えられる。
【００１２】
【数４】

【００１３】
演算された電流予測値〔Ｉｎ＋１〕の中の固定子ｄ、ｑ軸電流Ｉｄｓ[n+1]、Ｉｑｓ[n+1]を取り出し、［数４］の（８）式に従って、変換行列〔Ｃ〕の逆行列〔Ｃ〕 ^{− 1}により２相３相変換して３相固定子電流ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊を演算する。この３相固定子電流ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊をＶＶＶＦインバータの相電流指令値として、実際のＶＶＶＦインバータの相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが指令値に一致するように、ＰＷＭコンバータのスイッチング制御を行うと、交流側に直列にリアクトルを有するＰＷＭコンバータは等価的に３相誘導電動機となる。
【００１４】
本発明は上記原理に基づき、前述した課題を解決したものであり、１．請求項１において、被試験機であるＶＶＶＦインバータの交流出力端に接続されたＰＷＭコンバータを有し、等価的に誘導電動機の動作をするＶＶＶＦインバータの試験装置において、設定回転数発生回路より任意に設定される誘導電動機の設定電気角速度を前記ＶＶＶＦインバータの制御装置に出力し、該設定電気角速度と前記ＶＶＶＦインバータの交流出力電圧値を入力し、予め設定された誘導電動機の電気定数とによりＶＶＶＦインバータの相電流指令値を演算し、該相電流指令値にＶＶＶＦインバータの相電流が一致する如く前記ＰＷＭコンバータを制御するものである。
【００１５】
２．請求項２において、さらに、前記相電流指令値は、誘導電動機の４次連立微分方程式を離散化して４次連立代数方程式となし、サンプリング時間毎に今回の誘導電動機ｄ、ｑ軸電流予測値より次回のｄ、ｑ軸電流予測値を演算し、この電流予測値を２相３相変換して求めるものである。
【００１６】
３．請求項３において、さらに、ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの主回路は、交流側が絶縁トランスおよびリアクトルを介して直列接続され、ＰＷＭコンバータの直流側はＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続されるものである。
【００１７】
４．請求項４において、
前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に結合リアクトルを直列に接続し、該結合リアクトル（バランサ）の反ＶＶＶＦインバータ側にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反結合リアクトル側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側は前記ＶＶＶＦインバータの直流側と並列接続した事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置である。
【００１８】
５．請求項５において、
前記ＶＶＶＦインバータの試験装置は、ＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを直列に接続し、該絶縁トランスの出力端にリアクトルを直列に接続し、該リアクトルの反絶縁トランス側にＰＷＭコンバータを接続し、該ＰＷＭコンバータの直流側に並列に直流コンデンサを接続し、前記ＰＷＭコンバータに直列に直流を交流に変換するＰＷＭインバータを接続し、該ＰＷＭインバータの交流側を交流電源に接続し、前記ＰＷＭインバータにより前記交流電源とのエネルギーの授受を行う事を特徴とする請求項１記載のＶＶＶＦインバータの試験装置である。
【００１９】
これにより、上述したように、ＶＶＶＦインバータと接続された交流側に直列に絶縁トランスとリアクトルを有し、直流側に並列に直流コンデンサを有するＰＷＭコンバータは、回転体を有せず、等価的に誘導電動機と同一の動作をなす事ができる。しかも、直流側がＶＶＶＦインバータと並列に接続されているので、ＶＶＶＦインバータがカ行時には、ＶＶＶＦインバータの直流部、ＶＶＶＦインバータ、ＰＷＭコンバータ、ＰＷＭコンバータの直流部、ＶＶＶＦインバータの直流部の順序でエネルギーが循環し、又、ＶＶＶＦインバータが回生時には、ＰＷＭコンバータの直流部、ＰＷＭコンバータ、ＶＶＶＦインバータ、ＶＶＶＦインバータの直流部、ＰＷＭコンバータの直流部の順序でエネルギーが循環するために、途中の配線等の損失分だけのエネルギーを他の電源より供給すれば良い。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて詳述する。
【００２０】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明が適用されたＶＶＶＦインバータの試験装置の系統図を示すものである。同図において、１００はＶＶＶＦインバータの試験装置、１は相電圧検出器、２は絶縁トランス、３はリアクトル、４はＤＣＣＴ、５はＰＷＭコンバータ、６は直流コンデンサ、２０１は交流電源、２０２は整流器、２０３はＶＶＶＦインバータである。
ＰＷＭコンバータ５は、スイッチング素子と逆並列に接続されたダイオードで構成されるスイッチ５１〜５６をブリッジ接続して構成される。
図２は、本発明のＶＶＶＦインバータの試験装置の制御回路の実施例を示す図である。１１は電流指令演算回路、１２はゲート発生回路、１３は設定回転数発生回路である。
【００２１】
図１において、ＶＶＶＦインバータ２０３は交流電源２０１より整流器２０２を経て供給される直流電力を入力して内蔵する直流コンデンサと、ＰＷＭ変換器のスイッチング制御により、直流を３相交流に変換して出力する。この時ＶＶＶＦインバータ２０３の制御回路（図示せず）は、図２に示すＶＶＶＦインバータの試験装置１００の制御回路内の設定回転数発生回路１３より出力される誘導電動機の設定電気角速度ωｒと、ＶＶＶＦインバータ２０３の３相出力電流を入力して、ＶＶＶＦインバータ２０３があたかも誘導電動機を駆動していると等価なＰＷＭ変換器のスイッチング制御指令を発生する。
【００２２】
ＶＶＶＦインバータの試験装置１００は相電圧検出器１、絶縁トランス２、リアクトル３、ＤＣＣＴ４、ＰＷＭコンバータ５、直流コンデンサ６と図２で示す制御回路により構成され、直流コンデンサ６の正側と負側は各々ＶＶＶＦインバータ２０３の直流入力の正側と負側に並列接続される。
絶縁トランス２は、ＶＶＶＦインバータ２０３とＰＷＭコンバータ５の交流側を電気的に絶縁して、直流短絡電流を防ぐもので、その１次側はＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力に、２次側はリアクトル３に接続される。
【００２３】
相電圧検出器１はＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷを検出して、図２の電流指令演算回路１１に出力する。
リアクトル３の反絶縁トランス２側は、ＰＷＭコンバータ５の交流側に直列に接続される。
ＤＣＣＴ４はＰＷＭコンバータ５の３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷ、すなわち交流的に等価な値であるＶＶＶＦインバータの相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出して、図２のゲート信号発生回路１２に出力する。
【００２４】
電流指令演算回路１１は、サンプリング時間間隔ΔΤ毎にＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力相電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷおよび設定回転数発生回路１３より出力される誘導電動機の設定電気角速度ωｒを入力して、（７）、（３）、（６）、（８）式に基づき３相固定子電流ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊を演算し、ＶＶＶＦインバータの相電流指令値としてゲート発生回路１２に出力する。
ここで、（４）、（５）式で使用される誘導電動機の電気定数を変更する事により、全ての誘導電動機の模擬を行う事が可能であり、ＶＶＶＦインバータ２０３の交流出力電圧基本波周波数と回転角速度ωｍとの関係を変化させる事、すなわち、設定回転数発生回路１３の出力である設定電気角速度ωｒを変化させる事により、負荷の大小、カ行、回生を摸擬する事ができる。
【００２５】
ゲート信号発生回路１２はＶＶＶＦインバータの相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊と、ＤＣＣＴ４より検出されたＰＷＭコンバータ５の３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを入力し、３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷが、各々ＶＶＶＦインバータの相電流指令値ＩＵ＊、ＩＶ＊、ＩＷ＊と一致するようにＰＷＭコンバータ５のゲート信号を出力する。
具体的には、交流電流ＩＵが相電流指令値ＩＵ＊より大きい時スイッチ５１をＯＮ、スイッチ５２をＯＦＦし、交流電流ＩＵが相電流指令値ＩＵ＊より小さい時、スイッチ５１をＯＦＦ、スイッチ５２をＯＮするように制御する。
【００２６】
図３は本発明の他の実施例を示すもので、絶縁トランス２の代わりに、３相結合リアクトル７を用いたものである。
上記３相結合リアクトル７は３相間に結合を持たせたもので、３相交流電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷの和が零になるように働き、零相電流を抑えるので、ＰＷＭコンバータのスイッチング周波数がある程度高ければ、鉄心の飽和磁束を低く抑えた小さな３相結合リアクトル７で、３相トランスと同等の電気的絶縁作用を持たせる事ができ、十分に経済的な装置を構成する事ができる。
【００２７】
図４は本発明の他の実施例を示すもので、ＶＶＶＦインバータの試験装置１００内のＰＷＭコンバータ５の直流側に直列に、スイッチ８１〜８６で構成されるＰＷＭインバータ８の直流側を接続し、ＰＷＭインバータ８の交流側は交流電源へ接続したもので、ＰＷＭコンバータ５の制御は前記と同様に行う。
【００２８】
この図４の実施例では、ＶＶＶＦインバータ２００の直流側とＰＷＭコンバータ５の直流側は接続せず、ＶＶＶＦインバータの試験装置１００内のＰＷＭインバータ８の直流電圧制御（制御回路は図示せず）により交流源とのエネルギーの授受を行うものである。
【００２９】
図１および図３、４でリアクトル３を用いているが、絶縁トランス２および３相結合リアクトル７に大きな漏れインダクタンス分を持たせれば、リアクトル３は無くても良い。
【００３０】
【発明の効果】
以上詳述したように、本発明においては、被試験装置であるＶＶＶＦインバータの交流出力端に絶縁トランスを介してＰＷＭコンバータを接続し、電気角速度を一義的に設定して、誘導電動機の微分方程式の次数を下げて、ＶＶＶＦインバータが駆動しようとする誘導電動機の電気定数と設定電気角速度とＶＶＶＦインバータの交流出力電圧により演算したＶＶＶＦインバータの相電流指令とＶＶＶＦインバータの相電流とが等しくなるようにＰＷＭコンバータを制御するために、絶縁トランスとＰＷＭコンバータは回転体の無い、構造物のセッティングの必要の無い等価的な誘導電動機として動作をする。
しかも、試験装置内の誘導電動機の電気定数の変更により、簡単に全ての誘導電動機の模擬を行える。
又、ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの直流部は並列に接続されているために、ＶＶＶＦインバータとＰＷＭコンバータの間で交流的に行われたエネルギーの授受は、エネルギーが一巡するように直流部を介して直流的にエネルギーの授受が行われるために、配線上での損失やＰＷＭコンバータを構成するスイッチの損失等の損失分を交流電源から供給すれば良く、大きな省電力効果を有する装置であり、実用上、極めて有用性の高いものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の請求項３記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【図２】本発明の請求項１，２記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置の制御回路を示す図である。
【図３】本発明の請求項４記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【図４】本発明の請求項５記載の一実施例のＶＶＶＦインバータの試験装置を示す系統図である。
【符号の説明】
１．相電圧検出器
２．絶縁トランス
３．リアクトル
４．ＤＣＣＴ
５．ＰＷＭコンバータ
６．直流コンデンサ
７．結合リアクトル
８．ＰＷＭインバータ
１１．電流指令演算回路
１２．ゲート発生回路
１３．設定回転数発生回路[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a test apparatus for a VVVF inverter, and more particularly to a test apparatus for a VVVF inverter in which a device that operates equivalently to the case where an induction motor is connected as a load of the VVVF inverter is mainly composed of a PWM converter.
[0002]
[Prior art]
An induction motor is connected as a load of a VVVF inverter that converts AC power into DC and further converts it into AC of variable voltage and variable frequency.
In order to confirm whether or not the VVVF inverter is operating properly, a test was conducted by connecting an induction motor that is actually used or by connecting a reduced model induction motor.
[0003]
[Problems to be solved by the invention]
Thus, when an actual induction motor is connected as a load of the VVVF inverter and the test is performed, it takes a lot of time to set the induction motor and the peripheral rotating body device, and a lot of electric power is required.
Also, when testing with a reduced model induction motor, a reduced model equivalent to the actual induction motor and the surrounding rotating body device must be created separately, and in some cases the VVVF inverter must also create a reduced model. There was a problem that had to be done.
[0004]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a test apparatus that behaves equivalently in real time as an operation of an induction motor as a load of a VVVF inverter without using a rotating body. The present invention provides a test apparatus for a VVVF inverter that can be regenerated and can realize a test apparatus that can simulate all induction motors only by changing a soft constant in the test apparatus, using only an electric circuit.
[0005]
[Means for Solving the Problems]
Means for achieving the object will be described below.
The principle of the present invention will be described using an equivalent circuit quaternary simultaneous differential equation of a three-phase induction motor.
The three-phase two-phase conversion matrix is represented by [C] in the equation (1) of [Equation 1] below, and the voltages of the d and q-axis components of the stator (represented by the abbreviation S) of the cage three-phase induction motor are expressed as Vds. , Vqs, d and q axis component currents of the stator and rotor (represented by the abbreviation r), Ids, Iqs, Idr, Iqr, stator and rotor resistance and self-inductance Rs, Rr, Ls, Lr, The exciting inductance is M, and the product of the pole pair number p of the three-phase induction motor and the rotational angular velocity ωm is newly named the electric angular velocity, and if it is denoted as ωr, the differential operator P (= d / dt) is used. An equivalent circuit quaternary differential equation of the induction motor is expressed by Equation (2) in [Equation 1].
Here, a differential equation is actually interposed between the torque due to the current of the three-phase induction motor and the electrical angular velocity ωr, but if the load inertia of the induction motor is large, the electrical angular velocity ωr may be considered constant.
[0006]
[Expression 1]

[0007]
Here, in the present invention, the electric constant of the induction motor and the electric angular velocity ωr that hardly changes in the minute time that is about to be calculated and that can be considered to be substantially constant are given, and the stator input d and the q-axis voltages Vds and Vqs are Once determined, the fact that the stator input d and q-axis currents are temporarily determined from equation (2) is used. By giving this constant electrical angular velocity ωr from others, the order of the simultaneous differential equations can be lowered, and the calculation becomes easy.
Equation (2) is transformed into the form of a fourth-order simultaneous differential equation such as the following equation (3) of [Equation 2], and the equation (3) is further discretized to form a fourth-order simultaneous algebraic equation. Thus, the stator and rotor d, q-axis current, Ids, Iqs, Idr, and Iqr can be calculated by a microcomputer such as a DSP (digital signal processor).
[0008]
[Expression 2]

[0009]
Methods for discretizing equation (3) to form a fourth-order simultaneous algebraic equation include the Euler method and the Runge-Kutta method. Here, the Euler method will be described.
When the Euler method is applied to the equation (3) with a minute time ΔΤ, the equation (6) shown in [Equation 3] is obtained. Here, [] t represents a transposed matrix, subscript n represents a predicted value at the time of previous sampling, subscript n + 1 represents a current predicted value,
[In] t = [Ids [n], Iqs [n], Idr [n], Iqr [n]]
[In + 1] t = [Ids [n + 1], Iqs [n + 1], Idr [n + 1], Iqr [n + 1]]
It is.
[0010]
[Equation 3]

[0011]
Accordingly, the phase voltage applied to the three-phase induction motor is sampled every minute time ΔΤ, and the calculation of equation (6) is performed. As a result, the stator d and q-axis voltage [V] of the three-phase induction motor at the time of sampling are calculated. The current predicted current value [In + 1] can be calculated by the equation (6) using the electrical angular velocity ωr and the previously calculated stator and rotor d, q-axis current predicted value [In].
Here, the stator d and q-axis voltage [V] can be calculated from the phase voltages VU, VV, and VW of the three-phase induction motor according to the equation (7), and the electrical angular velocity ωr changes slowly. It is given from the outside.
[0012]
[Expression 4]

[0013]
The stator d and q-axis currents Ids [n + 1] and Iqs [n + 1] in the calculated current prediction value [In + 1] are extracted, and the transformation matrix [C inverse of] [C] ^{- 1} by 3-phase stator and converts the two-phase to three-phase currents IU *, IV *, calculates the IW *. Using this three-phase stator current IU *, IV *, IW * as a phase current command value for the VVVF inverter, switching control of the PWM converter so that the phase currents IU, IV, IW of the actual VVVF inverter coincide with the command value As a result, a PWM converter having a reactor in series on the AC side is equivalent to a three-phase induction motor.
[0014]
The present invention solves the aforementioned problems based on the above principle. According to claim 1, comprising a PWM converter connected to the AC output terminal of the VVVF inverter is under tester apparatus for testing VVVF inverter that the operation of equivalently induction motor, optionally than the set rotational speed generating circuit The set electrical angular velocity of the induction motor to be set is output to the control device of the VVVF inverter, the set electrical angular velocity and the AC output voltage value of the VVVF inverter are input, and the VVVF inverter is set according to a preset electrical constant of the induction motor And the PWM converter is controlled so that the phase current of the VVVF inverter matches the phase current command value.
[0015]
2. 3. The phase current command value according to claim 2, wherein the phase current command value is discretized from a fourth-order simultaneous differential equation of the induction motor to form a fourth-order simultaneous algebraic equation, and from the current induction motor d and the q-axis current predicted value at each sampling time. The next d and q-axis current predicted values are calculated, and the current predicted values are obtained by two-phase and three-phase conversion.
[0016]
3. Further, in the main circuit of the VVVF inverter and the PWM converter, the AC side is connected in series via an insulation transformer and a reactor, and the DC side of the PWM converter is connected in parallel with the DC side of the VVVF inverter.
[0017]
4). In claim 4,
In the test apparatus for the VVVF inverter, a coupling reactor is connected in series to the AC output terminal of the VVVF inverter, a reactor is connected in series to the anti-VVVF inverter side of the coupling reactor (balancer), and the anti-coupling reactor side of the reactor is connected. 2. The test apparatus for a VVVF inverter according to claim 1, wherein a PWM converter is connected, and a DC side of the PWM converter is connected in parallel with a DC side of the VVVF inverter.
[0018]
5. In claim 5,
In the test apparatus for the VVVF inverter, an insulating transformer is connected in series to the AC output terminal of the VVVF inverter, a reactor is connected in series to the output terminal of the insulating transformer, and a PWM converter is connected to the anti-insulating transformer side of the reactor. A DC capacitor connected in parallel to the DC side of the PWM converter, a PWM inverter for converting DC to AC in series connected to the PWM converter, an AC side of the PWM inverter connected to an AC power source, and the PWM inverter The VVVF inverter testing apparatus according to claim 1, wherein energy is exchanged with the AC power source by means of.
[0019]
Thus, as described above, a PWM converter having an insulating transformer and a reactor in series on the AC side connected to the VVVF inverter and having a DC capacitor in parallel on the DC side does not have a rotating body and is equivalently The same operation as an induction motor can be performed. Moreover, since the DC side is connected in parallel with the VVVF inverter, when the VVVF inverter is connected, the energy is in the order of the DC part of the VVVF inverter, the VVVF inverter, the PWM converter, the DC part of the PWM converter, and the DC part of the VVVF inverter. When the VVVF inverter is regenerated, the energy circulates in the order of the DC part of the PWM converter, the PWM converter, the VVVF inverter, the DC part of the VVVF inverter, and the DC part of the PWM converter. It is sufficient to supply as much energy from other power sources.
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
[0020]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
FIG. 1 shows a system diagram of a test apparatus for a VVVF inverter to which the present invention is applied. In the figure, 100 is a test device for a VVVF inverter, 1 is a phase voltage detector, 2 is an insulation transformer, 3 is a reactor, 4 is a DCCT, 5 is a PWM converter, 6 is a DC capacitor, 201 is an AC power supply, and 202 is a rectifier. , 203 are VVVF inverters.
The PWM converter 5 is configured by bridge-connecting switches 51 to 56 including diodes connected in antiparallel with the switching elements.
FIG. 2 is a diagram showing an embodiment of a control circuit of a test apparatus for a VVVF inverter of the present invention. 11 is a current command calculation circuit, 12 is a gate generation circuit, and 13 is a set rotation speed generation circuit.
[0021]
In FIG. 1, a VVVF inverter 203 receives DC power supplied from an AC power supply 201 through a rectifier 202, converts a DC to a three-phase AC by switching control of a DC capacitor and a PWM converter, and outputs it. . At this time, the control circuit (not shown) of the VVVF inverter 203 sets the set electric angular speed ωr of the induction motor and the VVVF output from the set speed generation circuit 13 in the control circuit of the test apparatus 100 of the VVVF inverter shown in FIG. When the three-phase output current of the inverter 203 is input, the switching control command for the PWM converter equivalent to the VVVF inverter 203 driving the induction motor is generated.
[0022]
The test apparatus 100 for the VVVF inverter is composed of a phase voltage detector 1, an insulation transformer 2, a reactor 3, a DCCT 4, a PWM converter 5, a DC capacitor 6 and a control circuit shown in FIG. Each of the VVVF inverters 203 is connected in parallel to the positive side and the negative side of the DC input.
The insulation transformer 2 electrically insulates the AC side of the VVVF inverter 203 and the PWM converter 5 to prevent a DC short-circuit current. The primary side is the AC output of the VVVF inverter 203 and the secondary side is the reactor 3. Connected to.
[0023]
The phase voltage detector 1 detects the AC output phase voltages VU, VV, and VW of the VVVF inverter 203 and outputs them to the current command calculation circuit 11 of FIG.
The anti-insulation transformer 2 side of the reactor 3 is connected in series to the AC side of the PWM converter 5.
The DCCT 4 detects the three-phase AC currents IU, IV, IW of the PWM converter 5, that is, the phase currents Iu, Iv, Iw of the VVVF inverter which are AC equivalent values, and outputs them to the gate signal generation circuit 12 of FIG. To do.
[0024]
The current command calculation circuit 11 inputs the AC output phase voltages VU, VV, VW of the VVVF inverter 203 and the set electric angular speed ωr of the induction motor output from the set rotation speed generation circuit 13 at every sampling time interval ΔΤ, 7), (3), (6), and (8) are used to calculate the three-phase stator currents IU *, IV *, and IW * and output them to the gate generation circuit 12 as phase current command values for the VVVF inverter.
Here, it is possible to simulate all the induction motors by changing the electric constants of the induction motors used in the equations (4) and (5), and the fundamental frequency of the AC output voltage of the VVVF inverter 203 By changing the relationship between the rotational angular velocity ωm and the rotational angular velocity ωm, that is, by changing the set electrical angular velocity ωr that is the output of the set rotational speed generation circuit 13, it is possible to simulate the magnitude of the load, the power line, and the regeneration.
[0025]
The gate signal generation circuit 12 inputs the phase current command values IU *, IV *, IW * of the VVVF inverter and the three-phase alternating currents IU, IV, IW of the PWM converter 5 detected by the DCCT 4 and inputs the three-phase alternating current IU , IV, IW output the gate signal of the PWM converter 5 so that the phase current command values IU *, IV *, IW * of the VVVF inverter coincide with each other.
Specifically, when the alternating current IU is larger than the phase current command value IU *, the switch 51 is turned on and the switch 52 is turned off. When the alternating current IU is smaller than the phase current command value IU *, the switch 51 is turned off. Is controlled to turn ON.
[0026]
FIG. 3 shows another embodiment of the present invention, in which a three-phase coupled reactor 7 is used instead of the insulating transformer 2.
The three-phase coupling reactor 7 has a coupling between the three phases and works so that the sum of the three-phase alternating currents IU, IV and IW becomes zero, and suppresses the zero-phase current. If it is high to some extent, a small three-phase coupling reactor 7 that keeps the saturation magnetic flux of the iron core low can provide an electrical insulation effect equivalent to that of a three-phase transformer, and a sufficiently economical device can be configured.
[0027]
FIG. 4 shows another embodiment of the present invention, in which the DC side of the PWM inverter 8 composed of the switches 81 to 86 is connected in series with the DC side of the PWM converter 5 in the test apparatus 100 for the VVVF inverter. The AC side of the PWM inverter 8 is connected to an AC power source, and the PWM converter 5 is controlled in the same manner as described above.
[0028]
In the embodiment of FIG. 4, the DC side of the VVVF inverter 200 and the DC side of the PWM converter 5 are not connected, and the DC voltage control (control circuit is not shown) of the PWM inverter 8 in the test apparatus 100 of the VVVF inverter. It exchanges energy with an AC source.
[0029]
Although the reactor 3 is used in FIGS. 1, 3, and 4, the reactor 3 may be omitted if the insulating transformer 2 and the three-phase coupling reactor 7 have a large leakage inductance.
[0030]
【The invention's effect】
As described in detail above, in the present invention, a PWM converter is connected to the AC output terminal of the VVVF inverter, which is the device under test, via an insulating transformer, the electrical angular velocity is uniquely set, and the differential equation of the induction motor is determined. So that the VVVF inverter phase current command and the VVVF inverter phase current calculated from the electric constant of the induction motor to be driven by the VVVF inverter, the set electrical angular velocity, and the AC output voltage of the VVVF inverter are equal. In order to control the PWM converter, the isolation transformer and the PWM converter operate as an equivalent induction motor without a rotating body and without having to set a structure.
In addition, all induction motors can be easily simulated by changing the electrical constants of the induction motors in the test apparatus.
In addition, since the DC part of the VVVF inverter and the PWM converter are connected in parallel, the exchange of energy between the VVVF inverter and the PWM converter is performed via the DC part so that the energy goes around. Since energy is exchanged in a direct current manner, it is only necessary to supply losses from the AC power source such as losses on the wiring and switches of the PWM converter. In addition, it is extremely useful.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a system diagram showing a test apparatus for a VVVF inverter according to an embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a diagram showing a control circuit of a test apparatus for a VVVF inverter according to one embodiment of the first and second aspects of the present invention.
FIG. 3 is a system diagram showing a test apparatus for a VVVF inverter according to an embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a system diagram showing a test apparatus for a VVVF inverter according to one embodiment of the present invention.
[Explanation of symbols]
1. 1. Phase voltage detector 2. Insulation transformer Reactor 4. DCCT
5. PWM converter 6. DC capacitor 7. 7. Combined reactor PWM inverter 11. Current command calculation circuit 12. Gate generation circuit 13. Set speed generator

Claims

In a test apparatus for a VVVF inverter that has a PWM converter that converts an alternating current connected to a direct current through a reactor at the alternating current output terminal of a VVVF inverter that is a device under test and operates equivalently to an induction motor. A set electrical angular speed of the induction motor arbitrarily set by the generator circuit is output to the control device of the VVVF inverter, and the phase of the VVVF inverter is determined by the set electrical angular speed, the AC output voltage value of the VVVF inverter, and the electrical constant of the induction motor. A test apparatus for a VVVF inverter that calculates a current command value and controls the PWM converter so that the phase current of the VVVF inverter matches the phase current command value.

The phase current command is obtained by discretizing the fourth-order simultaneous differential equation (Equation (2)) of the induction motor into a fourth-order simultaneous algebraic equation, and calculating the phase current command value of the VVVF inverter at every sampling time. 2. The test apparatus for a VVVF inverter according to claim 1, wherein the test apparatus is obtained.

The test apparatus for the VVVF inverter has an insulating transformer connected in series to the AC output terminal of the VVVF inverter, a reactor connected in series to the output terminal of the insulating transformer, and a PWM converter connected to the anti-insulating transformer side of the reactor. 2. The test apparatus for a VVVF inverter according to claim 1, wherein the DC side of the PWM converter is connected in parallel with the DC side of the VVVF inverter.

In the test apparatus for the VVVF inverter, a coupling reactor is connected in series to the AC output terminal of the VVVF inverter, a reactor is connected in series to the anti-VVVF inverter side of the coupling reactor (balancer), and the anti-coupling reactor side of the reactor is connected. 2. A test apparatus for a VVVF inverter according to claim 1, wherein a PWM converter is connected, and a DC side of the PWM converter is connected in parallel with a DC side of the VVVF inverter.

The test apparatus for the VVVF inverter has an insulating transformer connected in series to the AC output terminal of the VVVF inverter, a reactor connected in series to the output terminal of the insulating transformer, and a PWM converter connected to the anti-insulating transformer side of the reactor. A DC capacitor connected in parallel to the DC side of the PWM converter, a PWM inverter for converting DC to AC in series connected to the PWM converter, an AC side of the PWM inverter connected to an AC power source, and the PWM inverter The VVVF inverter testing apparatus according to claim 1, wherein energy is exchanged with the AC power source by means of the above.